JP2889987B2 - 信号サンプリング装置 - Google Patents
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 title claims description 25
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 16
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 4
- 230000001143 conditioned effect Effects 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/455—Demodulation-circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ナイキスト（Nyquist）周波数より低いサ
ンプリング周波数を使用して非対称の側波帯被変調（AS
M）信号の同相信号成分および直角位相信号成分をサン
プリングし、且つこれらのサブサンプリングされた信号
を処理し、実質的に折返し歪みのない全帯域幅の同相成
分を回復する回路に関する。
ンプリング周波数を使用して非対称の側波帯被変調（AS
M）信号の同相信号成分および直角位相信号成分をサン
プリングし、且つこれらのサブサンプリングされた信号
を処理し、実質的に折返し歪みのない全帯域幅の同相成
分を回復する回路に関する。
発明の背景 放送スペクトルを効果的に使用するために、NTSC方式
のテレビジョン信号は非対称の側波帯で変調される。ベ
ースバンドのビデオ信号の０〜1.25MHzの下側周波数は
両側波帯変調（DSM）され、1.25MHz〜4.2MHzの上側周波
数成分は単側波帯変調（SSM）される。この変調方法は
複合ビデオ信号の低周波数成分を減衰させることなく出
来るだけ多くの放送スペクトルを保持するように選択さ
れる。NTSC方式のビデオ信号用に選択された非対称の側
波帯変調方法の理論は、1966年にマグロウヒル社から出
版されたシュタイン（Stein）氏他による“通信システ
ムおよび技術”（Communications Systems and Techniq
ues）という本の第621頁〜第638頁に説明されている。
側波帯が非対称であるから、ビデオ搬送波信号の直角位
相成分は零でない。放送のように、普通のNTSC方式の信
号の両側波帯変調部は零値の直角信号成分を有するが、
単側波帯変調部は1.25MHz〜4.2MHzのベースバンド信号
のヒルベルト（Hilbert）変換である直角信号成分を有
する。
のテレビジョン信号は非対称の側波帯で変調される。ベ
ースバンドのビデオ信号の０〜1.25MHzの下側周波数は
両側波帯変調（DSM）され、1.25MHz〜4.2MHzの上側周波
数成分は単側波帯変調（SSM）される。この変調方法は
複合ビデオ信号の低周波数成分を減衰させることなく出
来るだけ多くの放送スペクトルを保持するように選択さ
れる。NTSC方式のビデオ信号用に選択された非対称の側
波帯変調方法の理論は、1966年にマグロウヒル社から出
版されたシュタイン（Stein）氏他による“通信システ
ムおよび技術”（Communications Systems and Techniq
ues）という本の第621頁〜第638頁に説明されている。
側波帯が非対称であるから、ビデオ搬送波信号の直角位
相成分は零でない。放送のように、普通のNTSC方式の信
号の両側波帯変調部は零値の直角信号成分を有するが、
単側波帯変調部は1.25MHz〜4.2MHzのベースバンド信号
のヒルベルト（Hilbert）変換である直角信号成分を有
する。
最近、無線周波（RF）テレビジョン信号の直角位相変
調成分を使用することに関心が高まっている。例えば、
“適応型のテレビジョン・ゴースト除去システム”とい
う名称の米国特許明細書第4,703,357号においては、ビ
デオ搬送波信号と同相のテレビジョン信号成分とビデオ
搬送波信号と直角位相のテレビジョン信号成分の両方が
テレビジョン信号中の多重通路すなわちゴースト信号歪
みを相殺するために使用される。また、1988年２月に発
行された“コンシューマ・エレクトロニクスに関するIE
EEトランザクション”の第121頁〜第127頁に記載の安本
氏他による“NTSC方式との完全なる互換性を有する幅広
のアスペクト比のテレビジョン・システム”という題目
の論文においては、０〜1.25MHzの周波数帯域を占有す
るテレビジョン信号の同相成分に含まれていない情報に
よりビデオ搬送波と直角関係にある搬送波を変調するこ
とが提案されている。受像機において、この情報は同期
復調を使って回復され、テレビジョン信号の同相成分に
より送られる画像情報を強調するために使われる。
調成分を使用することに関心が高まっている。例えば、
“適応型のテレビジョン・ゴースト除去システム”とい
う名称の米国特許明細書第4,703,357号においては、ビ
デオ搬送波信号と同相のテレビジョン信号成分とビデオ
搬送波信号と直角位相のテレビジョン信号成分の両方が
テレビジョン信号中の多重通路すなわちゴースト信号歪
みを相殺するために使用される。また、1988年２月に発
行された“コンシューマ・エレクトロニクスに関するIE
EEトランザクション”の第121頁〜第127頁に記載の安本
氏他による“NTSC方式との完全なる互換性を有する幅広
のアスペクト比のテレビジョン・システム”という題目
の論文においては、０〜1.25MHzの周波数帯域を占有す
るテレビジョン信号の同相成分に含まれていない情報に
よりビデオ搬送波と直角関係にある搬送波を変調するこ
とが提案されている。受像機において、この情報は同期
復調を使って回復され、テレビジョン信号の同相成分に
より送られる画像情報を強調するために使われる。
これらの両システムにおいては、テレビジョン信号の
同相成分および直角位相成分は別個の同期復調器を使用
して回復され、次いで別個のアナログ・ディジタル変換
器（以下、AD変換器という。）を使用してディジタル化
される。前述の特許においては、両方のAD変換器が色副
搬送波信号の周波数Ｃの４倍すなわち４Ｃのサンプ
リング周波数で動作する。
同相成分および直角位相成分は別個の同期復調器を使用
して回復され、次いで別個のアナログ・ディジタル変換
器（以下、AD変換器という。）を使用してディジタル化
される。前述の特許においては、両方のAD変換器が色副
搬送波信号の周波数Ｃの４倍すなわち４Ｃのサンプ
リング周波数で動作する。
テレビジョン信号の同相成分および直角位相成分をデ
ィジタル化する別の方法は、“適応型テレビジョン・ゴ
ースト除去システム用のアナログ・ディジタル変換器”
という名称の米国特許明細書第4,686,570号に開示され
ている。この２番目に引用された米国特許において、８
Ｃのサンプリング周波数で動作する単一のAD変換器が
テレビジョン信号の同相成分および直角位相成分の両方
を回復するために使用される。このAD変換器は中間周波
（IF）の搬送波信号の同相変調成分および直角位相変調
成分に対応する時点においてIF被変調テレビジョン信号
をサンプリングすることによりテレビジョン信号を直接
復調する。最初に引用した特許より高いサンプリング周
波数を使用することに加えて、２番目に引用した特許は
受信されたテレビジョン信号の色同期バースト信号成分
に位相が固定されているIF搬送波を使用する。
ィジタル化する別の方法は、“適応型テレビジョン・ゴ
ースト除去システム用のアナログ・ディジタル変換器”
という名称の米国特許明細書第4,686,570号に開示され
ている。この２番目に引用された米国特許において、８
Ｃのサンプリング周波数で動作する単一のAD変換器が
テレビジョン信号の同相成分および直角位相成分の両方
を回復するために使用される。このAD変換器は中間周波
（IF）の搬送波信号の同相変調成分および直角位相変調
成分に対応する時点においてIF被変調テレビジョン信号
をサンプリングすることによりテレビジョン信号を直接
復調する。最初に引用した特許より高いサンプリング周
波数を使用することに加えて、２番目に引用した特許は
受信されたテレビジョン信号の色同期バースト信号成分
に位相が固定されているIF搬送波を使用する。
テレビジョン信号の同相変調成分および直角位相変調
成分の両方を与えるために、比較的低いサンプリング周
波数を使用するディジタル化システムの提供されること
が望ましい。
成分の両方を与えるために、比較的低いサンプリング周
波数を使用するディジタル化システムの提供されること
が望ましい。
発明の概要 本発明は、非対称の側波帯被変調信号の同相成分およ
び直角位相成分を表わすサンプルを成分の一方について
ナイキスト周波数より低いサンプル周波数で発生する回
路および実質的に折返し歪みのない原信号の少なくとも
１つの成分を回復するために単一の複素数信号として２
つのサンプリングされた信号を処理する回路を含む信号
サンプリング装置において具体化される。
び直角位相成分を表わすサンプルを成分の一方について
ナイキスト周波数より低いサンプル周波数で発生する回
路および実質的に折返し歪みのない原信号の少なくとも
１つの成分を回復するために単一の複素数信号として２
つのサンプリングされた信号を処理する回路を含む信号
サンプリング装置において具体化される。
実施例 本発明は、一般に非対称の側波帯被変調信号、例え
ば、単側波帯被変調（SSM）信号あるいは残留側波帯被
変調（VSM）信号に適用できるが、以下の説明は先に述
べた非対称の側波帯被変調信号の個別の形式であるNTSC
方式のテレビジョン信号に主として関係する。
ば、単側波帯被変調（SSM）信号あるいは残留側波帯被
変調（VSM）信号に適用できるが、以下の説明は先に述
べた非対称の側波帯被変調信号の個別の形式であるNTSC
方式のテレビジョン信号に主として関係する。
図面において、太い矢印は多ビット並列のディジタル
信号を伝達するバスを表わし、細い矢印はアナログ信号
または単一ビットのディジタル信号を伝達する結線を表
わす。各装置の処理速度により、補償遅延が或る信号路
において必要である。ディジタル信号処理回路の設計分
野の当業者は、この種の遅延が個々のシステムのどこで
必要とされるかを知っている。
信号を伝達するバスを表わし、細い矢印はアナログ信号
または単一ビットのディジタル信号を伝達する結線を表
わす。各装置の処理速度により、補償遅延が或る信号路
において必要である。ディジタル信号処理回路の設計分
野の当業者は、この種の遅延が個々のシステムのどこで
必要とされるかを知っている。
第１図はNTSC方式のテレビジョン送信機の簡単化され
たブロック図である。第１図において、ベースバンドの
ビデオ信号源110は変調器112の１つの入力ポートに複合
ビデオ信号CVを供給する。信号CVの周波数スペクトルが
第2a図に示されており、第2a図においてＣは色副搬送
波周波数を示す。変調器112は源114からの（１）式で表
わされる搬送波信号CS（ｔ）を信号をCVに掛ける。
たブロック図である。第１図において、ベースバンドの
ビデオ信号源110は変調器112の１つの入力ポートに複合
ビデオ信号CVを供給する。信号CVの周波数スペクトルが
第2a図に示されており、第2a図においてＣは色副搬送
波周波数を示す。変調器112は源114からの（１）式で表
わされる搬送波信号CS（ｔ）を信号をCVに掛ける。
CS（ｔ）＝2COS（２π0t） （１） 変調器112から発生される出力信号DSBVは両側波帯被
変調ビデオ信号である。信号DSBVの周波数スペクトルは
第2b図に示される。信号DSBVは非対称の側波帯（ASB）
フィルタ116に供給される。フィルタ116は、信号DSBVの
ベースバンド成分および（０−4.2）MHzと（０−1.
25）MHz間の周波数帯域および対応する負の周波数帯域
を占有する被変調ビデオ信号の下側波帯成分の部分を除
去する高域通過フィルタである。非対称の側波帯フィル
タ116から供給される出力信号ASBVは、その周波数スペ
クトルが第2c図に示される非対称の側波帯被変調テレビ
ジョン信号である。信号ASBVは、その出力がアンテナ12
0に結合されるRF増幅器118に供給される。
変調ビデオ信号である。信号DSBVの周波数スペクトルは
第2b図に示される。信号DSBVは非対称の側波帯（ASB）
フィルタ116に供給される。フィルタ116は、信号DSBVの
ベースバンド成分および（０−4.2）MHzと（０−1.
25）MHz間の周波数帯域および対応する負の周波数帯域
を占有する被変調ビデオ信号の下側波帯成分の部分を除
去する高域通過フィルタである。非対称の側波帯フィル
タ116から供給される出力信号ASBVは、その周波数スペ
クトルが第2c図に示される非対称の側波帯被変調テレビ
ジョン信号である。信号ASBVは、その出力がアンテナ12
0に結合されるRF増幅器118に供給される。
第３図は、複素ゴースト相殺フィルタを含む従来のテ
レビジョン受像機のブロック図である。第３図におい
て、第１図に示す送信機から放送される信号はアンテナ
310により受信され、RF増幅器312により増幅される。RF
増幅器312により発生される信号ASBV′は送信機で発生
される非対称の側波帯被変調信号ASBVのレプリカであ
る。信号ASBV′は、信号ASBV′および局部発振器316に
より発生される振動信号をヘテロダイン合成し、中間周
波（IF）ビデオ信号を発生するミクサー314に供給され
る。ミクサー314から供給される出力信号は、その出力
信号が信号IFVであるIF増幅器318により増幅され濾波さ
れる。信号IFVの周波数スペクトルは第4a図に示され
る。第4a図において、側波帯の相対周波数が逆になる。
すなわち、搬送波周波数１は色副搬送波周波数（Ｉ
−Ｃ）より高いことに注目されたい。また被変調IF信
号の上側波帯が搬送波周波数を中心とする遷移帯域を有
するナイキスト・フィルタにさらされることにも注目さ
れたい。被変調IF信号のナイキストの濾波処理は０〜1.
25MHz間の周波数領域（すなわち、ビデオ信号の両側波
帯被変調部）のビデオ信号の直角変調成分に信号エネル
ギーを導入する効果を有する。
レビジョン受像機のブロック図である。第３図におい
て、第１図に示す送信機から放送される信号はアンテナ
310により受信され、RF増幅器312により増幅される。RF
増幅器312により発生される信号ASBV′は送信機で発生
される非対称の側波帯被変調信号ASBVのレプリカであ
る。信号ASBV′は、信号ASBV′および局部発振器316に
より発生される振動信号をヘテロダイン合成し、中間周
波（IF）ビデオ信号を発生するミクサー314に供給され
る。ミクサー314から供給される出力信号は、その出力
信号が信号IFVであるIF増幅器318により増幅され濾波さ
れる。信号IFVの周波数スペクトルは第4a図に示され
る。第4a図において、側波帯の相対周波数が逆になる。
すなわち、搬送波周波数１は色副搬送波周波数（Ｉ
−Ｃ）より高いことに注目されたい。また被変調IF信
号の上側波帯が搬送波周波数を中心とする遷移帯域を有
するナイキスト・フィルタにさらされることにも注目さ
れたい。被変調IF信号のナイキストの濾波処理は０〜1.
25MHz間の周波数領域（すなわち、ビデオ信号の両側波
帯被変調部）のビデオ信号の直角変調成分に信号エネル
ギーを導入する効果を有する。
IF増幅器およびフィルタ318により供給される信号IFV
は、ビデオ搬送波抽出回路320、同相（Ｉ）の同期検波
器322および直角位相（Ｑ）の同期検波器324にそれぞれ
供給される。普通の位相ロックループ（PLL）回路を含
んでいるビデオ搬送波抽出回路320は、IFビデオ信号IFV
のビデオ搬送波信号成分と周波数および位相の整合がと
れている第１の基準信号ICを発生する。抽出回路320は
信号ICに対して90゜位相がシフトされている第２の基準
信号QCも発生する。信号ICはＩ同期検波器322に供給さ
れ、信号QCはＱ同期検波器324に供給される。
は、ビデオ搬送波抽出回路320、同相（Ｉ）の同期検波
器322および直角位相（Ｑ）の同期検波器324にそれぞれ
供給される。普通の位相ロックループ（PLL）回路を含
んでいるビデオ搬送波抽出回路320は、IFビデオ信号IFV
のビデオ搬送波信号成分と周波数および位相の整合がと
れている第１の基準信号ICを発生する。抽出回路320は
信号ICに対して90゜位相がシフトされている第２の基準
信号QCも発生する。信号ICはＩ同期検波器322に供給さ
れ、信号QCはＱ同期検波器324に供給される。
同期検波器322および324はIF信号を同期成分および直
角位相成分にそれぞれ復調する。同相成分はアナログ・
ディジタル変換器（AD変換器）326に供給され、直角位
相成分はAD変換器328に供給される。AD変換器326および
328はサンプリング・クロック信号CKにより決まる時点
においてIF信号の同相変調成分および直角位相変調成分
を表わすディジタル・サンプルを発生する。信号CKは、
例えば、ベースバンドのビデオ信号の色副搬送波信号成
分の周波数Ｃの４倍すなわち４Ｃの周波数を有する
バースト固定のクロック信号である。第３図に示すシス
テムにおいて、信号CKはビデオ信号処理回路332内にあ
る普通の位相ロックループ回路（図示せず）により発生
される。
角位相成分にそれぞれ復調する。同相成分はアナログ・
ディジタル変換器（AD変換器）326に供給され、直角位
相成分はAD変換器328に供給される。AD変換器326および
328はサンプリング・クロック信号CKにより決まる時点
においてIF信号の同相変調成分および直角位相変調成分
を表わすディジタル・サンプルを発生する。信号CKは、
例えば、ベースバンドのビデオ信号の色副搬送波信号成
分の周波数Ｃの４倍すなわち４Ｃの周波数を有する
バースト固定のクロック信号である。第３図に示すシス
テムにおいて、信号CKはビデオ信号処理回路332内にあ
る普通の位相ロックループ回路（図示せず）により発生
される。
AD変換器326により発生される信号VIおよびAD変換器3
28により発生される信号VQのディジタル周波数スペクト
ルは第4b図および第4c図にそれぞれ示される。同相成分
VIは第2a図に示される複合ビデオ信号CVとほぼ同じベー
スバンドの周波数スペクトルを有する。直角成分VQのベ
ースバンド周波数スペクトルは、非対称の側波帯を有す
る複素数のベースバンド信号（すなわち、実数成分およ
び虚数成分を有する信号）を形成するように信号VIと合
成させることができるものと考えられる。
28により発生される信号VQのディジタル周波数スペクト
ルは第4b図および第4c図にそれぞれ示される。同相成分
VIは第2a図に示される複合ビデオ信号CVとほぼ同じベー
スバンドの周波数スペクトルを有する。直角成分VQのベ
ースバンド周波数スペクトルは、非対称の側波帯を有す
る複素数のベースバンド信号（すなわち、実数成分およ
び虚数成分を有する信号）を形成するように信号VIと合
成させることができるものと考えられる。
AD変換器326の出力信号VIおよびAD変換器328の出力信
号VQはゴースト相殺フィルタ330に供給される。先に引
用した米国特許明細書第4,703,357号にはゴースト相殺
フィルタ330として使用することのできる例示的な回路
が示されている。
号VQはゴースト相殺フィルタ330に供給される。先に引
用した米国特許明細書第4,703,357号にはゴースト相殺
フィルタ330として使用することのできる例示的な回路
が示されている。
先に引用した米国特許明細書に開示されているよう
に、ゴースト相殺フィルタは、多重通路、すなわちゴー
スト信号歪みが補正された複合ビデオ信号の同相成分に
対応する信号VI′を発生する。信号VI′は、例えば、複
合ビデオ信号からルミナンス成分およびクロミナンス成
分を分離し、且つこれらの成分を処理して表示装置334
に供給される赤、緑、および青の原色信号（以下、R,G
およびＢで表わす。）を発生する回路を含む普通のビデ
オ信号処理回路332に供給される。
に、ゴースト相殺フィルタは、多重通路、すなわちゴー
スト信号歪みが補正された複合ビデオ信号の同相成分に
対応する信号VI′を発生する。信号VI′は、例えば、複
合ビデオ信号からルミナンス成分およびクロミナンス成
分を分離し、且つこれらの成分を処理して表示装置334
に供給される赤、緑、および青の原色信号（以下、R,G
およびＢで表わす。）を発生する回路を含む普通のビデ
オ信号処理回路332に供給される。
第５図は、本発明の一実施例を示すテレビジョン受像
機のブロック図である。この受像機は、ビデオ信号の同
相成分および直角位相成分の両方をサブサンプリングし
ディジタル化する４Ｃのサンプリング周波数で動作す
る唯一のAD変換器530を使用することを除けば、第３図
に示す受像機と同様なものである。結果として生じる成
分についてのサンプル周波数は２Ｃすなわち色副搬送
波信号の周波数Ｃの２倍である。第５図に示す受像機
は、ゴースト除去されたビデオ信号のサブサンプリング
された同相成分および直角位相成分を合成し、サブサン
プリングの結果として生じる折返し歪みが実質的に無い
同相のベースバンド信号を発生する回路536,538および5
40も含んでいる。
機のブロック図である。この受像機は、ビデオ信号の同
相成分および直角位相成分の両方をサブサンプリングし
ディジタル化する４Ｃのサンプリング周波数で動作す
る唯一のAD変換器530を使用することを除けば、第３図
に示す受像機と同様なものである。結果として生じる成
分についてのサンプル周波数は２Ｃすなわち色副搬送
波信号の周波数Ｃの２倍である。第５図に示す受像機
は、ゴースト除去されたビデオ信号のサブサンプリング
された同相成分および直角位相成分を合成し、サブサン
プリングの結果として生じる折返し歪みが実質的に無い
同相のベースバンド信号を発生する回路536,538および5
40も含んでいる。
第５図において、アンテナ510,RF増幅器512,ミクサー
514,局部発振器516,IF増幅器およびフィルタ518,ビデオ
搬送波抽出回路520およびＩ同期検波器522とＱ同期検波
器524は、第３図に示す受像機の対応する成分と同一の
機能を実行する。従って、これらの成分については説明
しない。
514,局部発振器516,IF増幅器およびフィルタ518,ビデオ
搬送波抽出回路520およびＩ同期検波器522とＱ同期検波
器524は、第３図に示す受像機の対応する成分と同一の
機能を実行する。従って、これらの成分については説明
しない。
Ｉ同期検波器522から発生される信号はアナログのマ
ルチプレクサ526の１つの入力端子に供給される。マル
チプレクサ526のもう１つの入力端子はサンプル／ホー
ルド（S/H）回路528から供給されるＱ同期検波器524の
出力信号を受け取るように結合される。マルチプレクサ
526およびサンプル／ホールド回路528の両方は２で割る
分周回路544から発生される信号CK2により制御される。
信号CK2は２Ｃにほぼ等しい周波数を有する。マルチ
プレクサ526は、信号CK2が論理“0"の値を有するとき、
Ｉ同期検出器522から発生される信号を通過させ、またC
K2が論理“1"の値を有するとき、サンプル／ホールド回
路528から発生される信号を通過させるように信号CK2に
より条件付けられる。本発明の実施例で使用されるサン
プル／ホールド回路は、信号CK2の負方向の遷移と一致
してＱ同期検波器から発生される信号をサンプリング
し、且つCK2の次の負方向の遷移までサンプル値を保持
するように信号CK2により条件付けられる。マルチプレ
クサ526の出力信号は４Ｃのサンプリング周波数を有
する一連のアナログのサンプル値である。ここで、交互
のサンプルは中間周波ビデオ信号のベースバンドの同相
変調成分および直角位相変調成分を表わす。
ルチプレクサ526の１つの入力端子に供給される。マル
チプレクサ526のもう１つの入力端子はサンプル／ホー
ルド（S/H）回路528から供給されるＱ同期検波器524の
出力信号を受け取るように結合される。マルチプレクサ
526およびサンプル／ホールド回路528の両方は２で割る
分周回路544から発生される信号CK2により制御される。
信号CK2は２Ｃにほぼ等しい周波数を有する。マルチ
プレクサ526は、信号CK2が論理“0"の値を有するとき、
Ｉ同期検出器522から発生される信号を通過させ、またC
K2が論理“1"の値を有するとき、サンプル／ホールド回
路528から発生される信号を通過させるように信号CK2に
より条件付けられる。本発明の実施例で使用されるサン
プル／ホールド回路は、信号CK2の負方向の遷移と一致
してＱ同期検波器から発生される信号をサンプリング
し、且つCK2の次の負方向の遷移までサンプル値を保持
するように信号CK2により条件付けられる。マルチプレ
クサ526の出力信号は４Ｃのサンプリング周波数を有
する一連のアナログのサンプル値である。ここで、交互
のサンプルは中間周波ビデオ信号のベースバンドの同相
変調成分および直角位相変調成分を表わす。
マルチプレクサ526の出力信号は、４Ｃの周波数を
有するサンプリング・クロック信号CK4の負方向の遷移
と一致するサンプル・ストリームをディジタル化するAD
変換器530に供給される。信号CK4は第３図の信号CKに対
応する。信号CK4は２で割る分周回路544の入力端子に供
給され信号CK2を発生する。AD変換器530の出力信号はデ
マルチプレクサ532の入力ポートに供給される。デマル
チプレクサ532は、クロック信号CK2に応答し、AD変換器
530から発生される４Ｃのサンプル・データ信号を２
つの２Ｃのサンプルデータ信号VISおよびVQSに分離す
る。信号VISは、IFビデオ信号のベースバンドの同相変
調成分を表わすが、ナイキスト周波数より低い周波数で
サンプリングされる。同様に、信号VQSはIFビデオ信号
のサブサンプリングされたベースバンドの直角位相変調
成分を表わす。信号VISおよび信号VQSの対応するサンプ
ルはほぼ同じサンプリング時点を有する。
有するサンプリング・クロック信号CK4の負方向の遷移
と一致するサンプル・ストリームをディジタル化するAD
変換器530に供給される。信号CK4は第３図の信号CKに対
応する。信号CK4は２で割る分周回路544の入力端子に供
給され信号CK2を発生する。AD変換器530の出力信号はデ
マルチプレクサ532の入力ポートに供給される。デマル
チプレクサ532は、クロック信号CK2に応答し、AD変換器
530から発生される４Ｃのサンプル・データ信号を２
つの２Ｃのサンプルデータ信号VISおよびVQSに分離す
る。信号VISは、IFビデオ信号のベースバンドの同相変
調成分を表わすが、ナイキスト周波数より低い周波数で
サンプリングされる。同様に、信号VQSはIFビデオ信号
のサブサンプリングされたベースバンドの直角位相変調
成分を表わす。信号VISおよび信号VQSの対応するサンプ
ルはほぼ同じサンプリング時点を有する。
信号VISおよびVQSに対する周波数スペクトルは第6a図
および第6b図にそれぞれ示される。肉太の線は各図にお
けるベースバンド・スペクトルの範囲を定める。陰影を
つけた領域はすぐ隣の反復スペクトルからの折返し歪み
を含む周波数帯域を表わす。第6a図および第6b図に示さ
れるように、同相信号VISおよび直角位相信号VQSの両方
に折返し歪みが混入している。
および第6b図にそれぞれ示される。肉太の線は各図にお
けるベースバンド・スペクトルの範囲を定める。陰影を
つけた領域はすぐ隣の反復スペクトルからの折返し歪み
を含む周波数帯域を表わす。第6a図および第6b図に示さ
れるように、同相信号VISおよび直角位相信号VQSの両方
に折返し歪みが混入している。
第6c図は、信号VISにほぼ等しい実数部および信号VQS
にほぼ等しい虚数部を有する複素数信号の周波数スペク
トル図である。第6c図に示されるように、複素数信号に
は折返し歪みがない。従って、信号VISおよびVQSの両方
を単一の複素数信号として使用する任意の信号処理、例
えば、先に引用した米国特許明細書第4,703,357号で使
用されているゴースト相殺フィルタは成分信号中の折返
し歪みによって影響されない。さらに、複素数信号が第
6c図に破線で示される伝達特性HCFを有するフィルタを
通過すると、同相の信号成分は全ての折返し歪みが実質
的に除去されて回復される。
にほぼ等しい虚数部を有する複素数信号の周波数スペク
トル図である。第6c図に示されるように、複素数信号に
は折返し歪みがない。従って、信号VISおよびVQSの両方
を単一の複素数信号として使用する任意の信号処理、例
えば、先に引用した米国特許明細書第4,703,357号で使
用されているゴースト相殺フィルタは成分信号中の折返
し歪みによって影響されない。さらに、複素数信号が第
6c図に破線で示される伝達特性HCFを有するフィルタを
通過すると、同相の信号成分は全ての折返し歪みが実質
的に除去されて回復される。
信号VISおよびVQSは、先に引用した米国特許明細書第
4,703,357号に記載されたものと同一のゴースト相殺フ
ィルタ534に供給される。フィルタ534から発生される出
力信号VIS′およびVQS′は、実質的に如何なる多重通路
歪みもないが、第6a図および第6b図に示されるような折
返し歪みは有する。
4,703,357号に記載されたものと同一のゴースト相殺フ
ィルタ534に供給される。フィルタ534から発生される出
力信号VIS′およびVQS′は、実質的に如何なる多重通路
歪みもないが、第6a図および第6b図に示されるような折
返し歪みは有する。
次に、信号VIS′およびVQS′は、第6c図に破線で示さ
れる伝達特性HCFを有する複素数有限インパルス応答（F
IR）フィルタ540により処理される。このフィルタは既
知の同相サンプルおよび直角位相サンプルから同相信号
成分の欠けているサンプルを効果的に補間する。直角位
相サンプルがベースバンドの同相ビデオ信号のヒルベル
ト変換を表わすので、わずかな誤差でVIS′の欠けてい
るサンプル値を決定するのに十分な情報が一対の信号VI
S′およびVQS′に存在している。
れる伝達特性HCFを有する複素数有限インパルス応答（F
IR）フィルタ540により処理される。このフィルタは既
知の同相サンプルおよび直角位相サンプルから同相信号
成分の欠けているサンプルを効果的に補間する。直角位
相サンプルがベースバンドの同相ビデオ信号のヒルベル
ト変換を表わすので、わずかな誤差でVIS′の欠けてい
るサンプル値を決定するのに十分な情報が一対の信号VI
S′およびVQS′に存在している。
濾波処理の第１のステップは、“0"値の補間サンプル
をサンプル・データ信号の各々に挿入することによりVI
S′およびVQS′の両方のサンプル周波数を４Ｃに変換
することである。本発明の実施例において、このステッ
プはマルチプレクサ536および“0"値のサンプル源538に
より実行される。マルチプレクサ536は信号CK2が論理
“0"の状態にあるときは信号VIS′およびVQS′の値を通
過させ、且つ信号CK2の論理“1"の状態にあるときは
“0"値のサンプル源528からの“0"値すなわち空サンプ
ルを通過させるように信号CK2により条件付けられる。
マルチレクサ536から供給される信号VIS″およびVQS″
は複素数フィルタ540に供給される。
をサンプル・データ信号の各々に挿入することによりVI
S′およびVQS′の両方のサンプル周波数を４Ｃに変換
することである。本発明の実施例において、このステッ
プはマルチプレクサ536および“0"値のサンプル源538に
より実行される。マルチプレクサ536は信号CK2が論理
“0"の状態にあるときは信号VIS′およびVQS′の値を通
過させ、且つ信号CK2の論理“1"の状態にあるときは
“0"値のサンプル源528からの“0"値すなわち空サンプ
ルを通過させるように信号CK2により条件付けられる。
マルチレクサ536から供給される信号VIS″およびVQS″
は複素数フィルタ540に供給される。
複素数有限インパルス応答フィルタ540として使用す
るのに適した回路が第７図に示されている。第７図にお
いて、信号VIS″は遅延要素712,714,716,718,720,722お
よび724を含んでいる直列接続された第１の遅延要素群
の最初の遅延要素710に供給される。遅延要素710〜714
および720〜724の各々は、その入力ポートに供給される
サンプル値を信号CK4の２周期（すなわち、２τ）遅延
させる。遅延要素716および718は、その入力ポートに供
給されるサンプル値を信号CK4の１周期（すなわち、
τ）だけ遅延させる。直角位相入力信号VQS″は、各々
が２τの遅延を与える遅延要素770,772,774,776,780,78
2および784が直列接続された第２の遅延要素群に供給さ
れる。入力信号VIS″およびVQS″は加算機732により加
算され、その結果得られる和は信号合計回路網734の１
つの入力ポートに供給される。信号合計回路網734は、
加算機732から供給される信号を遅延要素724から供給さ
れる信号に加算し、この和から遅延要素784により発生
される信号を減算する。この結果得られる和は乗算器73
6の１つの入力ポートに供給される。乗算器736のもう１
つの入力ポートは、ディジタル値源738から供給される
フィルタ係数値h4を受け取るように結合される。乗算器
736から発生される出力信号は、信号VIS″,VQS″および
遅延要素724により発生される信号から遅延要素784によ
り発生される信号を引いたものの和に係数値h4を掛けた
ものである。この出力信号は和回路網740の入力ポート
に供給される。同様に、積の項から成る他の３つの和が
発生される。すなわち、遅延要素770の出力信号は減算
器742により遅延要素710の出力信号から減算され、その
結果は遅延要素722および782から供給される信号に和回
路網744において加算される。和回路網744の出力信号
は、その和に係数値h3を掛ける乗算器746に供給され
る。また、遅延要素712,772および720の出力信号は合計
され、この合計から遅延要素780の出力信号が減算さ
れ、その結果に係数値h2が掛けられる。遅延要素714,77
6および718の出力信号は合計され、この合計から遅延要
素774の出力信号が減算され、その結果に係数値h1が掛
けられる。これらのスケール化された和の各々は和回路
網740の個々の入力ポートに供給される。遅延要素716か
ら供給される信号も和回路網740に供給される。
るのに適した回路が第７図に示されている。第７図にお
いて、信号VIS″は遅延要素712,714,716,718,720,722お
よび724を含んでいる直列接続された第１の遅延要素群
の最初の遅延要素710に供給される。遅延要素710〜714
および720〜724の各々は、その入力ポートに供給される
サンプル値を信号CK4の２周期（すなわち、２τ）遅延
させる。遅延要素716および718は、その入力ポートに供
給されるサンプル値を信号CK4の１周期（すなわち、
τ）だけ遅延させる。直角位相入力信号VQS″は、各々
が２τの遅延を与える遅延要素770,772,774,776,780,78
2および784が直列接続された第２の遅延要素群に供給さ
れる。入力信号VIS″およびVQS″は加算機732により加
算され、その結果得られる和は信号合計回路網734の１
つの入力ポートに供給される。信号合計回路網734は、
加算機732から供給される信号を遅延要素724から供給さ
れる信号に加算し、この和から遅延要素784により発生
される信号を減算する。この結果得られる和は乗算器73
6の１つの入力ポートに供給される。乗算器736のもう１
つの入力ポートは、ディジタル値源738から供給される
フィルタ係数値h4を受け取るように結合される。乗算器
736から発生される出力信号は、信号VIS″,VQS″および
遅延要素724により発生される信号から遅延要素784によ
り発生される信号を引いたものの和に係数値h4を掛けた
ものである。この出力信号は和回路網740の入力ポート
に供給される。同様に、積の項から成る他の３つの和が
発生される。すなわち、遅延要素770の出力信号は減算
器742により遅延要素710の出力信号から減算され、その
結果は遅延要素722および782から供給される信号に和回
路網744において加算される。和回路網744の出力信号
は、その和に係数値h3を掛ける乗算器746に供給され
る。また、遅延要素712,772および720の出力信号は合計
され、この合計から遅延要素780の出力信号が減算さ
れ、その結果に係数値h2が掛けられる。遅延要素714,77
6および718の出力信号は合計され、この合計から遅延要
素774の出力信号が減算され、その結果に係数値h1が掛
けられる。これらのスケール化された和の各々は和回路
網740の個々の入力ポートに供給される。遅延要素716か
ら供給される信号も和回路網740に供給される。
和回路網740は、その入力ポートに供給される信号の
全てを加算し、第３図のゴースト相殺フィルタ330によ
り発生される信号VI′とほぼ同じであり、実質的に折返
し歪みのない出力信号VI′を発生する。信号VI′は、前
述の第３図の処理回路332と同じであるビデオ信号処理
回路542に供給される。この処理回路542は、表示装置54
6に供給されテレビジョン表示を生成する原色信号Ｒ、
ＧおよびＢを発生する。
全てを加算し、第３図のゴースト相殺フィルタ330によ
り発生される信号VI′とほぼ同じであり、実質的に折返
し歪みのない出力信号VI′を発生する。信号VI′は、前
述の第３図の処理回路332と同じであるビデオ信号処理
回路542に供給される。この処理回路542は、表示装置54
6に供給されテレビジョン表示を生成する原色信号Ｒ、
ＧおよびＢを発生する。
本発明の実施例で使用される係数値h1〜h4を次の表に
示す。
示す。
表 係数 値 h1 0.4472 h2 0.1380 h3 −0.0715 h4 −0.0352 従来のテレビジョン受像機に関連して本発明を説明し
たが、先に引用した安本氏他による論文に記載されてい
るような強調されたテレビジョン信号をデコードするこ
とも考えられる。この強調されたテレビジョン信号の直
角変調成分が同相変調成分中に無い情報を含んでいると
しても、複素数フィルタ540は同相変調成分および直角
位相変調成分間にクロストーク歪みを導入しない。同相
成分中に無い直角成分中の全ての情報はフィルタ540に
より相殺される。このシステムが強調されたテレビジョ
ン信号をデコードするために使用されると、ゴースト相
殺フィルタ534から発生される信号VQS′は第７図に示す
フィルタと同様な複素数フィルタに供給され、０〜1.25
MHzの周波数帯域を占有するように帯域制限される。そ
の結果得られる信号は強調されたビデオ信号の直角変調
成分としてビデオ信号処理回路542に供給される。
たが、先に引用した安本氏他による論文に記載されてい
るような強調されたテレビジョン信号をデコードするこ
とも考えられる。この強調されたテレビジョン信号の直
角変調成分が同相変調成分中に無い情報を含んでいると
しても、複素数フィルタ540は同相変調成分および直角
位相変調成分間にクロストーク歪みを導入しない。同相
成分中に無い直角成分中の全ての情報はフィルタ540に
より相殺される。このシステムが強調されたテレビジョ
ン信号をデコードするために使用されると、ゴースト相
殺フィルタ534から発生される信号VQS′は第７図に示す
フィルタと同様な複素数フィルタに供給され、０〜1.25
MHzの周波数帯域を占有するように帯域制限される。そ
の結果得られる信号は強調されたビデオ信号の直角変調
成分としてビデオ信号処理回路542に供給される。
本発明は、非対称の側波帯被変調信号の同相成分およ
び直角位相成分をサブサンプリングし、サブサンプリン
グされた信号を処理して実質的に折返し歪みのない信号
の一方または両方を回復するために使用される。実数部
および虚数部として同相成分および直角位相成分を有す
る複素数信号はサブサンプリング周波数でサンプリング
されるときは折返し歪みを有しないという唯一の基準を
満たさなければならない。
び直角位相成分をサブサンプリングし、サブサンプリン
グされた信号を処理して実質的に折返し歪みのない信号
の一方または両方を回復するために使用される。実数部
および虚数部として同相成分および直角位相成分を有す
る複素数信号はサブサンプリング周波数でサンプリング
されるときは折返し歪みを有しないという唯一の基準を
満たさなければならない。
本発明の実施例は、ディジタル技術を使用するもので
あるが、本発明はアナログのサンプル・データ信号処理
システムで使用することも考えられる。
あるが、本発明はアナログのサンプル・データ信号処理
システムで使用することも考えられる。
第１図は、テレビジョン信号送信機の簡単化されたブロ
ック図である。 第2a図、第2b図および第2c図は、第１図に示す送信機の
動作を説明するのに有用な信号の周波数スペクトルを示
す図である。 第３図は、多重通路歪みを相殺するための複素数フィル
タを含むテレビジョン受像機のブロック図である。 第4a図、第4b図および第4c図は、第３図に示す従来技術
による受像機の動作を説明するのに有用な信号の周波数
スペクトルを示す図である。 第５図は、本発明の一実施例を含むテレビジョン受像機
のブロック図である。 第6a図、第6b図および第6c図は、第５図に示す受像機の
動作を説明するのに有用な信号の周波数スペクトルを示
す図である。 第７図は、第５図に示す受像機で使用するのに適した複
素数フィルタのブロック図である。 522……Ｉ（同相）同期検波器、524……Ｑ（直角位相）
同期検波器、526……マルチプレクサ、530……アナログ
・ディジタル（AD）変換器（ADC）、540……複素数フィ
ルタ。
ック図である。 第2a図、第2b図および第2c図は、第１図に示す送信機の
動作を説明するのに有用な信号の周波数スペクトルを示
す図である。 第３図は、多重通路歪みを相殺するための複素数フィル
タを含むテレビジョン受像機のブロック図である。 第4a図、第4b図および第4c図は、第３図に示す従来技術
による受像機の動作を説明するのに有用な信号の周波数
スペクトルを示す図である。 第５図は、本発明の一実施例を含むテレビジョン受像機
のブロック図である。 第6a図、第6b図および第6c図は、第５図に示す受像機の
動作を説明するのに有用な信号の周波数スペクトルを示
す図である。 第７図は、第５図に示す受像機で使用するのに適した複
素数フィルタのブロック図である。 522……Ｉ（同相）同期検波器、524……Ｑ（直角位相）
同期検波器、526……マルチプレクサ、530……アナログ
・ディジタル（AD）変換器（ADC）、540……複素数フィ
ルタ。
Claims (1)
- 【請求項１】非対称の側波帯被変調信号により伝送され
る情報を表わすサンプル・データの出力信号を発生する
信号サンプリング装置であって、 前記非対称の側波帯被変調信号の源と、 前記非対称の側波帯被変調信号の源に結合され、前記非
対称の側波帯被変調信号の同相変調成分および直角変調
位相成分をそれぞれ表わす第１および第２のベースバン
ド信号を発生する復調手段と、 前記復調手段に結合され、前記第１および第２のベース
バンド信号にそれぞれ表わす第１および第２のサンプル
・データ信号を発生するサブサンプリング手段であっ
て、前記第１および第２のサンプル・データ信号の中の
少なくとも一方に望ましくない折返し歪みが混入してい
る前記第１および第２のサンプル・データ信号の中の少
なくとも一方の最高周波成分の２倍より低いサンプリン
グ周波数を有する前記サブサンプリング手段と、 前記サブサンプリング手段に結合され、前記第１および
第２のサンプル・データ信号を合成し、望ましくない折
返し歪みが実質的に無い前記第１および第２のベースバ
ンド信号の前記少なくとも一方を表わし、前記第１およ
び第２のベースバンド信号の最高周波数成分の２倍より
低くないサンプル周波数を有する前記サンプル・データ
出力信号を発生する複素信号濾波手段とを含んでいる、
前記信号サンプリング装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/205,769 US4870480A (en) | 1988-06-13 | 1988-06-13 | Subnyquist demodulator as for a television receiver |
| US205769 | 1988-06-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0251986A JPH0251986A (ja) | 1990-02-21 |
| JP2889987B2 true JP2889987B2 (ja) | 1999-05-10 |
Family
ID=22763575
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1146952A Expired - Lifetime JP2889987B2 (ja) | 1988-06-13 | 1989-06-12 | 信号サンプリング装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4870480A (ja) |
| JP (1) | JP2889987B2 (ja) |
| KR (1) | KR0153274B1 (ja) |
| DE (1) | DE3919182A1 (ja) |
| FR (1) | FR2633478B1 (ja) |
| GB (1) | GB2220816B (ja) |
| HK (1) | HK87997A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0497769B1 (en) * | 1989-06-16 | 1996-07-24 | Seiko Corporation | System with compact spectrum |
| US5142692A (en) * | 1989-06-16 | 1992-08-25 | Seiko Corp. | Transmitting information with cut and flip spectrum |
| US5177611A (en) * | 1990-07-31 | 1993-01-05 | Rca Licensing Corporation | Method and apparatus for canceling quadrature distortion as for video signals having in-phase and quadrature phase components |
| DE4028424A1 (de) * | 1990-09-07 | 1992-03-12 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur a/d-umsetzung der farbinformationen zweier bildsignale |
| US5369445A (en) * | 1992-06-12 | 1994-11-29 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Noise reducing apparatus and methods for television receivers |
| US5617116A (en) * | 1994-12-16 | 1997-04-01 | International Business Machines Corporation | System and method for sacrificial color matching using bias |
| WO1999005861A2 (en) * | 1997-07-25 | 1999-02-04 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Reception of modulated carriers having asymmetrical sidebands |
| KR100406508B1 (ko) * | 2000-06-23 | 2003-11-20 | 주식회사 코난테크놀로지 | 컬러영상 처리 시스템 및 그 방법 |
| DE102004016192B3 (de) * | 2004-02-06 | 2005-05-25 | Daimlerchrysler Ag | Unterdrückung von Mehrwegeeffekten bei der Übertragung von analogen TV-Signalen |
| US7352408B2 (en) * | 2004-02-06 | 2008-04-01 | Daimlerchrysler Ag | Suppression of multipath effects in the transmission of analog TV signals |
| JP2006135814A (ja) * | 2004-11-08 | 2006-05-25 | Fujitsu Ltd | 無線受信機 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2795643A (en) * | 1952-12-31 | 1957-06-11 | Rca Corp | Crosstalk reduction system for color receivers |
| FR2455408B1 (fr) * | 1979-04-27 | 1987-05-29 | Cit Alcatel | Procede de reduction des bruits de phase a la reception d'une transmission de donnees |
| JPS604383A (ja) * | 1983-06-22 | 1985-01-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨン信号デジタル磁気記録再生装置 |
| US4616252A (en) * | 1984-07-16 | 1986-10-07 | Rca Corporation | Sampled color difference signal processing system having a quadrature distortion reduction differentiator |
| US4703357A (en) * | 1985-12-24 | 1987-10-27 | Rca Corporation | Adaptive television deghosting system |
| US4686570A (en) * | 1985-12-24 | 1987-08-11 | Rca Corporation | Analog-to-digital converter as for an adaptive television deghosting system |
-
1988
- 1988-06-13 US US07/205,769 patent/US4870480A/en not_active Expired - Fee Related
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1989
- 1989-06-12 JP JP1146952A patent/JP2889987B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-12 KR KR1019890008034A patent/KR0153274B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-06-12 DE DE3919182A patent/DE3919182A1/de not_active Ceased
- 1989-06-12 FR FR898907735A patent/FR2633478B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1989-06-12 GB GB8913472A patent/GB2220816B/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-06-26 HK HK87997A patent/HK87997A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2220816A (en) | 1990-01-17 |
| KR900001253A (ko) | 1990-01-31 |
| FR2633478B1 (fr) | 1992-04-03 |
| GB2220816B (en) | 1992-09-09 |
| GB8913472D0 (en) | 1989-08-02 |
| US4870480A (en) | 1989-09-26 |
| HK87997A (en) | 1997-06-27 |
| KR0153274B1 (ko) | 1998-11-16 |
| JPH0251986A (ja) | 1990-02-21 |
| FR2633478A1 (fr) | 1989-12-29 |
| DE3919182A1 (de) | 1989-12-21 |
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