JPH0435548A - 干渉波除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は合成ダイバーシティ方式の干渉波除去装置に関
し、特にマルチパスフェージング回線において強い干渉
波が存在した場合に、フェージングによる波形歪の適応
等化および干渉波の除去を行う干渉波除去装置に関する
。

（従来の技術） 従来、ＰＳＫやＱＡＭを用いたディジタルマイクロ波回
線に対してＦＭ回線による干渉や、隣接チャンネルから
の干渉または妨害波などが問題となることがある。特に
ディジタル伝送が高速の場合、ＦＭ干渉波は狭帯域干渉
波と見なされるが、それ以外の干渉波は広帯域の場合が
ある。また強度のマルチパスフェージング回線において
はダイバーシティ方式や適応等化技術が不可欠であり、
見通し外通信のように伝搬距離が大きな回線では整合フ
ィルタ（ＭＰ）と判定帰還形等化器＜ＤＦＥ）とを用い
た受信機が必要となる。マルチパスフェージング環境下
での広帯域干渉波の除去を行なう従来の干渉波除去装置
の一例を第９図に示す。

第９図において、９０１と９０２は乗算器、９０３は加
算器、９０４は減算器、９０５と９０８と９０９はＡＧ
Ｃ増幅器、９０６と９０７は相関器、９１０は切換え器
、９１１は整合フィルタ、９１２は判定帰還型等止器で
ある。

この従来の干渉波装置はダイバーシティ受信方式を用い
ており、２重ダイバーシティ合成後にその合成信号を、
適応整合フィルタ（ＭＦ）９１１と判定帰還型等化器（
ＤＦＥ＞９１２とを通過させて受信信号に含まれる干渉
波を除去する。ダイバーシティ合成は加算器９０３によ
り行われ、その合成方式は最大比合成である。各ダイバ
ーシティ入力すなわち入力１と入力２にそれぞれ入力す
る受信信号９２１，９２２は、ＡＧＣ増幅器９０８と９
０９によりフラットフェージングによるレベル変動を除
かれ、さらに加算器９０３において最大比合成されるよ
うに乗算器９０１と９０２により複素タップ係数９２３
，９２４がそれぞれ乗じられる。これらのタップ係数は
相関器９０６と９０７で生成される信号であり、それぞ
れダイバーシティ合成後のＡＧＣ増幅器９０５の出力と
、ＡＧＣ増幅器９０８．９０９の出力との間の相関値で
ある。受信信号中に干渉波が存在しない時は、切換え器
９１０はＡＧＣｊｌ［；器９０５の出力を選択して出力
し、ＭＦ９１１に受信信号を供給し、ＭＦ９１１により
ＳＮ比が最大化され、ＤＦＥ９１２によりマルチパスフ
ェージングによる波形歪が除去される。

第９図の従来の干渉波除去装置において、受信信号中に
広帯域でＤ／Ｕ比（干渉波と希望波の比）がマイナスと
なるような強力な干渉波が存在する場合、切換え器９１
０は減算器９０４の出力を選択して出力する。この減算
器９０４は、乗算器９０１の出力から乗算器９０２の出
力を減じており、加算器９０３が位相について同相合成
を行うのに対し、減算器９０４は逆相合成を行うことで
干渉波の除去を行う。

第１０図にその干渉波除去の動作を示す、（ａ）と（ｄ
）はそれぞれダイバーシティルート、２の入力、２を示
している。ここで、各ルートの希望波をＳｌ、Ｓ２とし
、干渉波をＪｌ、Ｊ２とする。Ｄ／Ｕがマイナスとなる
くらい干渉波が大きい時には、干渉波どうしが同相合成
されるようにｌ！１ｌＪｌｌされ、（ｂ）と（ｅ　）　
ニ示すよウニ、乗算器９０１と９０２の出力において干
渉波Ｊ１とＪ２とが増幅および位相が等しくなる。この
場合、（ｃ）に示す加算器９０３の出力は、干渉波どう
しの同相合成を示している。一方、（ｆ）に示すように
減算器９０４では干渉波どうしが逆相合成され、干渉波
が除去されて希望信号波のみ抽出されている。しかし、
希望波Ｓ１と８２については、最大比合成のみならず同
相合成すら行なわれないことになる。特に、希望波Ｓと
干渉波Ｊとの位相関係により、希望信号波が消えること
がある。入力１と２が（ｇ）と（ｊ）に示すようにＳと
Ｊとの振幅位相間係が同じ場合、乗算器９０１と９０２
の出力は（ｈ）と（ｋ＞に示すように一致する。この時
加算器９０３の出力は（１）に示すようにＳらＪも同相
合成で、減算器９０４の出力（Ｊ　）に示すようにＳも
Ｊも逆相合成となる。すなわち干渉波は除去されている
が、希望信号波も消失することになる。

また、この従来の干渉波除去装置は、Ｄ／Ｕがマイナス
の領域でしか干渉波を除去できず、Ｄ／Ｕがプラスにな
ると、希望信号波に制御がかかってしまって干渉波につ
いて逆相合成できない、さらに干渉波が受信機の近くに
存在せずに、遠方から伝搬してくる場合、Ｊｌと５２は
それぞれ独立な遅延分散を受ける。この場合、干渉波Ｊ
１とＪ２の逆相関係が全ての周波数に対して成立しない
から、上述した干渉波除去が行えない。

（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の干渉波除去装置では、受信信号に含まれ
る干渉波を除去しようとすると、希望波についてダイバ
ーシティの最大比合成または同相合成が行なわれないか
ら、マルチパスフェージング回線での適応等化によるｆ
ｉ適受信と干渉波除去とが両立せず、場合によっては希
望信号を消失させてしまう場合がある。また、干渉波を
除去できるのはＤ／Ｕがマイナスの領域で、さらに干渉
波が受信機の近くに存在し、干渉波についてはマルチパ
スフェージングが生じない場合に限られると言う欠点が
ある。

そこで本発明の目的は、任意のＤ／Ｕにおいてダイバー
シティ効果を損なうことなくマルチパス歪を有する広帯
域干渉波を受信信号から除去し、希望波に対してマルチ
パス歪を効果的に除去することができる干渉波除去装置
を提供することにある。

〈課題を解決するための手段） 本発明に係る第１の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ＋η時間だけ遅らせた第１の希望信号
と該所望の信号そのままの第２の希望信号とを生成し、
該第１および第２の希望信号を第１および第２のルート
にそれぞれ送信し、前記第１のルート内で加えられた第
１の干渉波と前記第１の希望信号とを該第１のルートか
ら第１の受信信号として受信し、前記第２のルート内で
加えられた第２の干渉波と前記第２の希望信号とを前記
第２のルートから第２の受信信号として受信し、前記第
１および第２の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第１の受信信号と第１の推定干渉波との差で
ある第１の差信号を生成する第１の減算器と、前記第２
の受信信号に時間ηの遅延を与える第１の遅延素子と、
該第１の遅延素子の出力信号と第２の推定干渉波との差
である第２の差信号を生成する第２の減算器と、前記第
１の差信号と第１の判定信号とから前記第１のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第１の差信号とを畳込んで第１の整合信
号を得る第１の整合フィルタと、前記第２の差信号と第
２の判定信号とから推定する前記第２のルートの伝送系
のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第
２の差信号とを畳込んで第２の整合信号を得る第２の整
合フィルタと、前記第２の整合信号に時間τの遅延を与
える第２の遅延素子と、前記第１の整合信号と前記第２
の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算器
の出力信号を適応等化して前記第１の判定信号を得る第
１の判定帰還形等化器と、前記第２の整合信号を適応等
化して前記第２の判定信号と判定結果の誤差信号とを得
る第２の判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答
と前記第２の判定信号とを畳込んで推定希望信号を得る
畳込み器と、前記第１の受信信号と前記推定希望信号と
の差を取って干渉波成分を抽出する第３の減算器と、前
記干渉波成分の振幅を１に正規化して正規化干渉波成分
とするＡＧＣ増幅器と、前記第１の受信信号と前記正規
化干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器と、
前記正規化干渉波成分に前記相関値を乗じて前記第１の
推定干渉波を得る乗算器と、前記誤差信号を用いて前記
正規化干渉波成分に対して線形フィルタリングを行なっ
て前記第２の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり
、前記第１の判定信号を前記所望の信号として出力する
ことを特徴とする。

本発明に係る第２の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ＋η時間だけ遅らせた第１の希望信号
と該所望の信号そのままの第２の希望信号とを生成し、
該第１および第２の希望信号を第１および第２のルート
にそれぞれ送信し、前記第１のルート内で加えられた第
１の干渉波と前記第１の希望信号とを該第１のルートか
ら第１の受信信号として受信し、前記第２のルート内で
加えられた第２の干渉波と前記第２の希望信号とを前記
第２のルートから第２の受信信号として受信し、前記第
１および第２の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第１の受信信号と第１の推定干渉波との差で
ある第１の差信号を生成する第１の減算器と、前記第２
の受信信号に時間ηの遅延を与える第１の遅延素子と、
該第１の遅延素子の出力信号と第２の推定干渉波との差
である第２の差信号を生成する第２の減算器と、前記第
１の差信号と第１の基準信号とから前記第１のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第１の差信号を畳込んで第１の整合信号
を得る第１の整合フィルタと、前記第２の差信号と第２
の基準信号とから推定する前記第２のルートの伝送系の
インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第２
の差信号とを畳込んで第２の整合信号を得る第２の整合
フィルタと、前記第２の整合信号に時間τの遅延を与え
る第２の遅延素子と、前記第１の整合信号と前記第２の
遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記第１の
基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等化して
第１の判定信号と判定結果の第１の誤差信号とを得る第
１の判定帰還形等化器と、前記第２の基準信号を用いて
前記第２の整合信号を適応等化して第２の判定信号と判
定結果の第２の誤差信号とを得る第２の判定帰還形等化
器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレーニング信
号を発生するトレーニング信号発生器と、前記トレーニ
ング信号に時間τの遅延を与える第３の遅延素子と、前
記第１の誤差信号に応じて前記第１の判定信号と前記第
３の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選択して前記
第１の基準信号として出力する第１の切換え器と、前記
第２の誤差信号に応じて前記第２の判定信号と前記トレ
ーニング信号のいずれか一方を選択して前記第２の基準
信号として出力する第２の切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記第２の基準信号とを畳込んで推定希望信
号を得る畳込み器と、前記第１の受信信号と前記推定希
望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第３の減算器
と、前記干渉波成分の振幅を１に正規化して正規化干渉
波成分とするＡＧＣ増幅器と、前記第１の受信信号と前
記正規化干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関
器と、前記正規化干渉波成分に前記相関値を乗じて前記
第１の推定干渉波を得る乗算器と、前記第２の誤差信号
を用いて前記正規化干渉波成分に対して線形フィルタリ
ングを行なって前記第２の推定干渉波を得る線形フィル
タとからなり、前記第１の判定信号を前記所望の信号と
して出力することを特徴とする。

本発明に係る第３の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ＋η時間だけ遅らせた第１の希望信号
と該所望の信号そのままの第２の希望信号とを生成し、
該第１および第２の希望信号を第１および第２のルート
にそれぞれ送信し、前記第１のルート内で加えられた第
１の干渉波と前記第１の希望信号とを該第１のルートか
ら第１の受信信号として受信し、前記第２のルート内で
加えられた第２の干渉波と前記第２の希望信号とを前記
第２のルートから第２の受信信号として受信し、前記第
１および第２の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第１の受信信号と第１の推定干渉波との差で
ある第１の差信号を生成する第１の減算器と、前記第２
の受信信号に時間ηの遅延を与える第１の遅延素子と、
該第１の遅延素子の出力信号と第２の推定干渉波との差
である第２の差信号を生成する第２の減算器と、前記第
１の差信号と第１の判定信号とから前記第１のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第１の差信号とを畳込んで第１の整合信
号を得る第１の整合フィルタと、前記第２の差信号と第
２の判定信号とから推定する前記第２のルートの伝送系
のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第
２の差信号とを畳込んで第２の整合信号を得る第２の整
合フィルタと、前記第２の整合信号に時間τの遅延を与
える第２の遅延素子と、前記第１の整合信号と前記第２
の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算器
の出力信号を適応等化して前記第１の判定信号と判定結
果の第１の誤差信号とを得る第１の判定帰還形等化器と
、前記第２の整合信号を適応等化して前記第２の判定信
号と判定結果の第２の誤差信号とを得る第２の判定帰還
形等化器と、前記推定インパルス応答と前記第２の判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
第１の受信信号と前記推定希望信号との差を取って干渉
波成分を抽出する第３の減算器と、前記第１の誤差信号
と前記干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器
と、前記干渉波成分に前記相関値を乗じて前記第１の推
定干渉波を得る乗算器と、前記第２の誤差信号を用いて
前記干渉波成分に対して線形フィルタリングを行なって
前記第２の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、
前記第１の判定信号を前記所望の信号として出力するこ
とを特徴とする。

本発明に係る第４の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ＋η時間だけ遅らせた第１の希望信号
と該所望の信号そのままの第２の希望信号とを生成し、
該第１および第２の希望信号を第１および第２のルート
にそれぞれ送信し、前記第１のルート内で加えられた第
１の干渉波と前記第１の希望信号とを該第１のルートか
ら第１の受信信号として受信し、前記第２のルート内で
加えられた第２の干渉波と前記第２の希望信号とを前記
第２のルートから第２の受信信号として受信し、前記第
１および第２の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第１の受信信号と第１の推定干渉波との差で
ある第１の差信号を生成する第１の減算器と、前記第２
の受信信号に時間ηの遅延を与える第１の遅延素子と、
該第１の遅延素子の出力信号と第２の推定干渉波との差
である第２の差信号を生成する第２の減算器と、前記第
１の差信号と第１の基準信号とから前記第１のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第１の差信号を畳込んで第１の整合信号
を得る第１の整合フィルタと、前記第２の差信号と第２
の基準信号とから推定する前記第２のルートの伝送系の
インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第２
の差信号とを畳込んで第２の整合信号を得る第２の整合
フィルタと、前記第２の整合信号に時間τの遅延を与え
る第２の遅延素子と、前記第１の整合信号と前記第２の
遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記第１の
基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等化して
第１の判定信号と判定結果の第１の誤差信号とを得る第
１の判定帰還形勢化器と、前記第２の基準信号を用いて
前記第２の整合信号を適応等化して第２の判定信号と判
定結果の第２の誤差信号とを得る第２の判定帰還形勢化
器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレーニング信
号を発生するトレーニング信号発生器と、前記トレーニ
ング信号に時間τの遅延を与える第３の遅延素子と、前
記第１の誤差信号に応じて前記第１の判定信号と前記第
３の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選択して前記
第１の基準信号として出力する第１の切換え器と、前記
第２の誤差信号に応じて前記第２の判定信号と前記トレ
ーニング信号のいずれか一方を選択して前記第２の基準
信号として出力する第２の切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記第２の基準信号とを畳込んで推定希望信
号を得る畳込み器と、前記第１の受信信号と前記推定希
望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第３の減算器
と、前記第１の誤差信号と前記干渉波成分との相関を取
って相関値を得る相関器と、前記干渉波成分に前記相関
値を乗じて前記第１の推定干渉波を得る乗算器と、前記
第２の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フ
ィルタリングを行なって前記第２の推定干渉波を得る線
形フィルタとからなり、前記第１の判定信号を前記所望
の信号として出力することを特徴とする。

本発明に係る第５の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ十η時間だけ遅らせた第１の希望信号
と該所望の信号そのｔ、まめ第２の希望信号とを生成し
、該第１および第２の希望信号を第１および第２のルー
トにそれぞれ送信し、前記第１のルート内で加えられた
第１の干渉波と前記第１の希望信号とを該第１のルート
から第１の受信信号として受信し、前記第２のルート内
で加えられた第２の干渉波と前記第２の希望信号とを前
記第２のルートから第２の受信信号として受信し、前記
第１および第２の受信信号を合成して前記所望の信号を
得る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置で
あって、前記第１の受信信号と第１の推定干渉波との差
である第１の差信号を生成する第１の減算器と、前記第
２の受信信号に時間ηの遅延を与える第１の遅延素子と
、該第１の遅延素子の出力信号と第２の推定干渉波との
差である第２の差信号を生成する第２の減算器と、前記
第１の差信号と第１の判定信号とから前記第１のルート
の伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応
答を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素
共役な応答と前記第１の差信号とを畳込んで第１の整合
信号を得る第１の整合フィルタと、前記第２の差信号と
第２の判定信号とから推定する前記第２のルートの伝送
系のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記
第２の差信号とを畳込んで第２の整合信号を得る第２の
整合フィルタと、前記第２の整合信号に時間τの遅延を
与える第２の遅延素子と、前記第１の整合信号と前記第
２の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算
器の出力信号を適応等化して前記第１の判定信号を得ろ
第１の判定帰還形等化器と、前記第２の整合信号を適応
等化して前記第２の判定信号と判定結果の誤差信号とを
得る第２の判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応
答と前記第２の判定信号とを畳込んで推定希望信号を得
る畳込み器と、前記第１の受信信号と前記推定希望信号
との差を取って干渉波成分を抽出する第３の減算器と、
前記整合フィルタに入力する前記第１の差信号の電力を
検出する電力検出器と、該電力検出器が検出する電力が
最小となるタップ係数を求めるタップ係数制御器と、前
記干渉波成分に前記タップ係数を乗じて前記第１の推定
干渉波を得る乗算器と、前記誤差信号を用いて前記干渉
波成分に対して線形フィルタリングを行なって前記第２
の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、前記第１
の判定信号を前記所望の信号として出力することを特徴
とする。

本発明に係る第６の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ÷ｒｒＦｔｔ間だけ遅らせた第１の希
望信号と該所望の信号その末求の第２の希望信号とを生
成し、該第１および第２の希望信号を第１および第２の
ルートにそれぞれ送信し、前記第１のルート内で加えら
れた第１の干渉波と前記第１の希望信号とを該第１のル
ートから第１の受信信号として受信し、前記第２のルー
ト内で加えられた第２の干渉波と前記第２の希望信号と
を前記第２のルートから第２の受信信号として受信し、
前記第１および第２の受信信号を合成して前記所望の信
号を得る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装
置であって、前記第１の受信信号と第１の推定干渉波と
の差である第１の差信号を生成する第１の減算器と、前
記第２の受信信号に時間ηの遅延を与える第１の遅延素
子と、該第１の遅延素子の出力信号と第２の推定干渉波
との差である第２の差信号を生成する第２の減算器と、
前記第１の差信号と第１の基準信号とから前記第１のル
ートの伝送系のインパルス応答を推定して推定インパル
ス応答を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で
複素共役な応答と前記第１の差信号を畳込んで第１の整
合信号を得る第１の整合フィルタと、前記第２の差信号
と第２の基準信号とから推定する前記第２のルートの伝
送系のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前
記第２の差信号とを畳込んで第２の整合信号を得る第２
の整合フィルタと、前記第２の整合信号に時間τの遅延
を与える第２の遅延素子と、前記第１の整合信号と前記
第２の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記
第１の基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等
化して前記第１の判定信号と判定結果の第１の誤差信号
とを得る第１の判定帰還形等化器と、前記第２の基準信
号を用いて前記第２の整合信号を適応等化して第２の判
定信号と判定結果の第２の誤差信号とを得る第２の判定
帰還形等化器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレ
ーニング信号を発生するトレーニング信号発生器と、前
記トレーニング信号に時間τの遅延を与える第３の遅延
素子と、前記第１の誤差信号に応じて前記第１の判定信
号と前記第３の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選
択して前記第１の基準信号として出力する第１の切換え
器と、前記第２の誤差信号に応じて前記第２の判定信号
と前記トレーニング信号のいずれか一方を選択して前記
第２の基準信号として出力する第２の切換え器と、前記
推定インパルス応答と前記第２の基準信号とを受込んで
推定希望信号を得る畳込み器と、前記第１の受信信号と
前記推定希望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第
３の減算器と、前記第１の整合フィルタに入力する前記
第１の差信号の電力を検出する電力検出器と、該電力検
出器が検出する電力が最小となるタップ係数を求めるタ
ップ係数制御器と、前記干渉波成分に前記タップ係数を
乗じて前記第１の推定干渉波を得る乗算器と、前記第２
の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フィル
タリングを行なって前記第２の推定干渉波を得る線形フ
ィルタとからなり、前記第１の判定信号を前記所望の信
号として出力することを特徴とする置。

（実施例） 次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明に係る第１の干渉波除去装！の一実施例
の構成を示すブロック図である。第２図は本発明に係る
第２の干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック
図である。第３図は本発明に係る第３の干渉波除去装置
の一実施例の構成を示すブロック図である。第４図は本
発明に係る第４の干渉波除去装置の一実施例の構成を示
すブロック図である。第５図は本発明に係る第５の干渉
波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図である。

第６図は本発明に係る第６の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図である。

第１図において、１と２は整合フィルタ（ＭＦ）、３と
４は判定帰還形等化器（ＤＦＢ）、５は畳込み器、６は
加算器、７と１３と１４は減算器、８はＡＧｃ＃＠器、
９は乗算器、１０は線形フィルタ（トランスバーサルフ
ィルタ）、１０ａは５個の相関器、１０ｂは４ｆｌｌの
遅延時間Ｔ／２（Ｔニシンポル長）の遅延素子、１０ｃ
は５個の乗算器、１０ｄは加算器、１１は相関器、１２
は遅延時間η＝　（＝Ｔ）の遅延素子、１５はτの遅延
時間を有する遅延素子である。

第２図において、２０１と２０２は整合フィルタ（ＭＦ
）、２０３と２０４は判定帰還形等化器（ＤＦＥ）、２
０５は畳込み器、２０６は加算器、２０７と２１３と２
１４は減算器、２０８はＡＧＣ増幅器、２０９は乗算器
、２１０は線形フィルタ（トランスバーサルフィルタ）
、２１０ａは５個の相関器、２１０ｂは４個の遅延時間
Ｔ／２（Ｔニシンポル長）の遅延素子、２１０Ｃは５個
の乗算器、２１０ｄは加算器、２１１は相関器、２１２
は遅延時間η（−Ｔ）の遅延素子、２１５と２１７はτ
の遅延時間を有する遅延素子、２１６はトレーニング信
号発生器、２１８と２１９は切換え器、２２０と２２１
は制御器である。

第３図において、３０１と３０２は整合フィルタ（ＭＦ
）、３０３と３０４は判定帰還形等化器（ＤＦＥ）、３
０５は畳込み器、３０６は加算器、３０７と３１３と３
１４は減算器、３０８はτの遅延時間を有する遅延素子
、３０９はは乗算器、３１０は線形フィルタ（トランス
バーサルフィルタ）、３１０ａは５個の相関器、３１０
ｂは４個の遅延時間Ｔ／２（Ｔニシンポル長）の遅延素
子、３１０Ｃは５個の乗算器、３１０ｄは加算器、３１
１は相関器、３１２は遅延時間η（−Ｔ）の遅延素子で
ある。

第４図において、４０１と４０２は整合フィルタ（ＭＦ
）、４０３と４０４は判定帰還形等化器（ＤＰＥ）、４
０５は畳込み器、４０６は加算器、４０７と４１３と４
１４は減算器、４０８と４２０はτの遅延時間を有する
遅延素子、３０９は乗算器、４１０は線形フィルタ（ト
ランスバーサルフィルタ）、４１０ａは５個の相関器、
４１０ｂは４個の遅延時１？ｆｌｌＴ／２（Ｔニシンポ
ル長）の遅延素子、４１０Ｃは５個の乗算器、４１０ｄ
は加算器、４１１は相関器、４１２は遅延時間η（＝Ｔ
）の遅延素子、４１５はトレーニング信号発生器、４１
６と４１７は切換え器、４１８と４１９は制御器である
。

第５図において、５０１と５０２は整合フィルタ（ＭＦ
）、５０３と５０４は判定帰還形等化器（ＤＦＥ）、５
０５は畳込み器、５０６は加算器、。

５０７と５１３と５１４は減算器、５０８はτの遅延時
間を有する遅延素子、５０９は乗算器、５１０は線形フ
ィルタ（トランスバーサルフィルタ）、５１０ａは５個
の相関器、５１０ｂは４個の遅延時間Ｔ／２（Ｔニシン
ポル長）の遅延素子、５１０ｃは５個の乗算器、５１０
ｄは加算器、５１１はタップ係数制御器、５１２は遅延
時間η（＝Ｔ）の遅延素子、５１５は電力検出器である
。

第６図において、６０１と６０２は整合フィルタ（ＭＰ
）、６０３と６０４は判定帰還形等化器（ＤＦＥ）、６
０５は畳込み器、６０６は加算器、６０７と６１３と６
１４は減算器、６０８と６１７はτの遅延時間を有する
遅延素子、６０９は乗算器、６１０は線形フィルタ（ト
ランスバーサルフィルタ＞、６１０ａは５個の相間器、
６１０ｂは４個の遅延時間Ｔ／２（Ｔニシンポル長）の
遅延素子、６１０ｃは５個の乗算器、６１０ｄは加算器
、６１１はタップ係数制御器、６１２は遅延時間ηにＴ
）の遅延素子、６１５は電力検出器、６１６はトレーニ
ング信号発生器、６１８と６１９は切換え器、６２０と
６２１は制御器である。

第７図と第８図は第１図から第６図までの実施例の動作
を説明する図である。

第１図の実施例は、第７図に示す空間２重ダイバーシテ
ィ方式の受信系モデルである。第１図において、、２．
３．４．５．６．７．９．１０．１２．１３．１４．１
５はそれぞれ第７図の７１、７１２．７１３．７１４．
７１５．７２、７１６．７１７．７１８．７１９．７１
０．７２０に対応している。また、第７図の構成要素に
おいて、７００は遅延時間τ＋ηの遅延素子、７０１と
７０２は送信機、７０３と７０４は送信アンテナ、７０
５と７０６は受信アンテナ、７０７と７０８は受信機で
ある。ここで、ダイバーシティ合成は整合フィルタ（Ｍ
Ｆ＞７１１の出力と７１２の出力との最大比合成により
行われ、ＳＮが最大化され、マルチパス歪などの波形歪
は判定帰還型等化器（ＤＦＥ）７１３の適応等化により
除去される。ここで、ＭＦ７１、ＭＦ７１２、畳込み器
７１５および線形フィルタ（トランスバーサルフィルタ
）７１８はそれぞれＴ／２（Ｔニシンポル長）間隔のタ
ップ付き遅延線フィルタ構成となっており、そのタップ
数は５である。ｔた、ＤＦＦ、７１３とＤＦＥ７１４は
それぞれ前方等化器（ＦＢ）、後方等化器（ＢＥ）をな
している、そのＤＦＥ７１３と７１４はそれぞれＴ間隔
のタップ付き遅延線フィルタの構成であり、タップ数は
それぞれ３タツプ、２タツプである。この場合、ＭＦ、
畳込み器、トランスバーサルフィルタの遅延時間はＴ、
ＤＦＢの遅延時間は２Ｔとなる。この場合、第１図の遅
延素子１２（第７図では７１９）のηはトランスバーサ
ルフィルタ１０（第７図の７１８）の遅延時間Ｔに設定
する。また第１図の遅延素子１５〈第７図の７２０）の
τは第１図のＤＦＢ４　（第７図の７１４）と第１図の
管込み器５（第７図の７１５）の遅延時間の和、すなわ
ち３Ｔ＋Ｔ＝４７に設定する。

送信側において、２ｆ！ダイパーシテイのうち第１のル
ートのシンボル列を第２のルートに対して、遅延素子７
００によつτ＋ηだけすなわちうＴだけ遅延させて送信
する。送信機７０１，７０２は変調および増幅などを行
ない、それぞれのルートに対応する送信アンテナ７０３
，７０４から希望信号Ｓｌ、Ｓ２が送信される。送信入
力シンボル列をａ、（ｎ＝−■・・・十ω）、受信機７
０７゜７０８の出力までの伝送系のインパルス応答の離
散値をそれぞれｈｌ、、ｈ２．とすると、ルート、２の
受信信号の離散値はそれぞれ、 と表わすことが出来る。ここで、ＪｌおよびＪ２はルー
ト１，２の受信干渉波を示す、この干渉波を任意のレベ
ルを有する広帯域干渉とし、その発生源は１個であって
、この干渉波をＪとする。すると、第７図に示すように
、干渉波源Ｊからの干渉波もマルチパスフェージング回
線を伝搬し、インパルス応答ｇｌ、ｇ２とが畳み込まれ
、Ｓｌ。

Ｓ２と共に干渉波ＪＬ　Ｊ２として受信される。

ここで、畳込みを本で示すと、（１）、（２）式は次の
ように示される。

ｒｌ＝ｓｌ＋Ｊ１＝ａｍ−ｓ　＊ｈｌ＋Ｊ＊ｇｌ・・・
（３）ｒ２＝ｓ２＋Ｊ２＝ａ、＊ｈ２＋Ｊ＊ｇ２　−（
４）送信シンボル列のダイバーシティ間での時間関係を
示したのが第７図（ａ）と（ｂ）である、干渉波につい
ても希望信号と同様なディジタル変調波であると仮定す
ると、受信１１７０７と７０８の出力では　干渉波の基
準シンボル」０は時間的に一致しているが、η＝Ｔの遅
延素子７１９により第７図（ｃ）と（ｄ）に示すタイミ
ングに調整される。ここでＪｌはＪ２よりＴだけ先行、
している。

また、希望信号Ｓ１と８２は、第７図（ｆ）と（ｇ）に
示すタイミングでＭＦ７１、ＭＰ７１２にそれぞれ入力
する。

ところで、ＭＦ７１１はＤＦＥ７１３の出力の判定信号
ａ、と（１）式で示される受信信号とのタイミングを合
わせ、これらの間で相関を取ることにより伝送系のイン
パルス応答を推定する０次式はその相関過程を示す。

Ｅ［ｒｌ、−ａｍ−ｓ”　］ ・　ａ、−５°　］＝ｈ。

・・・（５） ＭＦ７１１は、この推定インパルス応答の時間反転で複
素共役な応答ｈ　１−、ｓと受信信号とを畳込む操作を
行なう。

ダイバーシティルート２についても、上に述べた動作が
ＭＦ７１２により行なわれる。ＭＦ７１２の入力におい
て、ルート２の送信シンボルはルート１の受信シンボル
よりτ＝４７だけ先行しているから、加算器７２１によ
るダイバーシティ合成のためにはＭＦ７１２の出力を遅
延素子７２０によりτ＝４７遅らせ、第７図（１）と（
Ｊ）に示すようにタイミングを合わせてから合成する。

また、ＭＦ７１２の出力はＤＦＥ７１４により２Ｔ遅れ
、そのＤＦＥ７１４の判定出力の基準シンボルａ０はＭ
Ｆ７１１の入力における基準シンボルよりＴだけ進むこ
とになる。ところでこの判定出力は畳込み器７１５に供
給され、畳込み器７１５はＭＦ７１１の推定したルート
１のインパルス応答ｈ、とＤＦＥ７１４の判定出力とを
畳込む。

この際の遅延時間はＴであり、畳込み器７１５の出力ｓ
１は第７図（ｈ）に示すようにＭＦ７１１の入力とタイ
ミングが一致する。この場合、畳込み器７１５はルート
１の希望信号Ｓ１を遅延を生ぜずに推定していることに
なる。すなわち、減算器７１６において、畳込み器７１
５の出力の希望信号レプリカ（再生波形）ｓｌをルート
１の入力から減じることにより、ルート１の干渉波Ｊ１
を遅延を生じることなく抽出することができる。

第１図において、抽出された干渉波成分Ｊ１はＡＧＣ増
幅器８によりその振幅を１に正規化され５、）　　１　
　ｎ　＝　Ｊ　１　／　ｌ　　Ｊ　ＩＪ＊ｇｌ／ｌ　　
Ｊ＊ｇｌ　　ｌ　　　　　　・・・（６）となる、相関
器１１は、この正規化干渉波成分Ｊ１ｎとルート１すな
わち入力１の入力信号との相間を取る。この相関操作は
ＡＧＣ増幅器８の出力の複素共役と各ダイバーシティ入
力との積の平均を取ることにより行われる。相関値を０
１とすれば、下記のように示せる。

ＣＩ＝Ｅ［Ｊｌｎ” （８１＋Ｊ１）］＝ｌ　Ｊｌ　ｌ　　　　・・・（７）
乗算器９はＴＦ規化された干渉波成分Ｊｌｎに（７）式
の係数０１を乗じる。すなわち乗算器９の出力は、Ｊ　
１となる。このＪｌの推定値Ｊ１をルート１の入力から
減算器１３により減することにより、ルート１の広帯域
干渉波Ｊ１を除去できる。以後の動作において干渉波が
変動しても、適応的に干渉波が除去される。

一方、ＡＧＣｊｌ１幅器８の出力はトランスバーサルフ
ィルタ１０にも出力される。ここで、遅延素子１０ａで
構成されたタップ上に分布した正規化抽出干渉波Ｊｌｎ
に乗算器１０ｃによりタッグ係数Ｗｉ（１＝−２・・・
＋２）が乗ぜられて、ルート２の干渉波Ｊ２の推定値Ｊ
２が求められる。このＪ２は Ｊ２＝Ｊ　１　　ｎ＊Ｗｉ　　　　　　　　　　　　　
　、、、（６）と表わされる。この時、第１図の減算器
１４の出力は（ＳＬ＋Ｊ２−Ｊ２）となり、ＭＰ２によ
り整合フィルタリングされ、ＤＦＥ４に入力される。

そして、ＤＦＥの判定器誤差信号εには（Ｊ２−Ｊ２＞
成分が干渉波除去の誤差として含まれる。

この干渉波除去の誤差は希望信号に対するマルチパス歪
に関するものでなく、ＭＰとＤＦＥのタップ係数の制御
とは独立になる。マルチパス歪が除去されている状態で
は、 ε＝Ｈ・（Ｊ２−Ｊ２＞ ＝Ｈ−（Ｊ２−Ｊ１ｎ＊Ｗｉ）　　　　・−（９）と表
わされる。従って、誤差信号εはトランスバーサルフィ
ルタ１０のタップ係数Ｗｉの関数となりεの２乗平均値
ξを最小とするＷｉが存在し、これらが干渉除去のため
の係数となる。すなわちによりタップ係数Ｗ１が与えら
れる。ξはＷｌに関して２次曲面となっており、その最
小点を適応的に求めるには勾配法が用いられる。　（１
０）式左辺は８面の勾配を示しており、これはさらにξ
／　Ｗ１＝−εＪ　１　ｎ”α となる、ここでαは定数である。従って、次式のタップ
修正式より逐次修正すれば、理想解ｗ　ｉ　”’に収束
する。

ｗｉ’＝ｗｉ’″−”　−ｕ　ｔ　−Ｊ　１　ｎ’　　
　・（１１）ところで、上式右辺第２項は誤差と正規化
干渉波成分との相関値に対応している。従って、第１図
の相関器１０ａにより（１１）式のタップ修正が行われ
、Ｗｌの理想解が得られる。

このトランスバーサルフィルタ１０の遅延時間は］゛で
あるから、第７図（ｅ）で示すようにＪ２の推定値Ｊ２
は第７図（Ｃ）に示された受信機７０７の出力でのＪｌ
よりＴだけ遅れる。ところでルート２の受信信号は第７
図の遅延素子７１９によりＴだけ遅れており、受信され
たＪ２はＪ２とタイミングが一致する。従って、ルート
２についても干渉波を除去できる。

以上の動作を第８図を用いて説明する。伝搬路でマルチ
パス歪を受けた希望信号スペクトラムと、希望信号とは
独立なマルチパス歪を受けた広帯域干渉波スペクトラム
を（ａ）と（ｂ）に示す。マルチパス歪のために、希望
信号スペクトラムと干渉波スペクトラムにそれぞれ独立
なノツチまなは歪が生じている６畳込み器５は（ｆ）に
示すように、ルート１の希望信号Ｓ１のレプリカｓｌを
遅延をヰしないで推定するから、第８図＜ａ）の８１に
一致する。すなわち減算器７は干渉波成分のみ抽出する
ことができ、乗算器９は（ｄ）に示すようにルート１の
干渉波Ｊｌを正しく推定していることになる。従って、
減算器１３の出力は（ｅ）に示すように８１だけであっ
て、Ｊｌは除去されている。一方、ルート２の干渉波Ｊ
２はＪｌとは異るマルチパス歪を受けており、減算器７
の出力の抽出干渉波をルート２の受信信号から減するこ
とでは除去できない、そこでトランスバーサルフィルタ
１０により（ｃ）に示す干渉波Ｊ１成分を線形フィルタ
リングし、（ｇ）に示すようなＪ２の推定値Ｊ２を作る
。この操作にηの遅延が生じるから、ルート２の入力を
ηだけ遅延して、タミングを合わせてＪ２を減すること
で、（ｈ）に示すように希望波Ｓ２のみを取り出せる。

さらに、ルート２のＭＦの出力はルート１のＭＰの出力
にタイミングが合うようにでたけ遅らされて、ダイバー
シティ合成が行われる。このＭＰによるダイバーシティ
合成は単なる最大比合成ではなく、マルチパス伝搬によ
り遅延分散された希望信号エネルギーを基準タイミング
集束させ、これらについても最大比合成するから、Ｓ／
Ｎの改善効果は茗しい、ＭＦはＳ／Ｎを最大化するだけ
ではなく、ダイバーシティとの相乗効果でマルチパス歪
を軽減させ、ＤＦＥの適応等化を最大限発揮させる。

従って、合成後の希望波スペクトラムは（１）のように
改善され、ＤＦＥ３により波形歪が除去され、（ｊ）の
ような歪の無い状態になる。

すなわち本発明により、Ｄ／Ｕが任意の値であっても、
さらに複数の干渉波が存在し、これらが互いに独立なマ
ルチパスフェージングを受けていたとしても、希望信号
を損なうことなく、干渉波を除去し、ＭＰによるダイバ
ーシティ合成とＤＦＥによる歪の除去という最適受信が
可能となる。

ところでＭＰとＤＦＥでなるＭＰ／ＤＰＥ受信機を立ち
トげる時、すでにＤ／Ｕがマイナスとなるくらい強い干
渉波が存在している場合、ＭＰ／ＤＦＥ受信機は正しい
判定信号を出力できない。

判定信号が犀っていると、ＭＰは正しいインパルス応答
推定を行えない、従って、希望信号レプリカはもはや正
しいものではなくなる。この場合、このまま放置してお
くと永久に立ち上がることができなくなってしまう。

そこで、この初期引き込みを解決するものが第２に示し
た一実施例である。

第２図において、２０、２０２．２０３．２０４．２０
５．２０６．２０７．２０８．２０９．２１０．２１、
２１２．２１３．２１４および２１５はそれぞれ第１図
の、２．３．４．５．６．７．８．９．１０．１、１２
．１３．１４および１５に対応しており、これら第２図
の構成要素は第１図の構成要素と同じ動作を行なう、干
渉波が除去されるまでの間、送信シンボル系列と同じト
レーニング信号をトレーニング信号発生器２１６に出力
させる。この際、発生させるタイミングは、送信側にお
いてダイバーシティルート１よりτ＋ηだけ進んだダイ
バーシティルート２のタイミングに合わせる。このトレ
ーニング信号発生器２１６の出力をルート２用のトレー
ニング信号として切換え器２１９に供給する。一方、ル
ート１のＤＦＥ２０３の入力はルート２のＤＦＥ２０４
の入力よりτ＝４Ｔだけ遅れているから、トレーニング
信号をτ（＝４７）の遅延時間を有する遅延素子２１７
に供給する。遅延素子２１７の出力は切換え器２１８に
入力される。切換え器２１８と２１９はトレーニング信
号を選択し、それぞれのルートのＭＦとＤＦＥに供給す
る。なおルート２の切換え器２１９は、その出力を畳込
み器２０５にも供給する。ＭＰおよびＤＦＥは、供給さ
れたトレーニング信号を基準信号として適応制御に用い
る。すなわち、ＭＦ２０１と２０２はトレーニング系列
ａ、を用いて（１）式で示される受信信号と相関を取る
ことにより伝送系のインパルス応答を推定する。この際
、干渉波と判定信号との相関値が零となるから、干渉波
がまだ除去されていなくても推定インパルス応答は正し
い値となる。また、畳込み器２０５はルート２の送信シ
ンボルにタイミングが合ったトレーニング系列を用いる
から、その出力は遅延が生じていない正しい希望信号レ
プリカとなる。希望信号レプリカが正しい値となれば、
乗算器２０９とトランスパーサ２が得られ、干渉波の除
去が可能となる。干渉波が除去され、ＭＦ／ＤＦＥ受信
機が回線のマルチパルス歪を除去し、希望信号が正しく
判定されるようになると、ＤＦＥ２０３とＤＦＥ２０４
に含まれる判定器の誤差信号εは小さくなっていく。

制御器２２０と２２１は判定器の誤差信号εを入力とし
てその自乗平均値ξを監視しており、これが予め設定さ
れたしきい値以下となった場合、干渉が正しく除去され
たと判断して切換え器２１８と２１９をそれぞれ制御し
、ＤＦＥ２０３とＤＦＥ２０４からの判定信号を選択し
て出力させる。

それ以後、ＭＰ２０１とＤＦＥ２０３はルート１の判定
信号を、ＭＦ２０２とＤＦＥ２０４と畳込み器２０５は
ルート２の判定信号を供給され、第１図の実施例で説明
したのと同じ干渉波除去操作を続ける。なお、送信側に
対するトレーニング信号の挿入方法には２通りあり、１
つは送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法
、他方は受信側からの制御信号により挿入または解除と
いう方法である。

以上の第２図に実施例により、初期引き込みを解決した
広帯域干渉波除去が可能となる。

次に、第３図の実施例について説明する。送信側では、
第１図の実施例と同様に、２重ダイバーシティのうち第
１のルートのシンボル列を第２のルートに対してτ＋η
だけ遅延させて送信する。

第３図において、３０、３０２．３０３．３０４．３０
５．３０６．３０７．３０８．３０９．３１０．３１２
．３１３および３１４はそれぞれ第１図の、２．３．４
．５．６．７．１５．９．１０．１２．１３および１４
に対応しており、それぞれ同じ動作を行なう。

減策器３０７で抽出された干渉波成分には、第１図のＡ
ＧＣ増幅器８が行なう正規化の処理を行わないから、そ
の抽出成分は（６）式よりＪｌと示せる。このＪｌは乗
算器３０９において相関器３１１からタップ係数０１を
乗じられて減算器３１３に供給され、ルート１の入力に
おける減算に用いられる０乗算器３０９の出力は Ｊ１＝ＣＩ・Ｊ１＝ＣＩ・Ｊ＊ｇｌ　　　　・・・（１
２）と表わされる。ルート１において、減算器３１３の
出力は（Ｓｌ＋Ｊ　１−Ｊ　１　’）となる、ＤＦＥ３
０３の判定器には、減算器３１３の出力にＭＦ３０１お
よびＤＦＢ３０３の伝達関数Ｈ１が乗じられたものが入
力される。すなわちＤＦＥ３０３内の判定器の誤差信号
εに干渉波Ｊ１による誤差成分が含まれる。特に、マル
チパスフェージングによる符号量干渉（ＩＳＩ）が同時
に存在する場合、判定器の誤差信号εはＩＳＩによる誤
差成分と干渉波Ｊ１による誤差成分の両方を含む、とこ
ろでＤＦＥの制御には誤差信号εが用いられるが、誤差
信号ε中の干渉波成分はＩＳＩによる成分とは独立であ
るから、ＤＦＥのタップ修正には影響を与えない、すな
わちＩＳＩがＭ　Ｐ／Ｄ　Ｆ　Ｅ受信機により除去され
たとすれば、誤差信号εは次のように近似される。

ε＝Ｈ１・　（Ｊｌ−Ｊｌ）　　　　　　　・・・（１
３）この誤差信号εの自乗平均値である評価関数ξは、
干渉波Ｊ１に対する伝搬路の伝達関数の変動の速さが、
希望信号速度に比べ遅いときにはξ＝Ｅ［ε・ε°］ ＝　Ｈ１、Ｈ１・（Ｊｌ−Ｊｌ）・（Ｊｌ−Ｊｌ）”の
ように平均値表示Ｅを省略して示せる。

ξは乗算器３０９のタップ係数０１の関数であり、ξが
最小となるＣ１は より与えられ、（１２）、　（１３）式を用いてＣＩ”
’＝１　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１５）
となる。

ところで、このＣ１の理想値に適応的に追随するには、
評価間数ξに対して勾配法を用いる。あるＣＩの値にお
けるξ面の勾配は、平均値表示Ｅを省略して次のように
示される。

＝−ε　・　Ｊｌｏ　・Ｈｌｏ　　　　　　・・・（１
６）すなわち、タップ係数Ｗ１は次式でタップ修正すれ
ば（１５）式の理想値に収束する。

Ｃ１”＝Ｃ１”−’−）ｔ・ｔ−Ｊｌｏ　　・（１７）
ここでμは修正係数である。

上記タップ修正操作は、第３図において相関器３１１で
行われる。相関器３１１は、減算器３０７からの信号Ｊ
１の複素共役とＤＦＥ３０３からの誤差信号εとの積の
平均を取ることにより、（１７）式で示されるタップ修
正を実現する。

以上の操作により、乗算器３０９の出力には、入力信号
中の干渉波Ｊ１の推定値が得られる。この推定干渉波Ｊ
１を減算器３１３を用いて入力信号Ｓ１＋Ｊ１から減じ
ることにより干渉波Ｊ１を除去できる。

ルート２に対しては、第１図の実施例で示したのと同様
な動作がトランスバーサルフィルタ３１０、Ｄ　Ｆ　Ｅ
　３０４と減算器３１４により行われる。

以上述べた動作によりルート１およびルート２の干渉波
は除去される。以後の動作において干渉波が変動しても
、適応的に干渉波が除去される。

第１図の実施例と同様に、ＭＦ３０１の出力と遅延素子
３０８の出力とが加算器３０６で合成されてダイバーシ
ティ合成が行なわれる。

ところでＭ　Ｐ　／−Ｄ　Ｐ　Ｂ受信機を立ち上げる時
、すでにＤ／Ｕがマイナスとなるくらい強い干渉波が存
在している場合、Ｍ　Ｐ／Ｄ　Ｆ　Ｅ受信機は正しい判
定信号を出力できない０判定信号が誤っていると、ＭＰ
は正しいインパルス応答推定を行えない。従って、希望
信号レグリカはもはや正しいものではなくなる。この場
合、このまま放置しておくと永久に立ち上がることがで
きなくなってしまう。

この初期引き込みを解法するものが第４図の実施例であ
る。

第４図において、４０、４０２．４０３．４０４．４０
５．４０６．４０７．４０８．４０９．４１０．４１、
４１２．４１３および４１４はそれぞれ第３図の３０、
３０２．３０３．３０４．３０５．３０６．３０７．３
０８．３０９．３１０．３１、３１２．３１３および３
１４に対応しており、これら第４図の構成要素の動作は
第３図の構成要素と同じである。

また、第４図の４１５．４２０．４１６．４１７．４１
８および４１９はそれぞれ第２図の２１６．２１７．２
１８．２１９．２２０、および２２１に対応しており、
これら第４の構成要素の動作は第２図の構成要素と同じ
である。

第２図の実施例で述べたのと同様に干渉波が除去される
まで、トレーニング信号発生器４１５から出力されるト
レーニング信号を用いることで、第３図に示す干渉波除
去装置の初期引き込みを解決できる。その後はトレーニ
ング信号から各ルートの判定信号に切換えて制御を行い
、適応的に干渉除去操作を続ける。なお、送信側に対す
るトレーニング信号の挿入方法には２通りあり、１つは
送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、他
方は受信側からの制御信号により挿入または解除という
方法である。

次に、第５図の実施例について説明する。送信側では、
第１図の実施例と同様に、２重ダイバーシティのうち第
１のルートのシンボル列を第２のルートに対してτ＋η
だけ遅延させて送信する。

第５図において、５０、５０２．５０３．５０４．５０
５．５０６．５０７．５０８．５０９．５１０．５１２
．５１３および５１４はそれぞれ第１図の、２．３．４
．５．６．７．１５．９．１０．１２．１３および１４
に対応しており、それぞれ同じ動作を行なう。

減算器５０７で抽出された干渉波成分Ｊ１は、乗算器５
０９において、制御器５１１からのタップ係数０１を乗
じられて減算器５１３に供給され、ルート１の入力にお
ける減算に用いられる６乗算器５０９の出力は Ｊ１＝Ｃ１・Ｊ１＝Ｃ１・Ｊｌｈｌ　　　　・・・（１
８）となる、またルート１において減算器５１３の出力
は（Ｓ、１＋Ｊ１−Ｊｌ）となる、この減算器５１３の
出力信号はＭＦ５０１の入力となっており、電力検出器
５１５はその電力Ｐを検出する。電力Ｐは次のように示
される。

Ｐ＝　（Ｓ１＋Ｊ１−Ｊｌ） （Ｓ１＋Ｊ１−Ｊｌ）” ＝ＳＩＳ１°＋　（ＪＩＪＩ”−ＪＩＪｌ。

−Ｊ　Ｉ　Ｊ　１°＋ＪＩＪ１”）＋Δ　　・・・（１
９）ここで、ΔはＳｌとＪｌとの積の成分で、干渉波Ｊ
１が５１により除去されれば、零となる。Ｐは乗算器５
０９のタップ係数０１の関数であり、Ｐが最小となるＣ
１は より与えられ、（１８）式を用いて Ｗ”ｔ＝１　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２
１）となる。

（２０）式のタップ係数を乗算器５０９で減算器５０７
の出力Ｊ１に乗することにより、入力信号中の干渉波Ｊ
１を推定することが出来る。この乗算器５０９の出力の
推定干渉波Ｊ１を減算器５１３で入力信号Ｓ１＋Ｊ１か
ら減じることにより干渉波Ｊ１を除去できる。そこでタ
ップ係数制御器５１１は、乗算器５０９にタップ係数０
１を乗じてＰが最小となるようにフィードバック制御を
行なう６以上の操作により干渉波Ｊ１は除去される。

この時、（１９）式の電力は最小値を示しＳＳｏの希望
波成分のみとなる。

ルート２に対してはトランスバーサルフィルタ１０、Ｄ
ＦＥ５０４と減算器５１４により第１図の実施例で述べ
たのと同じ動作により干渉波Ｊ２が除去される０以上に
述べた動作によりルート１およびルート２の干渉波は除
去される。以後の動作において干渉波が変動しても、適
応的に干渉波が除去される。

干渉波除去の後、第１図に示す実施例と同様に、ＭＦ５
０１と遅延素子５０８の出力が加算器５０６で加算され
てダイバーシティ合成が行なわれる。

ところでＭ　Ｆ／Ｄ　Ｆ　Ｅ受信機を立ち上げる時、す
でにＤ／Ｕがマイナスとなるくらい強い干渉波が存在し
ている場合、ＭＰ／ＤＦＥ受信機は正しい判定信号を出
力できない９判定信号が誤っていると、ＭＰは正しいイ
ンパルス応答推定を行えない、従って、希望信号レプリ
カはもはや正しいものではなくなる。この場合、このま
ま放置しておくと永久に立ち上がることができなくなっ
てしまう。

この初期引き込みを解決するものが第６図に示した実施
例である。

第６図において、６０、６０２．６０３．６０４．６０
５．６０６．６０７．６０８．６０９．６１０．６１、
６１２．６１３．６１４、および６１５はそれぞれ第５
図の５０、５０２．５０３．５０４．５０５．５０６．
５０７．５０８．５０９．５１０．５１、５１２．５１
３．５１４および５１５に対応しており、これら第６の
構成要素の動作は第５図の構成要素と同じである。

また、第６図の６１６．６１７．６１８．６１９．６２
０および６２１はそれぞれ第２図の２１６．２１７．２
１８．２１９．２２０および２２１に対応しており、こ
れら第６図の構成要素の動作は第２図の構成要素と同じ
である。

第２図の実施例で述べたのと同様に干渉波が除去される
まで、トレーニング信号発生器６１６から出力されるト
レーニング信号を用いることで、第５図に示す干渉波除
去装置の初期引き込みを解決できる。その後はトレーニ
ング信号から各ルートの判定信号に切換えて制御を行い
、適応的に干渉波除去操作を続ける。なお、送信側に対
するトレーニング信号の挿入方法には２通りあり、１つ
は送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、
他方は受信側からの制御信号により、挿入または解除と
いう方法である。

（発明の効果） 本発明は、以上に説明したように、干渉波どうしの逆相
合成を行なわず、希望信号レプリカを受信信号から減じ
ることにより干渉成分を抽出し、この干渉成分を制御の
後に、干渉波を抽出したダイバーシティルートの受信信
号から減じ、さらに抽出干渉波を線形フィルタリングし
、他のダイバーシティルートの受信信号から減じること
により干渉波の除去を行なうから、Ｄ／Ｕが任意の値で
あっても、さらに複数の干渉波が存在し、さらに干渉波
も互いに独立なマルチパスフェージングを受けていても
、希望信号を損なうことなく広帯域干渉波を除去し、Ｍ
Ｐによるダイバーシティ合成とＤＦＥによる歪の除去と
いう最適受信が可能となるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る第１の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図、第２図は本発明に係る第２の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
３図は本発明に係る第３の干渉波除去装置の一実施例の
構成を示すブロック図、第４図は本発明に係る第４の干
渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第５
図は本発明に係る第５の干渉波除去装置の一実施例の構
成を示すブロック図、第６図は本発明に係る第６の干渉
波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第７図
は本発明の干渉波除去装置の動作を説明する図、第８図
は本発明の干渉波除去の動作を説明する図、第９図は従
来の干渉波除去装置の構成を示すブロック図、第１０図
は第９図に示す従来の干渉波除去装置の動作を説明する
図である。 、２，２０１，２０２，３０１，３０２，４０、４０２
，５０１，５０２，６０１，６０２゜７１１　７１２．
９１１・・・整合フィルタ（ＭＦ）、３．４，２０３，
２０４，３０３，３０４，４０３．４０４，５０３，５
０４，６０３，６０４゜７１３．７１４，９１２・・・
判定帰還形等化器（ＤＦＥ）、５，２０５，３０５，４
０５，５０５゜６０５．７１５・・・畳込み器、６．．
２０６，３０６゜４０６．５０６，６０６，７２、９０
３・・・加算器、７．１３．１４，２０７，２１３，２
１４゜３０７、　３１３．　３１４，４０７，４１３，
４１４、　５０７．　５１３．　５１４．　６０７．　
６７３゜６１４．７０９，７１０，７１６，９０４・・
・減算器、８，２０８，９０５，９０８．９０９・・・
ＡＧＣ増幅器、９，２０９，３０９，４０９，５０９゜
６０９．７１７，９０１，９０２・・・乗算器、１０゜
２１０、　３１０，４１０．　５１０．　６１０，７１
８・・・線形フィルタ（トランスバーサルフィルタ）、
１０ａ、２１０ａ、３１０ａ、４１０ａ、５１０ａ、６
１０ａ−−−５個の相関器、１０ｂ、２１０ｂ。 ３１０ｂ、４１０ｂ、５１０ｂ、６１０ｂ・・・４個の
遅延時間Ｔ／２（Ｔニシンポル長）の遅延素子、１０ｃ
、２１０ｃ、３１０ｃ、４１０ｃ、５１０ｃ、６１０ｃ
ｍ５個の乗算器、１０ｄ、２１０ｄ。 ３１０ｄ、４１０ｄ、５１０ｄ、６１０ｄ・・・加算器
、１１，２１１，３１１，４１１，９０６，９０７・・
・相関器、１２，２１２，３１２，４１２゜５１２．６
１２，７１９・・・遅延時間η（＝Ｔ）の遅延素子、１
５，２１５，２１７，３０８，４０８．４２０，５０８
，６０８．６１７・・・τの遅延時間を有する遅延素子
、２１６，４１５．６１６・・・トレーニング信号発生
器、２１８，２１９，４１６．４１７，６１８，６１９
．９１０・・・切換え器、２２０，２２１，４１８，４
１９，６２０゜６２１・・・制御器、５１１，６１１・
・・タップ係数制御器、５１５，６１５・・・電力検出
器、７００・・・遅延素子、７０、７０２・・・送信器
、７０３，７０４・・・送信アンテナ、７０５，７０６
・・・受信アンテナ、７０７，７０８・・・受信機、７
２０・・・遅延素子。 代理人　弁理士　本　庄　伸　介 第１０図

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信しようとする所望の信号をτ＋η時間だけ遅
   らせた第１の希望信号と該所望の信号そのままの第２の
   希望信号とを生成し、該第１および第２の希望信号を第
   １および第２のルートにそれぞれ送信し、前記第１のル
   ート内で加えられた第１の干渉波と前記第１の希望信号
   とを該第１のルートから第１の受信信号として受信し、
   前記第２のルート内で加えられた第２の干渉波と前記第
   ２の希望信号とを前記第２のルートから第２の受信信号
   として受信し、前記第１および第２の受信信号を合成し
   て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
   る干渉波除去装置において、前記第１の受信信号と第１
   の推定干渉波との差である第１の差信号を生成する第１
   の減算器と、前記第２の受信信号に時間ηの遅延を与え
   る第１の遅延素子と、該第１の遅延素子の出力信号と第
   ２の推定干渉波との差である第２の差信号を生成する第
   ２の減算器と、前記第１の差信号と第１の判定信号とか
   ら前記第１のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
   て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
   答の時間反転で複素共役な応答と前記第１の差信号とを
   畳込んで第１の整合信号を得る第１の整合フィルタと、
   前記第２の差信号と第２の判定信号とから推定する前記
   第２のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複
   素共役な応答と前記第２の差信号とを畳込んで第２の整
   合信号を得る第２の整合フィルタと、前記第２の整合信
   号に時間τの遅延を与える第２の遅延素子と、前記第１
   の整合信号と前記第２の遅延素子の出力信号とを加算す
   る加算器と、該加算器の出力信号を適応等化して前記第
   １の判定信号を得る第１の判定帰還形等化器と、前記第
   ２の整合信号を適応等化して前記第２の判定信号と判定
   結果の誤差信号とを得る第２の判定帰還形等化器と、前
   記推定インパルス応答と前記第２の判定信号とを畳込ん
   で推定希望信号を得る畳込み器と、前記第１の受信信号
   と前記推定希望信号との差を取つて干渉波成分を抽出す
   る第３の減算器と、前記干渉波成分の振幅を１に正規化
   して正規化干渉波成分とするＡＧＣ増幅器と、前記第１
   の受信信号と前記正規化干渉波成分との相関を取って相
   関値を得る相関器と、前記正規化干渉波成分に前記相関
   値を乗じて前記第１の推定干渉波を得る乗算器と、前記
   誤差信号を用いて前記正規化干渉波成分に対して線形フ
   ィルタリングを行なって前記第２の推定干渉波を得る線
   形フィルタとからなり、前記第１の判定信号を前記所望
   の信号として出力することを特徴とする干渉波除去装置
   。
2. （２）送信しようとする所望の信号をτ＋η時間だけ遅
   らせた第１の希望信号と該所望の信号そのままの第２の
   希望信号とを生成し、該第１および第２の希望信号を第
   １および第２のルートにそれぞれ送信し、前記第１のル
   ート内で加えられた第１の干渉波と前記第１の希望信号
   とを該第１のルートから第１の受信信号として受信し、
   前記第２のルート内で加えられた第２の干渉波と前記第
   ２の希望信号とを前記第２のルートから第２の受信信号
   として受信し、前記第１および第２の受信信号を合成し
   て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
   る干渉波除去装置において、前記第１の受信信号と第１
   の推定干渉波との差である第１の差信号を生成する第１
   の減算器と、前記第２の受信信号に時間ηの遅延を与え
   る第１の遅延素子と、該第１の遅延素子の出力信号と第
   ２の推定干渉波との差である第２の差信号を生成する第
   ２の減算器と、前記第１の差信号と第１の基準信号とか
   ら前記第１のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
   て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
   答の時間反転で複素共役な応答と前記第１の差信号を畳
   込んで第１の整合信号を得る第１の整合フィルタと、前
   記第２の差信号と第２の基準信号とから推定する前記第
   ２のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複素
   共役な応答と前記第２の差信号とを畳込んで第２の整合
   信号を得る第２の整合フィルタと、前記第２の整合信号
   に時間τの遅延を与える第２の遅延素子と、前記第１の
   整合信号と前記第２の遅延素子の出力信号とを加算する
   加算器と、前記第１の基準信号を用いて前記加算器の出
   力信号を適応等化して前記第１の判定信号と判定結果の
   第１の誤差信号とを得る第１の判定帰還形等化器と、前
   記第２の基準信号を用いて前記第２の整合信号を適応等
   化して前記第２の判定信号と判定結果の第２の誤差信号
   とを得る第２の判定帰還形等化器と、仮定した送信シン
   ボル列を表わすトレーニング信号を発生するトレーニン
   グ信号発生器と、前記トレーニング信号に時間τの遅延
   を与える第３の遅延素子と、前記第１の誤差信号に応じ
   て前記第１の判定信号と前記第３の遅延素子の出力信号
   のいずれか一方を選択して前記第１の基準信号として出
   力する第１の切換え器と、前記第２の誤差信号に応じて
   前記第２の判定信号と前記トレーニング信号のいずれか
   一方を選択して前記第２の基準信号として出力する第２
   の切換え器と、前記推定インパルス応答と前記第２の基
   準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前
   記第１の受信信号と前記推定希望信号の差を取つて干渉
   波成分を抽出する第３の減算器と、前記干渉波成分の振
   幅を１に正規化して正規化干渉波成分とするＡＧＣ増幅
   器と、前記第１の受信信号と前記正規化干渉波成分との
   相関を取つて相関値を得る相関器と、前記正規化干渉波
   成分に前記相関値を乗じて前記第１の推定干渉波を得る
   乗算器と、前記第２の誤差信号を用いて前記正規化干渉
   波成分に対して線形フィルタリングを行なって前記第２
   の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、前記第１
   の判定信号を前記所望の信号として出力することを特徴
   とする干渉波除去装置。
3. （３）送信しようとする所望の信号をτ＋η時間だけ遅
   らせた第１の希望信号と該所望の信号そのままの第２の
   希望信号とを生成し、該第１および第２の希望信号を第
   １および第２のルートにそれぞれ送信し、前記第１のル
   ート内で加えられた第１の干渉波と前記第１の希望信号
   とを該第１のルートから第１の受信信号として受信し、
   前記第２のルート内で加えられた第２の干渉波と前記第
   ２の希望信号とを前記第２のルートから第２の受信信号
   として受信し、前記第１および第２の受信信号を合成し
   て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
   る干渉波除去装置において、前記第１の受信信号と第１
   の推定干渉波との差である第１の差信号を生成する第１
   の減算器と、前記第２の受信信号に時間ηの遅延を与え
   る第１の遅延素子と、該第１の遅延素子の出力信号と第
   ２の推定干渉波との差である第２の差信号を生成する第
   ２の減算器と、前記第１の差信号と第１の判定信号とか
   ら前記第１のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
   て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
   答の時間反転で複素共役な応答と前記第１の差信号とを
   畳込んで第１の整合信号を得る第１の整合フィルタと、
   前記第２の差信号と第２の判定信号とから推定する前記
   第２のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複
   素共役な応答と前記第２の差信号とを畳込んで第２の整
   合信号を得る第２の整合フィルタと、前記第２の整合信
   号に時間τの遅延を与える第２の遅延素子と、前記第１
   の整合信号と前記第２の遅延素子の出力信号とを加算す
   る加算器と、該加算器の出力信号を適応等化して前記第
   １の判定信号と判定結果の第１の誤差信号とを得る第１
   の判定帰還形等化器と、前記第２の整合信号を適応等化
   して前記第２の判定信号と判定結果の第２の誤差信号と
   を得る第２の判定帰還形等化器と、前記推定インパルス
   応答と前記第２の判定信号とを畳込んで推定希望信号を
   得る畳込み器と、前記第１の受信信号と前記推定希望信
   号との差を取って干渉波成分を抽出する第３の減算器と
   、前記第１の誤差信号と前記干渉波成分との相関を取っ
   て相関値を得る相関器と、前記干渉波成分に前記相関値
   を乗じて前記第１の推定干渉波を得る乗算器と、前記第
   ２の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フィ
   ルタリングを行なって前記第２の推定干渉波を得る線形
   フィルタとからなり、前記第１の判定信号を前記所望の
   信号として出力することを特徴とする干渉波除去装置。
4. （４）送信しようとする所望の信号をτ＋η時間だけ遅
   らせた第１の希望信号と該所望の信号そのままの第２の
   希望信号とを生成し、該第１および第２の希望信号を第
   １および第２のルートにそれぞれ送信し、前記第１のル
   ート内で加えられた第１の干渉波と前記第１の希望信号
   とを該第１のルートから第１の受信信号として受信し、
   前記第２のルート内で加えられた第２の干渉波と前記第
   ２の希望信号とを前記第２のルートから第２の受信信号
   として受信し、前記第１および第２の受信信号を合成し
   て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
   る干渉波除去装置において、前記第１の受信信号と第１
   の推定干渉波との差である第１の差信号を生成する第１
   の減算器と、前記第２の受信信号に時間ηの遅延を与え
   る第１の遅延素子と、該第１の遅延素子の出力信号と第
   ２の推定干渉波との差である第２の差信号を生成する第
   ２の減算器と、前記第１の差信号と第１の基準信号とか
   ら前記第１のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
   て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
   答の時間反転で複素共役な応答と前記第１の差信号を畳
   込んで第１の整合信号を得る第１の整合フィルタと、前
   記第２の差信号と第２の基準信号とから推定する前記第
   ２のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複素
   共役な応答と前記第２の差信号とを畳込んで第２の整合
   信号を得る第２の整合フィルタと、前記第２の整合信号
   に時間τの遅延を与える第２の遅延素子と、前記第１の
   整合信号と前記第２の遅延素子の出力信号とを加算する
   加算器と、前記第１の基準信号を用いて前記加算器の出
   力信号を適応等化して前記第１の判定信号と判定結果の
   第１の誤差信号とを得る第１の判定帰還形等化器と、前
   記第２の基準信号を用いて前記第２の整合信号を適応等
   化して前記第２の判定信号と判定結果の第２の誤差信号
   とを得る第２の判定帰還形等化器と、仮定した送信シン
   ボル列を表わすトレーニング信号を発生するトレーニン
   グ信号発生器と、前記トレーニング信号に時間τの遅延
   を与える第３の遅延素子と、前記第１の誤差信号に応じ
   て前記第１の判定信号と前記第３の遅延素子の出力信号
   のいずれか一方を選択して前記第１の基準信号として出
   力する第１の切換え器と、前記第２の誤差信号に応じて
   前記第２の判定信号と前記トレーニング信号のいずれか
   一方を選択して前記第２の基準信号として出力する第２
   の切換え器と、前記推定インパルス応答と前記第２の基
   準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前
   記第１の受信信号と前記推定希望信号の差を取って干渉
   波成分を抽出する第３の減算器と、前記第１の誤差信号
   と前記干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器
   と、前記干渉波成分に前記相関値を乗じて前記第１の推
   定干渉波を得る乗算器と、前記第２の誤差信号を用いて
   前記干渉波成分に対して線形フィルタリングを行なって
   前記第２の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、
   前記第１の判定信号を前記所望の信号として出力するこ
   とを特徴とする干渉波除去装置。
5. （５）送信しようとする所望の信号をτ＋η時間だけ遅
   らせた第１の希望信号と該所望の信号そのままの第２の
   希望信号とを生成し、該第１および第２の希望信号を第
   １および第２のルートにそれぞれ送信し、前記第１のル
   ート内で加えられた第１の干渉波と前記第１の希望信号
   とを該第１のルートから第１の受信信号として受信し、
   前記第２のルート内で加えられた第２の干渉波と前記第
   ２の希望信号とを前記第２のルートから第２の受信信号
   として受信し、前記第１および第２の受信信号を合成し
   て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
   る干渉波除去装置において、前記第１の受信信号と第１
   の推定干渉波との差である第１の差信号を生成する第１
   の減算器と、前記第２の受信信号に時間ηの遅延を与え
   る第１の遅延素子と、該第１の遅延素子の出力信号と第
   ２の推定干渉波との差である第２の差信号を生成する第
   ２の減算器と、前記第１の差信号と第１の判定信号とか
   ら前記第１のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
   て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
   答の時間反転で複素共役な応答と前記第１の差信号とを
   畳込んで第１の整合信号を得る第１の整合フィルタと、
   前記第２の差信号と第２の判定信号とから推定する前記
   第２のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複
   素共役な応答と前記第２の差信号とを畳込んで第２の整
   合信号を得る第２の整合フィルタと、前記第２の整合信
   号に時間τの遅延を与える第２の遅延素子と、前記第１
   の整合信号と前記第２の遅延素子の出力信号とを加算す
   る加算器と、該加算器の出力信号を適応等化して前記第
   １の判定信号を得る第１の判定帰還形等化器と、前記第
   ２の整合信号を適応等化して前記第２の判定信号と判定
   結果の第２の誤差信号とを得る第２の判定帰還形等化器
   と、前記推定インパルス応答と前記第２の判定信号とを
   畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記第１の受
   信信号と前記推定希望信号との差を取って干渉波成分を
   抽出する第３の減算器と、前記整合フィルタに入力する
   前記第１の差信号の電力を検出する電力検出器と、該電
   力検出器が検出する電力が最小となるタップ係数を求め
   るタップ係数制御器と、前記干渉波成分に前記タップ係
   数を乗じて前記第１の推定干渉波を得る乗算器と、前記
   誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フィルタ
   リングを行なって前記第２の推定干渉波を得る線形フィ
   ルタとからなり、前記第１の判定信号を前記所望の信号
   として出力することを特徴とする干渉波除去装置。
6. （６）送信しようとする所望の信号をτ＋η時間だけ遅
   らせた第１の希望信号と該所望の信号そのままの第２の
   希望信号とを生成し、該第１および第２の希望信号を第
   １および第２のルートにそれぞれ送信し、前記第１のル
   ート内で加えられた第１の干渉波と前記第１の希望信号
   とを該第１のルートから第１の受信信号として受信し、
   前記第２のルート内で加えられた第２の干渉波と前記第
   ２の希望信号とを前記第２のルートから第２の受信信号
   として受信し、前記第１および第２の受信信号を合成し
   て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
   る干渉波除去装置において、前記第１の受信信号と第１
   の推定干渉波との差である第１の差信号を生成する第１
   の減算器と、前記第２の受信信号に時間ηの遅延を与え
   る第１の遅延素子と、該第１の遅延素子の出力信号と第
   ２の推定干渉波との差である第２の差信号を生成する第
   ２の減算器と、前記第１の差信号と第１の基準信号とか
   ら前記第１のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
   て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
   答の時間反転で複素共役な応答と前記第１の差信号を畳
   込んで第１の整合信号を得る第１の整合フィルタと、前
   記第２の差信号と第２の基準信号とから推定する前記第
   ２のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複素
   共役な応答と前記第２の差信号とを畳込んで第２の整合
   信号を得る第２の整合フィルタと、前記第２の整合信号
   に時間τの遅延を与える第２の遅延素子と、前記第１の
   整合信号と前記第２の遅延素子の出力信号とを加算する
   加算器と、前記第１の基準信号を用いて前記加算器の出
   力信号を適応等化して前記第１の判定信号と判定結果の
   第１の誤差信号とを得る第１の判定帰還形等化器と、前
   記第２の基準信号を用いて前記第２の整合信号を適応等
   化して第２の判定信号と判定結果の第２の誤差信号とを
   得る第２の判定帰還形等化器と、仮定した送信シンボル
   列を表わすトレーニング信号を発生するトレーニング信
   号発生器と、前記トレーニング信号に時間τの遅延を与
   える第３の遅延素子と、前記第１の誤差信号に応じて前
   記第１の判定信号と前記第３の遅延素子の出力信号のい
   ずれか一方を選択して前記第１の基準信号として出力す
   る第１の切換え器と、前記第２の誤差信号に応じて前記
   第２の判定信号と前記トレーニング信号のいずれか一方
   を選択して前記第２の基準信号として出力する第２の切
   換え器と、前記推定インパルス応答と前記第２の基準信
   号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記第
   １の受信信号と前記推定希望信号の差を取って干渉波成
   分を抽出する第３の減算器と、前記第１の整合フィルタ
   に入力する前記第１の差信号の電力を検出する電力検出
   器と、該電力検出器が検出する電力が最小となるタップ
   係数を求めるタップ係数制御器と、前記干渉波成分に前
   記タップ係数を乗じて前記第１の推定干渉波を得る乗算
   器と、前記第２の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対
   して線形フィルタリングを行なつて前記第２の推定干渉
   波を得る線形フィルタとからなり、前記第１の判定信号
   を前記所望の信号として出力することを特徴とする干渉
   波除去装置。