JPS62159985A - 多ゴースト打消し装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の分野〉 この発明は、ゴースト信号の位相および振幅に自動的に
適合するテレビジョン・ゴースト打消し装置に関する。

〈発明の背景〉 従来、テレビジョンの受信は好ましくない多数の信号を
受信することによる多信号路歪による悪影響を受けてき
た。建物や他の大きな物体からの反射、あるいは不充分
な成端ケーブル回路網によって生ずるこれらの好ましく
ない信号は直接テレビジョン信号の遅延された形として
現われる。これらの信号は通常、再生された映像中のゴ
ースト信号と称される。

「アイ・イー・イー・イー　トランザクションズ　オン
　コンスーマ　エレクトロニクス（ＩＥＥＥｉＴｒａｎ
ｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｎｓｕｍｅｒ　Ｅｌｅｃ
ｔｒｏｎｉｃｓ　）　Ｊの１９習年５月号の第１′７５
頁乃至第１８１頁に掲載されているテデツク（Ｈ，Ｔｈ
ｅｄｉｃｋ　）氏の論文「テレビジョン放送用適合型多
信号略等化方法（Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｍｕｌｔｉｐａｔ
ｈ　Ｅｑｕａｌｉ−ｚａｔｉｏｎ　Ｆｏｒ　Ｔ、Ｖ、Ｂ
ｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　）　Ｊに示されているように
、ゴースト信号を生成する伝送路はフィード・フォワー
ド装置としてモデル化される。この装置では、直接信号
の振幅は減衰係数Ｈで減衰され、時間Ｔの期間だけ遅延
され、ゴースト信号が形成される。単一のゴーストを生
成する伝送路の伝送関数ＴＧは ＴＯ＝１＋Ｈ２−に＋］］ としてＺ変換記号法で表わされる。式［１）は２−１か
に？ンプル期間の遅延を表わし、時間Ｔに近似するサン
プルされたデータ装置を仮定している。式＋１１の単純
な算術的処理により ＴＧ＝（Ｚ　＋Ｈ）／ＺＫ（２） が得られる。

伝送チャンネルによって導入された歪を修正するために
、ゴースト打消し装置は次の式（３）または（４）のよ
う々Ｚ変換記号法で表わされる伝送関数ＴＣを持つこと
が望ましい。

ＴＣ＝ＺＫ／（ＺＫ＋Ｈ）　　　　　　　　　　　　　
　　　　Ｆ３１ＴＣ＝１７（１＋Ｈ２−に’）　　　　
　　　　　　　　［４＋式（４）によって表わされる伝
送関数は通常無限インパルス応答（ＩＩＦ）フィルタと
称されるフィードバック装置を示していることが判る。

ゴースト信号は、直接信号とゴースト信号との間の信号
路の関係の関数として直接信号路から遅延される。１つ
の受像機の位置と他の受像機の位置とのこの関係が不規
則であるということは、ゴースト搬送波信号の位相は直
接信号の位相に対して任意の関係を持ち得るということ
を示している。

直接信号からゴースト信号を充分に取除くために、ゴー
スト信号の遅延と、直接テレビジョン信号の位相に対す
るゴースト搬送波信号の位相の双方について考慮する必
要がある。

第１図は直接信号とゴースト信号との相対的な位相の重
みを示す波形を表わしている。例えば、直接信号が波形
１０によって表わされる２Ｔパルスであるとき、直接搬
送波信号とゴースト搬送波信号との間の相対的位相角が
それぞれ０°、９０°、１８０゜あるいは−９０°（２
ｔｏ°）であれば、ゴースト信号は波形１０　、１２．
１４あるいは１６によって表わされる。

さらに直接信号路とゴースト信号路との関係は不規則で
あるので、任意の中間波形も可能である。

直接信号とゴースト信号の相対的な振幅および位相情報
はテレビジョン信号を同相（Ｉ）および直角（Ｑ）成分
に復調することによって決定することができる。■成分
はテレビジョン信号の画像搬送波と同相であり、Ｑ成分
は画像搬送波に対して９０°位相シフトされた信号と同
相である。これらの成分は、工およびＱ成分が実数軸お
よび虚数実に沿う座標系に相当する複素面におけるテレ
ビジョン信号を示している。本願明細書全体を通じてビ
デオ信号の同相成分および直角成分をそれぞれ実数成分
および虚数成分と称する習慣に従って示している。以下
に説明するように、これらの工成分およびＱ成分は複数
ＩＩＲフィルタ（すなわち、実数フィルタ係数と虚数フ
ィルタ係数を持つフィルタ）と共に使用されて、テレビ
ジョン信号のゴースト信号成分を効果的に除去すること
ができる。

直接信号とゴースト信号との間の位相関係が不規則であ
ることにより、ゴースト信号の検出およびゴースト信号
が直接信号に対して遅延している時間Ｔの決定を複雑に
している。　従来のゴースト信号検出器は修正技術を使
用しており、この方法ではゴーストが無ければトレーニ
ング信号に後続するビデオ信号の乱されていない期間は
、上記トレーニング信号に類似した乱れが何処にあるか
検査される。しかしながら、第１図に示すようにゴース
ト信号の同相成分の波形は直接信号の対応する波形とい
つも類似しているわけではない。

以下に述べる実施例はテレビジョン受像機に関連したも
のであるが、この発明はシングル・サイドバンド形式で
伝送されるスペクトル・エネルギの少なくとも一部を有
する他の形式の信号に対する多信号路歪を修正するため
にも使用することができる。

〈発明の概要〉 この発明の好ましい実施例は、変調された無線周波数信
号のゴースト成分を実質的に除去するだめのフィルタ装
置を含んでいる。無線周波数信号は、無線周波数搬送波
信号に関して同相および直角位相の成分に復調される。

同相および直角位相信号を処理する複素係数を持ったフ
ィルタが設けられており、ゴースト信号成分を有効に打
消すことができる。複素係数値は、トレーニング期間中
にフィルタによって発生された同相および直角位相を比
較することにより、上記トレーニング期間中の信号の既
知の正しい値に対して発生される。

同相成分と直角位相成分との間の差を現わす信号および
これらの基準値は遅延トレーニング信号と合成され、係
数更新値を発生させる。係数更進値は現存する係数値と
合成されて新しい係数値を形成する。

〈実施例〉 次に述べるゴーストを除去するためにこの発明の装置で
使用される方法の理論的解析により第２図乃至第７図に
示す装置の動作を理解することができる。

ＮＴＳＣ方式では、テレビジョン信号は残留側帯波形式
で伝送される。ベースバンド信号の比較的低い周波数成
分（０乃至１．２５ＭＨｚ　）は両側帯波変調（ＤＳＭ
）であるが、より高い周波数成分（１，２５乃至４、’
ｉ’５ＭＨｚ　）は単側帯波変調（ＳＳＭ）である。信
号のＤＳＭ部分の２つの側帯波の直角成分は相互に打消
し合い、そのためＤＳＭビデオ信号の直角成分は実質的
に０に々る。しかしながら、信号のＳＳＭ部分の直角成
分は打消されず、第１図を参照して上に説明したように
変調されたビデオ信号の同相部分とゴースト信号として
干渉し合う。

解析のために、変調されたビデオ信号Ｓ　（ｔ）の同相
成分および直角成分は（５）式によって等測的に複素ベ
ースバンドによって表わすことができる。

５（ｔ）＝ｓ工（ｔ）＋　ｊＳＱ（ｔ）　　　　　　　
　　　　　（５）こ＼でｊはＶ：１−に相当する複素量
であり、Ｓ□（チ）およびＳ　Ｑ　（ｔ）＋；は、信号
Ｓ　（ｔ）を画像搬送波信号と同相および直角位相の信
号を用いてそれぞれ同期復調したときに得られるベース
バンド信号である。信号Ｓ　（ｔ）は多伝送路の伝送チ
ャンネルに供給されてゴースト信号歪Ｒ（ｔ）が生成さ
れる。前述のテデック氏の論文に示されているように、
（４）式によって２変換記号法で表わすことができる伝
送関数ＴＣをもった循環性フィルタによって、単一のゴ
ースト信号は信号Ｒ（ｔ）から実質的に消去することが
できる。

ＴＣ＝］、／（１＋Ｈ２）　　　　　　　　　　（４＋
多数ゴーストに対いしては、（４）式は（６）式のよう
に展開される。

Ｓ　（ｔ、）とＲ（ｔ）は複素信号であるので、いわゆ
る複素係数をもったフィルタである複素ゴースト打消し
フィルタを使用することが望ましい。従って、各係数社
は（７）式を満足する。

ｈＫ：ｌ：　ａＫ＋　ｊｂＫ（７） 各ゴースト信号の相対遅延Ｚ−ｌ乃至Ｚ−“は既知であ
ると仮定すると、フィルタ係数ｈ工乃至ｈＭは、オルフ
ァニディス（Ｓ　、　Ｊ　、　０ｒｆａｎｉｄｉａ　）
氏の「最適信号処理：入門（Ｏｐｔｉｍｕｍ　Ｓｉｇｙ
＋ａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　）　Ｊという名称の本
の６．３章に示されているウィドロウーホ７　（Ｗｉｄ
ｒｏｗ−Ｈｏｆｆ　）の最小平均２乗演算法に類似した
適合型演算法を使用して発生される。

以下に述べる実施例では、ゴースト打消フィルタ係数が
未だ計算されていないチャンネルに受像機が同調される
とき、すべての係数は最初０にセットされる。その後の
最初の数フィールドの期間中に係数値の各々は既存の係
数値を順次更新することによって計算される。係数値は
、６番目の等化パルスと垂直同期パルスの最初の切込み
との間の期間中に発生されるトレーニング信号に応答し
てフィールド当シー回更新される。

この期間中のテレビジョン信号の波形は第３図に示され
ている。波形の第１の部分は水平線期間の０．４６倍の
持続時間（０，４６Ｈ）と、０ＩＲＥ単位の公称振幅を
もっている。垂直同期のリーディング・エツジ（波頭端
）の後の波形の第２の部分は０．４３Ｈの持続時間と一
４０ＩＲＥ単位の公称振幅をもっている。ノイズの無い
とき、波形の第２の部分における一４０ＩＲＥ単位から
のずれは、垂直同期の遅延を受け、減衰し、恐らく位相
シフトした形式のゴースト信号の結果によるものである
。

トレーニング信号波形の第２の部分の期間中、信号Ｒ（
ｔ）の同相および直角位相成分子□（ｔ）、ｒｃａ（ｔ
）はそれぞれ修正用フィルタに供給される。フィルタ（
金（ｔ）およびＱ、　（ｔ、）　）によって与えられる
修正信工 号はそれぞれ一４０ＩＲＦ！　、０ＩＲＢ基準値から引
算される。コースト信号に対応するステップ変化に関す
る時間遅延期間におけるこれらの差信号の値はフィルタ
係数の値の誤差の程度を与える。これらの誤差信号値は
次式によって表わされる演算法に従って係数を更新する
ために使用される。

この式で、項ｈＫ（１＋１）とｈＫ（ｉ）は特定の２　
遅延期間に関連するフィルタ係数の新しい値、現在の値
をそれぞれ表わす複素量である。係数ｌは例えば２−１
４の値をもったスケーラ適合定数である。

この値は最適係数値（大きな）ｔ）への急速収斂と収斂
時の値（小さな、ｔｔ）の小さな誤差との間の妥協を表
わす。項５ｉ（ｎ）は、ゴースト打消しフィルタによっ
て発生されたそのときの同相および直角サンプル値、す
人わちフィルタ係数ｈＫのそのときの近似ｈ　Ｋ　（ｉ
ｌを使って発生された修正されたサンプル値を表わす複
素量である。項”’ＲＥＦはゴースト信号の無いときの
トレーニング信号の第２の部分の同相および直角位相値
を表わす複素量である。項△ Ｓｉ”（ｎ−Ｋ）は現在のサンプル期間ｎの前のにサン
プル期間に生ずるサンプル値５ｉ（ｎ−Ｋ）の複素変化
（舛で表わす）である。垂直同期パルスのり−デイング
・エツジに関するにサンプル期間だけ遅延されたゴース
ト信号に対しては、ＦＪｓ　（ｎ　Ｋ　）の同相および
直角位相サンプル値はサンプルＳ　１（ｎ）のゴースト
信号成分に対応する垂直同期波形の値を表わしている。

係数値の更新の過程は対応する誤差値（９ｔｈ（ｎ）　
−８ＲＥＶ’）が予め定められた閾値以下に低下するま
で続く。この閾値は信号Ｒ（ｔ）の大きさとその信号対
ノイズ比との関数である。もし誤差値のいずれかが予め
定められた閾値以下に収斂し々ければ、これはゴースト
打消しフィルタが不安定であることを示している。例え
ば、ゴースト信号のレベルが直接信号のレベルよシも大
であると不安定になる。

もし非収斂誤差値が検出されると、その誤差値に対応す
るフィルタ係数ｈＫは０にセットされることが望ましい
。

これまでの説明では、直接信号に対するゴースト信号の
時間遅延２　が既知であると仮定されていた。以下に説
明するこの発明の実施例は遅延値を決定する′ネ一つの
方法を考慮上てい石い以下に説明する第１Ｄ実施例では
、ゴースト打消しフィルタはトレーニング信号の第２の
部分における各サンプル点に対応する遅延素子および係
数値を持つように拡張される。ゴースト信号遅延値に相
当する時間遅延値２　に対しては、フィルタ係数値は上
述の演算法に従って発生される。しかしながら、ゴース
ト信号遅延に相当しない時間遅延値に対して、修正信号
Ｓｉと基準値との間の差はＯで、遅延２−１に関連する
フィルタ係数り、はＯに維持されるべきである。

この発明の第２の実施例は比較的少数（すなわち５段）
のフィルタ段を使用しており、ゴースト信号の同じ数の
時間遅延量を決定するため相関器を含んでいる。フィル
タ段中の遅延素子は各ゴースト信号中の遅延時間と整合
するようにセットされる。相関器は係数更新期間に先行
する時間期間に動作し、係数を更新するために使用され
るトレーニング信号と同じ信号を使用する。相関と係数
更新動作は時間的に一致しないので、同じフィルタ素子
を両方のために使用することができる。相関器の構造と
動作については後刻第７図を参照して説明する。

図面において、太い矢印は多数ビット並列デジタル信号
用のバスを示し、１本の線の矢印はアナログ信号あるい
は単一ビット・デジタル信号を伝送する接続を表わす。

装置の処理速度によって、ある信号路では修正遅延が必
要に々ることもある。

デジタル信号処理回路の設計技術者は特定の装置の何処
にこのような遅延を必要とするのか知っている。

第２図にはテレビジョン受像機の信号処理部分が示され
ている。無線周波数（ｒ％ｆ　）信号はアンテナ２０８
で受信され、チューナおよびＩＰ回路２１０に供給され
る。回路２１０は例えば通常のテレビジョン・チューナ
と中間周波数（ＩＦ）フィルタおよび増幅器を含んでい
る。この発明の実施例では、ＩＰフィルタの通過帯域は
変調された音声インターキャリヤ信号を包含しているこ
とが望ましい。

回路２１０によって発生されたＩＦ倍信号、ベースバン
ド複合ビデオ信号ＣＶを発生する通常の包路線検波器２
４２に供給される。通常の同期分離回路２４４は信号Ｃ
Ｖに応答して複合ビデオ信号から複合同期信号ＣＳを取
除く。同期分離回路２４４はまたバースト・ゲート信号
ＢＧを発生し、この信号ＢＧはビデオ信号の各水平線か
ら色同期バースト信号成分を引出すために使用される。

検出回路２４６は複合同期信号ＣＳに応答して垂直同期
パルス期間に先行する最後の（６番目の）前置等化パル
スを検出する。検出回路２４６は、複合ビデオ信号の各
フィールドの６番目の前置等化パルスと実質的に一致す
る出力パルス信号ＶＳを発生する。上に述べたように、
このパルスはゴースト信号の相対遅延を決定し、ゴース
ト打消しフィルタの係数を調整するだめに使用されるト
レーニング信号を配置するだめに使用される。

チューナおよびＩＦ回路２１０によって発生された信号
は１だ第１同期検波器２２０、画像搬送波抽出回路２２
２および第２の同期検波器２３０に供給される。画像搬
送波抽出回路２２２は、直接ＩＰビデオ信号の画像搬送
波と位相および周波数が整列した第１基準信号を発生す
る。この第１基準信号は第１同期検波器２２０および９
００位相シフタ回路２２４に供給される。位相シック回
路２２４は第１基準信号に関して直角位相の第２の基準
信号を発生する。

第２の基準信号は第２の同期検波器２３０に供給される
。

同期検波器２２０および２３０はＩＰ信号をそれぞれ同
相および直角位相成分に復調する。同相信号はアナログ
−デジタル変換器（ＡＤＣ）　２３２に供給され、該ア
ナログ−デジタル変換器２３２は装置のクロック信号Ｇ
Ｋに応答してデジタル信号Ｒ工を発生する。

同様に直角位相信号はクロック信号ＧＫに応答するアナ
ログ−デジタル変換器（ＡＤＯ）　２３４に供給されて
デジタル信号ＲＱが発生される。例えば、ＮＴＳＣ色副
搬送波周波数ｆ。の３倍にはゾ等しい周波数３ｆ。

をもったクロック信号ＣＫは以下に述べるように位相ロ
ック・ループ（ＰＬＬ）　２６０によって発生される。

信号Ｒ１およびＲｑはゴースト打消しプロセッサ２８０
およびマイクロプロセッサ２８２に供給される。以下に
述べるように、ゴースト打消しプロセッサ２８０はサン
プルされた複素データＩＩＲフィルタを含んでいる。マ
イクロプロセッサ２８２の制御の下でプロセラ＋ｊ２８
０はゴースト汚染された信号Ｒ１およびＲ１を濾波し、
すべてのゴースト信号が実質的に除去された直接信号の
同相成分に近似した信号Ｓ工を発生する。信号金工はデ
ジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２８６に供給され、
デジタル信号Ｓ１を表わすアナログ・ベースバンド複合
ビデオ信号を生成する。

このアナログ・ベースバンド複合ビデオ信号はバースト
・ゲート信号ＢＧに応答する通常のバースト分離器２８
８に供給され、複合ビデオ信号の各水平線から色同期バ
ースト成分を分離する。分離されたバースト信号は例え
ば約３ｆｏの共振周波数をもった共振クリスタル２６１
を含む通常のＰＬＬ　２６０に供給される。ＰＬＬ　２
６０はバースト信号によって制御されて３ｆ０クロック
信号ＣＫを発生する。

デジタル−アナログ変換器２８６からの複合ビデオ信号
はまだ通常のビデオ信号プロセッサ２９０と、インター
キャリヤ音声ＩＰ増幅器および検波回路２９２とに供給
される。ビデオ信号プロセッサ２９０は、例えば、複合
ビデオ信号からルミナンスおよびクロミナンス成分を分
離し、これらの成分を処理して表示装置（図示せず）に
供給するための赤、緑、青の３元色信号（Ｒ，ＧＸ　Ｂ
）を生成する回路を含んでいる。インターキャリヤ音声
回路２９２は複合ビデオ信号から４．５ＭＨ２の音声搬
送波を分離するための共振同調回路、音声信号を発生す
るための４．５Ｍ）Ｉｚ　　ＩＦ増幅器およびＦＭ検波
器を含んでいる。音声信号はスピーカ（図示せず）に供
給するための音声信号を発生する音声信号プロセッサ２
９４に供給される。

マイクロプロセラ−１ｊ　２Ｂ２は、直接メモリ・アク
セス（ＤＭＡ）命令、標準演算命令、中断処理容量を含
む現在市販されている数多くのマイクロプロセッサの任
意のものでよい。マイクロプロセッサ２８２はランダム
・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）　２８４に結合されてい
る。マイクロプロセッサ２日２は、そのとき選択された
チャンネルを示す回路２１０からの信号ＳＰＬ　、・検
出回路２４６によって生成された信号ＶＳ、クロック信
号ＧＫ、および以下に述べるようにゴースト打消しプロ
セッサ２８０からの各種の信号を受信する。

パルス信号ｖＳに応答してマイクロプロセッサ２８２は
ＤＭＡ命令を実行してＲＡＭ　２８４中に６番目の等化
パルスに続く期間中に生ずる５１２個のＲ１およヒＲＱ
サンフルヲ蓄積スる。５１２個のサンプルは入力信号の
１水平線期間の約必を構成し、垂直同期パルスのリーデ
ィング・エツジ（波頭端）を表わすサンプルを含んでい
る。

次のフィールド期間中、マイクロプロセッサ２８２はこ
れらの蓄積されたサンプルを試験して垂直同期パルスの
リーディング・エツジを見付ｆｆる。

この変化によってゴースト打消しフィルタで使用される
係数を発生させるトレーニング期間の開始をマークする
。ＶＳパルスに後続するサンプルを蓄積する開始シーケ
ンスおよび垂直同期パルスのリーディング・エツジのタ
イミングを決定するだめのサンプル値の試験は測定の精
度を向上させるために幾つかのフィールド期間中反覆さ
れる。

開始シーケンスの第２の生成物は垂直同期パルスのチッ
プの振幅を表わす基準値”ＲＢＦとＱＲゆ、である。ス
テップ変化の直後に測定されたこの値はまた数フィール
ドにわたって平均される。工ＲＥＦ、ＱＲＥＦの公称値
はそれぞれ−４０ＩＲＥ、ＯＩＲＥ単位である。”ＲＥ
ＦおよびＱＲＥＦの値、係数更新信号ＣＵはマイクロプ
ロセッサ２８２によってゴースト打消しプロセッサ２８
０に供給される。

第４図はゴースト信号が修正される期間を特定するＭ（
例えば２５６）の連続するサンプル期間の各々に対する
１個の反覆フィルタ段を含むゴースト打消しプロセッサ
２８０の一実施例のブロック図である。同図で、最初の
３段（４２０，４４０および４６０）と最終段（４８０
）が図示されている。各段は直接信号に関して予め定め
られた時間だけ遅延されたゴースト信号を修正する各別
のフィルタである。

一般にプロセッサの１番目の段はクロック信号ＧＫのｉ
期間の相対遅延を有するゴースト信号を処理する。第４
図に示すプロセッサは２つの演算モード、即ち最適フィ
ルタ係数値がトレーニング波形を使用して計算される係
数更新モードと、多数路歪を除くためにビデオ信号が最
適係数値を使用して処理されるゴースト打消しモードを
持っている。Ｍ段のフィルタは同じ構成であるので、１
つの段４２０のみについて詳細に説明する。

アナログ−デジタル変換器２３２および２３４からの入
力信号Ｒ１およびＲｑは各減算器４０４．４０２に供給
される。ゴースト打消しモードでは、減算器４０４およ
び４０２は信号Ｒ□とＲｑからＭ個のフィルタ段によっ
て発生された同相および直角修正信号を減算してそれぞ
れ信号ＳＩ、ＳＱを発生する。これらの信号は送信チャ
ンネルに供給される無歪み信号Ｓの同相および直角成分
に近似している。信号Ｓｌはゴースト打消しプロセッサ
の出力信号である。

しかしながら、係数更新モードでは、フィルタ係数はそ
れらの最適値にはなく、そのため減算器４０４および４
０２によって与えられる信号Ｓ□および△ Ｓ、は重要なゴースト信号成分を含む可能性がある。

トレーニング信号の第２の部分の振幅は一定で既知の値
であるから、ゴースト信号成分の振幅はこれらの既知の
信号値と信号舎およびＱ、　ｈの間の差■ として決定される。信号Ｓ□のゴースト信号成分（Ｅ工
）は、減算器４０６においてトレーニング信号の第２の
部分の期間中の会□の値を基準値”ＲＥＦから減算し、
次いで制限回路４０７において差のサンプルが４０　Ｉ
ＲＥ以下の大きさをもつように制限するとへ とによって決定される。同様に減算器４１０はＳｑサン
プルを基準値ＱＲＥＦから減算し、制限回路４１１はへ これらの差の値を４０　ＩＲＥ以下に制限して、信号Ｓ
。

のゴースト信号成分を表わす信号Ｅ、を生成する。

信号Ｅ１およびＢｑはゴースト打消しプロセッサによっ
て除去されていないゴースト信号を表わすので、誤差信
号と称することができる。信号Ｅ工およびＥＱはゴース
ト打消しプロセッサのｖ段の各々に並列的に供給されて
フィルタ係数を更新し、また上述のように誤差信号をモ
ニタするマイクロプロセッサ２日２に供給されてフィル
タが安定していることを保証する。単一のトレーニング
信号Ｅ工およびＥＱＯ値は例えばマイクロプロセッサ２
８２へのＤＭＡ命令によってＲＡＭ　２８４に直接転送
される。

信号ＥおよびＥｑの各々は、トレーニング信号の■ 第２の部分のＭ個のサンプル期間の各々に対して１個の
サンプルを含んでいる。フィルタ係数が更新される間、
ゴースト打消しプロセッサ２８０の各段はこれらの誤差
サンプルの各人った対に応答する。フィルタの各段は、
その対応する誤差信号値が付勢信号ＥＣ□乃至ＥＣＭの
各人なるものによって得られるときに付勢される。第１
段４２０について示すように、信号ＥＣ□は幾つかのア
ンドゲート４２２および４２４の各々の第１入力端子に
供給される。アンドゲート４２２の第２の入力端子は誤
差信号Ｅ、の各人なるビットを受信するように結合され
ており、一方アンドゲート４２４の第２の入力端子は誤
差信号Ｅ工の各人なるビットを受信するように結合され
ている。従って、信号ＥＣ□が論理１のときのみ誤差信
号値Ｅ□およびＥ、は係数更新回路４２１に供給される
。

信号ＥＣ□乃至ＥＣＭはカウンタ４２８によって与えら
れる値に応答してＭ個のデコーダ４２６のうちの１個に
よって発生される。カウンタ４２８はマイクロプロセッ
サ２日２によって与えられる信号ＣＵによって付勢され
てクロック信号ＧＫのパルスを計数する。信号ＣＤが論
理０で、トレーニング信号の第２の部分の期間中で、し
かも係数が更新されつ＼あるときのみカウンタを付勢す
る。（ｔＪが論理１のとき、計数値０がデコーダ４２６
に供給され、出力信号ＥＣ１乃至ＥＣＭのすべてが論理
０の値を持つ。

垂直同期パルスのリーディング・エツジの後、係数の更
新期間中、カウンタ４２８は付勢され、その値はクロッ
ク信号ＧＫの連続するパルスによって１からＭに増加さ
れる。カウンタの値ハデコーダ４２６に供給されて、デ
コーダの対応する出力信号ＥＣよ乃至ＥＣＭを、クロッ
ク信号ＧＫの１周期中に論理０から論理Ｏに切換える。

信号ＥＣ乃至ＥＣＭのタイミングはマイクロプロセッサ
２８２によって制御されて、垂直変化に後続するに番目
のサンプル期間に対応する誤差信号値Ｅ□およびＥ、は
、対応する付勢信号ＥＣＫが論理１のときに番目のフィ
ルタ段に供給される。

第１ゴースト打消し段４２０において、誤差信号Ｅ工お
よびＥＱは係数更新回路！２１の２つの入力ポートに供
給される。回路４２１の他の２つの入力ポートは、遅延
素子４１４および４１６によってそれぞれクロック信号
ＣＫの１周期分だけ遅延された信号Ｓ工およびＳｑを受
信するように結合されている。プロセッサの各段は先行
する段の対応する遅延素子に結合された４１４および４
１６と同様な遅延段を含んでいるので、各段に供給され
る信号Ｓ□およびＳ、は順次より多数のクロック周期だ
け遅延される。遅延された信号あるいは非遅延信号Ｓ工
およびＳＱを参照するときの混乱を避けるために、減算
器４０２および４０４の出力ポートで得られる信号Ｓ１
およびＳｑのサンプルをそれぞれＳ　１（ｎ）および５
ｑ（ｎ）と称し、所定段にの遅延素子によって与えられ
るサンプルを・−ドでは、サンプル値ＳＩ　（ｎ　Ｋ　
）および５ｏ（ｎＫ）、ハトレーニング波形中のステッ
プ変化の直後ノ各同相および直角サンプル値に対応する
。

係数更新演算で使用されるサンプル値Ｓ□（ｎ−Ｋ　）
およびＳｑ　（ｎ　Ｋ　）はすべてのフィルタ段につい
て同じ値をもっていることが望ましい。従って、これら
の信号の代りに一定の値を使用するか、あるイハスヘテ
ノフィルタ段に対して１対のサンプルを使用することが
できると考えることができる。

第５図はこの発明を使用するのに適した係数更新回路４
２１のブロック図を示す。誤差信号Ｅ□およびＥＱのサ
ンプルは複素マルチプライヤ５１０の１組の実数入力ボ
ートおよび虚数入力ポートに供給される。サンプル値５
ｑ（ｎＫ）は２の補数回路５１２によって補数化される
。サンプルＳ□（ｎ−Ｋ）および補数化されたＳｑ　（
ｎ−Ｋ　）はそれぞれ実数環Ｓ□（！１−Ｋ）、虚数項
５ｑ（ｎＫ）を有する複素値の複素対を形成する。この
複素対の値は複素マルチプライヤ５１０の入力ポートの
第２の対に供給される。

マルチプライヤ５１０の出力信号は前述の式（８）の複
素積項（ｓ、（ｎ）−５’ＲＥＦ）　ｓ−（ｎ−Ｋ　）
に相当する。複素マルチプライヤ５１０は以下に述べる
第６図に示すものと同じである。

複素マルチプライヤ５１０によって与えられる積の実数
成分と虚数成分はそれぞれサンプル・スケーリング回路
５１７および５１３に供給される。回路５１’ｉ’およ
び５１３で各実数値および虚数値を適合定数Ａで逓倍す
る。この実施例では、定数Ａは例えば２　　で、式（８
）の係数２．Ｉｔに相当する。

回路５１３および５１７によって行なわれるサンプル・
スケーリングは、もしサンプル・スケーリングが別の回
路によって行なわれるならば使用されるであろうピット
線よりも１３ビツトだけ上位にあるマルチプライヤ５１
０の出力信号のビット線を使用して（すなわちマルチプ
ライヤの出力信号をより下位ビット位置にシフトするこ
とによって）実行してもよい。あるいは以下に述べるよ
うに、加算器を減算器を簡単なものにするために、スケ
ーリングをマルチプライヤと加算器／減算器との間のマ
ルチプライヤ５１０によって実行することもできる。

各回路５１’７および５１３からのスケーリングされた
実数および虚数（ＴおよびＱ）サンプルはそれぞれ加算
器５１８および５１４に供給される。加算器５１８およ
び５１４の出力ポートは、先の係数値である（ｈＫ（ｉ
）＝ａＫ（ｉ）＋ｊｂＫ（１））を含ミ、加算Ｒｍ　５
１Ｂ　オよび５１４に第２の入力値を供給する各ラッチ
５２：ｌおよび５１６に結合されている。加算器によっ
てラッチに供給される値は複素係数ｈＫ（ｉ　＋　１　
）を構成する係数値ａＫ（ｉ＋１　）とｂＫ（ｉ＋１）
である。第５図に示す係数更新回路は（８）式によって
表わされる係数更新演算を実行する。

ラッチ５１６および５２０は相互接続されたリセット入
力端子Ｒを有し、このリセット入力端子Ｒには信号ＲＥ
ＳＥＴ　　Ｋが供給される。再び第４図を参照すると、
ゴースト打消しプロセッサの各段はマイクロプロセッサ
２８２に結合されたリセット入力端子ＲＥＳＥＴ　１乃
至ＲＥＳＥＴ　Ｍを含んでいる。更新波゛算の一部とし
て、マイクロプロセッサは係数更新モードを入力する前
にすべてのラッチをリセットする（すなわち、すべての
係数値を０にセットする）。リセット入力端子はまたマ
イクロプロセッサによって使用されて、係数がプロセッ
サを不安定にする可能性があると判定されると、係数を
０にセットする。

係数更新回路４２１によって与えられる係数値ａ工およ
びｂ工は複素マルチプライヤ４１８の１組の実数入力ボ
ートおよび虚数入力ポートに供給される。

遅延サンプル期間（ｎ−１）および令。（・−１）はそ
れぞれマルチプライヤ４１日の実数および虚数入力ポー
トに供給される。複素マルチプライヤ４１８は例えば以
下に述べる第６図に示すものと同じものでよい。複素マ
ルチプライヤ４１８によって与えられる実数（同相）お
よび虚数（直角）値は直接信号に関連するクロック信号
ＧＫの１周期だけ遅延されたゴースト信号に対する修正
信号を表わす。

更新モードおよびゴースト打消しモードの双方において
、ゴースト打消しプロセッサのＭ段の各々は同相および
直角位相修正信号を生成し、その段に関連する遅延に実
質的に等しい時間の大きさだけ主信号に関して遅延を受
けたゴースト信号を補償する。すなわち、各段には直接
信号に対してにサンプル期間だけ遅延を受けたゴースト
信号を修正する信号を発生する。

各段によって生成される信号は、１対の加算ツジー中の
より大きな遅延値を有する段からの対応する信号と合成
される。加算器４３０および４３２は第１ゴースト打消
し段４２０に対する加算ツリー中の接点である。複素マ
ルチプライヤ４１８によって発生された同相および直角
位相修正信号は各加算器４３０および４３２の第１の入
力ポートに供給される。加算器４３０および４３２の他
の入力ポートはそれぞれ加算器４５０および４５２の出
力ボートに結合されている。加算器４５０は段２乃至Ｍ
からの合成された同相修正信号を発生し、加算器４５２
は段２乃至Ｍからの直角位相修正信号を発生する。

加算器４３０および４３２によって発生された信号はフ
ィルタ段１乃至Ｍからの各合成された同相および直角位
相修正信号である。合成された同相修正信号は減算器４
０４によって信号Ｒ□から減算されて信号Ｓ１を発生し
、合成された直角位相修正信号は減算器４０２によって
信号Ｒｑによって減算されΔ て信号Ｓｑを発生する。ゴースト打消しプロセッサで使
用される段Ｍの数に依存して、各段によって与えられる
遅延量を調整する必要がある。これによって、各段によ
って発生される修正信号は、減算器４０２および４０４
に時を得て供給されるように加算ツリーを得て伝播する
のに充分な時間を持つようにされる。

第６図はこの発明で使用するのに適した複素マルチプラ
イヤのブロック図である。第６図において、第１の実数
（同相〕および虚数（直角位相）値工□およびＱ工は各
マルチプライヤ６１０および６１２に供給される。Ｉよ
およびＱ□はまたマルチプライヤ６１Ｂ　、６１６にそ
れぞれ供給される。第２の実数値工、および虚数値Ｑ、
はそれぞれマルチプライヤ６１６および６１８に供給さ
れる。工、およびＱ、はまたマルチプライヤ６１０．６
］−２にそれぞれ供給される。

マルチプライヤ６ユ０は工□と工、の積を生成して、そ
の結果を減算器６１４に供給し、マルチプライヤ６１２
はＱ□とＱ、の積を生成して、その結果を減算器６１４
に供給する。減算器６１４はＱ□とＱ２の積を■、と工
、の積から減算して実数出力値工、を生成する。マルチ
プライヤ６１６と６１８はそれぞれ工、とＱ工の積、■
□とＱ、の積を生成して、これらの積を加算器６２０に
供給する。加算器６２０はこれらの積を加算して虚数出
力値Ｑ３を生成する。

前述のように、第４図に示すゴースト打消しプロセッサ
はマイクロプロセッサ２８２によって制御される。第８
Ａ、８Ｂおよび８０図はこれら３つの動作モード、すな
わち初期化、係数更新、およびゴースト打消しの各モー
ドにおけるマイクロプロセッサの各制御の流れを示すフ
ローチャートである。

第８Ａ図において、電源が受像機に供給されたとき、あ
るいは新しいチャンネルが選択されたとき、マイクロプ
ロセッサはその初期化モードを入力する（−２テツｆＢ
　１０　）。内部可変ＦＮ（フィールド番号の記憶）が
０にセットされ（ステップ８１２）、マイクロプロセッ
サ２８２は６番目の等化パルス検出器２４６　　からの
ｖＳパルス信号を待つ（ステップ８１４）。ｖＳパルス
が発生すると、マイクロプロセッサ２８２はＤＭＡ命令
を実行し、信号Ｒ工およびＲｑの各々の５１２個のサン
プルをＲＡＭ　２８４の予め定められた位置に転送する
（ステップ８１６）。ＶＳパルスに後続するフィールド
期間中、マイクロプロセッサは蓄積されたサンプルを試
験しくステップ８１８）、同相サンプル期間中の最大の
ステップ変化を発見する。この変化は垂直同期パルスの
リーディング・エツジであると仮定する。

ステップ変化直後のサンプル期間はトレーニング信号の
第２の部分の開始をマークする。第１の蓄積されたＲ□
に対するこのサンプル期間の数ハバ／ｌｚスＶｓに対す
る垂直同期パルスのタイミング全４９定する。このサン
プル数は内部可変Ｔｓで蓄積される。変化の直後に生ず
るサンプルＲ１およヒＲ，（’）値は前述・のようにゴ
ースト打消しプロセッサによって使用される値工ＲＥＦ
およびＱＲＦ！Ｆである。

Ｔ８および工ＲＦ、ＦとＱＲＥＦの値は５フイールドの
期間にわたって平均され、制御ステップ８２０およヒ８
２２　、およびステップ８１４への分枝によって示すよ
うにノイズを補償する。これらの値が決定されるとき、
マイクロプロセッサハＩＲＥＦおよびＱＲＥＦの値をゴ
ースト打消しプロセッサに蓄積させ（ステップ８２４）
、パルスをＭ個のフィルタ段の各々のリセット入力端子
に供給して（ステップ８２６）、それらの係数値をＯに
セットする。

制御フローのステップＡ（ステップ８２３）は初期化モ
ードの終了と係数更新モードの開始をマークする。第８
Ｂ図で、係数更新モードの第１ステツプ（ステップ８３
０）は可変ＦＮをリセットする。

次いでマイクロプロセッサはｖＳパルスを待ち（ステッ
プ８３２）、ＦＮを増加させる（ステップ８３４）。ｖ
Ｓパルスの受信後、マイクロプロセッサハクロック信号
ＧＫのＴ３パルスを計数しくステップ８３６）、第４図
のカウンタ４２８に供給される信号ＣＵをリセットする
。

ＣＵが０のとき、ゴースト打消しプロセッサはその係数
値を更新する。同時にマイクロプロセッサはＤＭＡ命令
を経て誤差信号Ｅ工およびＥＱの各々のＭ＝　２５６　
個のサンプルを蓄積する（ステップ８４０　）。

サンプル期間’ｒ８＋　２５６でこれらのサンプルが得
らレルト（ステップ８４２）、マイクロプロセッサは信
号ＣＵを論理１にセットしくステップ８４４）、このフ
ィールドに対する係数更新動作を終了させる。

次いでＥ□とＥＱの蓄積された値がマイクロプロセッサ
によって予め処理された対応する値に対してチェックさ
れ、すべての誤差値が予め定められた閾値以下に収斂し
ているか否かを決定する（ステップ８４６）。収斂を決
定する前にマイクロプロセッサは予め定められた時間（
例えば１秒間）誤差値をモニタすることが期待される。

この遅延はいずれの誤差値も振動しないことを保証する
ために望ましい。

もしすべての値が収斂していると、制御フローは係数更
新モードの終了とゴースト打消しモードの開始をマーク
するステップＢに分枝する（ステップ８５２）。約２秒
（１２０フイールドの期間）後すべての誤差値が収斂し
ていないと、マイクロプロセッサは可能な振動すなわち
発散誤差値に対応する係数をリセットしくステップ８５
０）、次いでステップＢに分枝する。

第８Ｃ図はゴースト打消しモードに対する制御フローを
示す。このモードではマイクロプロセッサは可変ＦＮを
リセットしくステップ８５４　）　、１２００のフィー
ルド期間（２０秒）が生ずる（ステップ８６０）まで各
フィールド期間中（ステップ８５６）それを増加する（
ステップ８５８）。これが生ずると、マイクロプロセッ
サはステップＡに分枝し、先に計算された係数をさらに
正確にするために係数更新モードを開始させる。

第７図は別のゴースト打消しプロセッサのブロック図で
ある。第７図に示すプロセッサは５段（７２０，７４０
，７６０，７７０および７８０）のみを含み、その各々
は可変遅延素子を含んでいる。遅延素子の各々によって
与えられる遅延量は、直接信号と各人なるゴースト信号
との間との遅延時間に対応シテマイクロプロセッサ２８
２によって制御される。

従って、第７図に示すプロセッサは５個のゴースト信号
に対してまで修正が可能である。

これら５個のゴースト信号のタイミングを決定するため
に、第９図に示すゴースト打消しプロセッサは修正フィ
ルタとして構成されていてもよい。

この修正およびゴースト打消しモードにおけるゴースト
打消しプロセッサの動作を理解するために、プロセッサ
を、その帰還路中に有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィ
ルタを含むＩＩＲフィルタとして考察するのが有効であ
る。ゴースト打消しモードではゴースト信号を打消すの
に適した遅延および係数値をもったＩＩＲフィルタとし
て構成されている。

しかしながら、修正モードでは帰還路は断ち切られ、プ
ロセッサはＦＩＲフィルタとして構成される。

この５段のフィルタによって使用される遅延の値はそれ
ぞれ１．２．３．４．５サンプル周期であり、係数は以
下に述べるように直接信号の垂直同期の変化を覆う５個
のサンプル値から得られる。

修正モードでは、プロセッサは整合した修正フィルタと
して構成されている。

第１図に示すマイクロプロセッサ２８２とゴースト打消
しプロセッサ２８０の組合せは、初期化、ゴースト信号
相関、係数更新、およびゴースト打消しの４つの独立し
たモードで動作する。初期化モードは以下第９Ａ図を参
照して述べるように、前に第４図および第８Ａ図を参照
して述べた初期化モードとは異っている。このモードで
はマイクロプロセッサは６番目の等化パルスに後続する
５１２のサンプル期間に対する信号Ｒ□の振幅をモニタ
し、６番目の等化パルスに関する垂直同期パルスのリー
ディング・エツジのタイミングを決定し、修正係数を発
生する。

第７図において、各アナログ−デジタル変換器２３２お
よび２３４によって与えられる信号Ｒ工およびＲ１はそ
れぞれ減算器７０４および７０２に供給される。

ゴースト打消しモードでは、５段の修正およびゴースト
打消しフィルタ’ｉ’２０　、’ｉ’４０　、’７６０
　、７’１０および７８０によって発生される合成され
た同相および合成された直角修正信号は減算器７０４お
よび７０２において各信号ＲＩ＞よびＲｑから減算され
る。このモードでは、減算器７０４および７０２は修正
された信号Ｓ１およびＳ、を発生する。信号Ｓ１はゴー
スト打消しプロセッサの出力信号である。

しかしながら修正および係数更新モードでは、０値サン
プルは各減算器’７０４および７０２によってＲ１およ
びＱ□から減算され、信号Ｒ工およびＲ８は各微分回路
′７９３および７９０に供給される。これらの各微分回
路はそのとき供給されたサンプルを、そのときのサンプ
ルの直前に回路に供給されたサンプルから減算する。微
分回路７９０および７９３によって与えられる微分サン
プルは各制限回路７９１および７９４によって４０　Ｉ
ＲＥ以下の値を持つように制限される。この制限ステッ
プによってトレーニング信号の第２の部分中に生ずるノ
イズ・スパイクによる悪影響を減少させる。制限回路′
７９１およびツ９４によって発生される信号は各減算器
７９２および７９５に供給される。係数更新モードでは
、これらの減算器は５個のフィルタ段によって発生され
た修正信号を微分されたＲ１およびＲ□から減算して各
誤差信号Ｅ、およびＥ工を発生させる。信号Ｅ、１およ
びＥｌはマイクロプロセッサ２８２に供給されて、この
発明の実施例では係数値を更新するだめの計算を実行す
る。

微分され且つ制限されたＲＩオよびＲｑ倍信号各２乗回
路′２９７および／９６に供給される。これらの回路は
各サンプル値をそれ自身の値で逓倍して、その出力サン
プルを加算器７９８の各入力ポートに供給する。加算器
７９８は２乗された微分サンプルを加算してＲ１および
Ｒ８信号のベクトル和の大きさに相当する信号ＭＡＧを
発生させる。信号ＭＡＧは相関モード期間中、５個のフ
ィルタ段によって使用されて、直接信号に関して５個の
ゴースト信号までの遅延を決定する。

信号Ｅｑ　、　Ｑ、およびＭＡＧはマルチプレクサ７０
６のそれぞれの異々る信号入力ポートに供給され、信△ 号−１Ｓ□および信号源７０８によって供給される０値
信号はマルチプレクサ７１０の対応する入力ポートに供
給される。マルチプレクサ７０６および７１０はマイク
ロプロセッサ２８２からの信号ＭＯＤＩＵによって制御
されて、異なる動作モード期間中フィルタ段に適当な信
号を供給する。

装置がその係数モードにあるとき、トレーニング期間中
に信号Ｅ、およびＥ□が与えられ、装置がそのゴースト
打消しモードにあるとき、信号Ｓ□およΔ びＳ、が与えられ、装置がその相関モードにあるとき、
信号ＭＡＧと信号源７０８からの０値信号が与えられる
。マルチプレクサ’ｉ’０６および７１０からの信号出
力は５個の相関およびゴースト打消し段−ｉ’２０．７
４０．７６０．７７０および７８０に並列的に供給され
る。これらの５段は構造的に同じであるので、１つの段
７２０についてのみ詳細に説明する。

マルチプレクサ″１０６および７１０によって与えられ
る信号は可変遅延素子７１４に供給される。遅延素子７
１４は例えば２個のプログラム可能デジタルシフト・レ
ジスタを含み、各レジスタは２９３個の８ビット段ヲ有
している。そして一方のレジスタはマルチプレクサ７０
６によって与えられる信号用として、他方のレジスタは
マルチプレクサ”１０によって与えられる信号用として
設けられている。

シフト・レジスタがこれらの信号を遅延させる時間の大
きさはマイクロプロセッサ２８２によって与えられる遅
延制御信号Ｄ工によって制御される。マルチプレクサ７
１０および７０６からの遅延信号はそれぞれ複素マルチ
プライヤ’７１８の第１の実数および虚数入力ボートに
供給される。各ラッチ７２２．７２１からの同相および
直角位相係数値ＩＣ□およびＱＣ工はマルチプライヤ７
１８の第２の実数および虚数人カポートにそれぞれ供給
される。各値ＩＣ□、ＱＣ□はマイクロプロセッサ２日
２によって各ラッチ７２２および７２１に供給される。

複素マルチプライヤ７１Ｂから供給されるサンプルはゴ
ースト打消し装置の異なる動作モードにおいて異なる意
味をもっている。相関モードでは、信号源７０８からの
０値信号はマルチプライヤ７１Ｂの第１の実数入力ポー
トに供給され、０値係数は第２の虚数人力ポートに供給
されるので、実数すなわち同相出力サンプルは０である
。虚数すなわち直角位相出力サンプルは相関フィルタの
第１の段の出力を表わす。

係数更新およびゴースト打消しモードでは、マルチプラ
イヤ７１Ｂによって与えられるサンプルは、遅延値Ｄ□
によって表わされる時間量だけ直接信号に対して遅延さ
れたゴースト信号を修正する信号を表わす。５つの段’
ｉ’２０　％　７４０．７６０．７７０および７ｅＯの
各々はそれらの対応する複素マルチプライヤの出力ポー
トに同様な信号を発生する。

各マルチプライヤによって与えられる同相および直角位
相信号は各画１および第２の加算ツリーで加算され、そ
れぞれデマルチプレクサ’ｉ’１３　、’７１２に供給
される。第１の加算ツリーは加算器７３０および＋７５
０、第１フィルタ段’ｉ’６０　、’７７０中の対応す
る加算器を含んでいる。第２の加算ツリーは加算器７３
２と７５２、およびフィルタ段７６０および７７０中の
対応する加算器を含んでいる。これらの加算ツリーは第
４図を参照して述べたものと同様であるので、とＮでは
説明する必要はない。

デマルチプレクサ７１３および７１２ハマイクロプロセ
ツサ２日２から供給されるモード信号によって制御され
て、第１および第２の加算ツリーの出力信号を相関およ
び係数更新モード期間中、各遅延素子７０５および＋２
０７に供給し、またゴースト打消しモード期間中、各減
算器７０４および７０２に供給する。遅延素子７０５お
よび７０７は微分回路７９３および７９０、制限回路７
９４および７９１を通過するときの処理遅延を補償する
。遅延素子７０５および７０７によって与えられたサン
プルは各減算器７９５および７９２によって微分され且
つ制限されたＲ□およびＲＱ倍信号ら減算されて、それ
ぞれ誤差信号Ｅ□およびＥｑを発生する。

デマルチプレクサ７１２の出力信号ＣＯＲはまた相関フ
ィルタの出力信号でもある。この信号はマイクロプロセ
ラｆ２８２で使用されて、直接信号に対するすべてのゴ
ースト信号のタイミングを決定する。第４図に示す実施
例と同様に、第７図に示すゴースト打消シプロセッサは
マイクロプロセッサ２日２によって制御される。第９Ａ
図乃至第９Ｄ図はこの発明のこの実施例についての４つ
の動作モードのマイクロプロセッサ２８２の制御の流れ
を示すフローチャートである。

第９Ａ図において、マイクロプロセッサは、電源が受像
機に供給されたとき、あるいは新しいチャンネルが選択
されたとき、その初期化モードを入力する（ステップ９
１０）。内部可変ＦＮはＯにセットされ（ステップ９１
２　）　、マイクロプロセッサは６番目の等化パルス検
出器２４６からの信号ＶＳの次のパルスを待つ（ステッ
プ９１４　）。そのパルスが生ずるとマイクロプロセッ
サは可変ＦＮを増加させる。

ＶＳパルスが発生した時、マイクロプロセッサはＤＭＡ
命令を実行して、信号Ｒ□およびＲｑの各々の５１２個
のサンプルをＲＡＭ　２Ｂ４の予め定められた位置に転
送する（ステップ９１６）。第８Ａ図に関して前に述べ
たように、これらのサンプルは垂直同期パルスのリーデ
ィング・エツジを表わすサンプルを含んでいる。マイク
ロプロセッサはこれらのサンプル値が転送されるまで待
ち状態を入力する（ステップ９１７）。

パルスＶＳに続くフィールド期間中、マイクロプロセッ
サは（９）式に従ってサンプルＲ工およヒＲＱの各対に
対する値ｍを計算する（ステップ９１８）。

ｍ−（Ｒ工（ｎ）−Ｒ工（ｎ−１）　）　＋　（Ｒｑ（
ｎ）−Ｒｑ　（ｎ−１）　）２これらの値は信号Ｒ工お
よびＲ８の合成された微分値の瞬間の大きさに相当する
。サンプルＭは、トレ従って、非０値のサンプルは垂直
同期パルスのリーディング・エツジおよび垂直同期パル
スのリーディング・エツジのゴーストにおいて生ずる。

もしＭの値をプロットすると、得られた波形は垂直同期
パルスのリーディング・エツジでピークを持ち、サンプ
ルされた期間における垂直同期パルスのゴーストの各々
において小ピークを持つ。これらのピークの形は直接信
号とゴースト信号との相対的な位相には関係なく実質的
に同じである。

マイクロプロセッサ２日２は値ｍを試験しくステップ９
２０）、内部可変ＴＳを最大ピークの中心サンプルに相
当するサンプル値（すなわち、パルスＶＳと垂直同期パ
ルスのリーディング・エツジとの間のサンプル数）の指
数にセットする。この指数を持つサンプル値、その直前
の２つのサンプル、その直後の２つのサンプルは、５個
のサンプルの平均値を各サンプルから減算するととによ
って規格化し、５個の相関係数としてＲＡＭ　２８４に
蓄積される。

相関係数ＣＣ１、ＣＧ２、ＣＣ３、ＣＣ４およびＣＣ５
は蓄積され、それらが引出されるサンプルの順序で使用
される（例えば、ＣＣ３はサンプルｍの最大ピーク値に
対応する）。信号Ｒ工およびＲ１中のノイズを補償する
ために、Ｔ８およびＣＣ１乃至ＣＣ５の値は５フイ一ル
ド期間にわたって平均される（ステップ９２２）。

加算器７９８によって発生された信号ＭＡＣｉがマイク
ロプロセッサ２８２によって発生された値ｍと実質的に
同じであることに注目する必要がある。これはステップ
９１６について、信号ＭＡＧのサンプルは信号Ｒ工およ
びＲｑのサンプルの代りにＲＡＭ　２８４　Ｋ転送され
、式（９）によって表わされる計算がステップ９１Ｂか
ら除かれることを意図している。

マイクロプロセッサ２８２の制御の流れの次のステップ
９２４で、フィルタ係数（ＩＣ％ＱＣ）および遅延値（
Ｄ）が、そのとき選択されたチャンネルに対して既に計
数され、蓄積されているか否かを決定する。もしこれら
の値が蓄積されていると、ステップ９２６においてゴー
スト打消しプロセッサ中の対応スるラッチに転送される
。次いで、ステップ９２８においてマイクロプロセッサ
は、第９Ｂ図を参照して後程述べるように係数更新モー
ドを入力する。

しかしながら、チャンネルに対する係数および遅延値が
蓄積されていないと、ステップ９２５においてマイクロ
プロセッサは相関モードを入力する。

第９Ｃ図は相関モードにおけるマイクロプロセッサ２８
２の制御の流れを示すフローチャートである。

第１ステツプ９７０でＭＯＤＥ信号をその相関値にセッ
トする。次いでステップ９７２で、相関係数ＣＣＩ乃至
ＣＣ５は各々のバスＩＣよ乃至工Ｃ５を経て５個のフィ
ルタ段の工係数ラッチにローディングされ、１乃至５の
サンプル期間の遅延値（Ｄ）は各５個のフィルタ段’ｉ
’２０　、’ｉ’４０．７６０　、’７’ｉ’Ｏおよび
７８０の遅延素子にローディングされる。

ステップ９７４で内部フィールド計数可変ＦＮがリセッ
トされる。次いでマイクロプロセラ＋　２８２ハ信号ｖ
Ｓの次のパルスを待ち（ステップ９７６）、このパルス
が生ずるとＦＮを増加させる。ステップ９７８でマイク
ロプロセッサはそのパルスの後のＴｓ＋でのサンプリン
グ周期を待ち、ＤＭＡ命令を実行して信号ＣＯＨの２９
３個のサンプルを得る。サンプル期間での数は信号Ｒ１
およびＲ１から信号ＣＯＲを発生する回路を通過すると
きの処理遅延を表わす。マイクロプロセッサは、垂直同
期パルスのリーディング・エツジの各ゴーストが生ずる
サンプル指数（Ｄ）を決定する前にすべてのサンプルが
転送されるまで待つ（ステップ９８２）。すべてのゴー
ストに対するサンプル数はノイズを補償するために５フ
イ一ルド期間にわたって平均される（ステップ９８４）
。

第マ図を参照すると、相関モードにおいてマルチプレク
サ７０６は信号ＭＡＧを遅延素子’ｉ’１４を経て複素
マルチプライヤ７１日の虚数（直角）入力ポートの１つ
に供給する。マルチプレクサ’ｉ’ｌｏは信号源７０８
からの値を対応する実数（同相）入力ポートに供給する
。

マイクロプロセッサは相関係数ＣＣＩをバスＩＣ□を経
てラッチ７２２に供給し、０値をバスＱｃｍを経てラッ
チ７２１に供給する。ラッチ’ｉ’２１および７２２は
複素マルチプライヤ７１Ｂにそれぞれ第２の虚数および
実数入力値を供給する。１つの実数入力値と１つの虚数
入力値とが０であるので、複素マルチプライヤの実数出
力値はＯである。

マルチプライヤ７１８の虚数出力値と段’７４０、’ｉ
’６０、’ｉ’７０．　’ｉ’８０の対応するマルチプ
ライヤの虚数出力値は加算器７３２および７５２を含む
加算ツリー中で加算される。加算された値はデマルチプ
レクサ７１２に供給され、該デマルチプレクサ’／１２
　ハマイクロプロセッサ２８２から供給されるモード信
号の制御の下で加算された信号をバスＣＯＨに導く。

この構成ではゴースト打消しプロセッサは出力重み付け
ＦＩＲフィルタとして動作する。上述のように、５段の
フィルタによって使用される各遅延値はそれぞれ１．２
．３．４．５のクロック周期であり、このフィルタの重
み付は係数は式（９）に従って垂直同期パルスのリーデ
ィング・エツジにおいて信号Ｒ工およびＲ１から計算さ
れた５個の連続する値ｍを規格化することによって発生
される。

微分回路７９０および７９３、制限回路’７９１および
７９４．２東回路７９６および７９７　、加算器７９８
はトレーニング信号波形の第２の部分のサンプルに関し
て式（９）と同様な計算を実行する。その結果、ゴース
ト打消しプロセッサは相関モードにおいて整合された相
関フィルタとなる。

サンプルＣＯＨによって表わされる出力信号の波形は垂
直同期パルスのリーディング・エツジのゴーストに対応
するサンプル数でピークを持っている。マイクロプロセ
ッサ２８２は５個の最大ピークのサンプル数を決定し、
例えばＤＩが最小サンプル数、Ｄ５が最大のサンプル数
であるとすれば、それらを値ＤＩ乃至Ｄ５として蓄積す
る。

第９Ｃ図を参照すると、一旦遅延値Ｄ１乃至Ｄ５が決定
されると、マイクロプロセッサ２日２ハステツプ９８６
においてＯ係数値をパスＩＣ□乃至工Ｃ５、ＱＣ□乃至
ＱＣ５を経て５個のフィルタ段に供給し、Ｄｌ乃至Ｄ５
の値をその段の各可変遅延素子にローディングする。ス
テップ９２８でマイクロプロセッサハ係数更新モードを
入力する。

係数更新モードにおけるマイクロプロセッサの制御の流
れは第９Ｂ図に示されている。第１ステンプ９３０にお
いて１信号ＭＯＤＥをその係数更新値に変化させ、内部
フィールド数可変ＦＮをリセットする。次いで、マイク
ロプロセッサは信号ｖＳの次のパルスを待ち、ＦＮを増
加させる（ステップ９３２）。

ステップ９３６でマイクロプロセッサはｖＳパルスの発
生後Ｔ８＋てのサンプル周期を待ち、直接メモリ・アク
セス命令（ステップ９４０）を経て誤差信号Ｅ工および
Ｂｑのサンプルを得る。マイクロプロセッサはステップ
９４２を完結するためにメモリ・アクセスを待ち、式（
８）で述べた演算と同様な演算を使用して、係数ＩＣ□
乃至ＸＣ５およびｑｃｍ乃至ＱＣ５に対する新しい値を
計算する。この実施例に対しては次の式（８）は式（ｌ
Ｏ）のようになる。

ｈＫ（１＋１）＋：ｈＫ（ｉ）＋２μＥ　ｉ　（ｎ）　
Ｅ　ｉｎ　（ｎ−Ｋ　）　　　　　　　ｆｌｏ１式（圃
において、ｈＫ（ｉ＋１）およびｈ　Ｋ（１）は、Ｋク
ロック周期に等しい時間遅延をもったフィルタ段に対す
る新しい係数値と旧い係数値をそれぞれ表わす・複素数
である。複素係数ｈＫ（ｉ）は式（１１）によって表わ
される。

ｈＫ（ｉ）＝ＩＣＫ（ｔ）十ｊＱＣＫ（ｉ）　　　　　
　　　　　　　　　　（ｎ）項Ｅｉ（ｎ）は、直接信号
に対してにクロック周期だけ遅延されたゴースト信号の
２つの垂直同期パルスのリーディング・エツジの中央に
おける誤差信号Ｅ工およびＥ、の値を表わす複素数であ
る。信号Ｅ工およびＥ、はそれぞれ微分され且つ制限さ
れた信号Ｒ□１およびＲ８を表わすので、５ＲＦＦに対
する基準値は０である。最後に、項ＴＡｉｘ　（ｎ−Ｋ
）はＥ□（０）の複素変化を示す複素数である。すなわ
ち、直接信号からの垂直同期パルスのリーディング・エ
ツジの中央サンプルに対するＥ工と２の補数化されたＥ
、の値である。値２．ＩＩは例えば２−１３に等しいス
ケーラ適合定数である。

新しい係数値が計算されると、それらは適当なフィルタ
段のラッチにローティングされる（ステップ９４４　）
。次いでマイクロプロセッサは例えば１秒間にわたる収
斂に対して誤差信号Ｅ□およびＥ。

をチェックする。もし誤差信号が収斂すると（ステップ
９４６　）　、制御の流れはゴースト打消しモ−ドに分
枝する（ステップ９５２）。もし係数が収斂し々いと（
ステップ９４８）、マイクロプロセッサは分枝してステ
ップ９３２に戻り、１２０フイールドが処理されるまで
（２秒）他のフィールドの垂直同期パルスを処理する。

２秒後に誤差信号ＥＩおよびＥＱが収斂していないと、
マイクロプロセッサは係数を収斂していない誤差信号値
に相当するＩＣおよびＱＣにリセットしくステップ９５
０）、ゴースト打消しモードに分枝する（ステップ９５
２）。

この発明の実施例のゴースト打消しモードに対する制御
の流れは第９Ｄ図に示されている。このフローチャート
は信号ＭＯＤ１ｉ：が最初そのゴースト打消し値にセッ
トされる（ステップ９５４）ことを除いて第８Ｃ図に示
すフローチャートと同じである。

第９Ａ図のステップ９２６は、係数更新モードを入力す
る前に再蓄積される特定のチャンネルに対する先に計算
された係数値を表わす。視聴者はこのステップを無視し
て、ゴースト打消し装置を遅延（Ｄ）の新しい値および
フィルタ係数（ＩＣおよびＱＣ）の新しい値に相関させ
、計算させることができる。

この選択はテレビジョンのアンテナの位置が次から次へ
と変化する可能性のあるときに望捷しい。

上述のこの発明の実施例はデジタル回路に関するもので
あるが、この発明は電荷結合装置（ＣＯＤ）やアナログ
演算回路（加算器、減算器、マルチプライヤ）のような
アナログ・サンプル・データ回路を使用して実施するこ
ともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を説明するのに有効な直接信号に対す
る任意のゴースト信号の波形を示す図、第２図はこの発
明の原理を実施しだテレビジョン受像機のブロック図、 第３図は第２図に示す実施例の動作を説明するのに有効
な波形を示す振幅と時間の関係を示す図、第４図は第２
図に示す実施例と共に使用するのに有効なゴースト打消
しプロセッサのブロック図、第５図は第４図に示すフィ
ルタと使用するのに適した係数更新回路のブロック図、 第６図は第４図および第５図に示す回路と使用するのに
適した複素マルチプライヤのブロック図、第７図は第２
図に示す実施例と共に使用するのに適したゴースト修正
プロセッサの別の実施例のブロック図、 第８Ａ図、第８Ｂ図、第８Ｃ図、第９Ａ図、第９Ｂ図、
第９Ｃ図および第９Ｄ図は第２図に示すマイクロプロセ
ッサの動作を説明するのに有効なフローチャートである
。 ２１０・・・信号源 ４１４．４１６．７１４・・・遅延手段、４１８．７１
８・・・スフ−リング手段、 （５６）・

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）トレーニング信合成分を有する直接信号と搬送波
   信号を変調する遅延直接ゴースト信号とを含む入力信号
   の信号源と、 上記信号源に結合されていて上記搬送波信号と同相の第
   １のベースバンド信号と、上記搬送波信号と直角位相の
   第２のベースバンド信号とを引出す信号引出し手段と、 上記第１および第２のベースバンド信号を受信するよう
   に結合された実数および虚数入力端子と、該入力端子に
   供給された信号を遅延させるための遅延手段と、該遅延
   手段によって与えられる信号を複素フィルタ係数でスケ
   ーリングする手段とを有し、上記ゴースト信号を相対的
   に除外して上記直接信号を表わす出力信号を発生するサ
   ンプルされたデータ用複素フィルタと、 上記信号源およびフィルタに結合されていて上記複素フ
   ィルタ係数を発生させる手段とからなり、上記複素フィ
   ルタ係数を発生させる手段は、上記トレーニング信号に
   応答して上記フィルタによって発生された出力信号に応
   答して、上記トレーニング信号から複素誤差信号を発生
   させる誤差信号発生手段と、上記複素誤差信号を上記遅
   延手段によって供給された複素信号と算術的に合成して
   複素係数更新値を発生する手段と、上記合成手段と上記
   フィルタとに結合されていて上記複素係数更新値と先に
   発生された複素係数更新値とを合成して上記複素フィル
   タ係数を発生する手段とからなる、ゴースト打消し装置
   。