WO2000079702A1

WO2000079702A1 - Dispositif radio

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Publication number: WO2000079702A1
Application number: PCT/JP2000/004086
Authority: WO
Inventors: Yasutaka Ogawa; Takeo Ohgane; Yoshiharu Doi
Original assignee: Japan As Represented By President Of Hokkaido University; Sanyo Electric Co., Ltd.
Priority date: 1999-06-23
Filing date: 2000-06-22
Publication date: 2000-12-28
Also published as: EP1189364B1; EP1189364A1; DE60045244D1; EP1189364B8; KR20020010720A; JP3644594B2; KR100448609B1; AU5567300A; CN1371558A; CN100380842C; EP1189364A4; US6590532B1

Description

明細書

技術分野

この発明は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更可能な無線装置の構成に関し、特に、ァダプティブアレイ無線基地局において用いられる無線装置の構成に関する。背景技術

近年、移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部のものは実用化されている。

図 30は周波数分割多重接続 (Frequency Division Multiple Access： FDM A) ，時分割多重接続（Time Division Multiple Access ： TDMA) および P DM Aの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。

まず、図 30を参照して、 FDMA， TDMAおよび PDMAについて簡単に説明する。図 30 (a) は F DMAを示す図であって、異なる周波数 f l〜 f 4 の電波でユーザ 1〜4のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ 1 〜 4の信号は周波数フィルタによって分離される。

図 30 (b) に示す TDMAにおいては、各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数 f 1〜 f 4の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。

一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、 PDMA方式が提案されている。この PDMA方式は、図 30 (c) に示すように、同じ周波数における 1つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。この PDMAでは各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とァダプティプア (adaptive array) などの相互干渉除去装置とを用いて分離される。このようなァダプティブアレイ無線基地局の動作原理については、たとえば下記の文献に説明されている。

B. Widrow, et al. ： 'Adaptive Antenna Systems, Proc. IEEE, vol. 5o, No. 12, pp. 2143-2159 (Dec. 1967 ) .

S. P. Applebaum ： "Adaptive Arrays " ， IEEE Trans. . Antennas & Propag. , vol. AP-24, No. 5, pp. 585-598 (Sept. 1976) .

0. し Frost, III ： Adaptive Least Squares Optimization Subject to Linear Equal i ty Constraints, SEL - 70 - 055, Technics丄 Report, No. 6796-2, Information System Lab.， Stanford Univ. (Aug. 1970 ) .

B. Widrow and S. D. Stearns ： Adaptive Signal Processing,

Prentice-Hall, Englewood Cliffs (1985) .

R. A. Monzingo and T. W. Miller ： Introduction to Adaptive Arrays, John Wiley & Sons, New York (1980) .

J. E. Hudson ： Adaptive Array Principles, " Peter Peregrinus Ltd. , London (1981) .

R. T. Compton, Jr. ： "Adaptive Antennas 一 Concepts and Performance, Prentice-Hall, Englewood Cliffs (1988) .

E. Nicolau and D. Zaharia ： Adaptive Arrays, Elsevier, Amsterdam (1989) .

図 3 1は、このようなァダプティブァレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図 3 1において、 1つのァダプティブアレイ無線基地局 1は、 n本のアンテナ # 1 , # 2 , # 3 , · · ·, # nからなるアレイアンテナ 2を備えており、その電波が届く範囲を第 1の斜線領域 3として表わす。一方、隣接する他の無線基地局 6の電波が届く範囲を第 2の斜線領域 7として表わす。

領域 3内で、ユーザ Aの端末である携帯電話機 4とァダプティブアレイ無線基地局 1との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印 5 ) 。一方、領域 7内で、他のユーザ Bの端末である携帯電話機 8と無線基地局 6との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印 9 ) 。

ここで、たまたまユーザ Aの携帯電話機 4の電波信号の周波数とユーザ Bの携帯電話機 8の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザ Bの位置によっては、ュ一ザ Bの携帯電話機 8からの電波信号が領域 3内で不要な干渉信号となり、ユーザ Aの携帯電話機 4とァダプティブアレイ無線基地局 1との間の電波信号に混入してしまうことになる。

このように、ユーザ Aおよび Bの双方からの混合した電波信号を受信したァダプティブアレイ無線基地局 1では、何らかの処理を施さなければ、ユーザ Aおよび Bの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきュ —ザ Aの通話が妨げられることになる。

[従来のァダプティブァレイアンテナの構成および動作]

ァダプティブアレイ無線基地局 1では、このユーザ Bからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図 3 2は、ァダプティブァレイ無線基地局 1の構成を示す概略プロック図である。

まず、ユーザ Aからの信号を A ( t ) 、ユーザ Bからの信号を B ( t ) とすると、図 3 1のアレイアンテナ 2を構成する第 1のアンテナ # 1での受信信号 X 1 ( t ) は、次式のように表わされる：

X 1 ( t ) = a 1 X A ( t ) + b 1 X B ( t )

ここで、 a l， b 1は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。次に、第 2のアンテナ # 2での受信信号 X 2 ( t ) は、次式のように表わされる：

X 2 ( t ) = a 2 X A ( t ) + b 2 X B ( t )

ここで、 a 2 , b 2も同様にリアルタイムで変化する係数である。

次に、第 3のアンテナ # 3での受信信号 X 3 ( t ) は、次式のように表わされる：

X 3 ( t ) = a 3 X A ( t ) + b 3 X B ( t )

ここで、 a 3， b 3も同様にリアルタイムで変化する係数である。

同様に、第 nのアンテナ # nでの受信信号 X n ( t ) は、次式のように表わされる：

X n ( t ) = a n X A ( t ) 十 b n X B ( t )

ここで、 a n， b nも同様にリアルタイムで変化する係数である。上記の係数 a 1， a 2, a 3， ···， a nは、ユーザ Aからの電波信号に対し、アレイアンテナ 2を構成するアンテナ # 1， #2， # 3， ■··, #nのそれぞれの相対位置が異なるため（たとえば、各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の 5倍、すなわち 1メートル程度の間隔をあけて配されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。

また、上記の係数 b l， b 2, b 3, ···, b nも同様に、ュ一ザ Bからの電波信号に対し、アンテナ # 1， #2, # 3， …， #nのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。

それぞれのアンテナで受信された信号 X 1 ( t ) ， X 2 ( t ) ， X 3 ( t ) ，

···, X n ( t) は、対応するスィッチ 1 0— 1， 10— 2， 1 0— 3， ···, 1 0 nを介してァダプティブアレイ無線基地局 1を構成する受信部 1 Rに入り、ゥエイトべクトル制御部 1 1に与えられるとともに、対応する乗算器 1 2— 1， 1 2-2, 1 2— 3， ···, 1 2— nの一方入力にそれぞれ与えられる。

これらの乗算器の他方入力には、ウェイトべクトル制御部 1 1からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み w 1， w2, w3， ···, wnが印加される。これらの重みは、後述するように、ウェイトベクトル制御部 1 1により、リアルタイムで算出される。

したがって、アンテナ # 1での受信信号 X 1 ( t ) は、乗算器 1 2— 1を経て、 w 1 X (a 1 A ( t) + b 1 B ( t) ) となり、アンテナ # 2での受信信号 x 2 ( t ) は、乗算器 1 2— 2を経て、 w2 X (a 2 A ( t ) + b 2 B ( t) ) となり、アンテナ # 3での受信信号 x 3 ( t ) は、乗算器 1 2— 3を経て、 w 3 X (a 3 A ( t) + b 3 B ( t ) ) となり、さらにアンテナ #nでの受信信号 x n ( t ) は、乗算器 1 2— nを経て、 wn X (a n A ( t ) + b n B ( t) ) となる。

これらの乗算器 1 2— 1， 1 2-2, 1 2— 3， …， 1 2— nの出力は、加算器 1 3で加算され、その出力は下記のようになる：

w 1 (a 1 A ( t ) + b 1 B (t) ) +w 2 (a 2 A ( t ) + b 2 B (t) ) 十 w 3 ( a 3 A ( t ) + b 3 B ( t ) ) 十… + wn ( a n A ( t ) + b n B (t) )

これを信号 A (t) に関する項と信号 B (t) に関する項とに分けると次のようになる：

(w l a l +w2 a 2+w3 a 3 -\ hwn a n) A ( t ) + w l b l +w 2 b 2+w3 b 3H—— hwn b n) B ( t )

ここで、後述するように、ァダプティブアレイ無線基地局 1は、ユーザ A， B を識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重み wl， w2, w 3, ■··, wnを計算する。たとえば、図 32の例では、ウェイトベクトル制御部 1 1は、本来通話すべきユーザ Aからの信号 A (t) のみを抽出するために、係数 a l， a 2, a 3， …， a n, b 1 , b 2, b 3, ···, b nを定数とみなし、信号 A ( t ) の係数が全体として 1、信号 B ( t ) の係数が全体として 0となるよつに、重み w 1， w 2 , w 3 , · ·, wnを計算する。

すなわち、ウェイトべクトル制御部 1 1は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号 A ( t) の係数が 1、信号 B ( t ) の係数が 0となる重み w 1， w 2， w 3, ···, wnをリアルタイムで算出する：

w 1 a l +w2 a 2+wd a jH h w n a n = 1

w 1 b l +w2 b 2+w3 b 3H h w n b n = 0

この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にァダプティブァレイ無線基地局において既に実用化されているものである。

このように重み w l， w 2, w 3, ···, wnを設定することにより、加算器 1 3の出力信号は下記のとおりとなる：

出力信号 = 1 XA (t) +0 XB ( t) =A ( t)

[ユーザの識別、トレーニング信号]

なお、前記のユーザ A， Bの識別は次のように行なわれる。

図 33は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるブリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とから構成される。プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでレ、る。ァダプティブアレイ無線基地局 1のウェイトべクトル制御部 1 1 (図 32) は、メモリ 14力ら取出したユーザ Aに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザ Aに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウェイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザ Aの信号は、出力信号 S_RX ( t) としてァダプティブアレイ無線基地局 1から外部出力される。

一方、図 32において、外部からの入力信号 S_TX ( t ) は、ァダプティブァレィ無線基地局 1を構成する送信部 1 Tに入り、乗算器 1 5— 1， 1 5-2, 1 5 — 3， ■··, 1 5— nの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウェイトべクトル制御部 1 1により先に受信信号に基づいて算出された重み w l， w2, w 3, ···, wnがコピーされて印加される。

これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスィッチ 10— 1， 1 0-2, 1 0-3, ···, 1 0— nを介して、対応するアンテナ # 1， #2， # 3, ···, #nに送られ、図 31の領域 3内に送信される。

ここで、受信時と同じアレイアンテナ 2を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザ Aをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザ Aに対する指向性を有するかのようにユーザ Aの携帯電話機 4により受信される。図 34は、このようなユーザ Aとァダプティブァレィ無線基地局 1との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図 3 1の領域 3に対比して、図 34の仮想上の領域 3 aに示すようにァダプティプアレイ無線基地局 1からはユーザ Aの携帯電話機 4をターゲッ卜として指向性を伴って電波信号が放射されている状態がイメージされる。上述の通り、 P DMA方式では、同一チャネル干渉を除去する技術が必要である。この点で、干渉波に適応的にヌルを向けるァダプティブアレイは、希望波のレベルより干渉波のレベルが高い場合でも効果的に干渉波を抑制できるため、有効な手段である。

ところで、基地局にァダプティブアレイを用いた場合には、受信時の干渉除去だけではなく、送信時に不要な放射を低減することも可能である。

このとき、送信時のアレイパターンは、受信時のアレイパターンを用いる力、到来方向推定などの結果から新たに生成する手法が考えられる。後者は FDD (Frequency Division Duplex) 、 Γ D D (Time Division Duplex) を問: 適用することができるが、複雑な処理が必要となる。一方、前者を FDDで用いる場合、送受信のアレイパターンが異なるため、アレイ配置やウェイトなどの補正が必要となる。このため、一般には、 TDDでの適用が前提となり、外部スロットが連続した環境では良好な特性が得られている。

以上説明したように、基地局にァダプティブアレイを用いた TDD/P DMA 方式では、上り回線で得られたアレイパターン（ウェイトベクトルパターン）を下り回線で使用する際に、角度広がりのある動的なレイリ一伝搬度を想定した場合には、上下回線間の時間差により下り回線で誤り率が劣化する場合がある。つまり、上り回線（アップリンク）でユーザ端末から基地局に電波が送信されてから、逆に基地局から下り回線（ダウンリンク）によりユーザ端末に電波を射出するまでに時間間隔があるため、ユーザ端末の移動速度が無視できない場合、基地局からの電波の射出方向と実際のユーザ端末の存在する方向との誤差のために誤り率が劣化してしまうためである。

このような伝搬路の変動を考慮した下り回線用ウェイトの推定法として、上り回線で得られたウェイトべクトル値を用いて一次外揷を行なう手法が以下の文献中に提案されている。

(1) 加藤、大鐘、小川、伊藤、信学論（B— 1 1) 、 v o L J 81 -B- I I， n o. 1， p p. 1— 9， J a n. 1 998.

( 2 ) 土居、大鐘、唐沢、信学技報、 RCS 97— 68、 p p. 27— 32、 J u l . 1 997.

しかしながら、実際にウェイトの時間変化を観測すると、直線的ではないため従来のウェイトべクトルの一次外揷による方法では誤差が大きいという問題があつた。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、ァダプティブアレイのウェイトが各アンテナ素子における応答べクトルにより一意に表わせることに注目し、応答べクトルの時間変動を推定することによって間接的にウェイトを推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、 T D D/ P DMA方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能な無線装置を提供することである。 - 発明の開示

請求項 1の無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を時分割で行なう無線装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、送信回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備える。

請求項 2記載の無線装置は、請求項 1記載の無線装置の構成に加えて、特定の端末からの送受信される信号の上り回線スロットは、上り回線スロットの先頭部に設けられる第 1の所定の大きさの第 1のトレーニングデータ領域と、上り回線スロットの最後部に設けられる第 2の所定の大きさの第 2のトレーニングデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、第 1および第 2のトレーニングデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の第 1の推定値および第 2の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、第 1および第 2の推定値を外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。

請求項 3記載の無線装置は、請求項 2記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、第 1および第 2のトレーニングデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのィンパルス応答に相当する第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルを導出する。請求項 4記載の無線装置は、請求項 3記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、複数のアンテナからの受信信号の各々と、受信信号分離回路により分離された特定の端末からの信号とのァンサンブル平均により、第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルを導出する。

請求項 5記載の無線装置は、請求項 1記載の無線装置の構成に加えて、特定の端末からの送受信される信号の上り回線スロットは、上り回線スロットの先頭部に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、特定の端末からの情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の第 1の推定値および第 2の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、第 1および第 2の推定値を外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。

請求項 6記載の無線装置は、請求項 5記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域における複数のデータに基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのインパルス応答に相当する第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルを逐次的に導出する。請求項 7記載の無線装置は、請求項 6記載の無線装置の構成に加えて、第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルの逐次的な導出は、最急降下法に _c

請求項 8記載の無線装置は、請求項 6記載の無線装置の構成に加えて、第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルの逐次的な導出は、再帰的最小 2乗法による。

請求項 9記載の無線装置は、請求項 1記載の無線装置の構成に加えて、特定の端末からの送受信される信号の上り回線スロットは、上り回線スロッ卜の先頭部に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、特定の端末からの情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、特定の端末からの伝搬路の複数の推定値を導出し、送信伝搬路推定回路は、複数の推定値を回帰し、回帰結果に基づいて外挿することで、送信信号の送信時の伝搬路を予測する。

請求項 1 0記載の無線装置は、請求項 9記載の無線装置の構成に加えて、受信伝搬路推定回路は、トレーニングデータ領域およびデータ領域における複数のデ一タに基づいて、特定の端末からの伝搬路の特定端末からのィンパルス応答に相当する複数の受信係数べクトルを逐次的に導出する。

請求項 1 1記載の無線装置は、請求項 1 0記載の無線装置の構成に加えて、複数の受信係数べクトルの逐次的な導出は、最急降下法による。

請求項 1 2記載の無線装置は、請求項 1 0記載の無線装置の構成に加えて、複数の受信係数べクトルの逐次的な導出は、再帰的最小 2乗法による。

請求項 1 3記載の無線装置は、請求項 1記載の無線装置の構成に加えて、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトべクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトべクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ受信ウェイトべクトルの対応する要素を受ける複数の第 1 の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトべクトルを導出する送信ウェイトべクトル計算部と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ送信ウェイトべクトルを受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第 2の乗算器とを含む。

請求項 1 4記載の無線装置は、請求項 1記載の無線装置の構成に加えて、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトべクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトべクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ受信ウェイトべクトルの対応する要素を受ける複数の第 1 の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、特定の端末の移動速度を判定する移動速度判定部と、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトべクトルを導出する送信ウェイトべクトル計算部と、送信ウェイトべクトルと受信ウェイトべクトルとを受けて、移動速度判定部の判定結果に応じて W

選択的に出力する切替回路と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ切替回路の出力を受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第 2の乗算器とを含む。

請求項 1 5記載の無線装置は、請求項 1記載の無線装置の構成に加えて、受信信号分離回路は、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトべクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトべクトル計算部と、複数のアンテナからの受信信号を受けて、特定の端末からの信号の受信レベルを導出する受信信号レベル演算部と、複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ受信ウェイトべクトルの対応する要素を受ける複数の第 1の乗算器と、複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、送信指向性制御回路は、受信信号レベル演算部の演算結果に基づいて、特定の端末の受信信号レベルを判定する受信信号レベル判定部と、送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ゥユイトべクトルを導出する送信ウェイトべクトル計算部と、送信ウェイトべクトルと受信ウェイトべクトノレとを受けて、受信信号レベル判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ切替回路の出力を受けて複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第 2の乗算器とを含む。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の実施の形態 1の P DM A用基地局の無線装置（無線基地局）

1 0 0 0の構成を示す概略ブロック図である。

図 2は、無線装置（無線基地局） 1 0 0 0の動作の概要を説明するためのフロ一チヤ一トである。

図 3は、送信係数べクトル推定機 3 2の動作を説明するための概念図である。図 4は、実施の形態 1の変形例の、受信係数ベクトル計算機 2 2の他の構成を示す図である。

図 5は、逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。

図 6は、上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路を推定する概念を示す概念図である。

図 7は、実施の形態 7の A Rモデルを示す第 1の概念図である。

図 8は、実施の形態 7の A Rモデルを示す第 2の概念図である。

図 9は、図 7に示したフィルタ A ( z) の構成を示す概略ブロック図である。図 10は、 ARモデルにおけるフィルタ A ( z ) の逆フィルタ W ( z ) の構成を示す概略プロック図である。

図 1 1は、 1 3個の反射点が等間隔に配置された伝送路モデルを示す概念図である。

図 1 2は、 TDDZPDMA方式を示す概念図である。

図 1 3は、 P DMAのスロット構成を示す図である。

図 14は、最大ドップラー周波数 f _d力 S 5 H zの場合についての理想推定の B ER特性を示す図である。横軸は平均 E_bZN。（1ビットあたりの平均エネルギ —対雑音電力密度比、図中、平均 Eb/NOで表す。以下、他の図でも同様）を表し、縦軸は平均ビットエラーレート（図中、平均 BER で表す。以下、他の図でも同様）を表す。

図 1 5は、最大ドップラー周波数 f _dが 2 OH zの場合についての理想推定の BER特性を示す図である。

図 1 6は、最大ドップラー周波数 ί _dが 4 OH _Zの場合についての理想推定の BER特性を示す図である。

図 1 7は、最大ドップラー周波数 f _dが 5Hzの場合について RLS外挿による推定の平均 BE R特性を示す図である。

図 1 8は、最大ドップラー周波数 f _dが 2 OH zの場合について R L S外挿による推定の平均 BE R特性を示す図である。

図 1 9は、最大ドップラー周波数 f _dが 4 OH zの場合について R L S外挿による推定の平均 BE R特性を示す図である。

図 20は、最大ドップラー周波数 f _dが 5 H _Zの場合についての SM I外揷による推定の平均 BE R特性を示す図である。

図 2 1は、最大ドップラー周波数 f _d力 S 20 H _Zの場合についての SM I外挿による推定の平均 BE R特性を示す図である。

12

差替え用紙（規則 26) 図 2 2は、最大ドップラー周波数 f _dが 4 O H zの場合についての S M I外挿による推定の平均 B E R特性を示す図である。

図 2 3は、最大ドップラー周波数 i _dが 5 H zの場合についての角度広がりに対する平均 B E R特性を示す図である。

図 2 4は、最大ドップラー周波数 f _dが 2 0 H zの場合についての角度広がりに対する平均 B E R特性を示す図である。

図 2 5は、最大ドップラー周波数 f _dが 4 O H zの場合についての角度広がりに対する平均 B E R特性を示す図である。

図 2 6は、最大ドップラー周波数 f _dに対する平均 B E R特性を示す図である。図 2 7は、本発明の実施の形態 8の P D MA用基地局の無線装置（無線基地局） 2 0 0 0の構成を示す概略ブロック図である。

図 2 8は、本発明の実施の形態 9の P D MA用基地局の無線装置（無線基地局） 3 0 0 0の構成を示す概略ブロック図である。

図 2 9は、本発明の実施の形態 1 0の P DMA用基地局の無線装置（無線基地局） 4 0 0 0の構成を示す概略ブロック図である。

図 3 0は、周波数分割多重接続，時分割多重接続および経路分割多重接続 ( Path Division Multiple Access： P DMA) の各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。

図 3 1は、ァダプティブァレイ無線基地局の基本動作を概念的に示す模式図である。

図 3 2は、ァダプティブアレイ無線基地局の構成を示す概略ブロック図である。図 3 3は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。

図 3 4は、ァダプティブアレイ無線基地局とユーザとの間の電波信号の授受をィメージ化した模式図である。発明を実施するための最良の形態

[実施の形態 1 ]

図 1は、本発明の実施の形態 1の P DMA用基地局の無線装置（無線基地局） 1 0 0 0の構成を示す概略ブロック図である。

13

差替え用紙（規則 26) 図 1に示した構成においては、ユーザ P S 1と P S 2とを識別するために、 4 本のアンテナ # 1〜# 4が設けられている。ただし、アンテナの本数としては、より一般的に N本（N：自然数）であってもよい。

図 1に示した送受信システム 1 0 0 0では、アンテナ # 1 ~ # 4からの信号を受けて、対応するユーザ、たとえば、ユーザ P S 1からの信号を分離するための

13/1

差替え用紙（規則 26) 受信部 S R 1およびユーザ P S 1への信号を送信するための送信部 ST 1が設けられている。アンテナ # 1〜#4と受信部 SR 1および送信部 ST 1との接続は、スィッチ 1 0— 1〜 10— 4により、選択的に切換えられる。

すなわち、それぞれのアンテナで受信された受信信号 RX, ( t ) , RX₂ ( t ) ， RX₃ ( t ) ， RX₄ ( t ) は、対応するスィツチ 1 0— 1， 1 0- 2, 1 0-3, 1 0— 4を介して受信部 SR 1に入り、受信ウェイトべクトル計算機 20、受信係数ベクトル計算機 22に与えられるとともに、対応する乗算器 1 2 — 1, 1 2-2, 1 2-3, 1 2— 4の一方入力にそれぞれ与えられる。

これらの乗算器の他方入力には、受信ウェイトべクトル計算機 20からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み係数 w r X 1 1， w r 21 , w r x 3 1， w r x 41が印加される。これらの重み係数は、従来例と同様に、受信ゥェィトべクトル計算機 20により、リアルタイムで算出される。

送信部 ST 1は、受信係数べクトル計算機 22において算出された受信係数べクトルを受けて、後に説明するように、送信時での伝搬路を推定、すなわち、送信時点での仮想的な受信係数べクトルを推定することで送信係数べクトルを求める送信係数べクトル推定機 32と、送信べクトル推定機 32との間でデータを授受し、データを記憶保持するメモリ 34と、送信べクトル推定機 32の推定結果に基づいて、送信ウェイトべクトルを算出する送信ウェイトべクトル計算機 30 と、それぞれ一方入力に送信信号を受け、他方入力に送信ウェイトベクトル計算機 30からの重み係数 w t X 1 1 , w t 2 1 , w t x 3 1 , w t x 4 1が印加される乗算器 1 5— 1, 1 5-2, 1 5— 3， 1 5— 4とを含む。乗算器 1 5— 1， 1 5— 2， 1 5-3, 1 5— 4からの出力は、スィッチ 1 0—：！〜 1 0— 4 を介して、アンテナ # 1〜# 4に与えられる。

なお、図 1には図示していないが、受信部 SR 1および送信部 ST 1と同様の構成が、各ユーザに対しても設けられている。

[ァダプティプアレイの動作原理]

受信部 SR 1の動作を簡単に説明すると以下のとおりである。

アンテナで受信された受信信号 RX, ( t) ， RX₂ (t) ， RX₃ ( t) ， RX , ( t ) は、以下の式で表される。

14 RXi (t) - h_uSrXj (t) + h₁₂Srx₂ (t) + n, (t) ••(1)

RX₂(t) = h₂₁Srx!(t) + h₂₂Srx₂(t) + n₂(t) ••(2)

RX₃(t) =

+ h₃₂Srx₂ (t) + n₃ (t) ••(3)

RX₄(t) = h₄₁Srx₁(t) + h₄₂Srx₂(t) + n₄(t) -(4) ここで、信号 RXj (t) は、 j番目（j = l， 2， 3,- 4) のアンテナの受信信号を示し、信号 S r xi ( t) は、 i番目（ i = l， 2) のユーザが送信した信号を示す。

さらに、係数 hji は、 j 番目のアンテナに受信された、 i 番目のユーザからの信号の複素係数を示し、 nj (t) は、 j番目の受信信号に含まれる雑音を示している。

上の式（1) 〜（4) をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。

X(t) = HjSrx! (t) + H₂Srx₂ (t) + N(t) … ）

X(t) = [RXjCt), RX₂(t), ...， R 4.(t)F …（6)

2) … ）

… なお式（6) 〜（8) において、 […] T は、 […] の転置を示す。

ここで、 X ( t ) は入力信号ベクトル、は i番目のユーザの受信係数べクトル、 N ( t ) は雑音ベクトルをそれぞれ示している。

ァダプティブアレイアンテナは、図 1に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数 w r xli〜w r x 4i を掛けて合成した信号を受信信号 SRX (t) として出力する。

さて、以上のような準備の下に、たとえば、 1番目のユーザが送信した信号 S r xl (t) を抽出する場合のァダプティブアレイの動作は以下のようになる。ァダプティブアレイ 1 00の出力信号 y 1 ( t ) は、入力信号ベクトル X ( t) とウェイトベクトル W1 のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。

15

W】 = [wrx_u, rx₂ wrx，₃₁， wrx"]T --do) すなわち、ウェイトベクトル Wl は、 j番目の入力信号 RXj ( t) に掛け合わされる重み係数 w r x jl ( j = 1 , 2, 3， 4) を要素とするベクトルである。ここで式（9) のように表わされた y l (t) に対して、式（5) により表現された入力信号ベクトル X (t) を代入すると、以下のようになる。 yl(t)

+ H₂W!^TSrx₂(t) + N(t)Wj^r — OD ここで、ァダプティブアレイ 1 00が理想的に動作した場合、周知な方法により、ウェイトべクトル W1 は次の連立方程式を満たすようにウェイトべクトル制御部 1 1により逐次制御される。

HiW^ = 1 -02)

HaWi¹" = 0 '··(13) 式（1 2) および式（1 3) を満たすようにウェイトべクトル W1 が完全に制御されると、ァダプティブアレイ 1 00からの出力信号 y 1 (t) は、結局以下の式のように表わされる。 ylCO-Sr ^ + N! ) --(14)

Ni(t) = n,(t)w_u + n₂(t)w₂₁ + n₃(t)w₃₁ + n₄(t)w₄₁

■•■(15) すなわち、出力信号 y 1 ( t) には、 2人のユーザのうちの第 1番目のユーザが送信した信号 S r xl ( t) が得られることになる。

[無線装置 1 000の動作の概要]

図 2は、無線装置 1 000の動作の概要を説明するためのフローチャートである。

無線装置 1 000においては、ァダプティブアレイのウェイトべクトル（重み係数べクトル）が各アンテナ素子における受信係数べクトルにより一意に表わせることに着目し、受信係数べクトルの時間変動を推定することによって間接的に

16 ウェイトを推定する。

まず、受信部 SR 1において、受信信号に基づいて、受信信号の伝搬路の推定を行う（ステップ S 1 00) 。伝搬路の推定は、式（1) 〜（4) において、ュ一ザから送られる信号のィンパルス応答を求めることに相当する。

言い換えると、式（1) 〜（4) において、たとえば、受信係数べクトルが推定できれば、ユーザ P S 1からの信号受信時の伝送路の推定が行えることになる。

つづいて、送信係数ベクトル推定機 32が、送信時の伝搬路の予測、すなわち、受信時の受信係数べクトルから送信時点での受信係数べクトルの予測を行う（ステツプ S 1 02) 。この予測された受信係数べクトルが送信時の送信係数べクトノレに相当する。

さらに、送信ウェイトべクトル計算機 30が、予測された送信係数べクトルに基づいて、送信ウェイトベクトルの計算を行い、乗算器 1 5— 1〜1 5— 4に出力する（ステップ S 1 04) 。

[受信係数べクトル計算機 22の動作]

つぎに、図 1に示した実施の形態 1における受信係数べクトル計算機 22の動作について説明する。

まず、アンテナ素子数を 4本、同時に通信するユーザ数を 2人とした場合、各アンテナを経て受信回路から出力される信号は、上述した式（1) 〜（4) で表わされる。

このとき、この式（1) 〜（4) で表わされるアンテナの受信信号をベクトルで表記した式を再び記すことにすると、以下の式（5) 〜（8) のようになる。

X(t) =： HjSrxjCt) + H₂Srx₂ (t) + N(t) … ）

X(t) = [RX!(t), RX₂(t),…， RX_n(t)r … (6)

) …(フ）

N(

… ）ここで、ァダプティブアレイが良好に動作していると、各ュ一ザからの信号を分離 '抽出しているため、上記信号 S r xi (t) ( i = l， 2 ) はすべて既知

17 の値となる。

このとき、信号 S r xi (t) が既知の信号であることを利用して、受信係数ベクトル = [hll, h21, h31, h41] および H₂ = [hl2, h22， h32， h42] を以下に説明するようにして導出することができる。

すなわち、受信信号と既知となったユーザ信号、たとえば第 1のユーザからの信号 S r xl (t) を掛け合わせて、アンサンブル平均（時間平均）を計算すると以下のようになる。

E[X(t) · Srx (り]= · EtSi iCt) · Sn t)]

+H₂ · E[Srx₂(t) · Si j t)] + E[N(t) ' Srx,*(t)]

〜(16) 式（1 6) において、 E [···] は、時間平均を示し、 S* ( t) は、 S (t) の共役複素を示す。この平均をとる時間が十分長い場合、この平均値は以下のようになる。

E[Si !(t) · Srx ©] = 1 -(17)

E[Six₂(t) - Srx!*(t)]=0 …( ）

E[N(t) - Si¾₁*(t)]=0 -(19) ここで、式（1 8) の値が 0となるのは、信号 S r xl ( t ) と信号 S r x2 ( t) に互いに相関がないためである。また、式（1 9) の値が 0となるのは、信号 S r xl ( t) と雑音信号 N (t) との間に相関がないためである。

したがって、式（1 6) のアンサンブル平均は結果として以下に示すように、受信係数べクトル H_tに等しくなる。

E[X(t) · Si … 。）以上のような手続により、第 1番目のユーザ P S 1から送信された信号の受信係数べクトノレ 1^を推定することができる。

同様にして、入力信号ベクトル X (t) と信号 S r x2 ( t) のアンサンブル平均操作を行なうことで、 2番目のユーザ P S 2から送信された信号の受信係数べクトノレ H₂を推定することが可能である。

18 上述のようなアンサンブル平均は、たとえば、受信時の 1つのタイムスロット内の先頭の所定数のデータシンボル列と最後尾の所定数のデータシンボル列 Iこついて行われる。

[送信係数べクトルの推定]

図 3は、送信係数べクトル推定機 3 2の動作を説明するための概念図である。 P D MAバーストとして上下回線にそれぞれ 4ユーザずつ割当てた 8スロット構成を考える。スロットの構成は、たとえば、先頭の 3 1シンボルを第 1のトレーニングシンボル列、後続の 6 8シンボルをデータシンボル列、さらに最後尾の 3 1シンポノレを第 2のトレーニングシンボル列とする。

上述のとおり、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列を設け、上述の受信係数べクトル計算機 2 2のアルゴリズムを用いて両方の受信係数べクトルを算出する。

そして、直線外挿により下り回線用の受信係数べクトルを推定する。

すなわち、受信係数べクトルの要素の任意の 1つの時刻 tにおける値を ί ( t ) とすると、上り回線スロットの先頭トレーニングシンボル列の時刻 t 0での値 f ( t o ) と、上り回線スロットの最後尾トレーニングシンボル列の時刻 t 1 での値 f ( t 1 ) とに基づいて、下り回線スロットの時刻 tにおける値 f ( t ) は、以下のように予測できる。

f ( t ) =

[ f ( t 1 ) — f ( t O ) ] / ( t 1 - t 0 ) X ( t — t O ) + f ( t O ) なお、以上の説明では、上り回線スロットの先頭と最後尾にトレーニングシンボル列を設け、一次外挿することとしたが、さらに、上り回線スロットの中央部にもトレーニングシンボル列を設け、受信係数べクトルの上り回線スロット中の 3点の値から、時刻 tの値 f ( t ) を 2次外挿で推定する構成としてもよレ、。もしくは、上り回線スロット中のトレーニングシンボル列を設ける位置を増やせば、さらに高次の外揷を行うことも可能である。

[送信ウェイトべクトルの決定]

以上のようにして送信時点での受信係数べクトルの推定値が求まると、以下の 3通りのいずれかの方法で、送信ウェイトべクトルを求めることができる。

19 i ) 直交化による方法

ユーザ P S 1の時刻 t = i T ( i ：自然数、 T ：単位時間間隔）におけるゥュイトべクトノレ W⁽¹⁾ ( i ) = [w t X _n, w t x₁₂、 w t x₁₃、 w t x ₁₄] を考える。ュ一ザ P S 2にヌルを向けるためには、以下の条件が満たされればよい。

ユーザ P S 2に対して予測した伝搬路（受信係数ベクトル）を V⁽²⁾ ( i ) = [h （²> ( i ) 、 h₂' ⁽²⁾ ( i ) 、 h₃' ⁽²⁾ ( i ) 、 h₄' ⁽²⁾ ( i ) ] とする。ここで、 hp' ^w ( i ) は q番目のユーザの、 p番目のアンテナに対する受信係数べクトルの時刻 iに対する予測値である。同様にして、ユーザ P S 1に対しても伝搬路 V⁽¹⁾ ( i ) を予測してあるものとする。

このとき、 W") ( i ) ^TV(²) ( i ) =0となるように、 W⁽¹) ( i ) を決定する。拘束条件として、以下の条件 c l) 、 c 2) を課す。

c 1) W⁽¹) ( i ) ^TV⁽¹⁾ ( i ) =g (—定値） c 2) II W⁽¹⁾ ( i ) IIを最小とする。

条件 c 2) は、送信電力を最小化することに相当する。

i i ) 擬似相関行列を用いる方法

ここで、上述の通り、ァダプティブアレイはいくつかのアンテナ素子と各素子ウェイト値を制御する部分とからなる。一般に、アンテナの入力べクトルを X ( t ) 、ウェイトベクトルを Wと表わすと、出力 Y ( t ) =W^TX ( t ) と参照信号 d (t) との平均二乗差を最小にするようにウェイトベクトルを制御した場合（MM S E基準：最小 2乗誤差法基準）、最適ウェイト W。_ptは次式（W i e n e r ) で与えられる。

W_opt = r_xd …く 2i) ただし、

•■•(22)

R_xx=E[x*(t)x^T(t)]

を満たす必要がある。

ここで、 Υ^τは Yの転置を、 Υ*は Υの複素領域を、 Ε [Υ] はアンサンブル平

20 均を表わす。このウェイト値によりァダプティブアレイは不要な干渉波を抑圧するようにァレイパターンを生成することになる。

ところで、擬似相関行列を用いる方法では、上記式（2 1) を以下に説明する擬似相関行列により計算する。

すなわち、推定された複素受信信号係数 h' ^(k) _n ( i ) を用いて、ユーザ kのためのウェイトベクトル W(^k) ( i ) を計算する。第 k番目のユーザのアレイ応答ベクトルを V^(k) ( i ) とおくと、上述のとおり、以下のように求めることができる。

τ

V(^k)(i) = ^k)(i)'h )(i),...，h ^k)(i)] •(24) このとき、 t = i Tにおける仮想受信信号の自己相関行列 R_xx ( i ) は V^(k) ( i ) を用いて次式で表わされる。

Rxx(i)=∑ V(^k)*(i_)V ^T(i) + NI -₍₂₅₎

k=l

ただし、 Nは R_xx ( i ) が整数となるために付加する仮想雑音項である。本発明における計算では、たとえば、 N= l . 0 X 1 0— ⁵とした。

受信信号と参照信号との相関ベクトル r_xd ( i ) は次式で表わされる。

(i) = V^(k)*(i) -(26) したがって式（2 1 ) (25) (26) により、時刻 t = i Tにおける下り回線用ウェイトを求めることができる。

なお、式（25) の逆行列演算は逆行列の補助定理により、ュ一ザ kに対して最適に計算できる。特に 2ユーザの場合には次のような簡単な式でウェイトが算出される。

W⁽¹>(i) = (p₂₂ +N)V⁽¹⁾*(i)-_Pl2V⁽²*(i) …

W²⁾(i) = (p_n+N)V⁽²⁾⁺(i)-p₂₁V^(i) '·'(28)

_Pi V(i)^H ₍i)V ( (i) このように自己相関行列が与えられた時、ウェイトべクトルを計算する方法に

21 ついては、たとえば、文献： T. 〇h g a n e、 Y. Og awa， a n d K. I t o h, P r o c. VTC '97, v o l . 2， p p. 725-729, Ma y 1 997、または、文献：田中、大鐘、小川、伊藤、信学技報、 V o に R CS 98— 1 1 7， p p. 103— 1 08， Oc t. 1 998に記載されている。

i i i ) ビームをユーザ P S 1に向ける方法

ビームをユーザ P S 1に向けると言う点のみに着目すると、以下の式を満たせばよい。

W⁽ⁱ⁾ ( i ) =V⁽¹⁾ ( i) *

以上説明したようないずれかの方法で、送信時のウェイトべクトルを決定して送信すれば、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、 TDD/P DMA方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。

[実施の形態 1の変形例]

実施の形態 1では、伝搬路の推定を式（20) のアンサンブル平均を用いることにより行なった。

図 4は、実施の形態 1の変形例の、受信係数ベクトル計算機 22の他の構成を示す図である。

図 4に示すとおり、第 i番目のアンテナからの信号に、ァダプティブアレイァンテナから出力される 1番目のユーザ P S 1からの信号 S r X 1 ( t) の複素共役の信号 S r X 1 ( t) *を乗算器 40で乗算した後に、狭帯域フィルタ 42を通過させると、狭帯域フィルタ 42からの出力は、；₁ (t) となる。

これをすベてのアンテナについて行えば、ュ一ザ P S 1に対する受信係数べクトルを求めることができる。

同様に、第 i番目のアンテナからの信号に、ァダプティブアレイアンテナから出力される 2番目のユーザ P S 2からの信号 S r X 2 (t) の複素共役の信号 S r X 2 ( t) *を乗算した後に、狭帯域フィルタ（図示せず）を通過させると、狭帯域フィルタからの出力は、 h_i2 ( t) となる。

これをすベてのアンテナについて行えば、ユーザ P S 2に対する受信係数べクトルを求めることができる。

22 この後の伝搬路の予測および送信ウェイトべクトルの決定の手続きは、実施の形態 1と同様に行なうことができる。

したがって、このような構成で実施の形態 1と同様の効果を奏することが可能である。

[実施の形態 2] _

実施の形態 2では、ァダプティブアレーにおける相関ベクトルを用いて、伝搬路の推定を行なう。すなわち、上記の式（21) 〜（23) に示したように、ァダブティブアレイが MMS E基準で動作している場合、最適ウェイトベクトル W 。_ptは、参照信号 d ( t) 、自己相関行列 R_xx、および相関ベクトル r_xdを用いて以下のように表現される。

W _ D "I r , …

VV_opt一" XX ^rxd 1) -C22)

r_xd=E[x*(t)d(t)] … ³) ここで、相関ベクトル r_xdの各成分は、 1番目のユーザ P S 1に対するウェイトベクトルを求めている場合、以下のように書き下せる。

r_xd= [E [RX, (t) d ( t) *] 、 ·■-、 E [RX₄ (t) d ( t) *] ] ^T

〜 [ い h₂い h₃い h₄₁]

つまり、 1番目のュ一ザ P S 1に対するウェイトべクトルを受信ウェイトべクトル計算機 20が求める過程で、導出される相関べクトル r_xdの値を用いることで、ユーザ P S 1の受信係数ベクトルをもとめることができる。

したがって、たとえば、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列が含まれていれば、図 3と同様にして、ュ一ザ P S 1の伝搬路の推定ヽ時刻 t 0および t 1で可能となり、送信時の時刻 tでの伝搬路を予測できる。他のユーザにっレ、ても同様である。

この後の伝搬路の予測および送信ウェイトべクトルの決定の手続きは、実施の

23 形態 1と同様に行なうことができる。

したがって、このような手続きでも実施の形態 1と同様の効果を奏することが可能である。

[実施の形態 3]

実施の形態 2では、伝搬路の推定を相関ベクトルを用いることにより行なった _c 実施の形態 3として、受信係数べクトル計算機 22の他の算出方法について以下に説明する。

第 i番目のアンテナからの信号 RX i ( t ) の値から、ァダプティブアレイァンテナから出力される 1番目のユーザ P S 1からの信号 S r X 1 ( t) と仮想的な受信係数べクトル h ' _n ( t ) を乗算した結果を引いたものを改めて RX i ' (t) とする。すなわち、

RX ( t) =RX i (t) — h ' _n (t) · S r x 1 ( t)

実施の形態 3の受信係数べクトル計算機 22では、 E [ I RX i ' ( t) I ²] を最小にする (t) を以下の逐次的な方法で求める。

ここで、 1つの上り回線スロット中には、 k = 0から k=M (たとえば、 1 1

9) までのデータが含まれているものとする。

真の受信係数べクトルを，（t) とするとき、 E [ I RX i ' (t) ] が最小になるのは、以下の条件を満たすときである。

h ' ( t ) =h_n ( t )

最急降下法を用いると、 h ' (k) (時刻 t = k Tのときの値、 k ：自然数）に対する以下の漸化式が得られる。

h ' _π (k + 1 ) =

h ' _n (k) + μ { RX i (k) — h ' _n (k) · S r x 1 (k) } · S r x 1* (k)

ここで、定数 μは、ステップサイズである。また、特に限定されないが、 h

' u (k) の初期値としては、 h ' _;1 (0) =0とすればよレ、。

図 5は、逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。図 5は、図 3と対比される図である。漸化式で h '„ (k) を求めるのに对応して、上り回線スロットにおいて、時刻 t 0はプリアンブルの終了時点

24 とし、時刻 t 1は上り回線線スロットの終了時点とする。したがって、トレー二ングシンボル列は、上り回線スロットの先頭にのみ存在すればよい。

これをすベてのアンテナについて行えば、ユーザ P S 1に対する受信係数べクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。

同様の処理をユーザ P S 2について行えば、ユーザ P S 2に対する受信係数べクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。

この後の送信ウェイトべクトルの決定の手続きは、実施の形態 1と同様に行なうことができる。

なお、以下に説明する他の漸化式による方法でも、同様にして伝搬路の推定を行なうことができる。

さらに、図 5においては、時刻 t Oは、プリアンブルの終了時点としたが、時亥 t Oは、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。時亥 i」 t Oは、トレー二ングシンボル列中に存在しても構わないし、また、データシンボル列中に存在しても構わない。また、時亥 U t iは、上り回線スロットの終了時点としたが、時刻 t 1も、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。

[実施の形態 4]

実施の形態 3では、各ユーザごとに受信係数べクトルを逐次的に求めた。実施の形態 4として、受信係数べクトル計算機 22のさらに他の算出方法を以下に説明する。

第 i番目のアンテナからの信号 RX i (t) から、ァダプティブアレイアンテナから出力される 1番目のユーザ P S 1からの信号 S r X 1 ( t) と仮想的な受信係数ベクトル ( t) を乗算した結果ならびに 2番目のユーザ P S 1からの信号 S r X 2 ( t ) と仮想的な受信係数べクトノレ h ' _i2 ( t) を乗算した結果を引いたものを改めて RX i ' (t) とする。すなわち、

RX i ' ( t ) =

RX i ( t ) — h ' _n ( t ) · S r x 1 ( t ) — h ' _i2 ( t ) · S r x 2 ( t ) 実施の形態 4の受信係数べクトル計算機 2 2では、 E [ i RX i ' ( t) I

25 ²] を最小にする (t) および h ' _i2 (t) を以下のようにして一括して求める。すなわち、

Η ' , (t) = [h '„ (t) 、 h ' _l2 ( t ) ] ^τ

SRX ( t ) = [S r x 1 ( t ) 、 S r x 2 ( t ) ] ^T

とすると、 E [ | RX i ' ( t) ] のベクトル H ' iズ t) に関する勾配が 0であると言う条件から、真の受信係数ベクトルを H_i0PT ( t) とするとき、以下の式が導かれる。

H-iopT ( し ) ― R_ss ^r

R_S;'=E [SRX* ( t ) S RX^T ( t ) ]

このようにして、伝搬路の推定を行なう場合の概念は、たとえば、図 3に示した概念図と同様に行なえばよい。

これをすベてのアンテナについて行えば、ユーザ P S 1およびユーザ PS 2に対する受信係数べクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。

[実施の形態 5 (提案手法 1) ]

実施の形態 5として、受信係数べクトル計算機 22のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる再帰的最小 2乗法（RL S ァノレコリズム： Recursive Least - Squares algorithm) と等価である。

第 i番目のアンテナからの信号 RX i ( t) から、ァダプティブアレイアンテナから出力される出力信号ベクトル S RX (t) と仮想的な受信係数ベクトル H ' ,^T ( t ) を乗算した結果を引いたものを改めて RX i ' ( t) とする。すなわち、

RX i ' ( t) =RX i ( t ) — H ' _; ^T ( t ) SRX ( t )

R L Sアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。

26 Η'; (k+1) = H' i (k) + ^-'(k) SRX*(k) RXi'(k) · ' · (29)

RXi'(k) = RXi(k) - H' i ^T(k) SRX(k) 〜(so)

R^C^^ l/A - ^Ck-l)

- 1/ λ · [R^-^k-l) SRX*(k) SRX(k)^T ^(k-l) ]/[ λ +

SRX(k)^T R_ss ^_1 (k - 1)SRX* (k)] 〜（31 )

ここでも、 1つの上り回線スロット中には、 k = 0から k =M (たとえば、 1 1 9 ) までのデータが含まれているものとする。

ここで、定数; I ( 0 < λ≤ 1 ) は、忘却係数である。 H ( t ) の各要素の初期値も、特に限定されないが、 0とすれば良い。

このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図 5に示される概念図と同様にすればよレ、。

[実施の形態 5の変形例（提案手法 2 ) ]

実施の形態 5では、図 5に示した概念にしたがって、伝搬路の予測を時刻 t 0 と時亥 ij t 1の 2点のデータから行なった。

実施の形態 5の変形例では、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンポル数 + 1個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外揷する。

図 6は、上り回線スロット区間で逐次求めたィンパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路（インパルス応答）を推定する概念を示す概念図である。 2点のみの外揷と比較してデータ数の大幅な増加により推定誤差を小さく抑えることが可能である。

27 なお、回帰曲線による外挿方法としては、上述のような一次外揷に限定されることなく、より高次の外挿曲線を用いることや、サイン · コサイン関数等の周期関数による回帰をし外揷を行うことも可能である。

[実施の形態 6 ]

実施の形態 6として、受信係数べクトル計算機 22のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる最急降下法（LMSァルゴリズム）と等価である。

実施の形態 5と同様にして、第 i番目のアンテナからの信号 RX i ( t) から、ァダプティブアレイアンテナから出力される出力信号ベクトル S RX ( t) と仮想的な受信係数ベクトル H ' ( t) を乗算した結果を引いたものを改めて RX i ' (t) とする。すなわち、

RX ( t ) = RX i ( t ) — H ( t ) S RX ( t )

LMSアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。

H ' , (k + 1 ) =H ' _; (k) + μ S RX* (k) RX i ' (k)

ここでも、 1つの上り回線スロット中には、 k = 0から k =M (たとえば、 1

1 9) までのデータが含まれているものとする。

ここで、定数//は、ステップサイズであり、集束条件から以下の関係を満たす必要がある。

0<μ < 1 ^/λπιε χ

ここで、え ma xは、相関行列 R_xxの最大固有値である。また、 H ( t ) の各要素の初期値も、特に限定されないが、 0とすれば良い。

このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図 5に示される概念図と同様にすればよい。

28 したがって、このような構成で実施の形態 1と同様の効果を奏することが可能である。

なお、実施の形態 6でも実施の形態 5の変形例と同様に、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数 + 1個のィンパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する構成とすることも可能である。 .

さらに、伝搬路の推定方法としては、以上説明したような実施の形態 1〜実施の形態 6の方法に限定されず、例えば、直接解法（SM I ： sample matrix inversion) 等を用いることも可能である。 SM I方式の場合は、図 3に示した概念に従って、伝搬路の予測を行なうことができる。

[実施の形態 7]

実施の形態 6として、受信係数べクトル計算機 22のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる A Rモデル (Autoregressive model) と等価 ⁵める。

以下では、受信係数べクトルの要素の一つを代表的に f ( t) で表すことにする。

すなわち、図 7は、実施の形態 7の ARモデルを示す第 1の概念図である。図 7に示すように、要素 f ( t ) の時間変化を A Rモデルとみなす。ここで、 V (t) は、予測誤差（白色ガウス雑音）である。

図 8は、実施の形態 7の ARモデルを示す第 2の概念図である。さらに、図 8 に示すように、フィルタ A ( z ) の逆特性をもつフィルタにより ARモデルを作ることができる。

A Rモデルの入力に上記 V (t) を入力すれば、要素 f (t) が再生でき、さらに、未知の白色雑音を入力すれば、要素 f (t) の未来を予測することができる。

図 9は、図 7に示したフィルタ A ( z ) の構成を示す概略ブロック図である。図 9において、乗算係数 a。〜 a _Mは、 E [ | V (k) ] を最小にするように決定される。

{ f (k) } が M次の ARモデルであれば、 {v (k) } は、白色ガウス過程となる。図 1 0は、 ARモデルにおけるフィルタ A ( z ) の逆フィルタ W (z)

29 の構成を示す概略プロック図である。

kが観測区間內のときは、上記図 9の誤差フィルタ出力 V ( k ) を図 1 0の入力とする。観測区間を超えた時は、入力としては白色ガウス雑音を与える。

このよう算出方法でも、他の方法と同様に、実施の形態 1と同様の効果が奏される。

[計算機シミュレーション]

以上説明した、実施の形態 1〜6のうち、提案手法 1および 2ならびに S M I 方式で伝搬路の予測を行うこと力誤り率に与える影響を計算機シミュレーションした結果を以下に説明する。

図 1 1は、以下に検討する伝送路モデルを示す概念図である。基地局からある程度離れた場所を端末が一定速度で走行し、端末の周囲に 1 3個の反射点が等間隔に配置される。このとき、それぞれの反射点を介して、ドップラー周波数で変位する 1 3の波からなる多重波が送受信され、波の位相にはそれぞれ異なった変波の経路長によるベースバンド信号の遅延時間差は無視できるものとし、軸方向から測った信号の到来方向を θ、基地局から見た伝搬路の角度広がりを Δ Θとする。

アレイ素子間におけるフエ一シング相関は、一般に角度広がり△ Θが大きくなるに従い低下する。

フエ一シング相関が低い場合、時間の経過とともにフニ一シングの値が変動するとアレイ素子間における複素信号の振幅 ·位相差も変動するために、時間の経過とともに最適なアレイパターンも変動してしまう。このとき、上述の通り、下り回線において上り回線で得られたウェイトをそのまま用いて送信すると、送信時間の時間差によってアレイパターンに誤差が生じてしまう。

図 1 2は、以下に検討する T D DZ P DMA方式を示す概念図である。図 1 2 に示すように、素子間隔を dとした 4素子のァダプティブアレイを基地局に用い、セル内に 2ユーザを同一チャネルに収容する T D DZ P DM A方式を考える。各ユーザにおいて、信号の到来方向を θ ,、 θ ₂とし、角度広がり Δ Θおよび平均電力は等しいものとする。

30 なお、設定したパラメータ値は d = 5え、 6₁=O d e g、 θ₂=88. 4 d e gである。

図 1 3は、 P DMAのスロット構成を示す図である。図 1 3に示すように、 P DM Aバース卜として上下回線にそれぞれ 4ユーザずつ割当てた 8スロット構成を考える。スロットの構成は、先頭の 31シンボルをトレーニングシンボル列、後続の 97シンボルをデータシンボル列とする。ただし、 SMI外揷による推定を行なう場合の上り回線スロットの構成については後述する。

下り回線では端末におけるキヤリァ再生が完全であると仮定する。変調方式を Q P S K、伝送速度は 400 k b / s とする。平均 B E R (ビットエラーレート）は 1 0万回のバースト伝送により算出する。

i ) 平均 E_b/N。に対する特性

i - 1 ) 理想的な推定

まず、 BER特性の下限として理想的な、ウェイト推定（従来手法）およびチャネル推定（伝搬路推定：提案手法）が行なわれた場合について検討する。

すなわち、下り回線用ウェイトは、トレーニングシンボル列最後尾とデータシンボル列最後尾のウェイトおよびチャネル推定結果をウイーナ解により算出し、直線外挿することで推定する。なお、参考として上り回線スロットの最後尾のゥエイトを固定して用いた場合についても示す。

図 14〜： I 6に最大ドップラー周波数 f _dが 5H z、 20H z、 40H zの場合についての理想推定の BER特性をそれぞれに示す。角度広がり Δ Θは 5 d e gとした。図 14〜 1 6において、横軸は平均 E_bZN。（1ビットあたりの平均エネルギー対雑音電力密度比、図中、 Average Eb/NO で表す。以下、他の図でも同様）を表し、縦軸は平均ビットエラーレート（図中、 Average BER で表す。以下、他の図でも同様）を表す。

ドップラー周波数 f _dが大きいほど、従来手法では BE R特性が劣化している。特に、 F_d= 2 OH zの場合に明らかな違いが現われ、従来手法では高 E_bZN。でフロアを引くのに対し、提案手法では上り回線とほぼ等しい特性が得られている。 f _d=40H zになると、提案手法を用いた場合でも劣化し始めるが、それでも従来手法と比べて E_hZN₍₎= 30 d Bで 2桁以上よい特性を示している。

31 i一 2) RL S外揷による推定

次に、同じ条件の下で RLS外挿による推定を用いた場合について検討する。提案手法として、 RL S—次外揷を用いた場合（提案手法 1) と回帰直線による RL S—次外挿を用いた場合（提案手法 2) の 2通りについて検討する。

図 1 7〜： 1 9に、最大ドップラー周波数 f _dが 5Hz、 20H z、 40H zの場合について RL S外揷による推定の平均 BE R特性をそれぞれ示す。 RLS忘却係数は 0. 9とした。

理想的な推定結果を用いた場合と比較すると、固定ウェイトを用いた場合にはほぼ同じ特性であるのに対し、ウェイト外揷を用いた場合と提案手法を用いた場合には、平均 E_hZN。、 7〜8 d Bの劣化が生じている。これは、推定誤差が原因であると考えられる。

特に、 f _d== 5H zのときは、提案手法を用いた場合が最も特性が悪くなつてしまっている。しかし、 f _d= 20H z、 40 H zのときは、提案手法を用いた場合、高 E_h/N。でほとんどフロアを引かないため、従来手法と比べて E_b/N₍₎ = 30 d Bで 1〜 2桁程度よい特性を示している。

また、提案手法 1よりも提案手法 2の方がわずかに特性がよくなつているが、それは提案手法 2の方が推定の誤差をより小さく抑えることができるからであると考えられる。

i一 3) SM I外揷による推定

同じ条件の下で SM I外挿による推定を用いた場合についても検討する。

上り回線スロッ卜の先頭、および最後尾に 1 5シンボルのトレーニングシンポル列、中間に 9 8シンボルのデータシンボル列を設けた場合（提案手法（ 1 5) ) と、比較のため、先頭、および最後尾に 3 1シンボルのトレーニングシンボル列、中間に 66シンボルのデータシンボル列（提案手法（31) ) を設けた場合についても検討する。

従来手法としてウェイトを一次外挿した場合について、提案手法を用いた場合との比較、検討を行なうこととする。

図 20〜22に最大ドップラー周波数 f _dが 5H z、 20Hz、 40 H zの場合についての SM I外揷による推定の平均 B ER特性をそれぞれ示す。

32 括弧内の数字はトレーニングシンボル数を表わす。

特性は、 RL S外揷を用いて推定した場合とほぼ一致している。厳密に分析すると、 R L Sでの提案手法 2と S M Iでの提案手法（1 5) がほぼ一致しており、 SMIでの提案手法（31) がそれよりも若干よくなつている。これは、平均処理に用いるシンボル数が多い方が、雑音の影響を小さくできるからだと考えられる。

i i ) 角度広がりに対する特性

平均 E_bZN。を 30 d Bに固定し、角度広がり厶 Θをパラメータとした特性比較を行なう。

ウェイト推定法として、 RL S外挿による推定を用いる。以後の検討では、提案手法としてデータ区間による回帰直線を用いた場合（RLSでの提案手法 2) を採用することにする。また、比較のため理想的な推定を行なった場合についても検討している。

図 23〜25に最大ドップラー周波数 f _dが 5H z、 20H z、 40 H zの場合についての角度広がりに対する平均 B E R特性をそれぞれ示す。

f _d=4 OH zの場合において、従来手法では、 Δ Θの増加とともに特性が劣ィ匕している。これは、 Δ Θが増加するとアンテナ素子間におけるフエ一シング相関が低下し、伝搬の変動による最適パターンの変化が大きくなるためである。一方、 f _d= 5 H zの場合には、逆に、 Δ Θの増加とともに特性が改善されている。これは最適パターンの変化が少ないため下り回線においてもダイバーシチ利得が得られるからである。

f _d= 2 OH zの場合には、動的フエ一シングによる特性の劣化と、ダイバーシティ利得による特性の改善の両方が見られる。

一方、提案手法を用いた場合にはいずれの場合においても Δ Θの増加とともに特性が改善されており、ダイバーシチ利得がパターン変動による特性の劣化を上回っていることがわかる。

理想的な推定を用いた場合には、 f _d= 5H z、 2 OH zで上り回線とほぼ等しい特性が得られている。

i i i ) 最大ドップラー周波数に対する特性

33 図 2 6に最大ドップラー周波数 f _dに対する平均 B E R特性を示す。平均 E_bZ N。は 3 0 d B、厶 0は5 (1 6 ₈とした。ウェイト推定法として、 R L S外挿による推定を用いている。従来手法では f _d=の増加とともに急激に誤り率が劣化している。それに比べ提案手法では f _d= 4 O H z程度までは劣化の度合が少ないことがわかる。 .

[実施の形態 8 ]

図 2 7は、本発明の実施の形態 8の P D MA用基地局の無線装置（無線基地局） 2 0 0 0の構成を示す概略プロック図である。

図 1に示した本発明の実施の形態 1の無線装置（無線基地局） 1 0 0 0の構成と異なる点は、受信係数べクトル計算機 2 2からの出力を受けて、ユーザ端末の移動速度を判定する移動速度判定器 5 2と、受信ウェイトべクトル計算機 2 0の出力と送信ウェイトべクトル計算機 3 0の出力とを受けて、移動速度判定器 5 2 の判定結果に応じて選択的に乗算器 1 5—：！〜 1 5— 4に与える切替スィッチ 5 4とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、実施の形態 1〜7のいずれかの無線装置（無線基地局）の構成と同様である。

すなわち、上述のとおり、ユーザ端末の移動速度が小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図 3 2の従来の構成のように受信ウェイトべクトルをそのまま送信ウェイトべクトルとして用いた方が良い可能性がある。

そこで、実施の形態 8の無線装置 2 0 0 0では、予め定めておいた移動速度よりも、端末が低速で移動していると移動速度判定器 5 2が判断した場合には、切替スィツチ 5 4により、受信ウェイトべクトルがそのまま乗算器 1 5— 1〜 1 5 一 4に与えられる。端末が予め定めておいた移動速度よりも速く移動していると移動速度判定器 5 2が判断した場合には、切替スィッチ 5 4により、送信ウェイトべクトル計算機 3 0の出力が乗算器 1 5— 1〜1 5— 4に与えられる。

以上のような構成とすることで、端末の広い移動速度範囲にわたって、誤り率の低レ、デ一タ伝送が可能となる。

[実施の形態 9 ]

図 2 8は、本発明の実施の形態 9の P D M A用基地局の無線装置（無線基地

34 局） 3 0 0 0の構成を示す概略ブロック図である。

図 1に示した本発明の実施の形態 1の無線装置 1 0 0 0の構成と異なる点は、アレイアンテ# 1〜# 4からの信号を受けて受信信号のレベルを計算する受信レベル計算機 5 6と、受信レベル計算機 5 6からの出力を受けて、ユーザ端末の受信レベルを判定する受信レベル判定器 5 8と、受信ウエイトべクトル計算機 2 0 の出力と送信ウェイトべクトル計算機 3 0の出力とを受けて、受信レベル判定器 5 6の判定結果に応じて選択的に乗算器 1 5—：！〜 1 5— 4に与える切替スィッチ 5 4とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、実施の形態 1〜 7のいずれかの無線装置の構成と同様である。

すなわち、ユーザ端末からの受信信号のレベルが小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図 3 2の従来の構成のように受信ウェイトべクトルをそのまま送信ウェイトべクトルとして用いた方が良い可能性がある。

そこで、実施の形態 9の無線装置 3 0 0 0では、予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが低いと受信レベル判定器 5 8が判断した場合には、切替スィッチ 5 4により、受信ゥヱイトベクトルがそのまま乗算器 1 5— ι〜ι 5— 4に与えられる。予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが高いと受信レベル判定器 5 8が判断した場合には、切替スィツチ 5 4により、送信ウェイトべクトル計算機 3 0の出力が乗算器 1 5— 1〜 1 5 - 4に与えられる。

以上のような構成とすることで、広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。

なお、たとえば、ユーザ P S 1からの信号の受信信号レベルは、受信係数べクトルから以下の式により求められる。

Ρ^Η,' ^! ^+h^+h^+h^/N … ( 32) 他のユーザからの受信信号レベルについても同様である。

[実施の形態 1 0 ]

図 2 9は、本発明の実施の形態 1 0の P D MA用基地局の無線装置（無線基地

35 局） 4 0 0 0の構成を示す概略プロック図である。

図 2 8に示した本発明の実施の形態 9の無線装置（無線基地局） 3 0 0 0の構成と異なる点は、受信レベル判定器 5 8が、受信レベルの判定機能に加えて、実施の形態 8の移動速度判定器 5 2と同様の移動速度判定機能を有する、端末移動速度判定/受信レベル判定器 6 0となっていることである。 _ その他の構成は、実施の形態 9の無線装置（無線基地局） 3 0 0 0の構成と同様である。

以上のような構成とすることで、移動端末の広い移動速度の範囲と広い受信信号レベルの範囲にわたつて、誤り率の低レ、データ伝送が可能となる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。

以上のように、この発明によれば、ァダプティブアレイの受信係数ベクトルの時間変動を推定することによつて間接的にウェイトの変動を推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路においても、上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。

さらに、この発明によれば、移動端末の広い移動速度の範囲または Zおよぴ広レ、受信信号レベルの範囲にわたつて、誤り率の低レ、データ伝送が可能となる。

36

Claims

請求の範囲

1 . リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を時分割で行なう無線装置であって、

離散的に配置された複数のアンテナと、

信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、

前記受信回路は、

受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路を推定する受信伝搬路推定回路とを含み、

前記送信回路は、

前記受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路と、

前記送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路とを備える、無線装置。

2 . 前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットの先頭部に設けられる第 1の所定の大きさの第 1のトレ一二ングデータ領域と、

前記上り回線スロットの最後部に設けられる第 2の所定の大きさの第 2のトレ一ニングデータ領域とを含み、

前記受信伝搬路推定回路は、前記第 1および第 2のトレーニングデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の第 1の推定値および第 2の推定値を導出し、

前記送信伝搬路推定回路は、前記第 1および第 2の推定値を外挿することで、前記送信信号の送信時の伝搬路を予測する、請求項 1記載の無線装置。

3 . 前記受信伝搬路推定回路は、前記第 1および第 2のトレーニングデータ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端

37 末からのインパルス応答に相当する第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルを導出する、請求項 2記載の無線装置。

4 . 前記受信伝搬路推定回路は、前記複数のアンテナからの受信信号の各々と、前記受信信号分離回路により分離された前記特定の端末からの信号とのアンサンブル平均により、前記第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルを導出する、請求項 3記載の無線装置。

5 . 前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットの先頭部に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、

前記特定の端末からの情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、

前記受信伝搬路推定回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の第 1の推定値および第 2の推定値を導出し、

前記送信伝搬路推定回路は、前記第 1および第 2の推定値を外揷することで、前記送信信号の送信時の伝搬路を予測する、請求項 1記載の無線装置。

6 . 前記受信伝搬路推定回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における複数のデータに基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのィンパルス応答に相当する第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数ベクトルを逐次的に導出する、請求項 5記載の無線装置。

7 . 前記第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルの逐次的な導出は、最急降下法による、請求項 6記載の無線装置。

8 . 前記第 1の受信係数べクトルおよび第 2の受信係数べクトルの逐次的な導出は、再帰的最小 2乗法による、請求項 6記載の無線装置。

9 . 前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットの先頭部に設けられ、所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、

38 前記受信伝搬路推定回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域におけるデータにそれぞれ基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の複数の推定値を導出し、

前記送信伝搬路推定回路は、前記複数の推定値を回帰し、回帰結果に基づいて外挿することで、前記送信信号の送信時の伝搬路を予測する、請求項 1記載の無

1 0 . 前記受信伝搬路推定回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における複数のデータに基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する複数の受信係数べクトルを逐次的に導出する、請求項 9記載の無線装置。

1 1 . 前記複数の受信係数べクトルの逐次的な導出は、最急降下法による、請求項 1 0記載の無線装置。

1 2 . 前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は、再帰的最小 2乗法による、請求項 1 0記載の無線装置。

1 3 . 受信信号分離回路は、

前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトべクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトべクトル計算部と、

前記複数のアンテナからの受信信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ前記受信ウェイトべクトルの対応する要素を受ける複数の第 1の乗算器と、

前記複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、

前記送信指向性制御回路は、

前記送信伝搬路推定回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトべクトルを導出する送信ウェイトべクトル計算部と、

送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ前記送信ウェイトべクトルを受けて前記複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第 2の乗算器とを含む、請求項 1記載の無線装置。

1 4 . 受信信号分離回路は、

39 前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの信号を分離するための受信ウェイトべクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトべクトル計算部と、

前記複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、

前記送信指向性制御回路は、

前記受信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記特定の端末の移動速度を判定する移動速度判定部と、

前記送信ゥユイトべクトルと前記受信ウェイトべクトルとを受けて、前記移動速度判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、

送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ前記切替回路の出力を受けて前記複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第 2の乗算器とを含む、請求項 1記載の無線装置。

1 5 . 受信信号分離回路は、

前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの信号の受信レベルを導出する受信信号レベル演算部と、

前記複数の乗算部からの信号を加算する加算器とを含み、

前記送信指向性制御回路は、

前記受信信号レベル演算部の演算結果に基づいて、前記特定の端末の受信信号

40 レベルを判定する受信信号レベル判定部と、

前記送信ゥユイトべクトルと前記受信ウェイトべクトルとを受けて、前記受信信号レベル判定部の判定結果に応じて選択的に出力する切替回路と、

41