JPH0744515B2 - 干渉波除去方式 - Google Patents
干渉波除去方式Info
- Publication number
- JPH0744515B2 JPH0744515B2 JP2142238A JP14223890A JPH0744515B2 JP H0744515 B2 JPH0744515 B2 JP H0744515B2 JP 2142238 A JP2142238 A JP 2142238A JP 14223890 A JP14223890 A JP 14223890A JP H0744515 B2 JPH0744515 B2 JP H0744515B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- interference wave
- interference
- wave
- signal
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は干渉波除去方式に関し、特にダイバーシティ方
式を必要とするマルチパスフェージング回線においてD/
U（希望波対干渉波比）がマイナスとなるような強い干
渉波が存在する場合の広帯域干渉波の除去およびフェー
ジングによる波形歪の適応等化を行なう干渉波除去方式
に関する。
式を必要とするマルチパスフェージング回線においてD/
U（希望波対干渉波比）がマイナスとなるような強い干
渉波が存在する場合の広帯域干渉波の除去およびフェー
ジングによる波形歪の適応等化を行なう干渉波除去方式
に関する。
（従来の技術） 従来、PSKやQAMを用いたディジタルマイクロ波回線に対
してFM回線による干渉や、隣接チャンネルからの干渉ま
たは妨害波などが問題となることがある。特にディジタ
ル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波と見なさ
れているが、それ以外の干渉波は広帯域の場合がある。
また、強度のマルチパスフェージング回線においてはダ
イバーシティ方式や適応等化技術が不可欠であり、見通
し外通信のように伝搬距離が大きな回線では整合フィル
タ（MF）と判定帰還形等化器（DFE）とを用いた受信機
が必要である。マルチパスフェージング環境下での広帯
域干渉波の除去を行なう従来の干渉波除去方式の一例を
第３図に示す。
してFM回線による干渉や、隣接チャンネルからの干渉ま
たは妨害波などが問題となることがある。特にディジタ
ル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波と見なさ
れているが、それ以外の干渉波は広帯域の場合がある。
また、強度のマルチパスフェージング回線においてはダ
イバーシティ方式や適応等化技術が不可欠であり、見通
し外通信のように伝搬距離が大きな回線では整合フィル
タ（MF）と判定帰還形等化器（DFE）とを用いた受信機
が必要である。マルチパスフェージング環境下での広帯
域干渉波の除去を行なう従来の干渉波除去方式の一例を
第３図に示す。
第３図において、301と302は乗算器、303は加算器、304
は減算器、305と308と309はAGC増幅器、306と307は相関
器、310は切換え器、311は適応等化器である。この従来
の干渉波除去方式は、２つのルートのそれぞれの受信信
号を２重ダイバーシティ合成し、該合成信号を適応等化
器（EQL）を用いる適応受信機に通して等化を行なって
いる。ダイバーシティ合成は加算器303で行われ、その
合成方式は最大比合成である。入力１と入力２の各ダイ
バーシティ入力は、それぞれAGC増幅器308と309でフラ
ットフェージングによるレベル変動を除かれ、加算器30
3で最大比合成されるように乗算器301と302においてそ
れぞれ複素タップ係数が乗じられる。これらのタップ係
数は、相関器306と307によるダイバーシティ合成後のAG
C増幅器305の出力と、AGC増幅器308および309の出力と
の間の相関値である。干渉波が存在しない時は切換え器
310はAGC増幅器305の出力を選択して出力し、適応等化
器（ETL）311に受信信号を供給する。この適応等化器31
1でマルチパスフェージングによる波形歪が除去され
る。
は減算器、305と308と309はAGC増幅器、306と307は相関
器、310は切換え器、311は適応等化器である。この従来
の干渉波除去方式は、２つのルートのそれぞれの受信信
号を２重ダイバーシティ合成し、該合成信号を適応等化
器（EQL）を用いる適応受信機に通して等化を行なって
いる。ダイバーシティ合成は加算器303で行われ、その
合成方式は最大比合成である。入力１と入力２の各ダイ
バーシティ入力は、それぞれAGC増幅器308と309でフラ
ットフェージングによるレベル変動を除かれ、加算器30
3で最大比合成されるように乗算器301と302においてそ
れぞれ複素タップ係数が乗じられる。これらのタップ係
数は、相関器306と307によるダイバーシティ合成後のAG
C増幅器305の出力と、AGC増幅器308および309の出力と
の間の相関値である。干渉波が存在しない時は切換え器
310はAGC増幅器305の出力を選択して出力し、適応等化
器（ETL）311に受信信号を供給する。この適応等化器31
1でマルチパスフェージングによる波形歪が除去され
る。
第３図の従来の干渉波除去方式において、受信信号中に
広帯域でD/U比（干渉波と希望波の比）がマイナスとな
るような強い干渉波が存在する場合、切換え器310は減
算器304の出力を選択して出力する。この減算器304は乗
算器301の出力から乗算器302の出力を減じており、加算
器303が位相について同相合成を行うのに対し、減算器3
04は逆相合成を行うことで干渉波の除去を行う。
広帯域でD/U比（干渉波と希望波の比）がマイナスとな
るような強い干渉波が存在する場合、切換え器310は減
算器304の出力を選択して出力する。この減算器304は乗
算器301の出力から乗算器302の出力を減じており、加算
器303が位相について同相合成を行うのに対し、減算器3
04は逆相合成を行うことで干渉波の除去を行う。
第４図にその干渉波除去の動作を示す。（ａ）と（ｄ）
はそれぞれダイバーシティルート1,2の入力1,2を示して
いる。ここで、各ルートの希望波をS1,S2とし、干渉波
をJ1,J2とする。D/Uがマイナスとなるくらい干渉波が大
きい時には、干渉波どうしが同相合成されるように制御
され、（ｂ）と（ｅ）に示すように、乗算器301と302の
出力において干渉波JIとJ2の振幅および位相が等しくな
る。この場合、（ｃ）に示す加算器303の出力は、干渉
波どうしの同相合成を示している。一方、（ｆ）に示す
ように減算器304では干渉波どうしが逆相合成され、干
渉波は除去されて、希望信号波のみが抽出されている。
しかしS1とS2については、最大比合成のみならず同相合
成すら行なわれないことになる。特に、希望波Ｓと干渉
波Ｊとの位相関係により、希望信号波が消えることがあ
る。入力１と入力２が（ｇ）と（ｊ）に示すように、Ｓ
とＪとの振幅位相関係が同じ場合、乗算器301と302の出
力は（ｈ）と（ｋ）に示すように一致する。この時、
（ｉ）に示す加算器303の出力はＳもＪも同相合成とな
り、（ｌ）に示す減算器304に出力はＳもＪも逆相合成
となる。すなわち干渉波は除去されているが、希望信号
波も消滅することになる。
はそれぞれダイバーシティルート1,2の入力1,2を示して
いる。ここで、各ルートの希望波をS1,S2とし、干渉波
をJ1,J2とする。D/Uがマイナスとなるくらい干渉波が大
きい時には、干渉波どうしが同相合成されるように制御
され、（ｂ）と（ｅ）に示すように、乗算器301と302の
出力において干渉波JIとJ2の振幅および位相が等しくな
る。この場合、（ｃ）に示す加算器303の出力は、干渉
波どうしの同相合成を示している。一方、（ｆ）に示す
ように減算器304では干渉波どうしが逆相合成され、干
渉波は除去されて、希望信号波のみが抽出されている。
しかしS1とS2については、最大比合成のみならず同相合
成すら行なわれないことになる。特に、希望波Ｓと干渉
波Ｊとの位相関係により、希望信号波が消えることがあ
る。入力１と入力２が（ｇ）と（ｊ）に示すように、Ｓ
とＪとの振幅位相関係が同じ場合、乗算器301と302の出
力は（ｈ）と（ｋ）に示すように一致する。この時、
（ｉ）に示す加算器303の出力はＳもＪも同相合成とな
り、（ｌ）に示す減算器304に出力はＳもＪも逆相合成
となる。すなわち干渉波は除去されているが、希望信号
波も消滅することになる。
（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の干渉波除去方式は、干渉波を除去しよう
とすると希望波についてのダイバーシティの最大比合成
または同相合成が行なわれないから、マルチパスフェー
ジング回線での適応等化による最適受信と干渉波除去と
が両立せず、場合によっては希望信号を消失させてしま
うと言う欠点がある。
とすると希望波についてのダイバーシティの最大比合成
または同相合成が行なわれないから、マルチパスフェー
ジング回線での適応等化による最適受信と干渉波除去と
が両立せず、場合によっては希望信号を消失させてしま
うと言う欠点がある。
そこで本発明の目的、干渉波除去に伴う希望波の消滅を
防ぐと共に、強い広帯域干渉波を除去し、さらにマルチ
パス歪を効果的に除去することができる干渉波除去方式
を提供することにある。
防ぐと共に、強い広帯域干渉波を除去し、さらにマルチ
パス歪を効果的に除去することができる干渉波除去方式
を提供することにある。
（課題を解決するための手段）〕 本発明の干渉波除去方式は、２つのルートを設定してそ
れぞれの受信出力を合成する合成ダイバーシティを行な
う干渉波除去方式において、第１および第２の迷信信号
に所定の時間差を与えて送信し、前記第１の送信信号と
第１の干渉波でなる第１の受信信号と、前記第２の送信
信号と第２の干渉波でなる第２の受信信号とを前記第１
の干渉波の位相と前記第２の干渉波の位相とが逆相とな
るようにダイバーシティ合成を行ない、該合成信号を整
合フィルタと判定帰還形等化器でなる適応受信機に通し
て等化を行なうことを特徴とする。
れぞれの受信出力を合成する合成ダイバーシティを行な
う干渉波除去方式において、第１および第２の迷信信号
に所定の時間差を与えて送信し、前記第１の送信信号と
第１の干渉波でなる第１の受信信号と、前記第２の送信
信号と第２の干渉波でなる第２の受信信号とを前記第１
の干渉波の位相と前記第２の干渉波の位相とが逆相とな
るようにダイバーシティ合成を行ない、該合成信号を整
合フィルタと判定帰還形等化器でなる適応受信機に通し
て等化を行なうことを特徴とする。
（実施例） 次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の干渉波除去方式の一実施例の構成を示
すブロック図である。第２図は本実施例の干渉波除去動
作を説明する図である。
すブロック図である。第２図は本実施例の干渉波除去動
作を説明する図である。
第１図において、101と102は乗算器、103は加算器、104
は減算器、105と108と109はAGC増幅器、106と107は相関
器、110は切換え器、111は整合フィルタ（MF）、112は
判定帰還型等化器（DFE）、113はτの遅延時間を有する
遅延素子、114と115は送信器である。
は減算器、105と108と109はAGC増幅器、106と107は相関
器、110は切換え器、111は整合フィルタ（MF）、112は
判定帰還型等化器（DFE）、113はτの遅延時間を有する
遅延素子、114と115は送信器である。
第２図において、201は減算器104のルート１側入力の希
望波S1、202は減算器104のルート１側入力の干渉波J1、
203は減算器104のルート２側入力の希望波S2、204は減
算器104のルート２側入力の干渉波J2である。また、第
２図（ｃ）はMF111の入力での希望波についての等価的
インパルス応答であり、第２図（ｄ）はMF111の出力で
の希望波についてのインパルス応答である。
望波S1、202は減算器104のルート１側入力の干渉波J1、
203は減算器104のルート２側入力の希望波S2、204は減
算器104のルート２側入力の干渉波J2である。また、第
２図（ｃ）はMF111の入力での希望波についての等価的
インパルス応答であり、第２図（ｄ）はMF111の出力で
の希望波についてのインパルス応答である。
第１図において、送信側では入力信号を２分岐し、一方
の信号は遅延素子113を介して送信器114に供給し、他方
の信号はそのまま送信器115に供給する。送信器114と11
5は入力した信号を変調して送信する。
の信号は遅延素子113を介して送信器114に供給し、他方
の信号はそのまま送信器115に供給する。送信器114と11
5は入力した信号を変調して送信する。
受信側では、受信入力１と受信入力２の各ダイバーシテ
ィ入力は、AGC増幅器108と109でフラットフェージング
によるレベル変動を除かれ、加算器103で最大比合成さ
れるように乗算器101と102においてそれぞれ複素タップ
係数が乗じられる。これらのタップ係数は、相関器106
と107で求められたダイバーシティ合成後のAGC増幅器10
5の出力と、AGC増幅器108および109の出力との間の相関
値である。干渉波が存在しない時は切換え器110はAGC増
幅器105の出力を選択して出力し、整合フィルタ（MF）1
11に受信信号を供給する。この整合フィルタ111でSN比
が最大化され、マルチパスフェージングによる波形歪が
判定帰還型等化器（DFE）112で除される。
ィ入力は、AGC増幅器108と109でフラットフェージング
によるレベル変動を除かれ、加算器103で最大比合成さ
れるように乗算器101と102においてそれぞれ複素タップ
係数が乗じられる。これらのタップ係数は、相関器106
と107で求められたダイバーシティ合成後のAGC増幅器10
5の出力と、AGC増幅器108および109の出力との間の相関
値である。干渉波が存在しない時は切換え器110はAGC増
幅器105の出力を選択して出力し、整合フィルタ（MF）1
11に受信信号を供給する。この整合フィルタ111でSN比
が最大化され、マルチパスフェージングによる波形歪が
判定帰還型等化器（DFE）112で除される。
第１図の実施例において受信信号中に広帯域でD/U比
（干渉波と希望の比）がマイナスとなるような強い干渉
波が存在する場合、切換え器110は減衰器104の出力を選
択して出力する。この減算器104は、乗算器101の出力か
ら乗算器102の出力を減じており、加算器103が位相につ
いて同相合成を行うのに対し、減算器104は逆相合成を
行うことで干渉波の除去を行う。
（干渉波と希望の比）がマイナスとなるような強い干渉
波が存在する場合、切換え器110は減衰器104の出力を選
択して出力する。この減算器104は、乗算器101の出力か
ら乗算器102の出力を減じており、加算器103が位相につ
いて同相合成を行うのに対し、減算器104は逆相合成を
行うことで干渉波の除去を行う。
第２図にその干渉波除去の動作を示す。第２図（ａ）は
乗算器101の出力すなわち減算器104の＋側入力であり、
201は希望波シンボル列S1を示し、202は干渉波成分J1を
示す。第２図（ｂ）は乗算器102の出力すなわち減算器1
04の一側入力であり、203は希望波シンボル列S2を示
し、204は干渉波成分J2を示す。ここで、202と204に示
すように干渉波が同位相になる時に、減算器104の２つ
の入力間で減算が行なわれて干渉波が除去される。とこ
ろで、従来の干渉波除去方式では、第４図の（ｈ）と
（ｋ）に示したようにJ1とJ2に加えてS1とS2も同位相と
なると干渉波は除去されるが、同時に希望波も消滅する
ことになる。しかし、本発明では、送信側においてダイ
バーシティルート1,2間のシンボルにτの遅延差をつけ
ているから、201と203に示すように、希望波の搬送波に
ついては同相となっても、シンボルが時間的にずれてい
るから、キャンセルによる信号消滅は生じない。（ここ
ではτを２シンボル長の2Tとしている。）この場合、希
望波について、第２図（ｃ）に示すように伝送系のイン
パルス応答が２波モデルになったのと等価である。ルー
ト１のシンボルに基準タイミングが取れた場合、205の
ルート１による応答は主液に対応し、ルート２による応
答は進み波となる。すなわち信号消滅を回避できた代り
に送信側でマルチパスを作り出したのと等価である。こ
のような歪は、伝搬路のマルチパス歪と共に第１図のMF
111とDFE112からなる適応受信機により除去が可能であ
る。第２図（ｄ）に示すように第２図（ｃ）の２波のモ
デルのインパルス応答は対称化される。すなわちｔ＝−
2Tでの進み波成分のエネルギーが主波の同相合成され、
S/Nが最大化される。このMF111の動作により歪が等価的
に軽減され、DEF112が判定帰還の等化を十分発揮でき、
強力な歪の除去が行われる。
乗算器101の出力すなわち減算器104の＋側入力であり、
201は希望波シンボル列S1を示し、202は干渉波成分J1を
示す。第２図（ｂ）は乗算器102の出力すなわち減算器1
04の一側入力であり、203は希望波シンボル列S2を示
し、204は干渉波成分J2を示す。ここで、202と204に示
すように干渉波が同位相になる時に、減算器104の２つ
の入力間で減算が行なわれて干渉波が除去される。とこ
ろで、従来の干渉波除去方式では、第４図の（ｈ）と
（ｋ）に示したようにJ1とJ2に加えてS1とS2も同位相と
なると干渉波は除去されるが、同時に希望波も消滅する
ことになる。しかし、本発明では、送信側においてダイ
バーシティルート1,2間のシンボルにτの遅延差をつけ
ているから、201と203に示すように、希望波の搬送波に
ついては同相となっても、シンボルが時間的にずれてい
るから、キャンセルによる信号消滅は生じない。（ここ
ではτを２シンボル長の2Tとしている。）この場合、希
望波について、第２図（ｃ）に示すように伝送系のイン
パルス応答が２波モデルになったのと等価である。ルー
ト１のシンボルに基準タイミングが取れた場合、205の
ルート１による応答は主液に対応し、ルート２による応
答は進み波となる。すなわち信号消滅を回避できた代り
に送信側でマルチパスを作り出したのと等価である。こ
のような歪は、伝搬路のマルチパス歪と共に第１図のMF
111とDFE112からなる適応受信機により除去が可能であ
る。第２図（ｄ）に示すように第２図（ｃ）の２波のモ
デルのインパルス応答は対称化される。すなわちｔ＝−
2Tでの進み波成分のエネルギーが主波の同相合成され、
S/Nが最大化される。このMF111の動作により歪が等価的
に軽減され、DEF112が判定帰還の等化を十分発揮でき、
強力な歪の除去が行われる。
（発明の効果） 本発明は、以上に説明したように、送信側でダイバーシ
ティルート1,2間の送信シンボルに遅延時間差を持たせ
て送信し、受信側では合成ダイバーシティで生成した合
成信号の等化を整合フィルタ（MF）および判定帰還形等
化器（DFE）でなる適応受信機で行なうことにより、干
渉波除去に伴う希望信号波の消滅を防止して、強度な広
帯域干渉波とマルチパス歪の除去を行なうことができ
る。
ティルート1,2間の送信シンボルに遅延時間差を持たせ
て送信し、受信側では合成ダイバーシティで生成した合
成信号の等化を整合フィルタ（MF）および判定帰還形等
化器（DFE）でなる適応受信機で行なうことにより、干
渉波除去に伴う希望信号波の消滅を防止して、強度な広
帯域干渉波とマルチパス歪の除去を行なうことができ
る。
第１図は本発明の干渉波除去方式における一実施例の構
成を示すブロック図、第２図は本実施例の干渉波除去動
作を説明する図、第３図は従来の干渉波除去方式の一例
を示す図、第４図は従来の干渉波除去方式の干渉波除去
動作を説明する図である。 101,102,301,302……乗算器、103,303……加算器、104,
304……減算器、105,108,109,305,308,309……AGC増幅
器、106,107,306,307……相関器、110,310……切換え
器、111……整合フィルタ（MF）、112……判定帰還型等
化器（DFE）、113……遅延素子、114,115……送信器、3
11……適応等化器（EQL）。
成を示すブロック図、第２図は本実施例の干渉波除去動
作を説明する図、第３図は従来の干渉波除去方式の一例
を示す図、第４図は従来の干渉波除去方式の干渉波除去
動作を説明する図である。 101,102,301,302……乗算器、103,303……加算器、104,
304……減算器、105,108,109,305,308,309……AGC増幅
器、106,107,306,307……相関器、110,310……切換え
器、111……整合フィルタ（MF）、112……判定帰還型等
化器（DFE）、113……遅延素子、114,115……送信器、3
11……適応等化器（EQL）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/22 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】２つのルートを設定してそれぞれの受信出
力を合成する合成ダイバーシティを行なう干渉波除去方
式において、第１および第２の迷信信号に所定の時間差
を与えて送信し、前記第１の送信信号と第１の干渉波で
なる第１の受信信号と、前記第２の送信信号と第２の干
渉波でなる第２の受信信号とを前記第１の干渉波の位相
と前記第２の干渉波の位相とが逆相となるようにダイバ
ーシティ合成を行ない、該合成信号を整合フィルタと判
定帰還形等化器でなる適応受信機に通して等化を行なう
ことを特徴とする干渉波除去方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142238A JPH0744515B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去方式 |
| US07/707,120 US5335359A (en) | 1990-05-31 | 1991-05-30 | Diversity receiver using matched filter and decision feedback equalizer |
| EP96203037A EP0757456B1 (en) | 1990-05-31 | 1991-05-31 | Diversity receivers |
| EP91304948A EP0459823B1 (en) | 1990-05-31 | 1991-05-31 | Radio communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142238A JPH0744515B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0435546A JPH0435546A (ja) | 1992-02-06 |
| JPH0744515B2 true JPH0744515B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=15310648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2142238A Expired - Lifetime JPH0744515B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744515B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10651147B2 (en) | 2016-09-13 | 2020-05-12 | Allegro Microsystems, Llc | Signal isolator having bidirectional communication between die |
| US11115244B2 (en) | 2019-09-17 | 2021-09-07 | Allegro Microsystems, Llc | Signal isolator with three state data transmission |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3325735B2 (ja) * | 1995-01-31 | 2002-09-17 | 松下電器産業株式会社 | データ受信装置 |
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- 1990-05-31 JP JP2142238A patent/JPH0744515B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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