CN1939017A - 用于在ofdm系统中缓解过剩延迟的时间滤波 - Google Patents

Abstract

描述了用于具有过剩延迟扩展的OFDM系统的导频传输和信道估计技术。为了缓解过剩延迟扩展的有害效应，使用了时间滤波。时间滤波用于抵制信道估计中的过剩延迟扩展效应。在存在交错导频时执行时间滤波，其有助于改善在存在过剩延迟扩展情况下的信道估计。

Description

用于在OFDM系统中缓解过剩延迟的时间滤波

基于35U.S.C§119要求优先权

本专利申请要求于2004年1月28日递交的、名称为“TIMEFILTERING FOR EXCESS DELAY MITIGATION IN OFDMSYSTEMS”(用于在OFDM系统中缓解过剩延迟的时间滤波)的临时申请No.60/540,087的优先权，该临时申请转让给本申请的受让人，从而在此通过参考而特别援引该临时申请。

技术领域

本发明总体上涉及数据通信，更具体地，涉及在正交频分复用(OFDM)系统中缓解过剩延迟(excess delay)的时间滤波。

背景技术

OFDM是一种多载波调制技术，其有效地将整个系统带宽划分为多个(N_F个)正交子带。这些子带也被称为音调、子载波、频段以及频道。通过OFDM，每个子带与各自的可调制数据的子载波相关联。在每个OFDM符号周期中，可在N_F个子带上发射多达N_F个调制符号。在传输之前，使用N_F点快速傅里叶反变换(IFFT)将这些调制符号转换到时域，以得到包含N_F个码片的“转换”符号。

OFDM可以用于抵制频率选择性衰落，由在整个系统带宽的不同频率处的不同信道增益来表示频率选择性衰落的特征。众所周知，频率选择性衰落引起符号间干扰(ISI)，由于该现象，接收信号中的每个符号使得接收信号中后续的一个或多个符号产生失真。ISI失真通过影响正确检测接收符号的能力使性能恶化。OFDM可以通过重复每个转换符号的一部分以形成相应的OFDM符号，方便地抵制频率选择性衰落。所重复的部分通常被称为循环前缀。

循环前缀的长度(也就是，每个OFDM符号的重复量)取决于延迟扩展。无线信道的延迟扩展是无线信道脉冲响应的时间跨度或者持续时间。该延迟扩展也是发射机通过无线信道所发射信号中最早和最晚到达接收机的信号实例(或者多径)之间的差值。OFDM系统的延迟扩展是系统中用于所有发射机和接收机的无线信道的预期最大延迟扩展。为了使得系统中的所有接收机能够抵制ISI，循环前缀长度应当等于或者大于最大预期延迟扩展。但是，由于循环前缀意味着每个OFDM符号的开销，因此希望循环前缀长度尽可能短，以使开销最小化。作为一种折衷，通常将循环前缀长度选择为使得循环前缀包含系统中大多数接收机的所有多径能量中的主要部分。

OFDM系统可以经受小于或者等于循环前缀长度的延迟扩展。在这种情况下，N_F个子带彼此正交。但是，系统中的给定接收机可能观测到过剩延迟扩展，该延迟扩展大于循环前缀长度。如下所述，过剩延迟扩展可能引起多种有害效应，例如ISI和信道估计误差，这两种效应都可能降低系统的性能。因此，本领域需要缓解OFDM系统中过剩延迟扩展的有害效应的技术。

发明内容

本文描述用于发射导频以及估计具有过剩延迟扩展的无线信道的响应的技术。

在一个方案中，一种在无线通信系统中估计信道的方法包括：获得至少两个导频子带集合的至少两组接收导频符号，每个导频子带集合对应有一组接收导频符号，其中，第二组与第一组交错；将接收导频符号划分为偶数符号和奇数符号，其中，所述偶数符号包括实际和过剩分量，所述奇数符号包括实际和过剩分量；基于所述偶数符号和所述奇数符号分别确定偶数有效估计和奇数有效估计；选择第一时间滤波器系数集合以用于估计实际信道；选择第二时间滤波器系数集合以用于估计过剩信道；至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对实际信道执行时间滤波；以及至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对过剩信道执行时间滤波。

在另一方案中，一种用于无线通信系统中的设备包括：获得至少两个导频子带集合的至少两组接收导频符号的装置，每个导频子带集合对应有一组接收导频符号，其中，第二组与第一组交错；将接收导频符号划分为偶数符号和奇数符号的装置，其中，所述偶数符号包括实际和过剩分量，所述奇数符号包括实际和过剩分量；基于所述偶数符号和所述奇数符号分别确定偶数有效估计和奇数有效估计的装置；选择第一时间滤波器系数集合以用于估计实际信道的装置；选择第二时间滤波器系数集合以用于估计过剩信道的装置；至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对实际信道执行时间滤波的装置；以及至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对过剩信道执行时间滤波的装置。

在另一方案中，一种计算机可读介质包含用于在无线通信系统中估计信道的方法，该方法包括：获得至少两个导频子带集合的至少两组接收导频符号，每个导频子带集合对应有一组接收导频符号，其中，第二组与第一组交错；将接收导频符号划分为偶数符号和奇数符号，其中，所述偶数符号包括实际和过剩分量，所述奇数符号包括实际和过剩分量；基于所述偶数符号和所述奇数符号分别确定偶数有效估计和奇数有效估计；选择第一时间滤波器系数集合，用于估计实际信道；选择第二时间滤波器系数集合，用于估计过剩信道；至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对实际信道执行时间滤波；以及至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对过剩信道执行时间滤波。

下面进一步详细描述本发明的各个方案和实施例。

附图说明

结合附图参考下述详细描述，本发明的特征和特性将变得更加明显，在本文中相同的参考符号对应相同的内容，其中：

图1示出OFDM系统的OFDM调制器；

图2A和2D分别示出具有过剩延迟扩展的无线信道及其有效信道；

图2B和2C示出无线信道的接收码片序列；

图3示出可用于OFDM系统的子带结构；

图4示出OFDM系统中的接入点和终端；以及

图5示出信道估计器。

具体实施方式

在本文中，术语“示例性的”用于表示“作为一个例子、实例或者例证”。不应将本文中描述为“示例性的”任何实施例或者设计看作为优选于或优于其它实施例或者设计。

本文描述的用于缓解过剩延迟的时间滤波技术可用于多种通信系统，例如，基于正交频分复用(OFDM)的系统、正交频分多址(OFDMA)系统、码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、单输入单输出(SISO)系统、多输入多输出(MIMO)系统等等。

在OFDM系统中，在每个OFDM符号的开始处插入循环前缀，以移除连续符号之间的干扰。当信道的延迟扩展小于循环前缀而且接收机被同步以选择适当的FFT窗口时，在连续的OFDM符号之间没有符号间干扰(ISI)。此外，将与信道脉冲响应的线性卷积转换为循环卷积，并且保持载波之间的正交性。换句话说，在同一OFDM符号内的不同载波之间没有载波间干扰(ICI)。

当信道的延迟扩展超过循环前缀时，存在ICI以及ISI，这将使OFDM系统的性能恶化。通过增加循环前缀的长度来避免这种恶化将导致不可接受的系统开销。除了引入ICI/ISI之外，过剩延迟扩展的存在可能导致需要估计信道的相干接收机中的进一步恶化。具体地，如果信道抽头的数量增加，则分配用于信道估计的导频资源可能不够。显然，这种情况下的恶化将取决于所分配的资源以及过剩延迟扩展量。

与循环前缀相同，增加用于信道估计的资源可导致不可接受的开销增加。信道估计的恶化可能在某些实际情况下非常明显，超过由ICI和ISI引起的固有恶化。使用考虑到过剩延迟扩展的存在的信道估计技术可缓解这种影响。

图5示出OFDM系统的OFDM调制器100的框图。通常对将要发射的数据进行编码和交织，以生成编码比特，然后将其映射为调制符号。符号映射通过下列步骤来执行：(1)将编码比特分组为B比特二进制值，B≥1，以及(2)基于调制方案将每个B比特值映射为特定的调制符号(例如，MPSK或者M-QAM，其中M＝2^B)。每个调制符号是对应于调制方案的信号星座中的复数值。对于每个OFDM符号周期，在N_F个子带中的每个子带上发送一个“发射”符号。每个发射符号可以是导频/数据的调制符号或者零值信号(也就是，“零符号”)。在每个OFDM符号周期中，IFFT单元110对全部N_F个子带的N_F个发射符号执行N_F点IFFT，并且提供包含N_F个码片的转换符号。IFFT可表示为：

$\underset{-}{S}={\underset{-}{W}}_{N_F\×N_F}^H\underset{-}{S},$ (方程1)

其中，S是N_F个子带的发射符号的N_F×1向量；

W _NF×NF是N_F×N_F离散傅里叶变换(DFT)矩阵；

S是时域码片的N_F×1向量；以及

“H”表示共轭转置。

DFT矩阵 W _NF×NF被定义为使得第(n，m)项w_n，m给定为：

$w_{n,m}=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{(n-1)(m-1)}{N_F}},n=\{1...N_F\},$ 以及m＝{1...N_F}，(方程2)

其中，n是行索引，m是列索引。 W _NF×NF ^H是逆DFT矩阵。

循环前缀生成器120重复每个转换符号的一部分，以得到包含N_C个码片的相应OFDM符号，其中，N_C＝N_F+N_cp并且N_cp是循环前缀长度。OFDM符号周期是一个OFDM符号的持续时间，其是N_C个码片周期。码片被调整并通过无线信道进行发射。

图2A示出具有过剩延迟扩展的无线信道的示例性脉冲响应210。信道脉冲响应210包括两个抽头212和214，用于无线信道中的两个多径。抽头212具有复数增益h₁，并且位于抽头索引1处。抽头214具有复数增益h_e，并且位于抽头索引N_e处，N_e处于循环前缀长度N_cp之外。如本文所使用的，“主要信道”指位于循环前缀长度处或者以内的信道脉冲响应部分，“过剩信道”指位于循环前缀长度之外的信道脉冲响应部分，“过剩值”指过剩信道抽头的抽头索引和循环前缀长度之间的差值。对于信道脉冲响应210，主要信道包括一个抽头212，过剩信道包括一个抽头214，抽头214的过剩值是N_ex＝N_e-N_cp。

图2B示出图2A中所示无线信道的接收码片序列220。接收码片序列220是发射码片序列与无线信道抽头212和214的卷积。接收码片序列220包括(1)通过对主要信道抽头212与发射码片序列进行卷积生成的码片序列222，以及(2)通过对过剩信道抽头214与发射码片序列进行卷积生成的码片序列224，其中s_i表示当前OFDM符号的第i个码片，x_i表示前一OFDM符号的第i个码片，并且i＝1..N_C。

图2C示出将接收码片序列220分解为不同的分量。使用(1)由过剩信道抽头214与当前OFDM符号的N_C个码片的循环卷积所生成的码片序列226，(2)前一OFDM符号尾部的码片序列228，以及(3)当前OFDM符号尾部的码片序列230，代替图2B中的码片序列224。码片序列222和226表示在循环前缀长度足够长且抽头214是主要信道一部分的情况下，对于抽头212和214将接收的序列。但是，事实并非如此，由于过剩延迟扩展产生码片序列228和230。码片序列228表示前一OFDM符号向当前OFDM符号的泄漏，其是符号间干扰的源。码片序列230表示对循环卷积的干扰，其是载波间干扰(ICI)和信道衰减的源。

在每个子带中所观测到的符号间干扰可表示如下：

$\mathrm{ISI}\left(k\right)=h_e\·{\underset{-}{W}}_{1\×N_{\mathrm{ex}}}\left(k\right){\underset{-}{W}}_{N_{\mathrm{ex}}\×N_F}^H\underset{-}{X},k=1..N_F,$ (方程3)

其中，X是用于前一OFDM符号的发射符号的N_F×1向量；

W _Nex×NF ^H是具有 W _NF×NF ^H最后N_ex行的N_ex×N_F矩阵；以及

W _1×Nex(k)是具有 W _NF×NF第k行前N_ex个元素的1×N_ex向量。运算 W _Nex×NF ^H X生成N_ex×1向量 X _Nex，其包含前一OFDM符号的后N_ex个码片。由于子带k上的所述后N_ex个码片， X _Nex与 W _1×Nex(k)的乘积生成干扰。

每个子带上由于符号间干扰引起的噪声功率可以表示为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ISI}}^2=E_s\·{\left|h_e\right|}^2\·(N_{\mathrm{ex}}/N_F),k=1..N_F,$ (方程4)

其中，E_s是发射符号能量，|h_e|²是过剩信道的功率，以及σ_ISI ²是由每个子带上的ISI引起的噪声功率。如方程(4)所示，每个子带的ISI噪声功率(1)与过剩信道能量|h_e|²成正比，(2)与过剩值N_ex成正比，N_ex指示前一OFDM符号向当前OFDM符号的泄露量，以及(3)与全部子带的数量成反比，这是由于全部ISI噪声功率分布在N_F个子带上。

对每个子带上由于载波间干扰引起的噪声功率的计算方式可以与符号间干扰相似，表示如下：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ICI}}^2=E_s\·{\left|h_e\right|}^2\·\[(N_{\mathrm{ex}}/N_F)-{(N_{\mathrm{ex}}/N_F)}^2\],k=1..N_F.$ (方程5)

其中，σ_ICI ²是由每个子带上的ICI引起的噪声功率。

图2D示出图2A中所示无线信道的“有效”信道240。再次参考图2C，码片序列226表示由过剩信道抽头214(假设循环前缀足够长)引起的影响，码片序列230表示由过剩信道引起的ICI的源。对码片序列230的减法运算部分地造成每个子带上信号功率的下降。该减法可以解释为以因子(1-N_ex/N_F)按比例缩小过剩信道抽头214。如图2D所示，有效信道240包括具有复数增益h₁的抽头212以及具有复数增益h_e·(1-N_ex/N_F)的抽头216。抽头216的增益相对于抽头214的增益的下降被称为“信道衰减”，其是由抽头214的过剩延迟扩展产生的。衰减量与过剩值N_ex相关。

接收机执行信道估计，以导出对无线信道的信道估计。信道估计通常基于导频符号执行，导频符号是接收机预先已知的调制符号。如下所述，导频符号可以不同的方式进行发射。

图3示出可用于OFDM系统的示例性子带结构。OFDM系统具有BW MH_z的总系统带宽，使用OFDM将总系统带宽分为N_F个正交子带。每个子带具有BW/N_FMH_z的带宽。对于频谱成形的OFDM系统，全部N_F个子带中只有N_U个用于数据/导频传输，其中N_U＜N_F，其余的N_F-N_U个子带并不用于数据/导频传输，其作为保护子带，以使得系统能够满足频谱屏蔽要求。为了简便，下面的描述假设全部N_F个子带都可在OFDM系统中使用。

为了便于说明，考虑信道估计基于频域中均匀间隔的导频情况下的OFDM系统。频域中的第k个接收OFDM符号可以写为：

Y(K)＝H(k)+w(k)＝W_P，Dh(K)+w(k)，    (方程1)

其中

·P是导频载波的数量，D是接收机所假设的信道抽头数量。

·向量Y、H、w的长度为P，噪声w是方差为N_o的复数高斯白噪声：

·矩阵W_P，D是非归一化DFT矩阵的P×D子矩阵

$W_{N,N}(m,n)=\exp (-j\frac{2\mathrm{\πmn}}{N})$

其中，N是子载波的总数。

信道抽头的数量D≤P。但是，在一个实施例中，在处理信道具有长于循环前缀的延迟扩展的情况下，信道估计较长。为了得到较长的信道估计，导频在连续的OFDM符号上交错，也就是，导频载波索引在连续的OFDM符号中变化，如下所述。

交错导频

为了简便，假设两个符号交错模式：如果均匀间隔的导频载波在偶数符号中具有 $\frac{N}{P}n+n_0$ 的形式，则在奇数符号中将具有 $\frac{N}{P}n+n_0+\frac{N}{2P}$ 的形式。通过这种交错，可以通过使用来自两个相邻OFDM符号的导频观测，得到长度达2P的估计。具体地，假设信道具有2P个时域抽头。则

$H_P\left(2k\right)=\underset{l=0}{\overset{2P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_1\left(2k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πl}\[(N/P)p+n_0\]}{N}}=\underset{l=0}{\overset{2P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_1\left(2k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πlp}}{P}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}{n}_{0}l}{N}}$

$=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\[h_1\left(2k\right)-e^{-j\frac{2\mathrm{\πP}{n}_0}{N}}{h}_{l+P}\left(2k\right)\]e^{-j\frac{2\mathrm{\πlp}}{P}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}{n}_{0}l}{N}}$

尽管可以针对任意n₀执行上述方程，但是为了进一步的简便，设定n₀＝0，使得交错位于相位0和

之间。从而，可以得到

$H_P\left(2k\right)=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\[h_1\left(2k\right)+h_{l+p}\left(2k\right)\]e^{-j\frac{2\mathrm{\πlp}}{P}}$

相似地，对于奇数符号，

$H_P(2k+1)=\underset{l=0}{\overset{2P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l(2k+1)e^{-j\frac{2\mathrm{\πl}\[(N/P)p+(N/2P)\]}{N}}$

$=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\[h_1(2k+1)-h_{1+P}(2k+1)\]e^{-j\frac{\mathrm{\πl}}{P}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πlp}}{P}}$

从而，偶数和奇数符号中的导频观测可以写为

Y(2k)＝W_P，P[h^a(2k)+h^e(2k)]+w(2k)

Y(2k+1)＝W_P，PΛ[h^a(2k+1)-h^e(2k+1)]+w(2k+1)

                                        (方程2)

其中， $\mathrm{\Λ}=\mathrm{diag}{\left\{e^{-j\frac{\mathrm{\πl}}{P}}\right\}}_{l=0}^{D-1},$ 上标^“a”和^“e”表示分别对应于l＝0...P-1以及l＝P，...，2P-1的“实际”和“过剩”抽头。

为了从方程7中的观测得到信道估计，一种可能性是使用最小二乘法来估计有效时域信道。方程8示出偶数有效估计和奇数有效估计：

$\hat{h}\left(2k\right)=W_{P,P}^{H}Y\left(2k\right)$

$\hat{h}(2k+1)={\mathrm{\Λ}}^{-1}{W}_{P,P}^{H}Y(2k+1)$

(方程3)

上述的有效估计包括实际和过剩分量。得到全部2P个抽头信道估计的简单方法是

$\widehat{h^a}=\frac{\hat{h}\left(2k\right)+\hat{h}(2k+1)}{2}$

$\widehat{h^e}=\frac{\hat{h}\left(2k\right)-\hat{h}(2k+1)}{2}$

(方程4)

方程9仅是将方程8中时域估计(所获得的每个OFDM符号)在多个OFDM符号上求平均的更一般运算的特例。这种平均被称为时间滤波，其单独对每一单个时域抽头执行。在任意OFDM符号m(偶数或者奇数)处所得到的对抽头l的估计可以写为

$h_l\left(2k\right)=\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{n,l}{h}_l(2k-n)$

其中，N_f和N_b分别是非因果和因果抽头的数量。在该架构中，方程9对应于选择N_f＝0，N_b＝2以及

α_0，l＝α_1，l＝0.5，l＜P

α_0，l＝0.5以及α_1，l＝-0.5，P≤l＜2P-1

从而，选择一个时间滤波器系数集合用于估计实际信道(l＜P)，并且选择另一个时间滤波器系数集合用于过剩信道。

考虑用于为所述两个部分选择时间滤波器系数的更一般策略。为了清楚，对于l＜P的滤波器系数用α_n表示，对于l≥p的滤波器系数用β_n表示。

实际信道的时间滤波

除了分离实际和过剩信道外，时间滤波器系数的选择还由其它约束条件所制约。时间滤波能够捕捉到附加导频能量，并且可以提高信道估计的可靠性。但是，当使用长时间滤波器时可能由于信道中的时间变化而引起恶化。

为了便于说明，关注在偶数OFDM符号中所观测到的第l个时域信道抽头，并且假设信道在时间滤波器所用的N_f+N_b个符号上进行线性变化。使用方程8，得到

以及

$h_l^{\mathrm{\α}}(2k-n)=h_l^{\mathrm{\α}}\left(2k\right)-n{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{\α}}$

$h_l^e(2k-n)=h_l^e\left(2k\right)-n{\mathrm{\δ}}_e,n=N_b-1,...,-N_f$

其中，δ_a和δ_e是在抽头l处实际和过剩信道的斜率(slope)。理想地，这些时间变化将沿着过剩信道而被消除。因此，对时间滤波器系数的约束条件可以总结为：

消除过剩信道： $\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{\mathrm{\α}}_n=0$

消除变化δ_a： $\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}n{\mathrm{\α}}_n=0$

消除变化δ_e： $\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{n}n{\mathrm{\α}}_n=0$

                                                 (方程5)

由于这些约束条件对于系数中的比例因子是不变的，所以可施加归一化约束条件，使得例如信道估计是无偏的，其表示为

归一化的信道估计： $\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_n=1$ (方程6)

例如，给定具有一个非因果抽头的三抽头滤波器，也就是，N_f＝1，N_b＝2，以及方程10和方程11中的约束条件，解为(0.25，0.5，0.25)。在没有过剩信道抽头的情况下，最佳解将是{0.33，0.33，0.33}。

当系数的数量大于线性独立约束条件的数量时，可以选择系数以使时间滤波估计中的噪声方差最小化，也就是，

在方程10和方程11的约束条件下使 $\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{\α}}_n}^2$ 最小化。本领域技术人员应当清楚，由于约束条件是线性的而且目标函数是二次方程式，因而可以使用拉格朗日乘子技术来解决所述最优化问题。

对过剩信道的时间滤波

至此，对滤波器抽头的选择限制在前P个抽头上。对于l≥p的情况，抽头对应于过剩信道，并且用{β_n}来表示。

在选择{β_n}过程中，其目的与l＜P情况下的目的相反，这是因为只保留了过剩抽头并且消除了来自前P个抽头的影响。因此，方程10中的约束条件修正为：

消除实际信道： $\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_n=0$

消除变化δ_a： $\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}n{\mathrm{\β}}_n=0$

消除变化δ_e： $\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{n}n{\mathrm{\β}}_n=0$

只有第一个约束条件发生变化，并且可以施加方程11中的比例因子约束条件。对于三抽头非因果滤波器，{β_-1，β₀，β₁}的解为{-0.25，0.5，-0.25}。本领域技术人员应当清楚，对于其它滤波器长度(以及其它交错模式)也可以得到相似的解。

频域估计的有效生成

在调制解调器的实现中，最终在每个交错(per-interlace)的基础上获得频域中的信道估计。即，为了降低为获得频域中的信道估计而执行的FFT运算中所涉及的计算次数，(在引入适当的相位斜坡之后)对时域信道估计执行P点FFT，从而得到对所关注交织的信道估计。利用对与信道中过剩延迟对应的信道抽头的估计，时域中存在2P个抽头用于信道估计。可以使用单个P点FFT运算获得对所需交织的信道估计。具体地，时域中的2P个信道抽头用h＝[h_ah_e]来表示，其中，h_a和h_e分别是长度为P的向量。给定对与交织m(m＝0，1，...7)对应的P个子载波(d＝0，1，2，.....P-1)的频率估计，则对第m个交织中第d个载波的频域信道估计给定为：

$H_{m,d}\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\[h_{a,l}\left(k\right)+h_{e,l}\left(k\right)e^{\frac{-j2\mathrm{\πm}}{8}}\]e^{\frac{-j2\mathrm{\πlm}}{N}}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\πld}}{P}}$

信道中的额外P个抽头导致稍微复杂的乘法(8个m值中的4个)以及加法。已经执行了其后跟有P点FFT的相位斜坡运算，而未考虑信道抽头的数量是P。但是，由于并未将信道截为P个抽头，因此为了允许有额外P个抽头，需要附加的存储器以用于缓冲。

为了便于说明，在上述描述中提出了若干假设和施加的限制。具体地，

交错模式：假设仅有两个相位(0和4)的简化交错模式。本领域技术人员应当清楚，所公开的实施例可推广到在不同OFDM符号上的任何其它交错模式。在每个符号中，导频均匀地间隔，使得过剩信道在时域中混叠。交错模式的选择可以基于其它因素并出于其本身的需要。

最小二乘标准：在从频域中的导频到混叠的时域信道估计中，使用最小二乘法，其转换为IFFT。本领域技术人员应当清楚，存在用于导出时域估计的其它标准，例如，MMSE方法。

此处的一个关键点在于通过交错导出时域信道和导频观测之间的关系。参考方程7。

时间滤波器长度：为了进行说明，假设使用三抽头滤波器。显然，本方法适用于多于两个抽头的任意数量的抽头，而且滤波器能使导频观测的总数大于所假设的总信道长度，否则，不可能得到良好的整个信道估计。

滤波器系数选择：在根据实施例选择滤波器系数过程中，假设对于实际信道中的所有抽头使用同一系数集合，对于过剩信道中的所有抽头使用不同集合。在另一个实施例中，对于实际信道中的每个抽头和过剩信道中的每个抽头使用不同的系数集合(在该实例中得到2P个滤波器系数集合)。施加了附加的约束条件，即，在选择系数时必须消除或者抑制信道的时间变化。基于时间滤波器系数的数量或者其它系统设计要求，可以免除这些约束条件。

线性变化模型：最后，在对方程10等中的约束条件进行公式化的过程中，使用如下模型，即，信道在所关注的持续时间内进行线性变化。可以使用其它方法导出约束条件，例如，可以对信道的时间相关性假设一个统计模型，进而所述问题可能存在于使时间变化误差的方差最小化的方面。

为了清楚，已经针对OFDM系统描述了导频传输和信道估计技术。这些技术可用于其它多载波调制技术，例如，离散多音(DMT)。

图4示出OFDM系统中接入点1100和终端1150的框图。在下行链路上，在接入点1100处，发射(TX)数据处理器1110对业务数据进行接收、格式化、编码、交织和调制(也就是，符号映射)，并且提供调制符号(或者简称为“数据符号”)。OFDM调制器1120接收数据符号和导频符号，如图5所示执行OFDM调制，并且提供OFDM符号流。导频符号以交错的方式进行发射。发射机单元(TMTR)1122接收OFDM符号流且将其转换为一个或多个模拟信号，并调整(例如，放大、滤波以及上变频)模拟信号，以生成下行链路信号，并且通过天线1124向终端发射信号。

在终端1150处，天线1152接收下行链路信号，并且将接收信号提供给接收机单元(RCVR)1154。接收机单元1154调整(例如，滤波、放大以及下变频)接收信号，对所调整的信号进行数字化，并且将接收码片提供给OFDM解调器1156。

图5示出OFDM解调器1156的实施例。循环前缀去除单元1212去除附加在每个OFDM符号上的循环前缀。FFT单元1214接着使用N_F点FFT将每个接收的转换符号转换到频域，并且得到N_F个子带的N_F个接收符号。FFT单元1214将所接收的导频符号提供给处理器1170，并且将所接收的数据符号提供给检测器1216。检测器1216进一步从处理器1170接收对下行链路的频率响应估计H_m，d(k)，对所接收的数据符号执行检测，以得到检测符号(其是对所发射数据符号的估计)，并且将检测符号提供给RX数据处理器1158。

处理器1170包括信道估计器1220，其得到所接收的导频符号，并且执行信道估计，如上所述。在信道估计器1220中，导频检测器1222去除所接收导频符号上的调制，并且可以在每个OFDM符号周期中，利用对均匀分布的N_dn个子带的信道增益估计，执行获得初始频率响应估计

所需的外插法和/或内插法。IFFT单元1224对初始频率响应估计执行IFFT，以得到具有N_dn个抽头的信道脉冲响应估计

。重复单元1226重复信道脉冲响应估计达必要的次数，并且进一步在需要时调整每个实例的相位。合成器/滤波器1228接着合并或者滤波单元1226的输出，并且提供全信道脉冲响应估计。阈值和零值填充单元1230执行阈值处理(如果启动)以及零值填充，以得到具有N_F个抽头的向量

。FFT单元1232接着对向量

执行FFT，以得到对下行链路N_F个子带的最终频率响应估计

RX数据处理器1158对检测符号进行解调(也就是符号解映射)、解交织以及解码，以恢复所发射的业务数据。OFDM解调器1156和RX数据处理器1158的处理分别与接入点1100处OFDM调制器1120和TX数据处理器1110的处理互补。

在上行链路上，TX数据处理器1182处理业务数据，并且提供数据符号。OFDM调制器1184接收数据符号并将其与导频符号进行复用，执行OFDM调制，并且提供OFDM符号流。导频符号可在分配给终端1150进行导频传输的N_up个子带上进行发射。上行链路导频子带的数量(N_up)可以与下行链路导频子带的数量(N_dn)相同或者不同。而且，相同或者不同(例如，交错)的导频传输方案可用于下行链路和上行链路。接着，发射机单元1186接收并处理OFDM符号流，以生成上行链路信号，该上行链路信号通过天线1152发射至接入点。

在接入点1100处，来自终端1150的上行链路信号由天线1124接收，并且由接收机单元1142处理，以得到接收码片。OFDM解调器1144接着处理接收码片，并且提供上行链路的接收导频符号和检测符号。RX数据处理器1146处理检测符号，以恢复终端1150所发射的业务数据。

如上所述，处理器1130对在上行链路上进行发射的每个终端执行信道估计。多个终端可同时在其被分配的导频子带上的上行链路上发射导频。为了减少干扰，在给定的OFDM符号周期中，每个子带仅可由一个终端用于导频或数据传输。处理器1130可实现图5中所示的信道估计器1220。对于每个终端m，处理器1130基于从终端接收的导频符号得到对终端上行链路的初始频率响应估计

，基于

得到对终端的信道脉冲响应估计

，以及基于 得到对终端的最终频率响应估计

。对每个终端的频率响应估计

被提供给OFDM解调器1144，并且用于对该终端的检测。

处理器1130和1170分别指令在接入点1100和终端1150处的操作。存储器单元1132和1172分别存储由处理器1130和1170所使用的程序代码和数据。如上所述，处理器1130和1170还执行信道估计。

为了清楚，已经针对OFDM系统描述了导频传输和信道估计技术。这些技术可用于其它多载波调制技术，例如，离散多音(DMT)。

对于软件实现方式，可使用执行本文所述功能的模块(例如，程序、函数等等)实现导频传输和信道估计技术。软件代码可存储在存储器单元(例如，图4中的存储器单元1132和1172)中，并且由处理器(例如，处理器1130和1170)执行。存储器单元可在处理器内部或者处理器外部实现，在存储器单元实现于处理器外部的情况下，其可以通过本领域已知的多种方式通信连接到处理器。

本文描述的导频传输和信道估计技术可由多种方式实现。例如，这些技术可实现在硬件、软件或者其组合中。对于硬件实现，用于信道估计的处理单元可在如下硬件中实现，即，一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计用于执行本文所述功能的其它电子单元或者其组合。

对公开实施例的前述描述可用于使本领域技术人员能够实现或者使用本发明。本领域技术人员应当清楚对这些实施例的各种修改，在不偏离本发明精神或者范围的前提下，本文所定义的一般原理可应用于其它实施例中。从而，本发明并不旨在限于本文所示的实施例，而应获得与本文所述的原理和新颖特性一致的最大范围。

Claims (7)

1.一种在无线通信系统中估计信道的方法，包括：

获得至少两个导频子带集合的至少两组接收导频符号，每个导频子带集合对应有一组接收导频符号，其中，所述第二组与所述第一组交错；

将接收导频符号划分为偶数符号和奇数符号，其中，所述偶数符号包括实际和过剩分量，所述奇数符号包括实际和过剩分量；

基于所述偶数符号和所述奇数符号分别确定偶数有效估计和奇数有效估计；

选择第一时间滤波器系数集合以用于估计实际信道；

选择第二时间滤波器系数集合以用于估计过剩信道；

至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对实际信道执行时间滤波；以及

至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对过剩信道执行时间滤波。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述划分的步骤还包括将所述第二组的接收导频符号从所述第一组的接收导频符号中均匀间隔开。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述划分的步骤还包括根据两个符号交错模式对所述至少两组接收导频符号执行交错。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，所述划分的步骤还包括根据n符号(n＞)交错模式对所述至少两组接收导频符号执行交错。

5.一种用于无线通信系统中的设备，包括：

获得至少两个导频子带集合的至少两组接收导频符号的装置，每个导频子带集合对应有一组接收导频符号，其中，所述第二组与所述第一组交错；

将接收导频符号划分为偶数符号和奇数符号的装置，其中，所述偶数符号包括实际和过剩分量，所述奇数符号包括实际和过剩分量；

基于所述偶数符号和所述奇数符号分别确定偶数有效估计和奇数有效估计的装置；

选择第一时间滤波器系数集合以用于估计实际信道的装置；

选择第二时间滤波器系数集合以用于估计过剩信道的装置；

至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对实际信道执行时间滤波的装置；以及

至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对过剩信道执行时间滤波的装置。

6.一种处理器，其被编程为执行在无线通信系统中估计信道的方法，该方法包括：

获得至少两个导频子带集合的至少两组接收导频符号，每个导频子带集合对应有一组接收导频符号，其中，所述第二组与所述第一组交错；

将接收导频符号划分为偶数符号和奇数符号，其中，所述偶数符号包括实际和过剩分量，所述奇数符号包括实际和过剩分量；

基于所述偶数符号和所述奇数符号分别确定偶数有效估计和奇数有效估计；

选择第一时间滤波器系数集合，用于估计实际信道；

选择第二时间滤波器系数集合，用于估计过剩信道；

至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对实际信道执行时间滤波；以及

至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对过剩信道执行时间滤波。

7.一种计算机可读介质，其包含用于在无线通信系统中估计信道的方法，包括：

获得至少两个导频子带集合的至少两组接收导频符号，每个导频子带集合对应有一组接收导频符号，其中，所述第二组与所述第一组交错；

将接收导频符号划分为偶数符号和奇数符号，其中，所述偶数符号包括实际和过剩分量，所述奇数符号包括实际和过剩分量；

基于所述偶数符号和所述奇数符号分别确定偶数有效估计和奇数有效估计；

选择第一时间滤波器系数集合，用于估计实际信道；

选择第二时间滤波器系数集合，用于估计过剩信道；

至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对实际信道执行时间滤波；以及

至少基于所述偶数有效估计、所述奇数有效估计、所述第一时间滤波器系数集合和所述第二时间滤波器系数集合，对过剩信道执行时间滤波。

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