JPH0435548A - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JPH0435548A JPH0435548A JP2142242A JP14224290A JPH0435548A JP H0435548 A JPH0435548 A JP H0435548A JP 2142242 A JP2142242 A JP 2142242A JP 14224290 A JP14224290 A JP 14224290A JP H0435548 A JPH0435548 A JP H0435548A
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は合成ダイバーシティ方式の干渉波除去装置に関
し、特にマルチパスフェージング回線において強い干渉
波が存在した場合に、フェージングによる波形歪の適応
等化および干渉波の除去を行う干渉波除去装置に関する
。
し、特にマルチパスフェージング回線において強い干渉
波が存在した場合に、フェージングによる波形歪の適応
等化および干渉波の除去を行う干渉波除去装置に関する
。
(従来の技術)
従来、PSKやQAMを用いたディジタルマイクロ波回
線に対してFM回線による干渉や、隣接チャンネルから
の干渉または妨害波などが問題となることがある。特に
ディジタル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉
波と見なされるが、それ以外の干渉波は広帯域の場合が
ある。また強度のマルチパスフェージング回線において
はダイバーシティ方式や適応等化技術が不可欠であり、
見通し外通信のように伝搬距離が大きな回線では整合フ
ィルタ(MP)と判定帰還形等化器<DFE)とを用い
た受信機が必要となる。マルチパスフェージング環境下
での広帯域干渉波の除去を行なう従来の干渉波除去装置
の一例を第9図に示す。
線に対してFM回線による干渉や、隣接チャンネルから
の干渉または妨害波などが問題となることがある。特に
ディジタル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉
波と見なされるが、それ以外の干渉波は広帯域の場合が
ある。また強度のマルチパスフェージング回線において
はダイバーシティ方式や適応等化技術が不可欠であり、
見通し外通信のように伝搬距離が大きな回線では整合フ
ィルタ(MP)と判定帰還形等化器<DFE)とを用い
た受信機が必要となる。マルチパスフェージング環境下
での広帯域干渉波の除去を行なう従来の干渉波除去装置
の一例を第9図に示す。
第9図において、901と902は乗算器、903は加
算器、904は減算器、905と908と909はAG
C増幅器、906と907は相関器、910は切換え器
、911は整合フィルタ、912は判定帰還型等止器で
ある。
算器、904は減算器、905と908と909はAG
C増幅器、906と907は相関器、910は切換え器
、911は整合フィルタ、912は判定帰還型等止器で
ある。
この従来の干渉波装置はダイバーシティ受信方式を用い
ており、2重ダイバーシティ合成後にその合成信号を、
適応整合フィルタ(MF)911と判定帰還型等化器(
DFE>912とを通過させて受信信号に含まれる干渉
波を除去する。ダイバーシティ合成は加算器903によ
り行われ、その合成方式は最大比合成である。各ダイバ
ーシティ入力すなわち入力1と入力2にそれぞれ入力す
る受信信号921,922は、AGC増幅器908と9
09によりフラットフェージングによるレベル変動を除
かれ、さらに加算器903において最大比合成されるよ
うに乗算器901と902により複素タップ係数923
,924がそれぞれ乗じられる。これらのタップ係数は
相関器906と907で生成される信号であり、それぞ
れダイバーシティ合成後のAGC増幅器905の出力と
、AGC増幅器908.909の出力との間の相関値で
ある。受信信号中に干渉波が存在しない時は、切換え器
910はAGCjl[;器905の出力を選択して出力
し、MF911に受信信号を供給し、MF911により
SN比が最大化され、DFE912によりマルチパスフ
ェージングによる波形歪が除去される。
ており、2重ダイバーシティ合成後にその合成信号を、
適応整合フィルタ(MF)911と判定帰還型等化器(
DFE>912とを通過させて受信信号に含まれる干渉
波を除去する。ダイバーシティ合成は加算器903によ
り行われ、その合成方式は最大比合成である。各ダイバ
ーシティ入力すなわち入力1と入力2にそれぞれ入力す
る受信信号921,922は、AGC増幅器908と9
09によりフラットフェージングによるレベル変動を除
かれ、さらに加算器903において最大比合成されるよ
うに乗算器901と902により複素タップ係数923
,924がそれぞれ乗じられる。これらのタップ係数は
相関器906と907で生成される信号であり、それぞ
れダイバーシティ合成後のAGC増幅器905の出力と
、AGC増幅器908.909の出力との間の相関値で
ある。受信信号中に干渉波が存在しない時は、切換え器
910はAGCjl[;器905の出力を選択して出力
し、MF911に受信信号を供給し、MF911により
SN比が最大化され、DFE912によりマルチパスフ
ェージングによる波形歪が除去される。
第9図の従来の干渉波除去装置において、受信信号中に
広帯域でD/U比(干渉波と希望波の比)がマイナスと
なるような強力な干渉波が存在する場合、切換え器91
0は減算器904の出力を選択して出力する。この減算
器904は、乗算器901の出力から乗算器902の出
力を減じており、加算器903が位相について同相合成
を行うのに対し、減算器904は逆相合成を行うことで
干渉波の除去を行う。
広帯域でD/U比(干渉波と希望波の比)がマイナスと
なるような強力な干渉波が存在する場合、切換え器91
0は減算器904の出力を選択して出力する。この減算
器904は、乗算器901の出力から乗算器902の出
力を減じており、加算器903が位相について同相合成
を行うのに対し、減算器904は逆相合成を行うことで
干渉波の除去を行う。
第10図にその干渉波除去の動作を示す、(a)と(d
)はそれぞれダイバーシティルート、2の入力、2を示
している。ここで、各ルートの希望波をSl、S2とし
、干渉波をJl、J2とする。D/Uがマイナスとなる
くらい干渉波が大きい時には、干渉波どうしが同相合成
されるようにl!1lJllされ、(b)と(e )
ニ示すよウニ、乗算器901と902の出力において干
渉波J1とJ2とが増幅および位相が等しくなる。この
場合、(c)に示す加算器903の出力は、干渉波どう
しの同相合成を示している。一方、(f)に示すように
減算器904では干渉波どうしが逆相合成され、干渉波
が除去されて希望信号波のみ抽出されている。しかし、
希望波S1と82については、最大比合成のみならず同
相合成すら行なわれないことになる。特に、希望波Sと
干渉波Jとの位相関係により、希望信号波が消えること
がある。入力1と2が(g)と(j)に示すようにSと
Jとの振幅位相間係が同じ場合、乗算器901と902
の出力は(h)と(k>に示すように一致する。この時
加算器903の出力は(1)に示すようにSらJも同相
合成で、減算器904の出力(J )に示すようにSも
Jも逆相合成となる。すなわち干渉波は除去されている
が、希望信号波も消失することになる。
)はそれぞれダイバーシティルート、2の入力、2を示
している。ここで、各ルートの希望波をSl、S2とし
、干渉波をJl、J2とする。D/Uがマイナスとなる
くらい干渉波が大きい時には、干渉波どうしが同相合成
されるようにl!1lJllされ、(b)と(e )
ニ示すよウニ、乗算器901と902の出力において干
渉波J1とJ2とが増幅および位相が等しくなる。この
場合、(c)に示す加算器903の出力は、干渉波どう
しの同相合成を示している。一方、(f)に示すように
減算器904では干渉波どうしが逆相合成され、干渉波
が除去されて希望信号波のみ抽出されている。しかし、
希望波S1と82については、最大比合成のみならず同
相合成すら行なわれないことになる。特に、希望波Sと
干渉波Jとの位相関係により、希望信号波が消えること
がある。入力1と2が(g)と(j)に示すようにSと
Jとの振幅位相間係が同じ場合、乗算器901と902
の出力は(h)と(k>に示すように一致する。この時
加算器903の出力は(1)に示すようにSらJも同相
合成で、減算器904の出力(J )に示すようにSも
Jも逆相合成となる。すなわち干渉波は除去されている
が、希望信号波も消失することになる。
また、この従来の干渉波除去装置は、D/Uがマイナス
の領域でしか干渉波を除去できず、D/Uがプラスにな
ると、希望信号波に制御がかかってしまって干渉波につ
いて逆相合成できない、さらに干渉波が受信機の近くに
存在せずに、遠方から伝搬してくる場合、Jlと52は
それぞれ独立な遅延分散を受ける。この場合、干渉波J
1とJ2の逆相関係が全ての周波数に対して成立しない
から、上述した干渉波除去が行えない。
の領域でしか干渉波を除去できず、D/Uがプラスにな
ると、希望信号波に制御がかかってしまって干渉波につ
いて逆相合成できない、さらに干渉波が受信機の近くに
存在せずに、遠方から伝搬してくる場合、Jlと52は
それぞれ独立な遅延分散を受ける。この場合、干渉波J
1とJ2の逆相関係が全ての周波数に対して成立しない
から、上述した干渉波除去が行えない。
(発明が解決しようとする課題)
上述した従来の干渉波除去装置では、受信信号に含まれ
る干渉波を除去しようとすると、希望波についてダイバ
ーシティの最大比合成または同相合成が行なわれないか
ら、マルチパスフェージング回線での適応等化によるf
i適受信と干渉波除去とが両立せず、場合によっては希
望信号を消失させてしまう場合がある。また、干渉波を
除去できるのはD/Uがマイナスの領域で、さらに干渉
波が受信機の近くに存在し、干渉波についてはマルチパ
スフェージングが生じない場合に限られると言う欠点が
ある。
る干渉波を除去しようとすると、希望波についてダイバ
ーシティの最大比合成または同相合成が行なわれないか
ら、マルチパスフェージング回線での適応等化によるf
i適受信と干渉波除去とが両立せず、場合によっては希
望信号を消失させてしまう場合がある。また、干渉波を
除去できるのはD/Uがマイナスの領域で、さらに干渉
波が受信機の近くに存在し、干渉波についてはマルチパ
スフェージングが生じない場合に限られると言う欠点が
ある。
そこで本発明の目的は、任意のD/Uにおいてダイバー
シティ効果を損なうことなくマルチパス歪を有する広帯
域干渉波を受信信号から除去し、希望波に対してマルチ
パス歪を効果的に除去することができる干渉波除去装置
を提供することにある。
シティ効果を損なうことなくマルチパス歪を有する広帯
域干渉波を受信信号から除去し、希望波に対してマルチ
パス歪を効果的に除去することができる干渉波除去装置
を提供することにある。
〈課題を解決するための手段)
本発明に係る第1の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ+η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのままの第2の希望信号とを生成し、
該第1および第2の希望信号を第1および第2のルート
にそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた第
1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルートか
ら第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内で
加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前記
第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記第
1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差で
ある第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第2
の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と、
該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との差
である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記第
1の差信号と第1の判定信号とから前記第1のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第1の差信号とを畳込んで第1の整合信
号を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と第
2の判定信号とから推定する前記第2のルートの伝送系
のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第
2の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の整
合フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を与
える第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第2
の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算器
の出力信号を適応等化して前記第1の判定信号を得る第
1の判定帰還形等化器と、前記第2の整合信号を適応等
化して前記第2の判定信号と判定結果の誤差信号とを得
る第2の判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答
と前記第2の判定信号とを畳込んで推定希望信号を得る
畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希望信号と
の差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器と、前
記干渉波成分の振幅を1に正規化して正規化干渉波成分
とするAGC増幅器と、前記第1の受信信号と前記正規
化干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器と、
前記正規化干渉波成分に前記相関値を乗じて前記第1の
推定干渉波を得る乗算器と、前記誤差信号を用いて前記
正規化干渉波成分に対して線形フィルタリングを行なっ
て前記第2の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり
、前記第1の判定信号を前記所望の信号として出力する
ことを特徴とする。
る所望の信号をτ+η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのままの第2の希望信号とを生成し、
該第1および第2の希望信号を第1および第2のルート
にそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた第
1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルートか
ら第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内で
加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前記
第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記第
1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差で
ある第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第2
の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と、
該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との差
である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記第
1の差信号と第1の判定信号とから前記第1のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第1の差信号とを畳込んで第1の整合信
号を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と第
2の判定信号とから推定する前記第2のルートの伝送系
のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第
2の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の整
合フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を与
える第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第2
の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算器
の出力信号を適応等化して前記第1の判定信号を得る第
1の判定帰還形等化器と、前記第2の整合信号を適応等
化して前記第2の判定信号と判定結果の誤差信号とを得
る第2の判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答
と前記第2の判定信号とを畳込んで推定希望信号を得る
畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希望信号と
の差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器と、前
記干渉波成分の振幅を1に正規化して正規化干渉波成分
とするAGC増幅器と、前記第1の受信信号と前記正規
化干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器と、
前記正規化干渉波成分に前記相関値を乗じて前記第1の
推定干渉波を得る乗算器と、前記誤差信号を用いて前記
正規化干渉波成分に対して線形フィルタリングを行なっ
て前記第2の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり
、前記第1の判定信号を前記所望の信号として出力する
ことを特徴とする。
本発明に係る第2の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ+η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのままの第2の希望信号とを生成し、
該第1および第2の希望信号を第1および第2のルート
にそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた第
1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルートか
ら第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内で
加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前記
第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記第
1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差で
ある第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第2
の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と、
該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との差
である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記第
1の差信号と第1の基準信号とから前記第1のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第1の差信号を畳込んで第1の整合信号
を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と第2
の基準信号とから推定する前記第2のルートの伝送系の
インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第2
の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の整合
フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を与え
る第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第2の
遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記第1の
基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等化して
第1の判定信号と判定結果の第1の誤差信号とを得る第
1の判定帰還形等化器と、前記第2の基準信号を用いて
前記第2の整合信号を適応等化して第2の判定信号と判
定結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定帰還形等化
器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレーニング信
号を発生するトレーニング信号発生器と、前記トレーニ
ング信号に時間τの遅延を与える第3の遅延素子と、前
記第1の誤差信号に応じて前記第1の判定信号と前記第
3の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選択して前記
第1の基準信号として出力する第1の切換え器と、前記
第2の誤差信号に応じて前記第2の判定信号と前記トレ
ーニング信号のいずれか一方を選択して前記第2の基準
信号として出力する第2の切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記第2の基準信号とを畳込んで推定希望信
号を得る畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希
望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器
と、前記干渉波成分の振幅を1に正規化して正規化干渉
波成分とするAGC増幅器と、前記第1の受信信号と前
記正規化干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関
器と、前記正規化干渉波成分に前記相関値を乗じて前記
第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記第2の誤差信号
を用いて前記正規化干渉波成分に対して線形フィルタリ
ングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線形フィル
タとからなり、前記第1の判定信号を前記所望の信号と
して出力することを特徴とする。
る所望の信号をτ+η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのままの第2の希望信号とを生成し、
該第1および第2の希望信号を第1および第2のルート
にそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた第
1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルートか
ら第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内で
加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前記
第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記第
1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差で
ある第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第2
の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と、
該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との差
である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記第
1の差信号と第1の基準信号とから前記第1のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第1の差信号を畳込んで第1の整合信号
を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と第2
の基準信号とから推定する前記第2のルートの伝送系の
インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第2
の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の整合
フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を与え
る第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第2の
遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記第1の
基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等化して
第1の判定信号と判定結果の第1の誤差信号とを得る第
1の判定帰還形等化器と、前記第2の基準信号を用いて
前記第2の整合信号を適応等化して第2の判定信号と判
定結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定帰還形等化
器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレーニング信
号を発生するトレーニング信号発生器と、前記トレーニ
ング信号に時間τの遅延を与える第3の遅延素子と、前
記第1の誤差信号に応じて前記第1の判定信号と前記第
3の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選択して前記
第1の基準信号として出力する第1の切換え器と、前記
第2の誤差信号に応じて前記第2の判定信号と前記トレ
ーニング信号のいずれか一方を選択して前記第2の基準
信号として出力する第2の切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記第2の基準信号とを畳込んで推定希望信
号を得る畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希
望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器
と、前記干渉波成分の振幅を1に正規化して正規化干渉
波成分とするAGC増幅器と、前記第1の受信信号と前
記正規化干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関
器と、前記正規化干渉波成分に前記相関値を乗じて前記
第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記第2の誤差信号
を用いて前記正規化干渉波成分に対して線形フィルタリ
ングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線形フィル
タとからなり、前記第1の判定信号を前記所望の信号と
して出力することを特徴とする。
本発明に係る第3の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ+η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのままの第2の希望信号とを生成し、
該第1および第2の希望信号を第1および第2のルート
にそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた第
1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルートか
ら第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内で
加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前記
第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記第
1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差で
ある第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第2
の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と、
該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との差
である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記第
1の差信号と第1の判定信号とから前記第1のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第1の差信号とを畳込んで第1の整合信
号を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と第
2の判定信号とから推定する前記第2のルートの伝送系
のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第
2の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の整
合フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を与
える第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第2
の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算器
の出力信号を適応等化して前記第1の判定信号と判定結
果の第1の誤差信号とを得る第1の判定帰還形等化器と
、前記第2の整合信号を適応等化して前記第2の判定信
号と判定結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定帰還
形等化器と、前記推定インパルス応答と前記第2の判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
第1の受信信号と前記推定希望信号との差を取って干渉
波成分を抽出する第3の減算器と、前記第1の誤差信号
と前記干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器
と、前記干渉波成分に前記相関値を乗じて前記第1の推
定干渉波を得る乗算器と、前記第2の誤差信号を用いて
前記干渉波成分に対して線形フィルタリングを行なって
前記第2の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、
前記第1の判定信号を前記所望の信号として出力するこ
とを特徴とする。
る所望の信号をτ+η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのままの第2の希望信号とを生成し、
該第1および第2の希望信号を第1および第2のルート
にそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた第
1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルートか
ら第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内で
加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前記
第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記第
1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差で
ある第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第2
の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と、
該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との差
である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記第
1の差信号と第1の判定信号とから前記第1のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第1の差信号とを畳込んで第1の整合信
号を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と第
2の判定信号とから推定する前記第2のルートの伝送系
のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第
2の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の整
合フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を与
える第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第2
の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算器
の出力信号を適応等化して前記第1の判定信号と判定結
果の第1の誤差信号とを得る第1の判定帰還形等化器と
、前記第2の整合信号を適応等化して前記第2の判定信
号と判定結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定帰還
形等化器と、前記推定インパルス応答と前記第2の判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
第1の受信信号と前記推定希望信号との差を取って干渉
波成分を抽出する第3の減算器と、前記第1の誤差信号
と前記干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器
と、前記干渉波成分に前記相関値を乗じて前記第1の推
定干渉波を得る乗算器と、前記第2の誤差信号を用いて
前記干渉波成分に対して線形フィルタリングを行なって
前記第2の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、
前記第1の判定信号を前記所望の信号として出力するこ
とを特徴とする。
本発明に係る第4の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ+η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのままの第2の希望信号とを生成し、
該第1および第2の希望信号を第1および第2のルート
にそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた第
1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルートか
ら第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内で
加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前記
第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記第
1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差で
ある第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第2
の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と、
該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との差
である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記第
1の差信号と第1の基準信号とから前記第1のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第1の差信号を畳込んで第1の整合信号
を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と第2
の基準信号とから推定する前記第2のルートの伝送系の
インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第2
の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の整合
フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を与え
る第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第2の
遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記第1の
基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等化して
第1の判定信号と判定結果の第1の誤差信号とを得る第
1の判定帰還形勢化器と、前記第2の基準信号を用いて
前記第2の整合信号を適応等化して第2の判定信号と判
定結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定帰還形勢化
器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレーニング信
号を発生するトレーニング信号発生器と、前記トレーニ
ング信号に時間τの遅延を与える第3の遅延素子と、前
記第1の誤差信号に応じて前記第1の判定信号と前記第
3の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選択して前記
第1の基準信号として出力する第1の切換え器と、前記
第2の誤差信号に応じて前記第2の判定信号と前記トレ
ーニング信号のいずれか一方を選択して前記第2の基準
信号として出力する第2の切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記第2の基準信号とを畳込んで推定希望信
号を得る畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希
望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器
と、前記第1の誤差信号と前記干渉波成分との相関を取
って相関値を得る相関器と、前記干渉波成分に前記相関
値を乗じて前記第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記
第2の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フ
ィルタリングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線
形フィルタとからなり、前記第1の判定信号を前記所望
の信号として出力することを特徴とする。
る所望の信号をτ+η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのままの第2の希望信号とを生成し、
該第1および第2の希望信号を第1および第2のルート
にそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた第
1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルートか
ら第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内で
加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前記
第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記第
1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を得
る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置であ
って、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差で
ある第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第2
の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と、
該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との差
である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記第
1の差信号と第1の基準信号とから前記第1のルートの
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記第1の差信号を畳込んで第1の整合信号
を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と第2
の基準信号とから推定する前記第2のルートの伝送系の
インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記第2
の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の整合
フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を与え
る第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第2の
遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記第1の
基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等化して
第1の判定信号と判定結果の第1の誤差信号とを得る第
1の判定帰還形勢化器と、前記第2の基準信号を用いて
前記第2の整合信号を適応等化して第2の判定信号と判
定結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定帰還形勢化
器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレーニング信
号を発生するトレーニング信号発生器と、前記トレーニ
ング信号に時間τの遅延を与える第3の遅延素子と、前
記第1の誤差信号に応じて前記第1の判定信号と前記第
3の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選択して前記
第1の基準信号として出力する第1の切換え器と、前記
第2の誤差信号に応じて前記第2の判定信号と前記トレ
ーニング信号のいずれか一方を選択して前記第2の基準
信号として出力する第2の切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記第2の基準信号とを畳込んで推定希望信
号を得る畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希
望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器
と、前記第1の誤差信号と前記干渉波成分との相関を取
って相関値を得る相関器と、前記干渉波成分に前記相関
値を乗じて前記第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記
第2の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フ
ィルタリングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線
形フィルタとからなり、前記第1の判定信号を前記所望
の信号として出力することを特徴とする。
本発明に係る第5の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ十η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのt、まめ第2の希望信号とを生成し
、該第1および第2の希望信号を第1および第2のルー
トにそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた
第1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルート
から第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内
で加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前
記第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記
第1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を
得る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置で
あって、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差
である第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第
2の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と
、該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との
差である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記
第1の差信号と第1の判定信号とから前記第1のルート
の伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応
答を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素
共役な応答と前記第1の差信号とを畳込んで第1の整合
信号を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と
第2の判定信号とから推定する前記第2のルートの伝送
系のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記
第2の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の
整合フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を
与える第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第
2の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算
器の出力信号を適応等化して前記第1の判定信号を得ろ
第1の判定帰還形等化器と、前記第2の整合信号を適応
等化して前記第2の判定信号と判定結果の誤差信号とを
得る第2の判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応
答と前記第2の判定信号とを畳込んで推定希望信号を得
る畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希望信号
との差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器と、
前記整合フィルタに入力する前記第1の差信号の電力を
検出する電力検出器と、該電力検出器が検出する電力が
最小となるタップ係数を求めるタップ係数制御器と、前
記干渉波成分に前記タップ係数を乗じて前記第1の推定
干渉波を得る乗算器と、前記誤差信号を用いて前記干渉
波成分に対して線形フィルタリングを行なって前記第2
の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、前記第1
の判定信号を前記所望の信号として出力することを特徴
とする。
る所望の信号をτ十η時間だけ遅らせた第1の希望信号
と該所望の信号そのt、まめ第2の希望信号とを生成し
、該第1および第2の希望信号を第1および第2のルー
トにそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えられた
第1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のルート
から第1の受信信号として受信し、前記第2のルート内
で加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号とを前
記第2のルートから第2の受信信号として受信し、前記
第1および第2の受信信号を合成して前記所望の信号を
得る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装置で
あって、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波との差
である第1の差信号を生成する第1の減算器と、前記第
2の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素子と
、該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波との
差である第2の差信号を生成する第2の減算器と、前記
第1の差信号と第1の判定信号とから前記第1のルート
の伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応
答を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素
共役な応答と前記第1の差信号とを畳込んで第1の整合
信号を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号と
第2の判定信号とから推定する前記第2のルートの伝送
系のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記
第2の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2の
整合フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延を
与える第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記第
2の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、該加算
器の出力信号を適応等化して前記第1の判定信号を得ろ
第1の判定帰還形等化器と、前記第2の整合信号を適応
等化して前記第2の判定信号と判定結果の誤差信号とを
得る第2の判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応
答と前記第2の判定信号とを畳込んで推定希望信号を得
る畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希望信号
との差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器と、
前記整合フィルタに入力する前記第1の差信号の電力を
検出する電力検出器と、該電力検出器が検出する電力が
最小となるタップ係数を求めるタップ係数制御器と、前
記干渉波成分に前記タップ係数を乗じて前記第1の推定
干渉波を得る乗算器と、前記誤差信号を用いて前記干渉
波成分に対して線形フィルタリングを行なって前記第2
の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、前記第1
の判定信号を前記所望の信号として出力することを特徴
とする。
本発明に係る第6の干渉波除去装置は、送信しようとす
る所望の信号をτ÷rrFtt間だけ遅らせた第1の希
望信号と該所望の信号その末求の第2の希望信号とを生
成し、該第1および第2の希望信号を第1および第2の
ルートにそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えら
れた第1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のル
ートから第1の受信信号として受信し、前記第2のルー
ト内で加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号と
を前記第2のルートから第2の受信信号として受信し、
前記第1および第2の受信信号を合成して前記所望の信
号を得る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装
置であって、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波と
の差である第1の差信号を生成する第1の減算器と、前
記第2の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素
子と、該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波
との差である第2の差信号を生成する第2の減算器と、
前記第1の差信号と第1の基準信号とから前記第1のル
ートの伝送系のインパルス応答を推定して推定インパル
ス応答を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で
複素共役な応答と前記第1の差信号を畳込んで第1の整
合信号を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号
と第2の基準信号とから推定する前記第2のルートの伝
送系のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前
記第2の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2
の整合フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延
を与える第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記
第2の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記
第1の基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等
化して前記第1の判定信号と判定結果の第1の誤差信号
とを得る第1の判定帰還形等化器と、前記第2の基準信
号を用いて前記第2の整合信号を適応等化して第2の判
定信号と判定結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定
帰還形等化器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレ
ーニング信号を発生するトレーニング信号発生器と、前
記トレーニング信号に時間τの遅延を与える第3の遅延
素子と、前記第1の誤差信号に応じて前記第1の判定信
号と前記第3の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選
択して前記第1の基準信号として出力する第1の切換え
器と、前記第2の誤差信号に応じて前記第2の判定信号
と前記トレーニング信号のいずれか一方を選択して前記
第2の基準信号として出力する第2の切換え器と、前記
推定インパルス応答と前記第2の基準信号とを受込んで
推定希望信号を得る畳込み器と、前記第1の受信信号と
前記推定希望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第
3の減算器と、前記第1の整合フィルタに入力する前記
第1の差信号の電力を検出する電力検出器と、該電力検
出器が検出する電力が最小となるタップ係数を求めるタ
ップ係数制御器と、前記干渉波成分に前記タップ係数を
乗じて前記第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記第2
の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フィル
タリングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線形フ
ィルタとからなり、前記第1の判定信号を前記所望の信
号として出力することを特徴とする置。
る所望の信号をτ÷rrFtt間だけ遅らせた第1の希
望信号と該所望の信号その末求の第2の希望信号とを生
成し、該第1および第2の希望信号を第1および第2の
ルートにそれぞれ送信し、前記第1のルート内で加えら
れた第1の干渉波と前記第1の希望信号とを該第1のル
ートから第1の受信信号として受信し、前記第2のルー
ト内で加えられた第2の干渉波と前記第2の希望信号と
を前記第2のルートから第2の受信信号として受信し、
前記第1および第2の受信信号を合成して前記所望の信
号を得る合成ダイバーシティ方式における干渉波除去装
置であって、前記第1の受信信号と第1の推定干渉波と
の差である第1の差信号を生成する第1の減算器と、前
記第2の受信信号に時間ηの遅延を与える第1の遅延素
子と、該第1の遅延素子の出力信号と第2の推定干渉波
との差である第2の差信号を生成する第2の減算器と、
前記第1の差信号と第1の基準信号とから前記第1のル
ートの伝送系のインパルス応答を推定して推定インパル
ス応答を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で
複素共役な応答と前記第1の差信号を畳込んで第1の整
合信号を得る第1の整合フィルタと、前記第2の差信号
と第2の基準信号とから推定する前記第2のルートの伝
送系のインパルス応答の時間反転で複素共役な応答と前
記第2の差信号とを畳込んで第2の整合信号を得る第2
の整合フィルタと、前記第2の整合信号に時間τの遅延
を与える第2の遅延素子と、前記第1の整合信号と前記
第2の遅延素子の出力信号とを加算する加算器と、前記
第1の基準信号を用いて前記加算器の出力信号を適応等
化して前記第1の判定信号と判定結果の第1の誤差信号
とを得る第1の判定帰還形等化器と、前記第2の基準信
号を用いて前記第2の整合信号を適応等化して第2の判
定信号と判定結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定
帰還形等化器と、仮定した送信シンボル列を表わすトレ
ーニング信号を発生するトレーニング信号発生器と、前
記トレーニング信号に時間τの遅延を与える第3の遅延
素子と、前記第1の誤差信号に応じて前記第1の判定信
号と前記第3の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選
択して前記第1の基準信号として出力する第1の切換え
器と、前記第2の誤差信号に応じて前記第2の判定信号
と前記トレーニング信号のいずれか一方を選択して前記
第2の基準信号として出力する第2の切換え器と、前記
推定インパルス応答と前記第2の基準信号とを受込んで
推定希望信号を得る畳込み器と、前記第1の受信信号と
前記推定希望信号の差を取って干渉波成分を抽出する第
3の減算器と、前記第1の整合フィルタに入力する前記
第1の差信号の電力を検出する電力検出器と、該電力検
出器が検出する電力が最小となるタップ係数を求めるタ
ップ係数制御器と、前記干渉波成分に前記タップ係数を
乗じて前記第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記第2
の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フィル
タリングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線形フ
ィルタとからなり、前記第1の判定信号を前記所望の信
号として出力することを特徴とする置。
(実施例)
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第1図は本発明に係る第1の干渉波除去装!の一実施例
の構成を示すブロック図である。第2図は本発明に係る
第2の干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック
図である。第3図は本発明に係る第3の干渉波除去装置
の一実施例の構成を示すブロック図である。第4図は本
発明に係る第4の干渉波除去装置の一実施例の構成を示
すブロック図である。第5図は本発明に係る第5の干渉
波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。第2図は本発明に係る
第2の干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック
図である。第3図は本発明に係る第3の干渉波除去装置
の一実施例の構成を示すブロック図である。第4図は本
発明に係る第4の干渉波除去装置の一実施例の構成を示
すブロック図である。第5図は本発明に係る第5の干渉
波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図である。
第6図は本発明に係る第6の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
第1図において、1と2は整合フィルタ(MF)、3と
4は判定帰還形等化器(DFB)、5は畳込み器、6は
加算器、7と13と14は減算器、8はAGc#@器、
9は乗算器、10は線形フィルタ(トランスバーサルフ
ィルタ)、10aは5個の相関器、10bは4fllの
遅延時間T/2(Tニシンポル長)の遅延素子、10c
は5個の乗算器、10dは加算器、11は相関器、12
は遅延時間η= (=T)の遅延素子、15はτの遅延
時間を有する遅延素子である。
4は判定帰還形等化器(DFB)、5は畳込み器、6は
加算器、7と13と14は減算器、8はAGc#@器、
9は乗算器、10は線形フィルタ(トランスバーサルフ
ィルタ)、10aは5個の相関器、10bは4fllの
遅延時間T/2(Tニシンポル長)の遅延素子、10c
は5個の乗算器、10dは加算器、11は相関器、12
は遅延時間η= (=T)の遅延素子、15はτの遅延
時間を有する遅延素子である。
第2図において、201と202は整合フィルタ(MF
)、203と204は判定帰還形等化器(DFE)、2
05は畳込み器、206は加算器、207と213と2
14は減算器、208はAGC増幅器、209は乗算器
、210は線形フィルタ(トランスバーサルフィルタ)
、210aは5個の相関器、210bは4個の遅延時間
T/2(Tニシンポル長)の遅延素子、210Cは5個
の乗算器、210dは加算器、211は相関器、212
は遅延時間η(−T)の遅延素子、215と217はτ
の遅延時間を有する遅延素子、216はトレーニング信
号発生器、218と219は切換え器、220と221
は制御器である。
)、203と204は判定帰還形等化器(DFE)、2
05は畳込み器、206は加算器、207と213と2
14は減算器、208はAGC増幅器、209は乗算器
、210は線形フィルタ(トランスバーサルフィルタ)
、210aは5個の相関器、210bは4個の遅延時間
T/2(Tニシンポル長)の遅延素子、210Cは5個
の乗算器、210dは加算器、211は相関器、212
は遅延時間η(−T)の遅延素子、215と217はτ
の遅延時間を有する遅延素子、216はトレーニング信
号発生器、218と219は切換え器、220と221
は制御器である。
第3図において、301と302は整合フィルタ(MF
)、303と304は判定帰還形等化器(DFE)、3
05は畳込み器、306は加算器、307と313と3
14は減算器、308はτの遅延時間を有する遅延素子
、309はは乗算器、310は線形フィルタ(トランス
バーサルフィルタ)、310aは5個の相関器、310
bは4個の遅延時間T/2(Tニシンポル長)の遅延素
子、310Cは5個の乗算器、310dは加算器、31
1は相関器、312は遅延時間η(−T)の遅延素子で
ある。
)、303と304は判定帰還形等化器(DFE)、3
05は畳込み器、306は加算器、307と313と3
14は減算器、308はτの遅延時間を有する遅延素子
、309はは乗算器、310は線形フィルタ(トランス
バーサルフィルタ)、310aは5個の相関器、310
bは4個の遅延時間T/2(Tニシンポル長)の遅延素
子、310Cは5個の乗算器、310dは加算器、31
1は相関器、312は遅延時間η(−T)の遅延素子で
ある。
第4図において、401と402は整合フィルタ(MF
)、403と404は判定帰還形等化器(DPE)、4
05は畳込み器、406は加算器、407と413と4
14は減算器、408と420はτの遅延時間を有する
遅延素子、309は乗算器、410は線形フィルタ(ト
ランスバーサルフィルタ)、410aは5個の相関器、
410bは4個の遅延時1?fllT/2(Tニシンポ
ル長)の遅延素子、410Cは5個の乗算器、410d
は加算器、411は相関器、412は遅延時間η(=T
)の遅延素子、415はトレーニング信号発生器、41
6と417は切換え器、418と419は制御器である
。
)、403と404は判定帰還形等化器(DPE)、4
05は畳込み器、406は加算器、407と413と4
14は減算器、408と420はτの遅延時間を有する
遅延素子、309は乗算器、410は線形フィルタ(ト
ランスバーサルフィルタ)、410aは5個の相関器、
410bは4個の遅延時1?fllT/2(Tニシンポ
ル長)の遅延素子、410Cは5個の乗算器、410d
は加算器、411は相関器、412は遅延時間η(=T
)の遅延素子、415はトレーニング信号発生器、41
6と417は切換え器、418と419は制御器である
。
第5図において、501と502は整合フィルタ(MF
)、503と504は判定帰還形等化器(DFE)、5
05は畳込み器、506は加算器、。
)、503と504は判定帰還形等化器(DFE)、5
05は畳込み器、506は加算器、。
507と513と514は減算器、508はτの遅延時
間を有する遅延素子、509は乗算器、510は線形フ
ィルタ(トランスバーサルフィルタ)、510aは5個
の相関器、510bは4個の遅延時間T/2(Tニシン
ポル長)の遅延素子、510cは5個の乗算器、510
dは加算器、511はタップ係数制御器、512は遅延
時間η(=T)の遅延素子、515は電力検出器である
。
間を有する遅延素子、509は乗算器、510は線形フ
ィルタ(トランスバーサルフィルタ)、510aは5個
の相関器、510bは4個の遅延時間T/2(Tニシン
ポル長)の遅延素子、510cは5個の乗算器、510
dは加算器、511はタップ係数制御器、512は遅延
時間η(=T)の遅延素子、515は電力検出器である
。
第6図において、601と602は整合フィルタ(MP
)、603と604は判定帰還形等化器(DFE)、6
05は畳込み器、606は加算器、607と613と6
14は減算器、608と617はτの遅延時間を有する
遅延素子、609は乗算器、610は線形フィルタ(ト
ランスバーサルフィルタ>、610aは5個の相間器、
610bは4個の遅延時間T/2(Tニシンポル長)の
遅延素子、610cは5個の乗算器、610dは加算器
、611はタップ係数制御器、612は遅延時間ηにT
)の遅延素子、615は電力検出器、616はトレーニ
ング信号発生器、618と619は切換え器、620と
621は制御器である。
)、603と604は判定帰還形等化器(DFE)、6
05は畳込み器、606は加算器、607と613と6
14は減算器、608と617はτの遅延時間を有する
遅延素子、609は乗算器、610は線形フィルタ(ト
ランスバーサルフィルタ>、610aは5個の相間器、
610bは4個の遅延時間T/2(Tニシンポル長)の
遅延素子、610cは5個の乗算器、610dは加算器
、611はタップ係数制御器、612は遅延時間ηにT
)の遅延素子、615は電力検出器、616はトレーニ
ング信号発生器、618と619は切換え器、620と
621は制御器である。
第7図と第8図は第1図から第6図までの実施例の動作
を説明する図である。
を説明する図である。
第1図の実施例は、第7図に示す空間2重ダイバーシテ
ィ方式の受信系モデルである。第1図において、、2.
3.4.5.6.7.9.10.12.13.14.1
5はそれぞれ第7図の71、712.713.714.
715.72、716.717.718.719.71
0.720に対応している。また、第7図の構成要素に
おいて、700は遅延時間τ+ηの遅延素子、701と
702は送信機、703と704は送信アンテナ、70
5と706は受信アンテナ、707と708は受信機で
ある。ここで、ダイバーシティ合成は整合フィルタ(M
F>711の出力と712の出力との最大比合成により
行われ、SNが最大化され、マルチパス歪などの波形歪
は判定帰還型等化器(DFE)713の適応等化により
除去される。ここで、MF71、MF712、畳込み器
715および線形フィルタ(トランスバーサルフィルタ
)718はそれぞれT/2(Tニシンポル長)間隔のタ
ップ付き遅延線フィルタ構成となっており、そのタップ
数は5である。tた、DFF、713とDFE714は
それぞれ前方等化器(FB)、後方等化器(BE)をな
している、そのDFE713と714はそれぞれT間隔
のタップ付き遅延線フィルタの構成であり、タップ数は
それぞれ3タツプ、2タツプである。この場合、MF、
畳込み器、トランスバーサルフィルタの遅延時間はT、
DFBの遅延時間は2Tとなる。この場合、第1図の遅
延素子12(第7図では719)のηはトランスバーサ
ルフィルタ10(第7図の718)の遅延時間Tに設定
する。また第1図の遅延素子15〈第7図の720)の
τは第1図のDFB4 (第7図の714)と第1図の
管込み器5(第7図の715)の遅延時間の和、すなわ
ち3T+T=47に設定する。
ィ方式の受信系モデルである。第1図において、、2.
3.4.5.6.7.9.10.12.13.14.1
5はそれぞれ第7図の71、712.713.714.
715.72、716.717.718.719.71
0.720に対応している。また、第7図の構成要素に
おいて、700は遅延時間τ+ηの遅延素子、701と
702は送信機、703と704は送信アンテナ、70
5と706は受信アンテナ、707と708は受信機で
ある。ここで、ダイバーシティ合成は整合フィルタ(M
F>711の出力と712の出力との最大比合成により
行われ、SNが最大化され、マルチパス歪などの波形歪
は判定帰還型等化器(DFE)713の適応等化により
除去される。ここで、MF71、MF712、畳込み器
715および線形フィルタ(トランスバーサルフィルタ
)718はそれぞれT/2(Tニシンポル長)間隔のタ
ップ付き遅延線フィルタ構成となっており、そのタップ
数は5である。tた、DFF、713とDFE714は
それぞれ前方等化器(FB)、後方等化器(BE)をな
している、そのDFE713と714はそれぞれT間隔
のタップ付き遅延線フィルタの構成であり、タップ数は
それぞれ3タツプ、2タツプである。この場合、MF、
畳込み器、トランスバーサルフィルタの遅延時間はT、
DFBの遅延時間は2Tとなる。この場合、第1図の遅
延素子12(第7図では719)のηはトランスバーサ
ルフィルタ10(第7図の718)の遅延時間Tに設定
する。また第1図の遅延素子15〈第7図の720)の
τは第1図のDFB4 (第7図の714)と第1図の
管込み器5(第7図の715)の遅延時間の和、すなわ
ち3T+T=47に設定する。
送信側において、2f!ダイパーシテイのうち第1のル
ートのシンボル列を第2のルートに対して、遅延素子7
00によつτ+ηだけすなわちうTだけ遅延させて送信
する。送信機701,702は変調および増幅などを行
ない、それぞれのルートに対応する送信アンテナ703
,704から希望信号Sl、S2が送信される。送信入
力シンボル列をa、(n=−■・・・十ω)、受信機7
07゜708の出力までの伝送系のインパルス応答の離
散値をそれぞれhl、、h2.とすると、ルート、2の
受信信号の離散値はそれぞれ、 と表わすことが出来る。ここで、JlおよびJ2はルー
ト1,2の受信干渉波を示す、この干渉波を任意のレベ
ルを有する広帯域干渉とし、その発生源は1個であって
、この干渉波をJとする。すると、第7図に示すように
、干渉波源Jからの干渉波もマルチパスフェージング回
線を伝搬し、インパルス応答gl、g2とが畳み込まれ
、Sl。
ートのシンボル列を第2のルートに対して、遅延素子7
00によつτ+ηだけすなわちうTだけ遅延させて送信
する。送信機701,702は変調および増幅などを行
ない、それぞれのルートに対応する送信アンテナ703
,704から希望信号Sl、S2が送信される。送信入
力シンボル列をa、(n=−■・・・十ω)、受信機7
07゜708の出力までの伝送系のインパルス応答の離
散値をそれぞれhl、、h2.とすると、ルート、2の
受信信号の離散値はそれぞれ、 と表わすことが出来る。ここで、JlおよびJ2はルー
ト1,2の受信干渉波を示す、この干渉波を任意のレベ
ルを有する広帯域干渉とし、その発生源は1個であって
、この干渉波をJとする。すると、第7図に示すように
、干渉波源Jからの干渉波もマルチパスフェージング回
線を伝搬し、インパルス応答gl、g2とが畳み込まれ
、Sl。
S2と共に干渉波JL J2として受信される。
ここで、畳込みを本で示すと、(1)、(2)式は次の
ように示される。
ように示される。
rl=sl+J1=am−s *hl+J*gl・・・
(3)r2=s2+J2=a、*h2+J*g2 −(
4)送信シンボル列のダイバーシティ間での時間関係を
示したのが第7図(a)と(b)である、干渉波につい
ても希望信号と同様なディジタル変調波であると仮定す
ると、受信11707と708の出力では 干渉波の基
準シンボル」0は時間的に一致しているが、η=Tの遅
延素子719により第7図(c)と(d)に示すタイミ
ングに調整される。ここでJlはJ2よりTだけ先行、
している。
(3)r2=s2+J2=a、*h2+J*g2 −(
4)送信シンボル列のダイバーシティ間での時間関係を
示したのが第7図(a)と(b)である、干渉波につい
ても希望信号と同様なディジタル変調波であると仮定す
ると、受信11707と708の出力では 干渉波の基
準シンボル」0は時間的に一致しているが、η=Tの遅
延素子719により第7図(c)と(d)に示すタイミ
ングに調整される。ここでJlはJ2よりTだけ先行、
している。
また、希望信号S1と82は、第7図(f)と(g)に
示すタイミングでMF71、MP712にそれぞれ入力
する。
示すタイミングでMF71、MP712にそれぞれ入力
する。
ところで、MF711はDFE713の出力の判定信号
a、と(1)式で示される受信信号とのタイミングを合
わせ、これらの間で相関を取ることにより伝送系のイン
パルス応答を推定する0次式はその相関過程を示す。
a、と(1)式で示される受信信号とのタイミングを合
わせ、これらの間で相関を取ることにより伝送系のイン
パルス応答を推定する0次式はその相関過程を示す。
E[rl、−am−s” ]
・ a、−5° ]=h。
・・・(5)
MF711は、この推定インパルス応答の時間反転で複
素共役な応答h 1−、sと受信信号とを畳込む操作を
行なう。
素共役な応答h 1−、sと受信信号とを畳込む操作を
行なう。
ダイバーシティルート2についても、上に述べた動作が
MF712により行なわれる。MF712の入力におい
て、ルート2の送信シンボルはルート1の受信シンボル
よりτ=47だけ先行しているから、加算器721によ
るダイバーシティ合成のためにはMF712の出力を遅
延素子720によりτ=47遅らせ、第7図(1)と(
J)に示すようにタイミングを合わせてから合成する。
MF712により行なわれる。MF712の入力におい
て、ルート2の送信シンボルはルート1の受信シンボル
よりτ=47だけ先行しているから、加算器721によ
るダイバーシティ合成のためにはMF712の出力を遅
延素子720によりτ=47遅らせ、第7図(1)と(
J)に示すようにタイミングを合わせてから合成する。
また、MF712の出力はDFE714により2T遅れ
、そのDFE714の判定出力の基準シンボルa0はM
F711の入力における基準シンボルよりTだけ進むこ
とになる。ところでこの判定出力は畳込み器715に供
給され、畳込み器715はMF711の推定したルート
1のインパルス応答h、とDFE714の判定出力とを
畳込む。
、そのDFE714の判定出力の基準シンボルa0はM
F711の入力における基準シンボルよりTだけ進むこ
とになる。ところでこの判定出力は畳込み器715に供
給され、畳込み器715はMF711の推定したルート
1のインパルス応答h、とDFE714の判定出力とを
畳込む。
この際の遅延時間はTであり、畳込み器715の出力s
1は第7図(h)に示すようにMF711の入力とタイ
ミングが一致する。この場合、畳込み器715はルート
1の希望信号S1を遅延を生ぜずに推定していることに
なる。すなわち、減算器716において、畳込み器71
5の出力の希望信号レプリカ(再生波形)slをルート
1の入力から減じることにより、ルート1の干渉波J1
を遅延を生じることなく抽出することができる。
1は第7図(h)に示すようにMF711の入力とタイ
ミングが一致する。この場合、畳込み器715はルート
1の希望信号S1を遅延を生ぜずに推定していることに
なる。すなわち、減算器716において、畳込み器71
5の出力の希望信号レプリカ(再生波形)slをルート
1の入力から減じることにより、ルート1の干渉波J1
を遅延を生じることなく抽出することができる。
第1図において、抽出された干渉波成分J1はAGC増
幅器8によりその振幅を1に正規化され5、) 1
n = J 1 / l J IJ*gl/l
J*gl l ・・・(6)となる、相関
器11は、この正規化干渉波成分J1nとルート1すな
わち入力1の入力信号との相間を取る。この相関操作は
AGC増幅器8の出力の複素共役と各ダイバーシティ入
力との積の平均を取ることにより行われる。相関値を0
1とすれば、下記のように示せる。
幅器8によりその振幅を1に正規化され5、) 1
n = J 1 / l J IJ*gl/l
J*gl l ・・・(6)となる、相関
器11は、この正規化干渉波成分J1nとルート1すな
わち入力1の入力信号との相間を取る。この相関操作は
AGC増幅器8の出力の複素共役と各ダイバーシティ入
力との積の平均を取ることにより行われる。相関値を0
1とすれば、下記のように示せる。
CI=E[Jln”
(81+J1)]=l Jl l ・・・(7)
乗算器9はTF規化された干渉波成分Jlnに(7)式
の係数01を乗じる。すなわち乗算器9の出力は、J
1となる。このJlの推定値J1をルート1の入力から
減算器13により減することにより、ルート1の広帯域
干渉波J1を除去できる。以後の動作において干渉波が
変動しても、適応的に干渉波が除去される。
乗算器9はTF規化された干渉波成分Jlnに(7)式
の係数01を乗じる。すなわち乗算器9の出力は、J
1となる。このJlの推定値J1をルート1の入力から
減算器13により減することにより、ルート1の広帯域
干渉波J1を除去できる。以後の動作において干渉波が
変動しても、適応的に干渉波が除去される。
一方、AGCjl1幅器8の出力はトランスバーサルフ
ィルタ10にも出力される。ここで、遅延素子10aで
構成されたタップ上に分布した正規化抽出干渉波Jln
に乗算器10cによりタッグ係数Wi(1=−2・・・
+2)が乗ぜられて、ルート2の干渉波J2の推定値J
2が求められる。このJ2は J2=J 1 n*Wi
、、、(6)と表わされる。この時、第1図の減算器
14の出力は(SL+J2−J2)となり、MP2によ
り整合フィルタリングされ、DFE4に入力される。
ィルタ10にも出力される。ここで、遅延素子10aで
構成されたタップ上に分布した正規化抽出干渉波Jln
に乗算器10cによりタッグ係数Wi(1=−2・・・
+2)が乗ぜられて、ルート2の干渉波J2の推定値J
2が求められる。このJ2は J2=J 1 n*Wi
、、、(6)と表わされる。この時、第1図の減算器
14の出力は(SL+J2−J2)となり、MP2によ
り整合フィルタリングされ、DFE4に入力される。
そして、DFEの判定器誤差信号εには(J2−J2>
成分が干渉波除去の誤差として含まれる。
成分が干渉波除去の誤差として含まれる。
この干渉波除去の誤差は希望信号に対するマルチパス歪
に関するものでなく、MPとDFEのタップ係数の制御
とは独立になる。マルチパス歪が除去されている状態で
は、 ε=H・(J2−J2> =H−(J2−J1n*Wi) ・−(9)と表
わされる。従って、誤差信号εはトランスバーサルフィ
ルタ10のタップ係数Wiの関数となりεの2乗平均値
ξを最小とするWiが存在し、これらが干渉除去のため
の係数となる。すなわちによりタップ係数W1が与えら
れる。ξはWlに関して2次曲面となっており、その最
小点を適応的に求めるには勾配法が用いられる。 (1
0)式左辺は8面の勾配を示しており、これはさらにξ
/ W1=−εJ 1 n”α となる、ここでαは定数である。従って、次式のタップ
修正式より逐次修正すれば、理想解w i ”’に収束
する。
に関するものでなく、MPとDFEのタップ係数の制御
とは独立になる。マルチパス歪が除去されている状態で
は、 ε=H・(J2−J2> =H−(J2−J1n*Wi) ・−(9)と表
わされる。従って、誤差信号εはトランスバーサルフィ
ルタ10のタップ係数Wiの関数となりεの2乗平均値
ξを最小とするWiが存在し、これらが干渉除去のため
の係数となる。すなわちによりタップ係数W1が与えら
れる。ξはWlに関して2次曲面となっており、その最
小点を適応的に求めるには勾配法が用いられる。 (1
0)式左辺は8面の勾配を示しており、これはさらにξ
/ W1=−εJ 1 n”α となる、ここでαは定数である。従って、次式のタップ
修正式より逐次修正すれば、理想解w i ”’に収束
する。
wi’=wi’″−” −u t −J 1 n’
・(11)ところで、上式右辺第2項は誤差と正規化
干渉波成分との相関値に対応している。従って、第1図
の相関器10aにより(11)式のタップ修正が行われ
、Wlの理想解が得られる。
・(11)ところで、上式右辺第2項は誤差と正規化
干渉波成分との相関値に対応している。従って、第1図
の相関器10aにより(11)式のタップ修正が行われ
、Wlの理想解が得られる。
このトランスバーサルフィルタ10の遅延時間は]゛で
あるから、第7図(e)で示すようにJ2の推定値J2
は第7図(C)に示された受信機707の出力でのJl
よりTだけ遅れる。ところでルート2の受信信号は第7
図の遅延素子719によりTだけ遅れており、受信され
たJ2はJ2とタイミングが一致する。従って、ルート
2についても干渉波を除去できる。
あるから、第7図(e)で示すようにJ2の推定値J2
は第7図(C)に示された受信機707の出力でのJl
よりTだけ遅れる。ところでルート2の受信信号は第7
図の遅延素子719によりTだけ遅れており、受信され
たJ2はJ2とタイミングが一致する。従って、ルート
2についても干渉波を除去できる。
以上の動作を第8図を用いて説明する。伝搬路でマルチ
パス歪を受けた希望信号スペクトラムと、希望信号とは
独立なマルチパス歪を受けた広帯域干渉波スペクトラム
を(a)と(b)に示す。マルチパス歪のために、希望
信号スペクトラムと干渉波スペクトラムにそれぞれ独立
なノツチまなは歪が生じている6畳込み器5は(f)に
示すように、ルート1の希望信号S1のレプリカslを
遅延をヰしないで推定するから、第8図<a)の81に
一致する。すなわち減算器7は干渉波成分のみ抽出する
ことができ、乗算器9は(d)に示すようにルート1の
干渉波Jlを正しく推定していることになる。従って、
減算器13の出力は(e)に示すように81だけであっ
て、Jlは除去されている。一方、ルート2の干渉波J
2はJlとは異るマルチパス歪を受けており、減算器7
の出力の抽出干渉波をルート2の受信信号から減するこ
とでは除去できない、そこでトランスバーサルフィルタ
10により(c)に示す干渉波J1成分を線形フィルタ
リングし、(g)に示すようなJ2の推定値J2を作る
。この操作にηの遅延が生じるから、ルート2の入力を
ηだけ遅延して、タミングを合わせてJ2を減すること
で、(h)に示すように希望波S2のみを取り出せる。
パス歪を受けた希望信号スペクトラムと、希望信号とは
独立なマルチパス歪を受けた広帯域干渉波スペクトラム
を(a)と(b)に示す。マルチパス歪のために、希望
信号スペクトラムと干渉波スペクトラムにそれぞれ独立
なノツチまなは歪が生じている6畳込み器5は(f)に
示すように、ルート1の希望信号S1のレプリカslを
遅延をヰしないで推定するから、第8図<a)の81に
一致する。すなわち減算器7は干渉波成分のみ抽出する
ことができ、乗算器9は(d)に示すようにルート1の
干渉波Jlを正しく推定していることになる。従って、
減算器13の出力は(e)に示すように81だけであっ
て、Jlは除去されている。一方、ルート2の干渉波J
2はJlとは異るマルチパス歪を受けており、減算器7
の出力の抽出干渉波をルート2の受信信号から減するこ
とでは除去できない、そこでトランスバーサルフィルタ
10により(c)に示す干渉波J1成分を線形フィルタ
リングし、(g)に示すようなJ2の推定値J2を作る
。この操作にηの遅延が生じるから、ルート2の入力を
ηだけ遅延して、タミングを合わせてJ2を減すること
で、(h)に示すように希望波S2のみを取り出せる。
さらに、ルート2のMFの出力はルート1のMPの出力
にタイミングが合うようにでたけ遅らされて、ダイバー
シティ合成が行われる。このMPによるダイバーシティ
合成は単なる最大比合成ではなく、マルチパス伝搬によ
り遅延分散された希望信号エネルギーを基準タイミング
集束させ、これらについても最大比合成するから、S/
Nの改善効果は茗しい、MFはS/Nを最大化するだけ
ではなく、ダイバーシティとの相乗効果でマルチパス歪
を軽減させ、DFEの適応等化を最大限発揮させる。
にタイミングが合うようにでたけ遅らされて、ダイバー
シティ合成が行われる。このMPによるダイバーシティ
合成は単なる最大比合成ではなく、マルチパス伝搬によ
り遅延分散された希望信号エネルギーを基準タイミング
集束させ、これらについても最大比合成するから、S/
Nの改善効果は茗しい、MFはS/Nを最大化するだけ
ではなく、ダイバーシティとの相乗効果でマルチパス歪
を軽減させ、DFEの適応等化を最大限発揮させる。
従って、合成後の希望波スペクトラムは(1)のように
改善され、DFE3により波形歪が除去され、(j)の
ような歪の無い状態になる。
改善され、DFE3により波形歪が除去され、(j)の
ような歪の無い状態になる。
すなわち本発明により、D/Uが任意の値であっても、
さらに複数の干渉波が存在し、これらが互いに独立なマ
ルチパスフェージングを受けていたとしても、希望信号
を損なうことなく、干渉波を除去し、MPによるダイバ
ーシティ合成とDFEによる歪の除去という最適受信が
可能となる。
さらに複数の干渉波が存在し、これらが互いに独立なマ
ルチパスフェージングを受けていたとしても、希望信号
を損なうことなく、干渉波を除去し、MPによるダイバ
ーシティ合成とDFEによる歪の除去という最適受信が
可能となる。
ところでMPとDFEでなるMP/DPE受信機を立ち
トげる時、すでにD/Uがマイナスとなるくらい強い干
渉波が存在している場合、MP/DFE受信機は正しい
判定信号を出力できない。
トげる時、すでにD/Uがマイナスとなるくらい強い干
渉波が存在している場合、MP/DFE受信機は正しい
判定信号を出力できない。
判定信号が犀っていると、MPは正しいインパルス応答
推定を行えない、従って、希望信号レプリカはもはや正
しいものではなくなる。この場合、このまま放置してお
くと永久に立ち上がることができなくなってしまう。
推定を行えない、従って、希望信号レプリカはもはや正
しいものではなくなる。この場合、このまま放置してお
くと永久に立ち上がることができなくなってしまう。
そこで、この初期引き込みを解決するものが第2に示し
た一実施例である。
た一実施例である。
第2図において、20、202.203.204.20
5.206.207.208.209.210.21、
212.213.214および215はそれぞれ第1図
の、2.3.4.5.6.7.8.9.10.1、12
.13.14および15に対応しており、これら第2図
の構成要素は第1図の構成要素と同じ動作を行なう、干
渉波が除去されるまでの間、送信シンボル系列と同じト
レーニング信号をトレーニング信号発生器216に出力
させる。この際、発生させるタイミングは、送信側にお
いてダイバーシティルート1よりτ+ηだけ進んだダイ
バーシティルート2のタイミングに合わせる。このトレ
ーニング信号発生器216の出力をルート2用のトレー
ニング信号として切換え器219に供給する。一方、ル
ート1のDFE203の入力はルート2のDFE204
の入力よりτ=4Tだけ遅れているから、トレーニング
信号をτ(=47)の遅延時間を有する遅延素子217
に供給する。遅延素子217の出力は切換え器218に
入力される。切換え器218と219はトレーニング信
号を選択し、それぞれのルートのMFとDFEに供給す
る。なおルート2の切換え器219は、その出力を畳込
み器205にも供給する。MPおよびDFEは、供給さ
れたトレーニング信号を基準信号として適応制御に用い
る。すなわち、MF201と202はトレーニング系列
a、を用いて(1)式で示される受信信号と相関を取る
ことにより伝送系のインパルス応答を推定する。この際
、干渉波と判定信号との相関値が零となるから、干渉波
がまだ除去されていなくても推定インパルス応答は正し
い値となる。また、畳込み器205はルート2の送信シ
ンボルにタイミングが合ったトレーニング系列を用いる
から、その出力は遅延が生じていない正しい希望信号レ
プリカとなる。希望信号レプリカが正しい値となれば、
乗算器209とトランスパーサ2が得られ、干渉波の除
去が可能となる。干渉波が除去され、MF/DFE受信
機が回線のマルチパルス歪を除去し、希望信号が正しく
判定されるようになると、DFE203とDFE204
に含まれる判定器の誤差信号εは小さくなっていく。
5.206.207.208.209.210.21、
212.213.214および215はそれぞれ第1図
の、2.3.4.5.6.7.8.9.10.1、12
.13.14および15に対応しており、これら第2図
の構成要素は第1図の構成要素と同じ動作を行なう、干
渉波が除去されるまでの間、送信シンボル系列と同じト
レーニング信号をトレーニング信号発生器216に出力
させる。この際、発生させるタイミングは、送信側にお
いてダイバーシティルート1よりτ+ηだけ進んだダイ
バーシティルート2のタイミングに合わせる。このトレ
ーニング信号発生器216の出力をルート2用のトレー
ニング信号として切換え器219に供給する。一方、ル
ート1のDFE203の入力はルート2のDFE204
の入力よりτ=4Tだけ遅れているから、トレーニング
信号をτ(=47)の遅延時間を有する遅延素子217
に供給する。遅延素子217の出力は切換え器218に
入力される。切換え器218と219はトレーニング信
号を選択し、それぞれのルートのMFとDFEに供給す
る。なおルート2の切換え器219は、その出力を畳込
み器205にも供給する。MPおよびDFEは、供給さ
れたトレーニング信号を基準信号として適応制御に用い
る。すなわち、MF201と202はトレーニング系列
a、を用いて(1)式で示される受信信号と相関を取る
ことにより伝送系のインパルス応答を推定する。この際
、干渉波と判定信号との相関値が零となるから、干渉波
がまだ除去されていなくても推定インパルス応答は正し
い値となる。また、畳込み器205はルート2の送信シ
ンボルにタイミングが合ったトレーニング系列を用いる
から、その出力は遅延が生じていない正しい希望信号レ
プリカとなる。希望信号レプリカが正しい値となれば、
乗算器209とトランスパーサ2が得られ、干渉波の除
去が可能となる。干渉波が除去され、MF/DFE受信
機が回線のマルチパルス歪を除去し、希望信号が正しく
判定されるようになると、DFE203とDFE204
に含まれる判定器の誤差信号εは小さくなっていく。
制御器220と221は判定器の誤差信号εを入力とし
てその自乗平均値ξを監視しており、これが予め設定さ
れたしきい値以下となった場合、干渉が正しく除去され
たと判断して切換え器218と219をそれぞれ制御し
、DFE203とDFE204からの判定信号を選択し
て出力させる。
てその自乗平均値ξを監視しており、これが予め設定さ
れたしきい値以下となった場合、干渉が正しく除去され
たと判断して切換え器218と219をそれぞれ制御し
、DFE203とDFE204からの判定信号を選択し
て出力させる。
それ以後、MP201とDFE203はルート1の判定
信号を、MF202とDFE204と畳込み器205は
ルート2の判定信号を供給され、第1図の実施例で説明
したのと同じ干渉波除去操作を続ける。なお、送信側に
対するトレーニング信号の挿入方法には2通りあり、1
つは送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法
、他方は受信側からの制御信号により挿入または解除と
いう方法である。
信号を、MF202とDFE204と畳込み器205は
ルート2の判定信号を供給され、第1図の実施例で説明
したのと同じ干渉波除去操作を続ける。なお、送信側に
対するトレーニング信号の挿入方法には2通りあり、1
つは送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法
、他方は受信側からの制御信号により挿入または解除と
いう方法である。
以上の第2図に実施例により、初期引き込みを解決した
広帯域干渉波除去が可能となる。
広帯域干渉波除去が可能となる。
次に、第3図の実施例について説明する。送信側では、
第1図の実施例と同様に、2重ダイバーシティのうち第
1のルートのシンボル列を第2のルートに対してτ+η
だけ遅延させて送信する。
第1図の実施例と同様に、2重ダイバーシティのうち第
1のルートのシンボル列を第2のルートに対してτ+η
だけ遅延させて送信する。
第3図において、30、302.303.304.30
5.306.307.308.309.310.312
.313および314はそれぞれ第1図の、2.3.4
.5.6.7.15.9.10.12.13および14
に対応しており、それぞれ同じ動作を行なう。
5.306.307.308.309.310.312
.313および314はそれぞれ第1図の、2.3.4
.5.6.7.15.9.10.12.13および14
に対応しており、それぞれ同じ動作を行なう。
減策器307で抽出された干渉波成分には、第1図のA
GC増幅器8が行なう正規化の処理を行わないから、そ
の抽出成分は(6)式よりJlと示せる。このJlは乗
算器309において相関器311からタップ係数01を
乗じられて減算器313に供給され、ルート1の入力に
おける減算に用いられる0乗算器309の出力は J1=CI・J1=CI・J*gl ・・・(1
2)と表わされる。ルート1において、減算器313の
出力は(Sl+J 1−J 1 ’)となる、DFE3
03の判定器には、減算器313の出力にMF301お
よびDFB303の伝達関数H1が乗じられたものが入
力される。すなわちDFE303内の判定器の誤差信号
εに干渉波J1による誤差成分が含まれる。特に、マル
チパスフェージングによる符号量干渉(ISI)が同時
に存在する場合、判定器の誤差信号εはISIによる誤
差成分と干渉波J1による誤差成分の両方を含む、とこ
ろでDFEの制御には誤差信号εが用いられるが、誤差
信号ε中の干渉波成分はISIによる成分とは独立であ
るから、DFEのタップ修正には影響を与えない、すな
わちISIがM P/D F E受信機により除去され
たとすれば、誤差信号εは次のように近似される。
GC増幅器8が行なう正規化の処理を行わないから、そ
の抽出成分は(6)式よりJlと示せる。このJlは乗
算器309において相関器311からタップ係数01を
乗じられて減算器313に供給され、ルート1の入力に
おける減算に用いられる0乗算器309の出力は J1=CI・J1=CI・J*gl ・・・(1
2)と表わされる。ルート1において、減算器313の
出力は(Sl+J 1−J 1 ’)となる、DFE3
03の判定器には、減算器313の出力にMF301お
よびDFB303の伝達関数H1が乗じられたものが入
力される。すなわちDFE303内の判定器の誤差信号
εに干渉波J1による誤差成分が含まれる。特に、マル
チパスフェージングによる符号量干渉(ISI)が同時
に存在する場合、判定器の誤差信号εはISIによる誤
差成分と干渉波J1による誤差成分の両方を含む、とこ
ろでDFEの制御には誤差信号εが用いられるが、誤差
信号ε中の干渉波成分はISIによる成分とは独立であ
るから、DFEのタップ修正には影響を与えない、すな
わちISIがM P/D F E受信機により除去され
たとすれば、誤差信号εは次のように近似される。
ε=H1・ (Jl−Jl) ・・・(1
3)この誤差信号εの自乗平均値である評価関数ξは、
干渉波J1に対する伝搬路の伝達関数の変動の速さが、
希望信号速度に比べ遅いときにはξ=E[ε・ε°] = H1、H1・(Jl−Jl)・(Jl−Jl)”の
ように平均値表示Eを省略して示せる。
3)この誤差信号εの自乗平均値である評価関数ξは、
干渉波J1に対する伝搬路の伝達関数の変動の速さが、
希望信号速度に比べ遅いときにはξ=E[ε・ε°] = H1、H1・(Jl−Jl)・(Jl−Jl)”の
ように平均値表示Eを省略して示せる。
ξは乗算器309のタップ係数01の関数であり、ξが
最小となるC1は より与えられ、(12)、 (13)式を用いてCI”
’=1 ・・・(15)
となる。
最小となるC1は より与えられ、(12)、 (13)式を用いてCI”
’=1 ・・・(15)
となる。
ところで、このC1の理想値に適応的に追随するには、
評価間数ξに対して勾配法を用いる。あるCIの値にお
けるξ面の勾配は、平均値表示Eを省略して次のように
示される。
評価間数ξに対して勾配法を用いる。あるCIの値にお
けるξ面の勾配は、平均値表示Eを省略して次のように
示される。
=−ε ・ Jlo ・Hlo ・・・(1
6)すなわち、タップ係数W1は次式でタップ修正すれ
ば(15)式の理想値に収束する。
6)すなわち、タップ係数W1は次式でタップ修正すれ
ば(15)式の理想値に収束する。
C1”=C1”−’−)t・t−Jlo ・(17)
ここでμは修正係数である。
ここでμは修正係数である。
上記タップ修正操作は、第3図において相関器311で
行われる。相関器311は、減算器307からの信号J
1の複素共役とDFE303からの誤差信号εとの積の
平均を取ることにより、(17)式で示されるタップ修
正を実現する。
行われる。相関器311は、減算器307からの信号J
1の複素共役とDFE303からの誤差信号εとの積の
平均を取ることにより、(17)式で示されるタップ修
正を実現する。
以上の操作により、乗算器309の出力には、入力信号
中の干渉波J1の推定値が得られる。この推定干渉波J
1を減算器313を用いて入力信号S1+J1から減じ
ることにより干渉波J1を除去できる。
中の干渉波J1の推定値が得られる。この推定干渉波J
1を減算器313を用いて入力信号S1+J1から減じ
ることにより干渉波J1を除去できる。
ルート2に対しては、第1図の実施例で示したのと同様
な動作がトランスバーサルフィルタ310、D F E
304と減算器314により行われる。
な動作がトランスバーサルフィルタ310、D F E
304と減算器314により行われる。
以上述べた動作によりルート1およびルート2の干渉波
は除去される。以後の動作において干渉波が変動しても
、適応的に干渉波が除去される。
は除去される。以後の動作において干渉波が変動しても
、適応的に干渉波が除去される。
第1図の実施例と同様に、MF301の出力と遅延素子
308の出力とが加算器306で合成されてダイバーシ
ティ合成が行なわれる。
308の出力とが加算器306で合成されてダイバーシ
ティ合成が行なわれる。
ところでM P /−D P B受信機を立ち上げる時
、すでにD/Uがマイナスとなるくらい強い干渉波が存
在している場合、M P/D F E受信機は正しい判
定信号を出力できない0判定信号が誤っていると、MP
は正しいインパルス応答推定を行えない。従って、希望
信号レグリカはもはや正しいものではなくなる。この場
合、このまま放置しておくと永久に立ち上がることがで
きなくなってしまう。
、すでにD/Uがマイナスとなるくらい強い干渉波が存
在している場合、M P/D F E受信機は正しい判
定信号を出力できない0判定信号が誤っていると、MP
は正しいインパルス応答推定を行えない。従って、希望
信号レグリカはもはや正しいものではなくなる。この場
合、このまま放置しておくと永久に立ち上がることがで
きなくなってしまう。
この初期引き込みを解法するものが第4図の実施例であ
る。
る。
第4図において、40、402.403.404.40
5.406.407.408.409.410.41、
412.413および414はそれぞれ第3図の30、
302.303.304.305.306.307.3
08.309.310.31、312.313および3
14に対応しており、これら第4図の構成要素の動作は
第3図の構成要素と同じである。
5.406.407.408.409.410.41、
412.413および414はそれぞれ第3図の30、
302.303.304.305.306.307.3
08.309.310.31、312.313および3
14に対応しており、これら第4図の構成要素の動作は
第3図の構成要素と同じである。
また、第4図の415.420.416.417.41
8および419はそれぞれ第2図の216.217.2
18.219.220、および221に対応しており、
これら第4の構成要素の動作は第2図の構成要素と同じ
である。
8および419はそれぞれ第2図の216.217.2
18.219.220、および221に対応しており、
これら第4の構成要素の動作は第2図の構成要素と同じ
である。
第2図の実施例で述べたのと同様に干渉波が除去される
まで、トレーニング信号発生器415から出力されるト
レーニング信号を用いることで、第3図に示す干渉波除
去装置の初期引き込みを解決できる。その後はトレーニ
ング信号から各ルートの判定信号に切換えて制御を行い
、適応的に干渉除去操作を続ける。なお、送信側に対す
るトレーニング信号の挿入方法には2通りあり、1つは
送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、他
方は受信側からの制御信号により挿入または解除という
方法である。
まで、トレーニング信号発生器415から出力されるト
レーニング信号を用いることで、第3図に示す干渉波除
去装置の初期引き込みを解決できる。その後はトレーニ
ング信号から各ルートの判定信号に切換えて制御を行い
、適応的に干渉除去操作を続ける。なお、送信側に対す
るトレーニング信号の挿入方法には2通りあり、1つは
送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、他
方は受信側からの制御信号により挿入または解除という
方法である。
次に、第5図の実施例について説明する。送信側では、
第1図の実施例と同様に、2重ダイバーシティのうち第
1のルートのシンボル列を第2のルートに対してτ+η
だけ遅延させて送信する。
第1図の実施例と同様に、2重ダイバーシティのうち第
1のルートのシンボル列を第2のルートに対してτ+η
だけ遅延させて送信する。
第5図において、50、502.503.504.50
5.506.507.508.509.510.512
.513および514はそれぞれ第1図の、2.3.4
.5.6.7.15.9.10.12.13および14
に対応しており、それぞれ同じ動作を行なう。
5.506.507.508.509.510.512
.513および514はそれぞれ第1図の、2.3.4
.5.6.7.15.9.10.12.13および14
に対応しており、それぞれ同じ動作を行なう。
減算器507で抽出された干渉波成分J1は、乗算器5
09において、制御器511からのタップ係数01を乗
じられて減算器513に供給され、ルート1の入力にお
ける減算に用いられる6乗算器509の出力は J1=C1・J1=C1・Jlhl ・・・(1
8)となる、またルート1において減算器513の出力
は(S、1+J1−Jl)となる、この減算器513の
出力信号はMF501の入力となっており、電力検出器
515はその電力Pを検出する。電力Pは次のように示
される。
09において、制御器511からのタップ係数01を乗
じられて減算器513に供給され、ルート1の入力にお
ける減算に用いられる6乗算器509の出力は J1=C1・J1=C1・Jlhl ・・・(1
8)となる、またルート1において減算器513の出力
は(S、1+J1−Jl)となる、この減算器513の
出力信号はMF501の入力となっており、電力検出器
515はその電力Pを検出する。電力Pは次のように示
される。
P= (S1+J1−Jl)
(S1+J1−Jl)”
=SIS1°+ (JIJI”−JIJl。
−J I J 1°+JIJ1”)+Δ ・・・(1
9)ここで、ΔはSlとJlとの積の成分で、干渉波J
1が51により除去されれば、零となる。Pは乗算器5
09のタップ係数01の関数であり、Pが最小となるC
1は より与えられ、(18)式を用いて W”t=1 ・・・(2
1)となる。
9)ここで、ΔはSlとJlとの積の成分で、干渉波J
1が51により除去されれば、零となる。Pは乗算器5
09のタップ係数01の関数であり、Pが最小となるC
1は より与えられ、(18)式を用いて W”t=1 ・・・(2
1)となる。
(20)式のタップ係数を乗算器509で減算器507
の出力J1に乗することにより、入力信号中の干渉波J
1を推定することが出来る。この乗算器509の出力の
推定干渉波J1を減算器513で入力信号S1+J1か
ら減じることにより干渉波J1を除去できる。そこでタ
ップ係数制御器511は、乗算器509にタップ係数0
1を乗じてPが最小となるようにフィードバック制御を
行なう6以上の操作により干渉波J1は除去される。
の出力J1に乗することにより、入力信号中の干渉波J
1を推定することが出来る。この乗算器509の出力の
推定干渉波J1を減算器513で入力信号S1+J1か
ら減じることにより干渉波J1を除去できる。そこでタ
ップ係数制御器511は、乗算器509にタップ係数0
1を乗じてPが最小となるようにフィードバック制御を
行なう6以上の操作により干渉波J1は除去される。
この時、(19)式の電力は最小値を示しSSoの希望
波成分のみとなる。
波成分のみとなる。
ルート2に対してはトランスバーサルフィルタ10、D
FE504と減算器514により第1図の実施例で述べ
たのと同じ動作により干渉波J2が除去される0以上に
述べた動作によりルート1およびルート2の干渉波は除
去される。以後の動作において干渉波が変動しても、適
応的に干渉波が除去される。
FE504と減算器514により第1図の実施例で述べ
たのと同じ動作により干渉波J2が除去される0以上に
述べた動作によりルート1およびルート2の干渉波は除
去される。以後の動作において干渉波が変動しても、適
応的に干渉波が除去される。
干渉波除去の後、第1図に示す実施例と同様に、MF5
01と遅延素子508の出力が加算器506で加算され
てダイバーシティ合成が行なわれる。
01と遅延素子508の出力が加算器506で加算され
てダイバーシティ合成が行なわれる。
ところでM F/D F E受信機を立ち上げる時、す
でにD/Uがマイナスとなるくらい強い干渉波が存在し
ている場合、MP/DFE受信機は正しい判定信号を出
力できない9判定信号が誤っていると、MPは正しいイ
ンパルス応答推定を行えない、従って、希望信号レプリ
カはもはや正しいものではなくなる。この場合、このま
ま放置しておくと永久に立ち上がることができなくなっ
てしまう。
でにD/Uがマイナスとなるくらい強い干渉波が存在し
ている場合、MP/DFE受信機は正しい判定信号を出
力できない9判定信号が誤っていると、MPは正しいイ
ンパルス応答推定を行えない、従って、希望信号レプリ
カはもはや正しいものではなくなる。この場合、このま
ま放置しておくと永久に立ち上がることができなくなっ
てしまう。
この初期引き込みを解決するものが第6図に示した実施
例である。
例である。
第6図において、60、602.603.604.60
5.606.607.608.609.610.61、
612.613.614、および615はそれぞれ第5
図の50、502.503.504.505.506.
507.508.509.510.51、512.51
3.514および515に対応しており、これら第6の
構成要素の動作は第5図の構成要素と同じである。
5.606.607.608.609.610.61、
612.613.614、および615はそれぞれ第5
図の50、502.503.504.505.506.
507.508.509.510.51、512.51
3.514および515に対応しており、これら第6の
構成要素の動作は第5図の構成要素と同じである。
また、第6図の616.617.618.619.62
0および621はそれぞれ第2図の216.217.2
18.219.220および221に対応しており、こ
れら第6図の構成要素の動作は第2図の構成要素と同じ
である。
0および621はそれぞれ第2図の216.217.2
18.219.220および221に対応しており、こ
れら第6図の構成要素の動作は第2図の構成要素と同じ
である。
第2図の実施例で述べたのと同様に干渉波が除去される
まで、トレーニング信号発生器616から出力されるト
レーニング信号を用いることで、第5図に示す干渉波除
去装置の初期引き込みを解決できる。その後はトレーニ
ング信号から各ルートの判定信号に切換えて制御を行い
、適応的に干渉波除去操作を続ける。なお、送信側に対
するトレーニング信号の挿入方法には2通りあり、1つ
は送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、
他方は受信側からの制御信号により、挿入または解除と
いう方法である。
まで、トレーニング信号発生器616から出力されるト
レーニング信号を用いることで、第5図に示す干渉波除
去装置の初期引き込みを解決できる。その後はトレーニ
ング信号から各ルートの判定信号に切換えて制御を行い
、適応的に干渉波除去操作を続ける。なお、送信側に対
するトレーニング信号の挿入方法には2通りあり、1つ
は送信信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、
他方は受信側からの制御信号により、挿入または解除と
いう方法である。
(発明の効果)
本発明は、以上に説明したように、干渉波どうしの逆相
合成を行なわず、希望信号レプリカを受信信号から減じ
ることにより干渉成分を抽出し、この干渉成分を制御の
後に、干渉波を抽出したダイバーシティルートの受信信
号から減じ、さらに抽出干渉波を線形フィルタリングし
、他のダイバーシティルートの受信信号から減じること
により干渉波の除去を行なうから、D/Uが任意の値で
あっても、さらに複数の干渉波が存在し、さらに干渉波
も互いに独立なマルチパスフェージングを受けていても
、希望信号を損なうことなく広帯域干渉波を除去し、M
Pによるダイバーシティ合成とDFEによる歪の除去と
いう最適受信が可能となるという効果がある。
合成を行なわず、希望信号レプリカを受信信号から減じ
ることにより干渉成分を抽出し、この干渉成分を制御の
後に、干渉波を抽出したダイバーシティルートの受信信
号から減じ、さらに抽出干渉波を線形フィルタリングし
、他のダイバーシティルートの受信信号から減じること
により干渉波の除去を行なうから、D/Uが任意の値で
あっても、さらに複数の干渉波が存在し、さらに干渉波
も互いに独立なマルチパスフェージングを受けていても
、希望信号を損なうことなく広帯域干渉波を除去し、M
Pによるダイバーシティ合成とDFEによる歪の除去と
いう最適受信が可能となるという効果がある。
第1図は本発明に係る第1の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図、第2図は本発明に係る第2の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
3図は本発明に係る第3の干渉波除去装置の一実施例の
構成を示すブロック図、第4図は本発明に係る第4の干
渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第5
図は本発明に係る第5の干渉波除去装置の一実施例の構
成を示すブロック図、第6図は本発明に係る第6の干渉
波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第7図
は本発明の干渉波除去装置の動作を説明する図、第8図
は本発明の干渉波除去の動作を説明する図、第9図は従
来の干渉波除去装置の構成を示すブロック図、第10図
は第9図に示す従来の干渉波除去装置の動作を説明する
図である。 、2,201,202,301,302,40、402
,501,502,601,602゜711 712.
911・・・整合フィルタ(MF)、3.4,203,
204,303,304,403.404,503,5
04,603,604゜713.714,912・・・
判定帰還形等化器(DFE)、5,205,305,4
05,505゜605.715・・・畳込み器、6..
206,306゜406.506,606,72、90
3・・・加算器、7.13.14,207,213,2
14゜307、 313. 314,407,413,
414、 507. 513. 514. 607.
673゜614.709,710,716,904・・
・減算器、8,208,905,908.909・・・
AGC増幅器、9,209,309,409,509゜
609.717,901,902・・・乗算器、10゜
210、 310,410. 510. 610,71
8・・・線形フィルタ(トランスバーサルフィルタ)、
10a、210a、310a、410a、510a、6
10a−−−5個の相関器、10b、210b。 310b、410b、510b、610b・・・4個の
遅延時間T/2(Tニシンポル長)の遅延素子、10c
、210c、310c、410c、510c、610c
m5個の乗算器、10d、210d。 310d、410d、510d、610d・・・加算器
、11,211,311,411,906,907・・
・相関器、12,212,312,412゜512.6
12,719・・・遅延時間η(=T)の遅延素子、1
5,215,217,308,408.420,508
,608.617・・・τの遅延時間を有する遅延素子
、216,415.616・・・トレーニング信号発生
器、218,219,416.417,618,619
.910・・・切換え器、220,221,418,4
19,620゜621・・・制御器、511,611・
・・タップ係数制御器、515,615・・・電力検出
器、700・・・遅延素子、70、702・・・送信器
、703,704・・・送信アンテナ、705,706
・・・受信アンテナ、707,708・・・受信機、7
20・・・遅延素子。 代理人 弁理士 本 庄 伸 介 第10図
の構成を示すブロック図、第2図は本発明に係る第2の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
3図は本発明に係る第3の干渉波除去装置の一実施例の
構成を示すブロック図、第4図は本発明に係る第4の干
渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第5
図は本発明に係る第5の干渉波除去装置の一実施例の構
成を示すブロック図、第6図は本発明に係る第6の干渉
波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第7図
は本発明の干渉波除去装置の動作を説明する図、第8図
は本発明の干渉波除去の動作を説明する図、第9図は従
来の干渉波除去装置の構成を示すブロック図、第10図
は第9図に示す従来の干渉波除去装置の動作を説明する
図である。 、2,201,202,301,302,40、402
,501,502,601,602゜711 712.
911・・・整合フィルタ(MF)、3.4,203,
204,303,304,403.404,503,5
04,603,604゜713.714,912・・・
判定帰還形等化器(DFE)、5,205,305,4
05,505゜605.715・・・畳込み器、6..
206,306゜406.506,606,72、90
3・・・加算器、7.13.14,207,213,2
14゜307、 313. 314,407,413,
414、 507. 513. 514. 607.
673゜614.709,710,716,904・・
・減算器、8,208,905,908.909・・・
AGC増幅器、9,209,309,409,509゜
609.717,901,902・・・乗算器、10゜
210、 310,410. 510. 610,71
8・・・線形フィルタ(トランスバーサルフィルタ)、
10a、210a、310a、410a、510a、6
10a−−−5個の相関器、10b、210b。 310b、410b、510b、610b・・・4個の
遅延時間T/2(Tニシンポル長)の遅延素子、10c
、210c、310c、410c、510c、610c
m5個の乗算器、10d、210d。 310d、410d、510d、610d・・・加算器
、11,211,311,411,906,907・・
・相関器、12,212,312,412゜512.6
12,719・・・遅延時間η(=T)の遅延素子、1
5,215,217,308,408.420,508
,608.617・・・τの遅延時間を有する遅延素子
、216,415.616・・・トレーニング信号発生
器、218,219,416.417,618,619
.910・・・切換え器、220,221,418,4
19,620゜621・・・制御器、511,611・
・・タップ係数制御器、515,615・・・電力検出
器、700・・・遅延素子、70、702・・・送信器
、703,704・・・送信アンテナ、705,706
・・・受信アンテナ、707,708・・・受信機、7
20・・・遅延素子。 代理人 弁理士 本 庄 伸 介 第10図
Claims (6)
- (1)送信しようとする所望の信号をτ+η時間だけ遅
らせた第1の希望信号と該所望の信号そのままの第2の
希望信号とを生成し、該第1および第2の希望信号を第
1および第2のルートにそれぞれ送信し、前記第1のル
ート内で加えられた第1の干渉波と前記第1の希望信号
とを該第1のルートから第1の受信信号として受信し、
前記第2のルート内で加えられた第2の干渉波と前記第
2の希望信号とを前記第2のルートから第2の受信信号
として受信し、前記第1および第2の受信信号を合成し
て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
る干渉波除去装置において、前記第1の受信信号と第1
の推定干渉波との差である第1の差信号を生成する第1
の減算器と、前記第2の受信信号に時間ηの遅延を与え
る第1の遅延素子と、該第1の遅延素子の出力信号と第
2の推定干渉波との差である第2の差信号を生成する第
2の減算器と、前記第1の差信号と第1の判定信号とか
ら前記第1のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
答の時間反転で複素共役な応答と前記第1の差信号とを
畳込んで第1の整合信号を得る第1の整合フィルタと、
前記第2の差信号と第2の判定信号とから推定する前記
第2のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複
素共役な応答と前記第2の差信号とを畳込んで第2の整
合信号を得る第2の整合フィルタと、前記第2の整合信
号に時間τの遅延を与える第2の遅延素子と、前記第1
の整合信号と前記第2の遅延素子の出力信号とを加算す
る加算器と、該加算器の出力信号を適応等化して前記第
1の判定信号を得る第1の判定帰還形等化器と、前記第
2の整合信号を適応等化して前記第2の判定信号と判定
結果の誤差信号とを得る第2の判定帰還形等化器と、前
記推定インパルス応答と前記第2の判定信号とを畳込ん
で推定希望信号を得る畳込み器と、前記第1の受信信号
と前記推定希望信号との差を取つて干渉波成分を抽出す
る第3の減算器と、前記干渉波成分の振幅を1に正規化
して正規化干渉波成分とするAGC増幅器と、前記第1
の受信信号と前記正規化干渉波成分との相関を取って相
関値を得る相関器と、前記正規化干渉波成分に前記相関
値を乗じて前記第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記
誤差信号を用いて前記正規化干渉波成分に対して線形フ
ィルタリングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線
形フィルタとからなり、前記第1の判定信号を前記所望
の信号として出力することを特徴とする干渉波除去装置
。 - (2)送信しようとする所望の信号をτ+η時間だけ遅
らせた第1の希望信号と該所望の信号そのままの第2の
希望信号とを生成し、該第1および第2の希望信号を第
1および第2のルートにそれぞれ送信し、前記第1のル
ート内で加えられた第1の干渉波と前記第1の希望信号
とを該第1のルートから第1の受信信号として受信し、
前記第2のルート内で加えられた第2の干渉波と前記第
2の希望信号とを前記第2のルートから第2の受信信号
として受信し、前記第1および第2の受信信号を合成し
て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
る干渉波除去装置において、前記第1の受信信号と第1
の推定干渉波との差である第1の差信号を生成する第1
の減算器と、前記第2の受信信号に時間ηの遅延を与え
る第1の遅延素子と、該第1の遅延素子の出力信号と第
2の推定干渉波との差である第2の差信号を生成する第
2の減算器と、前記第1の差信号と第1の基準信号とか
ら前記第1のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
答の時間反転で複素共役な応答と前記第1の差信号を畳
込んで第1の整合信号を得る第1の整合フィルタと、前
記第2の差信号と第2の基準信号とから推定する前記第
2のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複素
共役な応答と前記第2の差信号とを畳込んで第2の整合
信号を得る第2の整合フィルタと、前記第2の整合信号
に時間τの遅延を与える第2の遅延素子と、前記第1の
整合信号と前記第2の遅延素子の出力信号とを加算する
加算器と、前記第1の基準信号を用いて前記加算器の出
力信号を適応等化して前記第1の判定信号と判定結果の
第1の誤差信号とを得る第1の判定帰還形等化器と、前
記第2の基準信号を用いて前記第2の整合信号を適応等
化して前記第2の判定信号と判定結果の第2の誤差信号
とを得る第2の判定帰還形等化器と、仮定した送信シン
ボル列を表わすトレーニング信号を発生するトレーニン
グ信号発生器と、前記トレーニング信号に時間τの遅延
を与える第3の遅延素子と、前記第1の誤差信号に応じ
て前記第1の判定信号と前記第3の遅延素子の出力信号
のいずれか一方を選択して前記第1の基準信号として出
力する第1の切換え器と、前記第2の誤差信号に応じて
前記第2の判定信号と前記トレーニング信号のいずれか
一方を選択して前記第2の基準信号として出力する第2
の切換え器と、前記推定インパルス応答と前記第2の基
準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前
記第1の受信信号と前記推定希望信号の差を取つて干渉
波成分を抽出する第3の減算器と、前記干渉波成分の振
幅を1に正規化して正規化干渉波成分とするAGC増幅
器と、前記第1の受信信号と前記正規化干渉波成分との
相関を取つて相関値を得る相関器と、前記正規化干渉波
成分に前記相関値を乗じて前記第1の推定干渉波を得る
乗算器と、前記第2の誤差信号を用いて前記正規化干渉
波成分に対して線形フィルタリングを行なって前記第2
の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、前記第1
の判定信号を前記所望の信号として出力することを特徴
とする干渉波除去装置。 - (3)送信しようとする所望の信号をτ+η時間だけ遅
らせた第1の希望信号と該所望の信号そのままの第2の
希望信号とを生成し、該第1および第2の希望信号を第
1および第2のルートにそれぞれ送信し、前記第1のル
ート内で加えられた第1の干渉波と前記第1の希望信号
とを該第1のルートから第1の受信信号として受信し、
前記第2のルート内で加えられた第2の干渉波と前記第
2の希望信号とを前記第2のルートから第2の受信信号
として受信し、前記第1および第2の受信信号を合成し
て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
る干渉波除去装置において、前記第1の受信信号と第1
の推定干渉波との差である第1の差信号を生成する第1
の減算器と、前記第2の受信信号に時間ηの遅延を与え
る第1の遅延素子と、該第1の遅延素子の出力信号と第
2の推定干渉波との差である第2の差信号を生成する第
2の減算器と、前記第1の差信号と第1の判定信号とか
ら前記第1のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
答の時間反転で複素共役な応答と前記第1の差信号とを
畳込んで第1の整合信号を得る第1の整合フィルタと、
前記第2の差信号と第2の判定信号とから推定する前記
第2のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複
素共役な応答と前記第2の差信号とを畳込んで第2の整
合信号を得る第2の整合フィルタと、前記第2の整合信
号に時間τの遅延を与える第2の遅延素子と、前記第1
の整合信号と前記第2の遅延素子の出力信号とを加算す
る加算器と、該加算器の出力信号を適応等化して前記第
1の判定信号と判定結果の第1の誤差信号とを得る第1
の判定帰還形等化器と、前記第2の整合信号を適応等化
して前記第2の判定信号と判定結果の第2の誤差信号と
を得る第2の判定帰還形等化器と、前記推定インパルス
応答と前記第2の判定信号とを畳込んで推定希望信号を
得る畳込み器と、前記第1の受信信号と前記推定希望信
号との差を取って干渉波成分を抽出する第3の減算器と
、前記第1の誤差信号と前記干渉波成分との相関を取っ
て相関値を得る相関器と、前記干渉波成分に前記相関値
を乗じて前記第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記第
2の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フィ
ルタリングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線形
フィルタとからなり、前記第1の判定信号を前記所望の
信号として出力することを特徴とする干渉波除去装置。 - (4)送信しようとする所望の信号をτ+η時間だけ遅
らせた第1の希望信号と該所望の信号そのままの第2の
希望信号とを生成し、該第1および第2の希望信号を第
1および第2のルートにそれぞれ送信し、前記第1のル
ート内で加えられた第1の干渉波と前記第1の希望信号
とを該第1のルートから第1の受信信号として受信し、
前記第2のルート内で加えられた第2の干渉波と前記第
2の希望信号とを前記第2のルートから第2の受信信号
として受信し、前記第1および第2の受信信号を合成し
て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
る干渉波除去装置において、前記第1の受信信号と第1
の推定干渉波との差である第1の差信号を生成する第1
の減算器と、前記第2の受信信号に時間ηの遅延を与え
る第1の遅延素子と、該第1の遅延素子の出力信号と第
2の推定干渉波との差である第2の差信号を生成する第
2の減算器と、前記第1の差信号と第1の基準信号とか
ら前記第1のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
答の時間反転で複素共役な応答と前記第1の差信号を畳
込んで第1の整合信号を得る第1の整合フィルタと、前
記第2の差信号と第2の基準信号とから推定する前記第
2のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複素
共役な応答と前記第2の差信号とを畳込んで第2の整合
信号を得る第2の整合フィルタと、前記第2の整合信号
に時間τの遅延を与える第2の遅延素子と、前記第1の
整合信号と前記第2の遅延素子の出力信号とを加算する
加算器と、前記第1の基準信号を用いて前記加算器の出
力信号を適応等化して前記第1の判定信号と判定結果の
第1の誤差信号とを得る第1の判定帰還形等化器と、前
記第2の基準信号を用いて前記第2の整合信号を適応等
化して前記第2の判定信号と判定結果の第2の誤差信号
とを得る第2の判定帰還形等化器と、仮定した送信シン
ボル列を表わすトレーニング信号を発生するトレーニン
グ信号発生器と、前記トレーニング信号に時間τの遅延
を与える第3の遅延素子と、前記第1の誤差信号に応じ
て前記第1の判定信号と前記第3の遅延素子の出力信号
のいずれか一方を選択して前記第1の基準信号として出
力する第1の切換え器と、前記第2の誤差信号に応じて
前記第2の判定信号と前記トレーニング信号のいずれか
一方を選択して前記第2の基準信号として出力する第2
の切換え器と、前記推定インパルス応答と前記第2の基
準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前
記第1の受信信号と前記推定希望信号の差を取って干渉
波成分を抽出する第3の減算器と、前記第1の誤差信号
と前記干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器
と、前記干渉波成分に前記相関値を乗じて前記第1の推
定干渉波を得る乗算器と、前記第2の誤差信号を用いて
前記干渉波成分に対して線形フィルタリングを行なって
前記第2の推定干渉波を得る線形フィルタとからなり、
前記第1の判定信号を前記所望の信号として出力するこ
とを特徴とする干渉波除去装置。 - (5)送信しようとする所望の信号をτ+η時間だけ遅
らせた第1の希望信号と該所望の信号そのままの第2の
希望信号とを生成し、該第1および第2の希望信号を第
1および第2のルートにそれぞれ送信し、前記第1のル
ート内で加えられた第1の干渉波と前記第1の希望信号
とを該第1のルートから第1の受信信号として受信し、
前記第2のルート内で加えられた第2の干渉波と前記第
2の希望信号とを前記第2のルートから第2の受信信号
として受信し、前記第1および第2の受信信号を合成し
て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
る干渉波除去装置において、前記第1の受信信号と第1
の推定干渉波との差である第1の差信号を生成する第1
の減算器と、前記第2の受信信号に時間ηの遅延を与え
る第1の遅延素子と、該第1の遅延素子の出力信号と第
2の推定干渉波との差である第2の差信号を生成する第
2の減算器と、前記第1の差信号と第1の判定信号とか
ら前記第1のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
答の時間反転で複素共役な応答と前記第1の差信号とを
畳込んで第1の整合信号を得る第1の整合フィルタと、
前記第2の差信号と第2の判定信号とから推定する前記
第2のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複
素共役な応答と前記第2の差信号とを畳込んで第2の整
合信号を得る第2の整合フィルタと、前記第2の整合信
号に時間τの遅延を与える第2の遅延素子と、前記第1
の整合信号と前記第2の遅延素子の出力信号とを加算す
る加算器と、該加算器の出力信号を適応等化して前記第
1の判定信号を得る第1の判定帰還形等化器と、前記第
2の整合信号を適応等化して前記第2の判定信号と判定
結果の第2の誤差信号とを得る第2の判定帰還形等化器
と、前記推定インパルス応答と前記第2の判定信号とを
畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記第1の受
信信号と前記推定希望信号との差を取って干渉波成分を
抽出する第3の減算器と、前記整合フィルタに入力する
前記第1の差信号の電力を検出する電力検出器と、該電
力検出器が検出する電力が最小となるタップ係数を求め
るタップ係数制御器と、前記干渉波成分に前記タップ係
数を乗じて前記第1の推定干渉波を得る乗算器と、前記
誤差信号を用いて前記干渉波成分に対して線形フィルタ
リングを行なって前記第2の推定干渉波を得る線形フィ
ルタとからなり、前記第1の判定信号を前記所望の信号
として出力することを特徴とする干渉波除去装置。 - (6)送信しようとする所望の信号をτ+η時間だけ遅
らせた第1の希望信号と該所望の信号そのままの第2の
希望信号とを生成し、該第1および第2の希望信号を第
1および第2のルートにそれぞれ送信し、前記第1のル
ート内で加えられた第1の干渉波と前記第1の希望信号
とを該第1のルートから第1の受信信号として受信し、
前記第2のルート内で加えられた第2の干渉波と前記第
2の希望信号とを前記第2のルートから第2の受信信号
として受信し、前記第1および第2の受信信号を合成し
て前記所望の信号を得る合成ダイバーシティ方式におけ
る干渉波除去装置において、前記第1の受信信号と第1
の推定干渉波との差である第1の差信号を生成する第1
の減算器と、前記第2の受信信号に時間ηの遅延を与え
る第1の遅延素子と、該第1の遅延素子の出力信号と第
2の推定干渉波との差である第2の差信号を生成する第
2の減算器と、前記第1の差信号と第1の基準信号とか
ら前記第1のルートの伝送系のインパルス応答を推定し
て推定インパルス応答を得ると共に該推定インパルス応
答の時間反転で複素共役な応答と前記第1の差信号を畳
込んで第1の整合信号を得る第1の整合フィルタと、前
記第2の差信号と第2の基準信号とから推定する前記第
2のルートの伝送系のインパルス応答の時間反転で複素
共役な応答と前記第2の差信号とを畳込んで第2の整合
信号を得る第2の整合フィルタと、前記第2の整合信号
に時間τの遅延を与える第2の遅延素子と、前記第1の
整合信号と前記第2の遅延素子の出力信号とを加算する
加算器と、前記第1の基準信号を用いて前記加算器の出
力信号を適応等化して前記第1の判定信号と判定結果の
第1の誤差信号とを得る第1の判定帰還形等化器と、前
記第2の基準信号を用いて前記第2の整合信号を適応等
化して第2の判定信号と判定結果の第2の誤差信号とを
得る第2の判定帰還形等化器と、仮定した送信シンボル
列を表わすトレーニング信号を発生するトレーニング信
号発生器と、前記トレーニング信号に時間τの遅延を与
える第3の遅延素子と、前記第1の誤差信号に応じて前
記第1の判定信号と前記第3の遅延素子の出力信号のい
ずれか一方を選択して前記第1の基準信号として出力す
る第1の切換え器と、前記第2の誤差信号に応じて前記
第2の判定信号と前記トレーニング信号のいずれか一方
を選択して前記第2の基準信号として出力する第2の切
換え器と、前記推定インパルス応答と前記第2の基準信
号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記第
1の受信信号と前記推定希望信号の差を取って干渉波成
分を抽出する第3の減算器と、前記第1の整合フィルタ
に入力する前記第1の差信号の電力を検出する電力検出
器と、該電力検出器が検出する電力が最小となるタップ
係数を求めるタップ係数制御器と、前記干渉波成分に前
記タップ係数を乗じて前記第1の推定干渉波を得る乗算
器と、前記第2の誤差信号を用いて前記干渉波成分に対
して線形フィルタリングを行なつて前記第2の推定干渉
波を得る線形フィルタとからなり、前記第1の判定信号
を前記所望の信号として出力することを特徴とする干渉
波除去装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2142242A JP2569904B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2142242A JP2569904B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0435548A true JPH0435548A (ja) | 1992-02-06 |
JP2569904B2 JP2569904B2 (ja) | 1997-01-08 |
Family
ID=15310747
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2142242A Expired - Lifetime JP2569904B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2569904B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0725497A2 (en) * | 1995-01-31 | 1996-08-07 | Matsushita Electronic Components Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
US5659584A (en) * | 1995-01-31 | 1997-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving system for receiving data signal faded and delayed |
JP2007084136A (ja) * | 2005-09-26 | 2007-04-05 | Naris Cosmetics Co Ltd | チューブ容器 |
-
1990
- 1990-05-31 JP JP2142242A patent/JP2569904B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0725497A2 (en) * | 1995-01-31 | 1996-08-07 | Matsushita Electronic Components Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
US5659584A (en) * | 1995-01-31 | 1997-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving system for receiving data signal faded and delayed |
US5748673A (en) * | 1995-01-31 | 1998-05-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
EP0725497A3 (en) * | 1995-01-31 | 2000-09-06 | Matsushita Electronic Components Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
CN1096168C (zh) * | 1995-01-31 | 2002-12-11 | 松下电器产业株式会社 | 数据接收装置 |
JP2007084136A (ja) * | 2005-09-26 | 2007-04-05 | Naris Cosmetics Co Ltd | チューブ容器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2569904B2 (ja) | 1997-01-08 |
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