JPS63287269A - 波形歪検出方式及び受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はテレビジョン映像信号を取扱う分野に利用され
、具体的にはゴーストキャンセラー、波形等化量、ゴー
スト測定器等に利用できる波形歪検出方式に関する。

（従来の技術） 本発明は波形歪除去装置等に使用される基準信号に係る
ものであり、波形歪で最も代表的なものはテレビジョン
信号の伝送系で発生するゴーストであるから、以下の説
明はゴーストキャンセラーに関連づけて説明する。波形
等化器についても同様の考え方ができるので波形歪除去
方式の一般的な説明をしていることになる。

第３図は一般に用いられているゴーストキャンセラーの
構成図である。同口に基づき従来の波形歪検出方式につ
いて説明する。ゴーストキャンセラーは機能別に大きく
分けると、フィルタ部１、基準信号抽出回路２、重み付
は制御回路３の３つに分けられる。

フィルタ部１は縦続接続されたタップ付遅延回路とそれ
ぞれのタップに重み付けをして合成するトランスバーサ
ルフィルタを非巡回型又は巡回型で構成するが、一般的
にはその混合型で構成される。その特性を入力ラインＪ
Ｌ１に対する出力ラインＪ、２の伝達関数Ｈ（Ｊ）で表
わすと、但し、Ｔ−タップ遅延回路の単位遅延時間、ａ
ｎ、　ｂｍ−重み付は値、 チー周波数、 のようになる。このＨ（Ｚ＞によって、波形歪によって
発生する周波数特性の歪を修正することができる。この
時の重み付け＠ａｎ、　ｂｍの値を制御するのが重み付
は制御回路３であり、映像信号の中から重み付けのため
の情報を抽出するのが基準信号抽出回路２である。

ゴーストの検出にはできるだけ幅の狭いパルスが適して
おり、従来は垂直同期信号の前縁部を微分したものが用
いられていたが、近年ゴースト障害対策の重要性が叫ば
れるようになり、幾くっがの波形が用いられるようにな
ってきている。その中の１つでは第４図＜ａ　）に示す
信号ａは、ランダム・パルス列と呼ばれる信号であり、
振幅が一定でパルス幅がランダムになっている信号が一
水平走査期間に重畳されている例である。本発明はこの
信号に関連したものである。因みに（擬似）ランダムパ
ルス（信号）例とは振幅一定でパルス幅、パルス周期が
ランダムになっている波形である。

第３図のラインＪＬｓに第４図＜ａ　＞に示す信号ａが
加えられると、ゴースト等の波形歪が存在しない場合は
、出力ラインの１．２に信号ａがそのまま取り出される
。次にラインＪ１２の信号は基準信号抽出回路２に加え
られる。ここではまず、信号ａの水平同期信号の平坦部
をクランプし、次にランダム・パルス列の部分を加算平
均してその直流分を抽出し、この直流分を基準電位とし
てコンパレータ等によりランダム・パルス列から理想的
な矩形パルス列ＳＯを作り出す。一方、直流分を取り除
きランダム・パルス列の部分を抜き取り（第４図（ｂ　
）に示す信号ｂ）、矩形パルス列ＳＯとの間の相互相関
演算を行う。この相互相関演算によって、信号すの波形
は第４図（Ｃ）に示す信号Ｃのようなパルス信号に変換
される。第５図はこのパルス信号の特性の１例を表わし
た図であり、このパルス信号は４．２Ｍ　ＨＺまでの映
像信号の周波数帯域成分を含んでいる。このパルス信号
を基準信号とし、これを含む時間幅ＴＯの区間内におけ
る波形歪を検出する。第４図（ｄ　）に示す信号ｄはそ
の１例であり、時間τ０だけおくれだ位置にピーク値が
ａ（＜１）（但し、基準信号のピーク値を１．０とした
時）のゴーストが検出される例である。この情報は重み
付は制御回路３に転送され、重み付は位置、重み付けの
量が計算さ′れて、６、゛上記（１）式における重み付
は定数ａｎ、　ｂｍの値が修正され設定される。

このように、基準信号抽出回路２における波形変換、歪
検出、そして重み付は制御回路３の重み付は値の演算修
正、上記（１）式等で代表されるフィルタリング処理は
周期的に存在する信号ａの波形を検出する毎に繰返えさ
れ、徐々にゴースト等の波形歪を軽減するような動作を
している。

重み付は制御回路３は相関演算等を行うため、一般には
基準信号抽出回路２の機能を一部取込みＣＰｔＪ等を中
心に構成され、ソフトウェアで処理されることが多いが
、処理時間等で問題がある場合は、更に数値演算プロセ
ッサー、又はハードウェアを併用することもある。

なお、第４図（ａ　）におけるランダム・パルス列は一
定周期、例えば１フレーム毎に配置され、かつそのたび
毎にランダム・パルス列の配列が変わるようになされて
いる。

（発明が解決しようとする問題点） 上述した第３図〜第５図を用いて説明してきた従来の波
形歪検出方式における問題点は、ランダム・パルス列の
ＤＣ（直流）分の処理及び−その使い方にある。即ち、
一般に映像信号処理系ではサグ等の低域歪はさけられな
い問題であり、その対策のために設けられるクランプ回
路もゴースト等が水平同期信号に影響を与えるような数
μｓの遅延時間のものであると、サグ等を完全には吸収
できなくなることがある。波形にキズを残さないように
ソフトにクランプさせるのが普通であるため条件が更に
悪くなる。又ゴーストが混入するとＡＧＣ動作もかなり
悪化するためサグを助長するように働（。従って第４図
（ａ）に示すようなランダム・パルス列のＤＣ成分の電
位は一般にある傾斜をもっていると判断するのが普通で
あり、従来例の説明で述べたような加算平均によるＤＣ
電位の検出及びコンパレーターへの比較基準電位の設定
による第４図（ｂ）に示すようなランダム・パルス列の
抽出及びその理想的な矩形パルス列ＳＯへの変換は不完
全にならざるをえなかった。

従って、第４図（Ｃ）及び（ｄ　）に示すような基準信
号Ｃ及びゴースト等の波形歪を含む基準信号部ｄは、本
来必要な情報以外の不要な情報も含まれてしまい、当然
ながら波形歪の軽減、除去の動作も不完全にならざるを
えず、最悪の場合はフィルタ一部１の動作が発散してし
まうというようなことも起っていた。

（問題点を解決するための手段） 上述した問題点を解決するために、本発明は、波形歪検
出方式を、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周
波数帯域の全ての周波数成分を包含する第１の擬似ラン
ダムパルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１の
水平走査期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の水
平走査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と極
性が反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映像
信号に重畳する映像信号を送出する信号形成手段と、こ
の信号形成手段から供給される映像信号中の前記第１及
び前記第２の水平走査期間の信号を演算して水平同期信
号及びバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得た
抽出擬似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段
とを備えた構成とした。

（実施例） 本発明になる波形歪検出方式は、例えば下記する構成で
ある。即ち、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号
周波数帯域の全ての周波数を包含する第１の擬似ランダ
ムパルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１の水
平走査期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平
走査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と極性
が反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映像信
号に重畳する映像信号を送出する信号形成手段（例えば
、第１図に示す構成のものであり、加算器４、低域濾波
器５，６、スイッチ回路７）と、この信号形成手段から
供給される映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走
査期間の信号を演算して水平同期信号及びバースト信号
を除去し、直流成分を相殺して得た抽出擬似ランダムパ
ルス信号列を抽出する信号抽出手段（２ｍＨ遅延回路８
、減算器９、スイッチ回路１０）と、前記信号形成手段
から供給される映像信号中の前記第１及び前記第２の水
平走査期間の信号を比較、演算及び低域濾波して得た前
記信号形成手段における前記抽出擬似ランダムパルス信
号列と略同等の再生擬似ランダムパルス信号列を再生す
る信号再生手段（加算器１２、比較器１３、低域濾波器
１４）と、前記信号抽出手段で抽出された前記抽出擬似
ランダムパルス信号列及び前記信号再生手段で再生され
た前記再生擬似ランダムパルス信号列の相関演算、加算
平均化処理により映像信号周波数帯域の全ての周波数帯
域を包含する基準信号を抽出する基準信号抽出手段（相
間器１１、加算平均回路１５）と、この基準信号抽出手
段において同時に検出される映像信号の波形歪を前記基
準信号の波形を基準にして検出する波形歪検出手段（重
み付は検出回路３）とを備えたことを特徴とする波形歪
検出方式である。

第１図は本発明になる波形歪検出方式の映像信号送出側
の一実施例構成図、第２図は本発明の受信側の一実施例
構成図・、第６図（ａ）〜（：）は第１図、第２図に示
す構成の動作説明用の波形図である。前述したものと同
一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

まず第１図と第６図を用いて、波形送出側の説明をする
。

第６図（ａ　）は第４図＜ａ　＞に示す信号ａと全く同
じ波形を示しており、映像信号中の一水平走査期間に振
幅一定でパルス幅がランダムな第一のランダム・パルス
列が挿入されている例を模式的に示した図である。同図
において、バースト信号の上のＯ及び○の記号は相対的
な色副搬送波の位相極性を表わしたものであり、■に対
してＯは１８０°の位相、即ち極性が反転していること
を表わしている。

第６図（ｂ）は同図＜ａ　）に示す波形の位置から２ｍ
Ｈ（但し、ｍはＯ以外の整数、Ｈは水平走査期間）の時
間、即ち偶数Ｈ離れた水平走査期間に同図（ａ　）の第
１のランダム・パルス列の極性を反転した第２のランダ
ム・パルス列が挿入されていることを示した図である。

ランダム・パルス列の上側に付記しである０の記号は同
図（ａ　’）における０に対してランダム・５パルス列
の極性が反転していることを表わしている。なお、振幅
及び挿入位置等地の条件は全く同じである。第６図（ｂ
　）に示す波形のもう１つの特情は同図（ａ　）との相
対的な位置関係からバースト信号の振幅及び極性が同図
（ａ）と全く同じになるという点である。勿論水平同期
信号の波形も同じ形をしている。

第６図（ａ　’）に示す信号波形を５（ｔ）、同図（ｂ
）に示す信号波形を５（ｔ−２！ＩＩＨ）とすφ。

これら２信号の具体的な形成法の１例を第１図に示す。

同図でラインＬ３にはブランキングレベル、即ち無信号
の走査期間をもつ映像信号が加えられる。ライン１４に
は第１のランダム・パルス列（直流分を含む、極性０の
もの）が加えられる。

ライン１５には第２のランダム・パルス列（直流分を含
む、極性Ｏのもの）が加えられる。ラインＪ１４及びＪ
ｌｓの信号はそれぞれ第５図に示すような適当なロール
オフ特性をもつ低域浦波器（ＬＰＦ）５．６に加えられ
、それぞれラインＪｌｒ、及び、！７から取り出されス
イッチ回路７に加えられる。

スイッチ回路７はラインＪｌｓに対して第６図（ａ　）
の波形を作り出す時にはライン１６を、そして第６図（
ｂ）の波形を作り出ず時にはラインＪ１７を接続し、他
の水平走査期間の場合は信号を送らないように動作され
る。

加算器４はライン１３とラインＪｌａの信号を加算合成
する。かくてラインＪ１ｇには第６図＜ａ　＞及び（ｂ
）に示す波形が得られる。又、ゴースト等の波形歪の検
出及び除去動作は一回の波形検出では完了できないので
、第６図＜ａ　＞及び（ｂ）に示す波形の発生は映像信
号の性質を利用し、垂直ブランキング期間等に挿入され
ることが多いため、一定周期、例えば１フレ一ム周期毎
に繰返し伝送されることになる。勿論、ランダム・パル
スのパルス配列即ちランダムさはこの周期毎に変わるこ
とになる。

以上説明したのが映像信号の送出側、例えば放送局側の
処理である。

゛　次に、第２図と第６図を用いて波形受信側の説明を
する。受信側における波形歪除去装置（ゴーストキャン
セラー）の例としては従来例の説明で使用した第３図と
同様のシステム構成とするが、基準信号抽出回路２の構
成内容が従来例と異なっている。第２図は本発明を具体
化する基準信号抽出回路２の一実施例構成図である。

同図において、ライン１２の入力ラインには第６図（ａ
）（又は同図（ｂ）に示す映像信号が加えられる。この
信号は偶数Ｈ（２＋ｎＨ，＋ｎはＯを含まない整数、Ｈ
は水平走査期間）の遅延を与える２　ｎ＋ｆ−１遅延回
路８と減算器９及び加算器１２に加えられる。遅延回路
８の出力信号を５（ｔ）、そしてライン１２上の信号を
Ｓ　（ｔ、−２ｍ１−１）とした時、それぞれの映像信
号の波形は第６図（ａ　’）及び（ｂ）に対応する。

減算器９は、第６図（ａ　）のＳ（ｔ＞の波形から第６
図（ｂ）のＳ　（ｔ　−２ｍＨ）の波形を減算処理する
。得られる波形Ｒ（ｔ　’）は１、Ｒ（ｔ　　）　　−
ＥＳ　　（ｔ　　）　　−８（ｔ　　−２ｍＨ）　　］
／２・・・■ で表わされるが、第６図（Ｃ）に示す波形のように、同
図（ａ　）のランダム・パルス列の直流成分が取り除か
れた波形となる。水平同期信号及びバースト信号は同図
（ａ　）と同図（ｂ）とでは同一の極性、後幅であるた
めに相殺され消えてしまう。

水平周期毎に存在するサグのような低域歪も相殺されて
消えてしまい、重畳されているランダム・パルス列だけ
がそのまま抽出されることになる。

このように、水平同期信号及びバースト信号が相殺され
た分だけゴースト、即ち波形歪の検出範囲が拡゛がった
こと、及びサグ等の低域歪分を含めて直流成分を除去し
たランダム・パルス列が得られることが本発明の特徴に
なっている。

スイッチ回路１０は減算器９からの信号、即ち第６図（
Ｃ）に示す波形から波形歪検出のために必要な時間幅の
信号を抜き取る働きをしている。

抜き取れる時間幅Ｔ１は従来のもの（第４図（ａ　）〜
（ｄ　）に示す時間幅）よりもかなり広い時間幅になっ
ているが、これが本発明の効果である。

加算器１２は、遅延回路８の出力５（ｔ）（第６図（ａ
））とラインＪ１２の信号（Ｓ　（ｔ−２ｆｆ１Ｈ＞（
第６図（ｂ））とを加算平均化する働きをしている。式
の上では、その出力Ｃ（ｔ）は、Ｃ（ｔ　）’＝　［８
（ｔ　）、　＋Ｓ　（ｔ　−２ｍＨ）　］／２・・・（
３） で表わされるが、第６図（ｄ　）のように、水平同期信
号及びバースト信号は元のままで、ランダム・パルス列
のあった区間がその直流分を表わすセットアツプパルス
になる。この出力Ｃ（ｔ＞は次段の比較器１３で基準電
位源として使用される。

比較器（コンパレータ）１３は、第６図（ｄ　）に示す
信号Ｃ（ｔ）のセットアツプパルスが存在する期間Ｔ２
において、そのセットアツプレベルと比較して、遅延回
路８からの信号５（ｔ）のランダム・パルスの電位が大
きいか、小さいかを判別して送出側と同等の矩形波状の
ランダム・パルス列を再生する働きをしている。この比
較器１３の出力は次の低域浦波器（ＬＰＦ）１４に加え
られる。この低域浦波器１４は第１図の低域浦波器（Ｌ
ＰＦ）５．６とほぼ同等の特性（第５図）を持ち、送出
側とほぼ同等のランダム・パルス列を再生する働きをし
ている。第６図（ｅ）はその出力波形Ｒｏ　（ｔ）であ
る。

スイッチ回路１０及び低域濾波器１４の出力信号をＲ（
ｔ）及びＲｏ　　（［、）とする時、相関器１１ではＲ
（ｔ　）とＲｏ（ｔ）の相互相関関数ｘ（ｔ　）が計算
処理される。これを式で書くと、但し、ｔはラグタイム
、Ｔ１はランダム寺パルス列抽出時間幅、 のように表わされるが、実際には遅延回路と乗算器と加
算器と若干の付加回路で構成でき、又ディジタルＩＣで
相関器として市販されているものもあり、その実現は容
易である。なお処理上で生ずる時間遅れ等を補正するた
めの時間合せのための遅延時間補正については説明の便
宜上省略しである。他の説明についても同様である。

上記（４式で与えられる相互相関関数ｘ（ｔ）はランダ
ム・パルス列のビットレートと付加される低域浦波器の
特性で決まる幅の狭いパルスｄ（ｔ）（基準信号）と、
Ｒ（ｔ　）及びＲｏ（ｔ）が限られた期間のランダム・
パルス列しか含まないことが原因の残留雑音成分ｎ（ｔ
）とから成っており、次式 ％式％（５） 但し、ｄ（ｔ）は基準信号、ｎ（ｔ　）は残留雑音、 で表わされる。この相関器１１の出力は次の加算平均回
路１５に加えられる。

加算平均回路１５は、上記（５式における雑音成分ｎ（
ｔ）を周期的に到来するｘ（ｔ　）の性質を利用して、
加算平均することによって、軽減抑圧する働きをしてい
る。回路的には加算器とメモリーと若干の付加回路で実
現できる。

かくして得られる加算平均回路１５の出力は上記（５）
式においてｎ（ｔ）を省略した次式Ｖ（ｔ）−ｄ（ｔ）
　　　　　　　　　・・・（６１で表わされる。第６図
（ｆ　）はこれを模式的に表わしたものである。同図に
おいて、基準信号ｄ（ｔ）を中心に広がる時間幅Ｔ１の
区間が波形歪、即ちゴーストの検出可能範囲として使用
できることになる。このｄ（ｔ）は映像信号の周波数帯
域（４，２ＭＨ７まで）の周波数成分を十分に含むよう
な幅の狭いパルスに設定されているため、波形歪、ゴー
ストの検出には有効に活用することができる。第６図＜
ｆ’）にはゴースト（波形歪）は含まれていないが、次
にゴーストが存在する場合について説明する。

１例として映像信号中に遅延時間がＴ０で振幅比率（基
準信号に対するゴーストの振幅比率）ａ（〈１）の同相
ゴーストが加わった例について考えると、Ｒ（ｔ　）は
第６図＜Ｑ　）のように元のランダム・パルス列とゴー
ストのランダム・パルス列が重畳された波形であるが、
Ｒｏ（ｔ）は第６図（ｈ　）のようにゴーストのない第
６図（ｅ　）と同様の波形がえられる。Ｒｏ（ｔ）にゴ
ーストがないのは第６図（ｄ　”）におけるセットアツ
プパルスと比較器１３の効果であり、本発明の特徴の１
つである。かくして得られる出力信号ｙ＜ｔ　＞は次式
、 ｙ（ｔ　＞　−ｄ（ｔ　）　＋　ｕ（ｔ　）　　　　・
（７）但し、ｕ（ｔ＞はｄ（ｔ）のゴースト、で与えら
れるように、ゴースト成分ｄ（ｔ）を含んでおり、第６
図（ｉ　）のように表わされる。この波形ｙ（ｔ）から
時間幅Ｔ１の基準信号部を抜き取り、基準信号ｄ（ｔ）
に対するゴーストｕ（ｔ）の遅延時間τ０、振幅比率ａ
（＜１）等を検出することができる。一般的にゴースト
１１（ｔ）の波形の中には遅延時間、振幅位相等ゴース
トキャンセラーに必要な情報が全て含まれている。この
ように、従来の時間幅ＴＯに比較して広い時間帯（Ｔ１
）についてゴースト情報が検出できるということは、そ
れだけゴーストキャンセラーの処理能力が向上すること
にもつながるため、工業上有効、有益な特徴を本発明は
もっているということになる。

かくして、精度よく抽出された基準信号及びゴースト等
の波形歪の情報は第３図における重み付は制御回路３に
伝送され、必要な重み付けの値が計算され、フィルタ部
１の重み付けの値（上記（１）式のａｎ、　ｂｍ）が修
正されて設定される。

一定周期、例えば、１フレーム毎に検出される上記（７
）式のｙ（ｔ）を用いて逐次ゴースト軽減処理を行うこ
とができる。除去性能は従来例に較べて一段と向上する
。

なお、第２図における相関器１１及び加算平均回路１５
の機能は必ずしもリアルタイムで処理をする必要性はな
いので、ＣＰＵ、数値演算プロセッサー等で構成できる
第３図の重み付は制御回路３の方にその機能を移植し、
ソフトウェアがらみで処理をすることも可能である。

（発明の効果） 上述したように、本発明になる波形歪検出方式は、次の
（１）〜（４）の効果を有する。

（１）映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数
帯域の全ての周波数成分を包含する第１の擬似ランダム
パルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１の水平
走査期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平走
査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と極性が
反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映像信号
に重畳する映像信号を送出する信号形成手段と、この信
号形成手段から供給される映像信号中の前記第１及び前
記第２の水平走査期間の信号を演算して水平同期信号及
びバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得た抽出
擬似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段とを
備えたことにより、映像信号の送出側において第１のく
擬似）ランダム・パルス（信号）列とこれを極性反転し
た第２のく擬似）ランダム・パルス（信号）列を互いに
偶数Ｈ離れた映像信号中に重畳しであるために、受信側
の処理系が比較的容易な手段で、安定確実な処理動作を
行なうことができる。

（２また上記した（１）の構成に前記信号形成手段から
供給される映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走
査期間の信号を比較、演算及び低域濾波して得た前記信
号形成手段における前記抽出擬似ランダムパルス信号列
と略同等の再生擬似ランダムパルス信号列を再生する信
号再生手段を加えたことにより、互いに極性反転のラン
ダム・パルス列が重畳されている映像信号間の演算処理
によって、サグ等の低域歪成分を除去したランダム・パ
ルス列が抽出でき、水平同期信号及びバースト信号が相
殺されて消えるため、ゴーストなどの波形歪検出のため
の時間幅が従来より大幅に（２０μＳａ上）拡がり、そ
のためゴーストキャンセラー、ゴースト検出測定等の処
理能力を向上することができる。

（３）さらに、上記した（２）の構成に前記信号抽出手
段で抽出された前記抽出擬似ランダムパルス信号列及び
前記信号再生手段で再生された前記再生擬似ランダムパ
ルス信号列の相関演算、加算平均化処理により映像信号
周波数帯域の全ての周波数帯域を包含する基準信号を抽
出する基準信号抽出手段と、この基準信号抽出手段にお
いて同時に検出される映像信号の波形歪を前記基準信号
の波形を基準にして検出する波形歪検出手段を加えたこ
とにより、互いに極性反転のランダム・パルス列が重畳
されている映像信号間の演算処理によって抽出されたセ
ットアツプパルスを比較基準電位としてランダム・パル
ス列を矩形パルス列に変換した後、適当な低域浦波器を
通すことにより、波形歪成分を取り除いた本来のランダ
ム・パルス列を抽出でき、又このランダム・パルス列と
上記（２）で述べた波形歪情報を含むランダム・パルス
列との相互相関演算処理及びその加算平均化処理により
、映像信号の周波数帯域成分を十分に含んだ幅の狭いパ
ルス、即ち基準信号及びその波形歪（例えばゴースト）
を精度良く検出でき、又ランダム・パルス列から相関演
算によって基準信号部を抽出するため、映像信号中に含
まれる雑音等に対するＳＮ（信号対雑音比）を向上でき
る。

（４）　上記（３のＳＮが良好なことに関連し、映像信
号を標本化して処理する場合にありがちなり０ツク信号
（標本化パルス）のジッター変動等の影響及びそれによ
って発生するおそれのある水平同期信号及びバースト信
号の相殺不完全さによる多少の消え残り、ＡＰＬの多少
の変動等も上記（３で述べた一連の相関演算の中でまる
められほとんど無視できるオーダまで軽減できるなどゴ
ーストキャンセラー、波形歪除去装置等における波形歪
検出能力を大幅に向上させることができる。勿論ゴース
ト測定等にも応用することも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる波形歪検出方式の映像信号送出側
の一実施例構成図、第２図は本発明の受信側の一実施例
部分構成図、第３図は一般のゴーストキャンセラーの構
成図、第４図及び第５図は第３図に示すゴーストキャン
セラーの動作説明図、第６図は第１図及び第２図の動作
説明用波形図である。 １・・・フィルタ部、２・・・基準信号抽出回路、３・
・・重み付は検出回路、４．１２・・・加算器、５．６
．１４・・・低域浦波器（ＬＰＦ）、７．１０・・・ス
イッチ回路、８・・−２ｍＨ遅延回路、９・・・減算器
、１１・・・相関器、１３゛・・・比較器、１！、；ｒ
”加算平均回路・Ｒ（ｔ）−゛°第１の信号列・Ｒｏ（
ｉ）・・・第２の信号列。 才　ＷＦｉ：Ｉ ７４　　の ’７５１７′Ｉ 才　４　剛

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数
   帯域の全ての周波数成分を包含する第１の擬似ランダム
   パルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１の水平
   走査期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平走
   査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と極性が
   反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映像信号
   に重畳する映像信号を送出する信号形成手段と、この信
   号形成手段から供給される映像信号中の前記第１及び前
   記第２の水平走査期間の信号を演算して水平同期信号及
   びバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得た抽出
   擬似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段とを
   備えたことを特徴とする波形歪検出方式。
2. （２）映像信号の第１の水平走査信号期間に映像信号周
   波数帯域の全ての周波数成分を包含する第１の擬似ラン
   ダムパルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１の
   水平走査期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の水
   平走査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と極
   性が反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映像
   信号に重畳する映像信号を送出する信号形成手段と、こ
   の信号形成手段から供給される映像信号中の前記第１及
   び前記第２の水平走査期間の信号を演算して水平周期信
   号及びバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得た
   抽出擬似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段
   と、前記信号形成手段から供給される映像信号中の前記
   第１及び前記第２の水平走査期間の信号を比較、演算及
   び低域濾波して得た前記信号形成手段における前記抽出
   擬似ランダムパルス信号列と略同等の再生擬似ランダム
   パルス信号列を再生する信号再生手段とを備えたことを
   特徴とする波形歪検出方式。
3. （３）映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数
   帯域の全ての周波数を包含する第１の擬似ランダムパル
   ス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１の水平走査
   期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平走査期
   間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と極性が反対
   の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映像信号に重
   畳する映像信号を送出する信号形成手段と、この信号形
   成手段から供給される映像信号中の前記第１及び前記第
   ２の水平走査期間の信号を演算して水平同期信号及びバ
   ースト信号を除去し、直流成分を相殺して得た抽出擬似
   ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段と、前記
   信号形成手段から供給される映像信号中の前記第１及び
   前記第２の水平走査期間の信号を比較、演算及び低域濾
   波して得た前記信号形成手段における前記抽出擬似ラン
   ダムパルス信号列と略同等の再生擬似ランダムパルス信
   号列を再生する信号再生手段と、前記信号抽出手段で抽
   出された前記抽出擬似ランダムパルス信号列及び前記信
   号再生手段で再生された前記再生擬似ランダムパルス信
   号列の相関演算、加算平均化処理により映像信号周波数
   帯域の全ての周波数帯域を包含する基準信号を抽出する
   基準信号抽出手段と、この基準信号抽出手段において同
   時に検出される映像信号の波形歪を前記基準信号の波形
   を基準にして検出する波形歪検出手段とを備えたことを
   特徴とする波形歪検出方式。