KR0153274B1 - 신호 샘플링 장치 - Google Patents

Abstract

RF NTSC 방식 텔레비젼 신호등의 비대칭 측파대 변조(ASM) 신호는 동상 및 직각 위상 성분으로 복조되며, 이들 각 성분은 그 성분중의 나이퀴스트 주파수보다 낮은 샘플링 주파수로 샘플링된다. 에일리어싱 왜곡을 포함하는 신호들은 각각, 선택된 샘플링 주파수에서 에일리어싱 왜곡에 영향받지 않는 복소수 신호의 실수부 및 허수부이다. 신호의 동상 성분은 제로 값의 샘플들을 각각의 샘플링된 동상 및 직각 위상 성분 신호에 삽입하고 그후, 그 수정된 신호를 복소수 필터에 인가함으로써 복원된다. 그 결과적인 보간된 동상 신호는 전 대역폭 신호이며 실질적으로 에일리어싱 왜곡이 없다.

Description

신호 샘플링 장치

제1도는 텔레비젼 신호 송신기의 간략한 블록도.

제2a 내지 2c도는 제1도에 도시된 송신기의 동작을 설명하는데 유용한 신호들의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

제3도는 다중 경로 왜곡을 제거하기 위해 복소수(complex) 필터를 포함하는 종래 기술의 텔레비젼 수상기의 블록도.

제4a 내지 4c도는 제3도에 도시된 종래 기술의 수상기의 동작을 설명하는 데 유용한 신호들의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

제5도는 본 발명의 실시예를 포함하는 텔레비젼 수상기의 블록도.

제6a 내지 6c도는 제5도에 도시된 텔레비젼 수상기의 동작을 설명하는데 유용한 신호들의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

제7도는 제5도의 도시된 수상기에 사용하기에 적합한 복소수 필터의 블록도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

112 : 변조기 118 : RF 증폭기

120 : 안테나 322, 324 : 동기 검출기

332 : 비디어 신호 처리기 516 : 국부 발진기

본 발명은 나이퀴스트 주파수보다 작은 샘플링 주파수를 사용하여 비대칭 측파대 변조(ASM) 신호의 동상 신호 성분 및 직각 위상 신호 성분을 샘플링하고, 이들 서브샘플링된 신호들을 처리하여 실질적으로 에일리어싱(ailasing) 왜곡이 없는 전 대역폭 동상 성분을 복원하는 회로에 관한 것이다.

상기 방송 스펙트럼의 효율적인 이용을 위해, NTSC 방식의 텔레비젼 신호는 비대칭 측파대로 변조된다. 기저대 비디오 신호의 하위 주파수, 즉, 0 내지 1.25MHz의 주파수 성분은 양측파대 변조(DSM)되며, 1.25MHz 내지 4.2MHz의 상위 주파수 성분은 단측파대 변조(SSM)된다. 이 변조 방법은 복합 비디오 신호의 저주파수 성분의 감쇄없이 가능한한 큰 방송 스펙트럼을 유지하도록 채택되었다. NTSC 비디오 신호용으로 채택된 ASM 방법의 이론은 1966년 맥그로우 힐사로부터 출판된, 스테인 등에 의한 통신 시스템과 기술의 621 내지 638 페이지에 설명되어 있다. 측파대는 대칭이 아니므로, 비디오 반송파 신호의 직각 위상 성분은 제로가 아니다.

방송시에, 통상의 NTSC 신호의 DSM 부분은 제로값의 직각 신호 성분을 가지며, 반면에, SSM 부분은 1.25MHz 내지 4.2MHz까지의 기저대 신호의 힐베르트 변환(Hilbert transform)을 하는 직각 신호 성분을 갖는다.

최근에, 라디오 주파수(RF) 텔레비젼 신호의 직각 위상 변조 성분을 활용하는데에 대한 관심이 증가되고 있다. 예를들어, 미국 특허 번호 제4,703,357호의 발명의 명칭이 적응형의 텔레비젼 디고우스팅 시스템인 특허에서, 비디어 반송파 신호에 동상인 텔레비젼 신호 성분 및 직각 위상인 신호 성분은 둘파 텔레비젼 신호중의 다중 경로, 즉, 고우스트(ghost) 신호 왜곡을 상쇄하기 위하여 사용된다. 또한, 1988년 2월에 발행된 Y. 야스모토에 의한 소비 전자공학 IEEE 보고서 121 내지 127 페이지의 NTSC 방식과 완전한 호환성을 갖는 넓은 폭의 종횡비의 텔레비젼 시스템에서 0 내지 1.25MHz의 주파수를 갖는 텔레비젼 신호의 동상 성분에 포함되지 않은 정보에 의해, 비디오 반송파에 직각인 반송파로 변조되는 것이 제안되고 있다. 수상기에서, 정보는 동기(synchronous) 복조를 이용하여 복원되어, 텔레비젼 신호의 동상 성분에 의해 전송된 화상 정보의 발생을 위해 사용된다.

상기 두 시스템에 있어서, 텔레비젼 신호의 동상 및 직각 위상 성분은 각각의 동기 복조기를 사용하여 복원되고 각각의 아날로그-디지탈 변환기(ADC)를 사용하여 디지털화 된다. 상기 인용된 특허에서, 두 ADC는 칼라 부반송파 신호 주파수 fc의 4배인 4fc 의 샘플링 주파수로 동작한다.

텔레비젼 신호의 동상 성분 및 직각 위상 성분을 디지털화하는 대안의 구조는 미국 특허 제4,686,570호에서, 적응형의 텔레비젼 디코우스팅 시스템용의 아날로그 대 디지털 변환기인 명칭으로 개시되어 있다. 상기 제2의 인용된 특허에서, 8fc 샘플링 주파수로 동작하는 단일의 ADC는 텔레비젼 신호의 동상 및 직각 위상 성분을 복원하기 위해 사용된다. 상기 ADC는 중간 주파수(IF)의 반송파 신호의 동상 및 직각 위상 변조 성분에 대응하는 시점에서, 중간 주파수(IF) 변조된 텔레비젼 신호를 샘플링하는 것에 의해 텔레비젼 신호를 직접 복조한다. 상기 제2의 인용된 특허는 제1의 인용된 특허에서보다 더 높은 샘플링 주파수를 이용하는 것 이외에도, 수신된 텔레비젼 신호의 칼라 동기 버스트 신호 성분에 위상이 고정된 IF 반송파를 사용한다.

텔레비젼 신호의 동상 및 직각 위상 변조 성분을 제공하기 위해, 비교적 낮은 샘플링 주파수를 사용하는 디지털 시스템을 제공하는 것이 바람직하다.

본 발명은 ASM 신호의 동상 및 직각 위상 성분을 그중 한 성분에 대해 나이퀴스트 주파수보다 작은 샘플링 주파수로 나타내는 샘플들을 발생하는 회로 및, 두 샘플링된 신호를 복소수 신호로서 처리하여 실질적으로 에일리어싱 왜곡이 없는 원래 신호의 최소한 한 성분을 복원하는 회로를 구비하는 신호 샘플링 장치를 실현한다.

본 발명은 일반적으로 잔류 측파대 변조(VSM) 신호 또는 단측파대 변조(SSM) 신호등의 ASM신호에 대해 적용하며, 하기 설명에서는 ASM 신호의 특정 형태인 NTSC 텔레비젼 신호에 관련한다.

도면에서, 넓은 화살표는 다수 비트의 병렬 디지털 신호를 전송하는 버스들을 나타내며, 라인 화살표는 단일 비트의 디지털 신호 또는 아날로그 신호를 전송하는 접속을 나타낸다. 상기 장치의 처리 속도에 따라, 어떤 신호 경로에는 보상 지연이 요구될 수도 있다. 당업자들은 이러한 지연이 특정 시스템에 필요함을 인식할 것이다.

제1도는 NTSC 텔레비젼 송신기의 간략화된 블록도이다. 제1도에서, 기저대 비디오 신호원(110)은 변조기(112)의 한 입력 포트에 대해, 복합(composite) 비디오 신호(CV)를 공급한다. 상기 신호(CV)의 주파수 스펙트럼은 제2a도에 도시되며, 여기서, fc는 칼라 부반송파 주파수이다. 상기 변조기(112)는 식(1)에 의한 신호원(114)로부터의 반송파 신호 CS(t)와 신호 CV를 곱한다.

CS(t) = 2 consine(2πfot) (1)

상기 변조기(112)에 의해 발생된 출력 신호 DSBV는 DSM 비디오 신호이다. 상기 신호 DSBV의 주파수 스펙트럼은 제2b도에 도시되어 있다. 상기 신호 DSBV는 비대칭 측파대(ASB) 필터(116)에 공급된다. 상기 필터(116)는 하이 패스 필터로서, 신호 DSBV의 기저대 성분과, (fo-4.2)MHz 와 (fo-1.25)MHz 사이의 주파수 대역 및 그 대응하는 음의 주파수 대역을 차지하는 변조된 비디어 신호의 하위 측파대 성분을 제거한다. 필터(116)에 의해 제공된 출력 신호 ASBV는 ASM 텔레비젼 신호로서, 제2c 도에 도시된 주파수 스펙트럼을 갖는다. 상기 신호 ASBV는 RF 증폭기(118)에 공급되며, 그 출력은 안테나(120)에 결합된다.

제3도는 복소수 고우스트 제거 필터를 포함하는 종래 기술의 텔레비젼 수상기의 블록도이다. 제3도에서, 제1도의 도시된 송신기에 의해 방송된 신호는 안테나(310)에 의해 수신되어 RF 증폭기(312)에 의해 증폭된다. 상기 증폭기(312)에 의해 제공된 신호 ASBV'는 송신기에서 발생된 ASM 신호인 ASBV의 복사이다. 상기 신호 ASBV'는 중간 주파수(IF) 비디오 신호 발생을 위해 국부 발진기(316)에 의해 제공된 발진 신호와 함께 신호 ASBV'의 헤테로다인 혼합기(314)에 제공된다. 상기 혼합기(314)로부터 IF 증폭기 및 필터(318)에 제공된 출력 신호는 증폭 및 필터링되어, 출력 신호는 신호 IFV가 된다. 상기 신호 IFV의 주파수 스펙트럼은 제4a도 도시되어 있다. 제4a도를 주목하면, 측파대의 상대 주파수가 역으로 되며, 즉, 상기 반송파 주파수 fr 는 칼라 부반송파 주파수인 fi-fc 보다 높다. 상기 변조된 IF 신호의 상위 측파대는 반송파 주파수를 중심으로 전이(transition) 대역을 갖는 나이퀴스트 필터에 대해 입력된다. 상기 변조된 IF 신호의 나이퀴스트 필터링은, 신호 에너지를 0 내지 1.25MHz(즉, 비디어 신호의 DSM 부분) 주파수 범위내의 비디오 신호의 직각 변조 성분에 도입하는 효과를 갖는다.

상기 IF 증폭기 및 필터(318)에 의해 제공된 신호 IFV는, 비디오 반송파 추출기(320)와 동상(I) 및 직각 위상(Q) 동기 검출기(322,324)에 각각 공급된다. 통상의 위상 고정 루프(PLL) 회로를 구비할 수도 있는 상기 비디오 반송파 추출기(320)는, 상기 IF 비디오 신호인 IFV의 비디오 반송파 신호 성분과 주파수 및 위상면에서 정렬된 제1의 기준 신호 IC를 발생한다. 상기 추출기(320)는 또한 상기 신호 IC에 관하여 90도만큼 위상이 시프트된 제2의 기준 신호 QC를 발생한다. 상기 신호 IC는 상기 I 동기 검출기(322)에 공급되며, 상기 신호 QC는 상기 Q 동기 검출기(324)에 공급된다.

상기 동기 검출기(322,324)는 상기 IF 신호를 각각 동상 및 직각 위상 성분으로 복조한다. 상기 동상 성분은 아날로그 디지탈 변환기(ADC)(326)에 공급되며, 직각 위상 성분은 ADC(328)에 공급된다. 상기 ACD(326,328)는 샘플링 클럭 신호 CK에 의해 결정된 시점에서, IF 신호의 동상 및 직각 위상 변조 성분을 나타내는 디지탈 샘플들을 발생한다. 상기 신호 CK는 예를 들어, 기저대 비디오 신호의 칼라 부반송파 신호 성분 fc 의 4배인 4fc를 갖는 버스트(burst) 고정된 클럭 신호이다. 제3도에 도시된 시스템에서 신호 CK는 상기 비디오 신호 처리기(332) 내부의 통상적인 PLL 회로(도시하지 않음)에 의해 발생된다.

상기 ADC(326)에 의해 발생된 신호 VI 및 ADC(328)에 의해 발생된 신호 VQ의 디지털 주파수 스펙트럼은 각각 제4b 및 4c도에 도시된다. 상기 동상 성분 VI는 제2a도에 도시된 복합 비디오 신호 CV와 실질적으로 동일한 기저대 주파수 스펙트럼을 가진다. 상기 직각 성분 VQ의 기저대 주파수 스펙트럼은, 비대칭 측파대를 갖는 복소수 기저대 신호(즉, 실수 및 허수 성분을 가지는)를 형성하기 위해 신호 VI와 합성될 수 있는 것으로 생각된다.

상기 ADC(326)의 출력 신호 VI 및 ADC(328)의 출력 신호 VQ는 고우스트 제거필터(330)에 공급된다. 상기 인용된 미국 특허 번호 제4,703,357호는 고우스트 제거 필터(330)로서 사용될 수도 있는 회로예를 설명한 것이다.

상기 인용된 미국 특허에 상술된 바와 같이, 고우스트 제거 필터는 다중 경로, 즉, 고우스트 신호 왜곡에 대해 보정된 복합 비디오 신호의 동상 성분에 대응하는 신호 VI'를 발생한다. 상기 신호 VI'는 통상의 비디오 신호 처리기(332)에 인가되는데, 이 신호 처리기(332)는, 복합 비디오 신호로부터 색도 및 휘도 성분을 분리하고 이들 성분들을 처리하여 표시 장치(334)에 인가하기 위한 적, 녹, 청의 기본 칼라 신호(R, G, 및 B)를 발생하는 회로를 포함한다.

제5도는 본 발명의 실시예를 포함하는 텔레비젼 수상기의 블록도이다. 상기 수상기는, 비디오 신호의 동상 성분 및 직각 위상 성분을 서브샘플링 및 디지탈화하는 4fc 샘플링 주파수로 동작하는 ADC(530)만을 사용하는 점 이외에도 제3도에 도시된 것과 유사하다. 각 성분에 대한 결과적인 샘플링 주파수는 칼라 서브 반송파 주파수 fc 의 2배인 2fc 가 된다. 제5도에 도시한 수상기는 또한, 서브샘플링의 결과로 발생되는 에일리어싱 왜곡이 실질적으로 없는 동상 기저대 신호를 발생하기 위해, 디고우스트(deghosted) 비디오 신호의 서브샘플링된 동상 및 직각 위상 성분을 합성하는 회로(536,538,540)를 구비한다.

제5도에서, 안테나(510), RF 증폭기(512), 혼합기(514), 국부 발진기(516), IF 증폭기 및 필터(518), 비디오 반송파 추출기(520) 및 I 및 Q 동기 복조기(522,524)는, 제3도에 도시된 수상기의 대응부와 동일한 기능을 수행한다. 따라서, 이들 부분은 설명하지 않겠다.

상기 I 동기 검출기(522)에 의해 제공된 신호는, 아날로그 멀티플렉서(526)의 한 입력 단자에 공급된다. 상기 멀티플렉서(526)의 또다른 입력 단자는 Q 동기 검출기의 출력 신호를 수신하기 위해 샘플 및 홀드(S/H) 회로(528)에 결합된다. 상기 멀티플렉서(526) 및 S/H 회로(528)는, 주파수 2분할 회로(544)에 의해 공급된 신호 CK2에 의해 제어된다. 상기 신호 CK2는 실질적으로 2fc 와 동일한 주파수를 가진다. 상기 멀티플렉서(526)는, CK2가 논리 1의 값일 때 S/H 회로(528)에 의해 제공된 신호를 통과시키고, CK2가 논리 0값일 때 I 동기 검출기(522)에 의해 제공된 신호를 통과시키도록 신호 CK2에 의해 조건화된다. 본 발명의 실시예에서 사용된 S/H 회로는 신호 CK2의 음의 진행(negative-going)에 따라 Q 동기 검출기에 의한 신호를 샘플링하고, 다음의 음의 진행 CK2 신호가 될 때까지는 그 샘플링 값을 유지하도록 CK2에 의해 조건화된다. 상기 멀티플렉서(526)의 출력 신호는, 4fc 의 샘플링 주파수를 갖는 일련의 아날로그 샘플값이며, 여기서, 샘플들은 교대로 중간 주파수 비디오 신호의 기저대 동상 및 직각 위상 변조 성분을 나타낸다.

상기 멀티플렉서(526)의 출력 신호는, 4fc 의 주파수를 갖는 샘플링 클럭 신호 CK4의 음의 진행에 따라 샘플 스트림을 디지트화하는 ADC(530)에 공급된다. 제3도는 신호 CK에 대응하는 신호 CK4는, 신호 CK2를 발생하기 위하여 주파수 2분할 회로(544)의 입력 단자에 공급된다. 상기 ADC(530)의 출력 신호는 디멀티플렉서(532)의 입력 포트에 공급된다. 상기 디멀티플렉서(532)는 클럭 신호 CK2에 응답하여, ADC(530)에 의해 제공된 4fc 샘플 데이타 신호를 2개의 2fc 샘플 데이타 신호 VIS 및 VQS로 분리한다. 상기 신호 VIS는 IF 비디오 신호의 기저대 동상 변조 성분을 나타내며, 나이퀴스트 주파수보다 작은 주파수로 샘플링된다. 비슷하게, 신호 VQS는 IF 비디오 신호의 서브샘플링된 기저대 직각 위상 변조 성분을 나타낸다. 신호 VIS 및 VQS의 대응하는 샘플들은 각각 동일한 샘플링 시점을 갖는다.

신호 VIS 및 VQS에 대한 주파수 스펙트럼은 각각 제6a도 및 6b도에 도시되어 있다. 각각의 도면에서, 굵은 선은 기저대 스펙트럼의 범위를 정한다. 어두운 영역은 가깝게 인접한 반복 스펙트럼으로부터의 에일리어싱 왜곡을 포함하는 주파수대를 나타낸다. 제6a 및 6b도에 도시한 바와 같이, 동상 신호 VIS 및 직각 위상 신호 VQS는 에일리어싱 왜곡으로 손상되어 있다.

제6c도는 실수 부분과 실질적으로 동일한 신호 VIS 및 허수 부분과 실질적으로 동일한 신호 VQS를 갖는 복소수 신호의 주파수 스펙트럼도이다. 제6c도에 도시한 바와 같이, 복소수 신호에서는 에일리어싱 왜곡이 없다. 결과적으로, 두 신호 VIS 및 VQS를 단일 복소수 신호로서 사용하는 신호 처리(예를들어, 상기 인용된 미국 특허 번호 제4,703,357에서 사용된 고우스트 필터)는 성분 신호들내의 에일리어싱 왜곡에 의해 영향받지 않는다. 더우기, 상기 복소수 신호가 제6c도와 같이 점선에 의해 그래프적으로 설명된 전송 특성 HCF를 가지는 필터를 통과한다면, 동상 신호 성분은 임의의 에일리어싱 왜곡을 실질적으로 배제하고 복원된다.

신호 VIS 및 VQS는, 인용된 미국 특허 번호 제4,703,357호에서 상술된 것과 동일한 고우스트 제거 필터(534)에 인간된다. 상기 필터(534)에 의해 제공된 출력 신호 VIS' 및 VQS'는 실질적으로 다중 경로 왜곡이 없으며, 제6a 및 6b도에 의해 나타낸 바와 같이 에일리어싱 왜곡을 가진다.

다음에, 신호 VIS' 및 VQS'는 제6c도에서 점선에 의해 설명된 것과 같이, 전달 특성 HCF를 갖는 복소수 유한 임펄스 응답(FIR) 필터(540)에 의해 처리된다. 상기 필터는 공지된 동상 및 직각 위상 샘플들로부터 동상 신호 성분의 누락(missing) 샘플들을 효과적으로 보간한다. 직각 위상 샘플들이 기저대의 동상 비디오 신호의 힐베르트 변환을 나타내므로, 무시할만한 에러로 VIS'의 누락(missing) 샘플들의 값을 결정하는 충분한 정보가 한쌍의 신호 VIS' 및 VQS'내에 존재한다.

상기 필터링 처리의 제1단계는, 제로 값의 보간 샘플을 샘플 데이타 신호의 각각에 삽입하는 것에 의해 VIS' 및 VQS'의 양쪽의 샘플 주파수를 4fc 로 변환한다. 본 발명의 실시예에서, 상기 단계는 멀티플렉서(536) 및 제로 값의 샘플 신호원(538)에 의해 수행된다. 멀티플렉서(536)는, CK2가 논리 0상태일때 신호 VIS' 및 VQS' 값을 통과시키고, CK2가 논리 1 상태일 때 제로 값의 샘플 신호원(538)으로 부터의 제로 값인 널(null)의 샘플을 통과시키도록, 신호 CK2에 의해 조건화한다. 상기 멀티플렉서(536)에 의해 공급된 신호 VIS 및 VQS는 복소수 필터(540)에 인간된다.

복소수 FIR 필터(54)로서 사용하기에 적합한 회로는 제7도에 상술된다. 제7도에서, 신호 VIS는 직렬 연결된 지연 소자 그룹의 제1지연 소자(710)에 공급되는데, 이 직렬 연결된 지연 소자 그룹에는 지연 소자들(712,714,716,718,720,722,724)이 포함된다. 각각의 지연 소자(710 내지 714,720 내지 724)는 그 입력 포트에 인가된 샘플값들을 신호 CK4의 2주기(즉, 2τ)만큼 지연시킨다. 지연소자(716,718)는 그 입력 포트에 인가된 샘플 값들을 신호 CK4의 1주기(즉, τ)만큼 지연시킨다. 직각 위상 입력 신호 VQS는, 각각 2τ의 지연을 제공하는 지연소자(770,772,774,776,780,782,784)가 직렬 접속된 제2지연 소자 그룹에 공급된다. 입력 신호 VIS 및 VQS는 덧셈기(732)에 의해 가산되며, 그 결과로 얻어진 합은 신호 합 네트워크(734)의 한 입력 포트에 공급된다. 신호 합 네트워크(734)는, 가산기(732)로부터 공급된 신호를, 지연 소자(724)로부터 공급된 신호에 가산하며, 이 합으로부터 지연 소자(784)에 의해 발생된 신호를 감산한다. 그 결과로 얻어진 합은 멀티플렉서(736)의 한 입력 포트에 공급된다. 상기 멀티플렉서(736)의 또다른 입력 포트는, 디지털 값 신호원(738)으로부터 공급된 필터 계수값 h4 를 수신하도록 결합된다. 상기 멀티플렉서(736)에 의해 발생된 출력 신호는, 신호 VIS, VQS 및 지연 소자(724)에 의해 발생된 신호로부터 지연 소자(784)에 의해 발생된 신호를 감산한 신호에, 계수값 h4를 곱한 것이다. 이 출력 신호는 합 네트워크(740)의 입력 포트에 공급된다. 동일한 방법으로, 3개의 또다른 합의 곱함이 발생되며, 즉, 지연 소자(770)의 출력 신호는 감산기(742)에 의해, 지연 소자(710)의 출력 신호로부터 감산되며, 그 결과는 지연 소자(722, 782)에 의해 제공된 신호에 대해 합 네트워크(744)에서 합산된다. 상기 합 네트워크(744)의 출력 신호는 계수값 h3에 의해 멀티플라이어(746)에서 곱해진다. 지연 소자(712, 722, 720)의 출력 신호가 합산되며, 이 합으로부터 지연 소자(714, 776, 718)의 출력 신호가 감산되고, 그 결과는 계수값 h2 만큼 곱해진다. 지연 소자(714, 776, 718)의 출력 신호는 합산되며, 이 합으로부터 지연 소자(774)의 출력 신호가 감산되고, 그 결과는 계수값 h1 만큼 곱해진다. 이들 스케일화된 합의 각각은 합 네트워크(740)의 각 입력 포트에 공급된다. 지연 소자(716)로부터 발생된 신호도 합 네트워크(740)에 대해 공급된다.

상기 합 네트워크(740)는 그 입력 포트에 인가된 모든 신호를 합하여 출력 신호 VI'를 발생하며, 이 신호 VI' 는 제3도의 고우스트 제거 필터(330)에 의해 발생된 신호 VI'와 실질적으로 동일하며 에일리어싱 왜곡이 없다. 신호 VI'는 비디오 신호 처리기(542)에 공급되며, 이 처리기(542)는 제3도의 처리기(332)와 동일하다. 처리기(542)는 기본 칼라 신호 R, G, B를 발생하며, 이 신호들은 텔레비젼 표시 발생을 위해 표시 장치(546)에 공급된다.

상기 실시예에서 사용하기 위한 h1 내지 h4 의 계수값들은 표에 표시되어 있다.

종래의 텔레비젼 수상기에 관련해서 본 발명을 설명하고 있지만, 야스모토 등에 의해 공고된 상기 인용된 내용에서 설명한 바와 같이 강조된(enhanced) 텔레비젼 신호를 디코딩하기 위해 사용될 수 도 있다. 이 강조된 텔레비젼 신호의 직각 변조 성분이 동상 변조 성분중에 없는 정보를 포함할지라도, 상기 복소수 필터(540)는 동상 변조 성분과 직각 변조 성분간에 크로스-토크 왜곡을 도입하지 않는다. 동상 성분중에 없는 직각 성분중의 모든 정보는 필터(540)에 의해 제거된다. 상기 시스템이 강조된 텔레비젼 신호를 디코딩하기 위해 사용되는 경우에, 고우스트 제거 필터(534)로부터 발생된 신호는 VQS'는 제7도에 도시된 필터와 동일한 복소수 필터에 공급되어, 0 내지 1.25 MHz의 주파수 대역을 차지하도록 대역 제한된다. 상기 결과로 얻어진 신호는 강조된 비디오 신호의 직각 변조 성분으로서 비디오 신호 처리기(542)에 공급된다.

본 발명은, ASM 신호의 동상 및 직각 위상 성분을 서브샘플링하고, 그후, 서브샘플링된 신호를 처리하여 실질적으로 에일리어싱 왜곡이 없는 한쪽 또는 양쪽 신호를 복원하기 위해 사용된다. 동상 및 직각 위상 성분을 그 실수부 및 허수부로서 갖는 복소수 신호는, 서브샘플링 주파수로 샘플링될 때 에일리어싱 왜곡을 갖지 않는다는 유일의 기준이 충족된다.

본 발명의 실시예는 디지털 기술을 사용하지만, 아날로그의 샘플 데이타 신호 처리 시스템에서 사용될 수도 있다.

Claims (6)

1. 비대칭 측파대 변조 신호원을 구비하며, 비대칭 측파대 변조 신호에 의해 전송된 정보를 나타내는 샘플 데이타 출력 신호를 발생하는 신호 샘플링 장치에 있어서, 상기 신호원에 결합되어, 상기 비대칭 측파대 변조 신호의 동상 변조 성분 및 직각 위상 변조 성분을 각각 나타내는 제1기저대 신호 및 제2기저대 신호를 발생하는 복조 수단(522, 524)과, 상기 복조 수단에 결합되어, 상기 제1기저대 신호 및 상기 제2기저대 신호를 각각 나타내는 제1샘플 데이타 신호 및 제2샘플 데이터 신호를 발생하고, 상기 제1샘플 데이타 신호 및 상기 제2샘플 데이타 신호중의 최소한 한쪽의 최고 주파수 성분의 2배보다 낮은 샘플링 주파수를 가지는 서브샘플링 수단(526, 530)으로서, 상기 제1샘플 데이타 신호 및 상기 제2샘플 데이타 신호중의 상기 최소한 한쪽은 바람직하지 못한 에일리어싱 왜곡에 의해 손상되어 있는 상기 서브 샘플링 수단(526, 530) 및, 상기 서브샘플링 수단에 결합되어, 상기 제1샘플 데이타 신호와 상기 제2샘플 데이타 신호를 결합하여바람직하지 못한 에일리어싱 왜곡이 실질적으로 없는 상기 제1기저대 신호 및 상기 제2기저대 신호중의 상기 최소한 한쪽 신호를 나타내는, 상기 샘플 데이타 출력 신호를 발생하며, 상기 제1기저대 신호 및 상기 제2기저대 신호의 최고 주파수 성분의 2배 보다 작지 않은 샘플링 주파수를 가지는 복소수 신호 필터링 수단(540)을 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 샘플링 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 신호원은 비대칭 측파대 변조 텔레비젼 신호원이며, 상기 서브샘플링 수단은 상기 제1기저대 신호의 최고 주파수 성분의 2배보다 작은 샘플링 주파수를 가지며, 상기 제1샘플 데이터 신호는 바람직하지 못한 에일리어싱 왜곡에 의해 손상되어 있으며, 상기 복소수 신호 필터링 수단은 바람직하지 못한 에일리어싱 왜곡이 실질적으로 없고 상기 제1기저대 신호를 나타내는, 샘플 데이타 출력 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 신호 샘플링 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 서브샘플링 수단은, 서브샘플링 클럭 신호를 인가하는 수단과, 상기 제1기저대 신호 및 상기 제2기저대 신호를 수신하도록 결합되고 상기 서브셈플링 클럭 신호에 응답하여, 상기 서브샘플링 클럭 신호의 한 주기동안, 상기 서브샘플링 클럭 신호에 의해 결정된 시점에서 상기 제1기저대 신호 및 상기 제2기저대 신호의 각 값과 실질적으로 동일한 제1아날로그 값 및 제2아날로그 값을 순차적으로 공급하는 멀티플렉싱 수단과, 상기 서브샘플링 클럭 신호 주파수의 2배 보다 작지 않은 주파수를 갖는 샘플링 클럭 신호를 인가하는 수단 및, 상기 멀티플렉싱 수단에 결합되고 상기 샘플링 클럭 신호에 응답하여, 상기 샘플링 클럭 신호의 제1주기 및 제2주기동안, 상기 제1아날로그 값 및 상기 제2아날로그 값을 각각 나타내는 제1디지탈 샘플 값 및 제2디지탈 샘플 값을 발생하며, 상기 제1디지탈 샘플 값 및 제2디지탈 샘플 값은 각각 상기 제1샘플 데이타 신호의 샘플 및 상기 제2샘플 데이타 신호의 샘플이 되는 아날로그-디지탈 변화 수단을 수비하는 것을 특징으로 하는 신호 샘플링 장치.
4. 제2항에 있어서, 상기 서브샘플링 수단은, 서브 샘플링 클럭 신호를 인가하는 수단과, 상기 제1기저대 신호 및 상기 제2기저대 신호를 수신하도록 결합되고 상기 서브샘플링 클럭 신호에 응답하여, 상기 서브샘플링 클럭 신호의 한 주기동안, 상기 서브샘플링 클럭 신호에 의해 결정된 시점에서 상기 제1기저대 신호 및 상기 제2기저대 신호의 각 값과 실질적으로 동일한 제1아날로그 값 및 제2아날로그 값을 순차적으로 공급하는 멀티플렉싱 수단과, 상기 서브샘플링 클럭 신호 주파수의 2배보다 작지 않은 주파수를 갖는 샘플링 클럭 신호를 인가하는 수단 및, 상기 멀티플렉싱 수단에 결합되고 상기 샘플링 클럭 신호에 응답하여, 상기 샘플링 클럭 신호의 제1주기 및 제2주기동안, 상기 제1아날로그 값 및 상기 제2아날로그 값을 각각 나타내는 제1디지탈 샘플 값 및 제2디지탈 샘플 값을 발생하며, 상기 제1디지탈 샘플 값 및 상기 제2디지탈 샘플 값은 각각 상기 제1샘플 데이타 신호의 샘플 및 상기 제2샘플 데이타 신호의 샘플이 되는 아날로그-디지탈 변환 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 샘플링 장치.
5. 제4항에 있어서, 상기 비대칭 측파대 변조 텔레비젼 신호는 소정의 주파수를 가진 억제된 칼라 부반송과 신호를 변조하는 칼라 정보 신호 성분을 포함하며, 상기 서브샘플링 클럭 신호는 상기 소정의 주파수의 2배와 실질적으로 동일한 주파수를 가지며, 상기 샘플링 클럭 신호는 상기 소정의 주파수의 4배와 실질적으로 동일한 주파수를 갖는 신호 샘플링 장치.
6. 제1또는 2항에 있어서, 상기 복소수 신호 필터링 수단은, 상기 제1샘플 데이타 신호 및 상기 제2샘플 데이타 신호를 수신하도록 결합되고, 널(null) 신호값의 신호원에 결합되며 상기 서브샘플링 클럭 신호에 응답하여, 상기 널 신호의 샘플들로 인터리브(interleaved)된 상기 제1샘플 데이타 신호 및 상기 제2샘플 데이타 신호의 샘플을 제공하여 각각 또다른 제1샘플 데이타 신호 및 제2샘플 데이타 신호를 발생하는 추가의 멀티플렉싱 수단 및, 상기 또다른 제1샘플 데이타 신호 및 제2샘플 데이타 신호를 각각 단일 복소수 신호의 실수부 및 허부수로서 결합하여, 상기 샘플 데이타 출력 신호를 발생하는 복소수 유한 임펄스 응답 필터링 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 샘플링 장치.

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