JP2570116B2 - 送信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン映像信号を
取扱う分野に利用され、具体的にはゴーストキャンセラ
ー、波形等化器、ゴースト測定器等に利用できる波形歪
検出方式に用いられる送信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】本発明は波形歪除去装置等に使用される
基準信号に係るものであり、波形歪で最も代表的なもの
はテレビジョン信号の伝送系で発生するゴーストである
から、以下の説明はゴーストキャンセラーに関連づけて
説明する。波形等化器についても同様の考え方ができる
ので波形歪除去方式の一般的な説明をしていくことにな
る。

【０００３】図３は一般に用いられているゴーストキャ
ンセラーの構成図である。同図に基づき従来の波形歪検
出方式について説明する。ゴーストキャンセラーは機能
別に大きく分けると、フィルタ部１、基準信号抽出回路
２、重み付け制御回路３の３つに分けられる。

【０００４】フィルタ部１は縦続接続されたタップ付遅
延回路とそれぞれのタップに重み付けをして合成するト
ランスバーサルフィルタを非巡回型又は巡回型で構成す
るが、一般的にはその混合型で構成される。その特性を
入力ラインｌ１に対する出力ラインｌ２の伝達関数Ｈ
（ｆ）で表わすと、

【０００５】

【数１】

【０００６】のようになる。このＨ（ｆ）によって、波
形歪によって発生する周波数特性の歪を修正することが
できる。この時の重み付け値an，bmの値を制御するのが
重み付け制御回路３であり、映像信号の中から重み付け
のための情報を抽出するのが基準信号抽出回路２であ
る。

【０００７】ゴーストの検出にはできるだけ幅の狭いパ
ルスが適しており、従来は垂直同期信号の前縁部を微分
したものが用いられていたが、近年ゴースト障害対策の
重要性が叫ばれるようになり、幾くつかの波形が用いら
れるようになってきている。その中の１つで図４（a ）
に示す信号a は、ランダム・パルス列と呼ばれる信号で
あり、振幅が一定でパルス幅がランダムになっている信
号が一水平走査期間に重畳されている例である。因みに
（擬似）ランダムパルス（信号）例とは振幅一定でパル
ス幅，パルス周期がランダムになっている波形である。

【０００８】図３のラインｌ１に図４（a ）に示す信号
a が加えられると、ゴースト等の波形歪が存在しない場
合は、出力ラインのｌ２に信号a がそのまま取り出され
る。次にラインｌ２の信号は基準信号抽出回路２に加え
られる。ここではまず、信号a の水平同期信号の平坦部
をクランプし、次にランダム・パルス列の部分を加算平
均してその直流分を抽出し、この直流分を基準電位とし
てコンパレータ等によりランダム・パルス列から理想的
な矩形パルス列Ｓｏを作り出す。一方、直流分を取り除
きランダム・パルス列の部分を抜き取り（図４（b ）に
示す信号b ）、矩形パルス列Ｓｏとの間の相互相関演算
を行う。この相互相関演算によって、信号b の波形は図
４（c ）に示す信号c のようなパルス信号に変換され
る。

【０００９】図５はこのパルス信号の特性の一例を表わ
した図であり、このパルス信号は 4.2ＭＨz までの映像
信号の周波数帯域成分を含んでいる。このパルス信号を
基準信号とし、これを含む時間幅Ｔｏの区間内における
波形歪を検出する。図４（d）に示す信号d はその１例
であり、時間τｏだけおくれた位置にピーク値が a（＜
１）（但し、基準信号のピーク値を 1.0とした時）のゴ
ーストが検出される例である。この情報は重み付け制御
回路３に転送され、重み付け位置、重み付けの量が計算
されて、上記数１式における重み付け定数an，bmの値が
修正され設定される。

【００１０】このように、基準信号抽出回路２における
波形変換、歪検出、そして重み付け制御回路３の重み付
け値の演算修正、上記数１式等で代表されるフィルタリ
ング処理は周期的に存在する信号a の波形を検出する毎
に繰返えされ、徐々にゴースト等の波形歪を軽減するよ
うな動作をしている。

【００１１】重み付け制御回路３は相関演算等を行うた
め、一般には基準信号抽出回路２の機能を一部取込みＣ
ＰＵ等を中心に構成され、ソフトウェアで処理されるこ
とが多いが、処理時間等で問題がある場合は、更に数値
演算プロセッサー、又はハードウェアを併用することも
ある。

【００１２】なお、図４（a ）におけるランダム・パル
ス列は一定周期、例えば１フレーム毎に配置され、かつ
そのたび毎にランダム・パルス列の配列が変わるように
なされている。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上述した図３〜図５を
用いて説明してきた従来の波形歪検出方式における問題
点は、ランダム・パルス列のＤＣ（直流）分の処理及び
その使い方にある。即ち、一般に映像信号処理系ではサ
グ等の低域歪はさけられない問題であり、その対策のた
めに設けられるクランプ回路もゴースト等が水平同期信
号に影響を与えるような数μs の遅延時間のものである
と、サグ等を完全には吸収できなくなることがある。波
形にキズを残さないようにソフトにクランプさせるのが
普通であるため条件が更に悪くなる。又ゴーストが混入
すると、ＡＧＣ動作もかなり悪化するためサグを助長す
るように働く。従って図４（a ）に示すようなランダム
・パルス列のＤＣ成分の電位は一般にある傾斜をもって
いると判断するのが普通であり、従来例の説明で述べた
ような加算平均によるＤＣ電位の検出及びコンパレータ
ーへの比較基準電位の設定による図４（b ）に示すよう
なランダム・パルス列の抽出及びその理想的な矩形パル
ス列Ｓｏへの変換は不完全にならざるをえなかった。

【００１４】従って、図４（c ）及び（d ）に示すよう
な基準信号c 及びゴースト等の波形歪を含む基準信号部
d は、本来必要な情報以外の不要な情報も含まれてしま
い、当然ながら波形歪の軽減、除去の動作も不完全にな
らざるをえず、最悪の場合はフィルタ部１の動作が発散
してしまうというようなことも起っていた。この発明
は、上記問題点を解決するために、正しい波形歪の情報
のみを含む基準信号部が受信側で求められる送信装置を
提供することを目的としている。

【００１５】

【課題を解決するための手段】そこで、上記課題を解決
するために本発明は、

【００１６】テレビジョン映像信号の送信装置におい
て、

【００１７】映像信号の第１の水平走査期間に波形歪検
出のための第１の信号を重畳すると共に、前記第１の水
平走査期間と偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平走
査期間に、前記第１の信号と振幅が同一で極性が反対の
第２の信号を重畳する信号形成手段を設けたことを特徴
とする送信装置を提供するものである。

【００１８】

【実施例】本発明になる送信装置を用いた波形歪検出方
式は、例えば下記する構成である。即ち、送信側に、映
像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数帯域の全
ての周波数を包含する第１の擬似ランダムパルス信号列
を前記映像信号に重畳し、前記第１の水平走査期間から
偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記
第１の擬似ランダムパルス信号列と極性が反対の第２の
擬似ランダムパルス信号列を前記映像信号に重畳する映
像信号を送出する信号形成手段（例えば、図１に示す構
成のものであり、加算器４、低域濾波器５，６、スイッ
チ回路７）を備え、受信側に、映像信号中の前記第１及
び前記第２の水平走査期間の信号を演算して水平同期信
号及びバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得た
抽出擬似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段
（２ mＨ遅延回路８、減算器９、スイッチ回路１０）
と、前記信号形成手段から供給される映像信号中の前記
第１及び前記第２の水平走査期間の信号を比較，演算及
び低域濾波して得た前記信号形成手段における前記抽出
擬似ランダムパルス信号列と略同等の再生擬似ランダム
パルス信号列を再生する信号再生手段（加算器１２、比
較器１３、低域濾波器１４）と、前記信号抽出手段で抽
出された前記抽出擬似ランダムパルス信号列及び前記信
号再生手段で再生された前記再生擬似ランダムパルス信
号列の相関演算，加算平均化処理により映像信号周波数
帯域の全ての周波数帯域を包含する基準信号を抽出する
基準信号抽出手段（相関器１１、加算平均回路１５）
と、この基準信号抽出手段において同時に検出される映
像信号の波形歪を前記基準信号の波形を基準にして検出
する波形歪検出手段（重み付け検出回路３）とを備えた
ことを特徴とする波形歪検出方式である。

【００１９】図１は本発明の一実施例の要部の構成図、
図２はその実施例の送信装置を用いた波形歪検出方式の
受信側の構成の一例を示す図、図６（a ）〜（i ）は図
１、図２に示す構成の動作説明用の波形図である。前述
したものと同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。まず図１と図６を用いて、本発明になる送
信装置の一実施例の説明をする。

【００２０】図６（a ）は図４（a ）に示す信号a と全
く同じ波形を示しており、映像信号中の一水平走査期間
に振幅一定でパルス幅がランダムな第１のランダム・パ
ルス列が挿入されている例を模式的に示した図である。
同図において、バースト信号の上の＋及び−の記号（図
中では○印が着いている）は相対的な色副搬送波の位相
極性を表わしたものであり、＋に対して−は１８０°の
位相、即ち極性が反転していることを表わしている。

【００２１】図６（b ）は同図（a ）に示す波形の位置
から２ mＨ（但し、m は０以外の整数、Ｈは水平走査期
間）の時間、即ち偶数Ｈ離れた水平走査期間に同図（a
）の第１のランダム・パルス列の極性を反転した第２
のランダム・パルス列が挿入されていることを示した図
である。ランダム・パルス列の上側に付記してある−の
記号は同図（a ）における＋に対してランダム・パルス
列の極性が反転していることを表わしている（図中では
＋，−記号に◎印が着いている）。なお、振幅及び挿入
位置等他の条件は全く同じである。図６（b ）に示す波
形のもう１つの特徴は同図（a ）との相対的な位置関係
からバースト信号の振幅及び極性が同図（a ）と全く同
じになるという点である。勿論水平同期信号の波形も同
じ形をしている。

【００２２】図６（a ）に示す信号波形をＳ（t ）、同
図（b ）に示す信号波形をＳ（t −２ mＨ）とする。

【００２３】これら２信号の具体的な形成法の一例を図
１に示す。同図でラインｌ３にはブランキングレベル、
即ち無信号の走査期間をもつ映像信号が加えられる。ラ
インｌ４には第１のランダム・パルス列（直流分を含
む、極性＋のもの）が加えられる。ラインｌ５には第２
のランダム・パルス列（直流分を含む、極性−のもの）
が加えられる。ラインｌ４及びｌ５の信号はそれぞれ図
５に示すような適当なロールオフ特性をもつ低域濾波器
（ＬＰＦ）５，６に加えられ、それぞれラインｌ６及び
ｌ７から取り出されスイッチ回路７に加えられる。スイ
ッチ回路７はラインｌ８に対して図６（a ）の波形を作
り出す時にはラインｌ６を、そして図６（b ）の波形を
作り出す時にはラインｌ７を接続し、他の水平走査期間
の場合は信号を送らないように動作される。

【００２４】加算器４はラインｌ３とラインｌ８の信号
を加算合成する。かくてラインｌ９には図６（a ）及び
（b ）に示す波形が得られる。又、ゴースト等の波形歪
の検出及び除去動作は一回の波形検出では完了できない
ので、図６（a ）及び（b ）に示す波形の発生は映像信
号の性質を利用し、垂直ブランキング期間等に挿入され
ることが多いため、一定周期、例えば１フレーム周期毎
に繰返し伝送されることになる。勿論、ランダム・パル
スのパルス配列即ちランダムさはこの周期毎に変わるこ
とになる。

【００２５】以上説明したのが本実施例の送信装置（即
ち映像信号の送出側、例えば放送局側）の処理である。

【００２６】次に、図２と図６を用いて波形受信側の説
明をする。受信側における波形歪除去装置（ゴーストキ
ャンセラー）の例としては従来例の説明で使用した図３
と同様のシステム構成とするが、基準信号抽出回路２の
構成内容が従来例と異なっている。図２は本送信装置に
対応する基準信号抽出回路２の一例を示す構成図であ
る。

【００２７】同図において、ラインｌ２の入力ラインに
は図６（a ）（又は同図（b ）に示す映像信号が加えら
れる。この信号は偶数Ｈ（２ mＨ、m は０を含まない整
数、Ｈは水平走査期間）の遅延を与える２ mＨ遅延回路
８と減算器９及び加算器１２に加えられる。遅延回路８
の出力信号をＳ（t ）、そしてラインｌ２上の信号をＳ
（t −２ mＨ）とした時、それぞれの映像信号の波形は
図６（a ）及び（b ）に対応する。

【００２８】減算器９は、図６（a ）のＳ（t ）の波形
から図６（b ）のＳ（t −２ mＨ）の波形を減算処理す
る。得られる波形Ｒ（t ）は、

【００２９】

【数２】

【００３０】で表わされるが、図６（c ）に示す波形の
ように、同図（a ）のランダム・パルス列の直流成分が
取り除かれた波形となる。水平同期信号及びバースト信
号は同図（a ）と同図（b ）とでは同一の極性、振幅で
あるために相殺され消えてしまう。水平周期毎に存在す
るサグのような低域歪も相殺されて消えてしまい、重畳
されているランダム・パルス列だけがそのまま抽出され
ることになる。

【００３１】このように、水平同期信号及びバースト信
号が相殺された分だけゴースト、即ち波形歪の検出範囲
が拡がったこと、及びサグ等の低域歪分を含めて直流成
分を除去したランダム・パルス列が得られることが本発
明の特徴になっている。

【００３２】スイッチ回路１０は減算器９からの信号、
即ち図６（c ）に示す波形から波形歪検出のために必要
な時間幅の信号を抜き取る働きをしている。抜き取れる
時間幅Ｔ１は従来のもの（図４（a ）〜（d ）に示す時
間幅）よりもかなり広い時間幅になっているが、これが
本発明の効果である。

【００３３】加算器１２は、遅延回路８の出力Ｓ（t ）
（図６（a ））とラインｌ２の信号（Ｓ（t-２ mＨ）
（図６（b ））とを加算平均化する働きをしている。式
の上では、その出力Ｃ（t ）は、

【００３４】

【数３】

【００３５】で表わされるが、図６（d ）のように、水
平同期信号及びバースト信号は元のままで、ランダム・
パルス列のあった区間がその直流分を表わすセットアッ
プパルスになる。この出力Ｃ（t ）は次段の比較器１３
で基準電位源として使用される。

【００３６】比較器（コンパレータ）１３は、図６（d
）に示す信号Ｃ（t ）のセットアップパルスが存在す
る期間Ｔ２において、そのセットアップレベルと比較し
て、遅延回路８からの信号Ｓ（t ）のランダム・パルス
の電位が大きいか、小さいかを判別して送出側と同等の
矩形波状のランダム・パルス列を再生する働きをしてい
る。この比較器１３の出力は次の低域濾波器（ＬＰＦ）
１４に加えられる。この低域濾波器１４は図１の低域濾
波器（ＬＰＦ）５，６とほぼ同等の特性（図５参照）を
持ち、送出側とほぼ同等のランダム・パルス列を再生す
る働きをしている。図６（e ）はその出力波形Ｒｏ（t
）である。

【００３７】スイッチ回路１０及び低域濾波器１４の出
力信号をＲ（t ）及びＲｏ（t ）とする時、相関器１１
ではＲ（t ）とＲｏ（t ）の相互相関関数 x（t ）が計
算処理される。これを式で書くと、

【００３８】

【数４】

【００３９】のように表わされるが、実際には遅延回路
と乗算器と加算器と若干の付加回路で構成でき、又ディ
ジタルＩＣで相関器として市販されているものもあり、
その実現は容易である。なお処理上で生ずる時間遅れ等
を補正するための時間合せのための遅延時間補正につい
ては説明の便宜上省略してある。他の説明についても同
様である。

【００４０】上記数４式で与えられる相互相関関数 x
（t ）はランダム・パルス列のビットレートと付加され
る低域濾波器の特性で決まる幅の狭いパルス d（t ）
（基準信号）と、Ｒ（t ）及びＲｏ（t ）が限られた期
間のランダム・パルス列しか含まないことが原因の残留
雑音成分 n（t ）とから成っており、次式

【００４１】

【数５】

【００４２】で表わされる。この相関器１１の出力は次
の加算平均回路１５に加えられる。

【００４３】加算平均回路１５は、上記数５式における
雑音成分 n（t ）を周期的に到来する x（t ）の性質を
利用して、加算平均することによって、軽減抑圧する働
きをしている。回路的には加算器とメモリーと若干の付
加回路で実現できる。

【００４４】かくして得られる加算平均回路１５の出力
は上記数５式においてn （t ）を省略した次式

【００４５】

【数６】

【００４６】で表わされる。図６（f ）はこれを模式的
に表わしたものである。同図において、基準信号 d（t
）を中心に広がる時間幅Ｔ１の区間が波形歪、即ちゴ
ーストの検出可能範囲として使用できることになる。こ
の d（t ）は映像信号の周波数帯域（ 4.2ＭＨz まで）
の周波数成分を十分に含むような幅の狭いパルスに設定
されているため、波形歪、ゴーストの検出には有効に活
用することができる。図６（f ）にはゴースト（波形
歪）は含まれていないが、次にゴーストが存在する場合
について説明する。

【００４７】一例として映像信号中に遅延時間がτｏで
振幅比率（基準信号に対するゴーストの振幅比率）a
（＜１）の同相ゴーストが加わった例について考える
と、Ｒ（t ）は図６（g ）のように元のランダム・パル
ス列とゴーストのランダム・パルス列が重畳された波形
であるが、Ｒｏ（t ）は図６（h ）のようにゴーストの
ない図６（e ）と同様の波形がえられる。Ｒｏ（t ）に
ゴーストがないのは図６（d ）におけるセットアップパ
ルスと比較器１３の効果であり、本発明の特徴の１つで
ある。かくして得られる出力信号 y（t ）は次式、

【００４８】

【数７】

【００４９】で与えられるように、ゴースト成分 d（t
）を含んでおり、図６（i ）のように表わされる。こ
の波形y （t ）から時間幅Ｔ１の基準信号部を抜き取
り、基準信号 d（t ）に対するゴースト u（t ）の遅延
時間τｏ、振幅比率 a（＜１）等を検出することができ
る。一般的にゴースト u（t ）の波形の中には遅延時
間、振幅位相等ゴーストキャンセラーに必要な情報が全
て含まれている。このように、従来の時間幅Ｔｏに比較
して広い時間帯（Ｔ１）についてゴースト情報が検出で
きるということは、それだけゴーストキャンセラーの処
理能力が向上することにもつながるため、工業上有効、
有益な特徴を本発明はもっているということになる。

【００５０】かくして、精度よく抽出された基準信号及
びゴースト等の波形歪の情報は図３における重み付け制
御回路３に伝送され、必要な重み付けの値が計算され、
フィルタ部１の重み付けの値（上記数１式のan，bm）が
修正されて設定される。

【００５１】一定周期、例えば、１フレーム毎に検出さ
れる上記数７式の y（t ）を用いて逐次ゴースト軽減処
理を行うことができる。除去性能は従来例に較べて一段
と向上する。

【００５２】なお、図２における相関器１１及び加算平
均回路１５の機能は必ずしもリアルタイムで処理をする
必要性はないので、ＣＰＵ、数値演算プロセッサー等で
構成できる図３の重み付け制御回路３の方にその機能を
移植し、ソフトウェアがらみで処理をすることも可能で
ある。

【００５３】また、上記実施例においては、第１の擬似
ランダムパルス信号列と、それとは反対極性の第２の擬
似ランダムパルス信号列との２つの信号を重畳したが、
第１の信号と、この第１の信号と振幅が同一で極性が反
対の第２の信号とを重畳するようにしてもよい。

【００５４】

【発明の効果】以上の通り、本発明になる送信装置は、
次の効果を有する。 （イ）本発明になる送信装置は、第１の信号（第１の擬
似ランダムパルス信号列）とこの第１の信号と振幅が同
一で極性が反対の第２の信号（第２の擬似ランダムパル
ス信号列）とを互いに偶数Ｈ離れた映像信号中に重畳し
て送出するので、受信側の波形歪検出処理系が、比較的
容易な手段で安定した確実な処理動作を行なうことがで
きる。また、受信側において、水平同期信号及びカラー
バースト信号を相殺して基準信号が求められるので、ゴ
ーストなどの波形歪検出のための時間幅が従来より大幅
に（２０μs 以上）拡がり、波形歪検出能力を向上させ
ることができる。さらに、受信側において、振幅同一で
反対極性の２つの信号から、サグ等の低域歪成分を含む
直流成分を除去した基準信号部が得られる。

【００５５】（ロ）請求項２記載の送信装置は、互いに
極性反転のランダム・パルス列を重畳して送出するの
で、受信側において、ランダム・パルス列から相関演算
によって雑音成分を抑圧して基準信号部を抽出でき、映
像信号中に含まれる雑音等に対するＳＮ（信号対雑音
比）を向上できる。このＳＮが良好なことに関連し、映
像信号を標本化して処理する場合に起こりやすいクロッ
ク信号（標本化パルス）のジッター変動等の影響、及び
それによって発生するおそれのある水平同期信号及びバ
ースト信号の相殺不完全さによる多少の消え残り、ＡＰ
Ｌの多少の変動等も上記の受信側の相関演算の中でまる
められほとんど無視できるオーダまで軽減できるなど、
ゴーストキャンセラー、波形歪除去装置等における受信
側の波形歪検出能力を大幅に向上させることができる。
勿論ゴースト測定等にも応用することも可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の送信装置の一実施例の要部を示す構成
図である。

【図２】図１に示す送信装置を用いた波形歪検出方式の
受信側の構成の一例を示す図である。

【図３】一般のゴーストキャンセラーの構成図である。

【図４】図３に示すゴーストキャンセラーの動作説明図
である。

【図５】図３に示すゴーストキャンセラーの動作説明図
である。

【図６】図１に示す送信装置及びその送信装置を用いた
波形歪検出方式の動作説明用波形図である。

【符号の説明】

１ フィルタ部 ２ 基準信号抽出回路 ３ 重み付け検出回路 ４，１２ 加算器 ５，６，１４ 低域濾波器（ＬＰＦ） ７，１０ スイッチ回路 ８ ２ mＨ遅延回路 ９ 減算器 １１ 相関器 １３ 比較器 １５ 加算平均回路 Ｒ（t ） 第１の信号列 Ｒｏ（t ） 第２の信号列

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】テレビジョン映像信号の送信装置におい
   て、 映像信号の第１の水平走査期間に波形歪検出のためのカ
   ラーバースト信号とは異なる第１の信号を重畳すると共
   に、前記第１の水平走査期間と偶数個の水平走査期間隔
   てた第２の水平走査期間に、前記第１の信号と振幅が同
   一で極性が反対の第２の信号を重畳する信号形成手段を
   設けたことを特徴とする送信装置。
2. 【請求項２】テレビジョン映像信号の送信装置におい
   て、 映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数帯域の
   全ての周波数成分を包含する第１の疑似ランダムパルス
   信号列を重畳し、前記第１の水平走査期間から偶数個の
   水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記第１の疑
   似ランダムパルス信号列と極性が反対の第２の疑似ラン
   ダムパルス信号列を重畳する信号形成手段を設けたこと
   を特徴とする送信装置。