FR2633478A1 - Demodulateur a une frequence inferieure a la frequence de nyquist pour un recepteur de television - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un appareil d'échantillonnage de signaux pour développer un signal de sortie de données échantillonnées représentant l'information transmise par un signal modulé avec bande latérales asymétriques. Selon l'invention, on prévoit un moyen de démodulation 522, 524, un moyen de sous-échantillonnage 526, 530 et un moyen de filtrage complexe de signaux 540. L'invention s'applique notamment à la télévision.
Description
La présente invention se rapporte à un montage qui échantillonne les
composantes en phase et en quadrature de phase d'un signal modulé avec bandes latérales asymétriques (ASM) en utilisant une fréquence d'échantillonnage qui est plus faible que la fréquence de Nyquist, et qui traite ces signaux sous-échantillonnés pour récupérer une composante en phase sur pleine largeur de bande qui est sensiblement exempte d'une distorsion
par chevauchement.
Afin de faire un usage efficace du spectre diffusé, un signal de télévision NTSC est modulé avec des bandes latérales asymétriques. Les plus basses fréquences du signal vidéo sur bande de base, de 0 à 1,5 MHz, sont
modulées sur double bande latérale (DSM) et les compo-
santes à plus haute fréquence, de 1,25 MHz à 4,2 MHz, sont modulées sur une seule bande latérale (SSM). Cette méthode de modulation a été choisie pour préserver autant du spectre de diffusion que possible sans atténuer les
composantes à basse fréquence du signal vidéo composite.
La raison sur laquelle repose la méthode ASM choisie pour les signaux vidéo NTSC est expliquée dans une section d'un livre de Stein et autres, Communications Systems and Techniques, McGraw Hill, 1966, pages 621-638. Comme les bandes latérales ne sont pas symétriques, les composantes en quadrature de phase de la porteuse vidéo sont non zéro. En tant que diffusion, la portion DSM d'un signal NTSC conventionnel a une composante de signal en quadrature de valeur zéro tandis que la portion SSM a une composante de signal en quadrature qui est la transformation de Hilbert du signal sur bande de base de
1,25 MHz à 4,2 MHz.
Récemment, il y a eu un intérêt croissant vers l'utilisation de la composante de modulation de phase en
quadrature de signaux de télévision à haute fréquence.
'Par exemple, dans le brevet US No. 4 703 357 intitulé "Adaptive Television Deghosting System", les composantes
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d'un signal de télévision qui sont à la fois en phase avec en quadrature de phase par rapport à la porteuse vidéo sont utilisées pour annuler une distorsion du signal fant8me ou multi-trajectoire dans le signal de télévision. De plus, il a été proposé,dans un article de Y. Yasumoto et autres, intitulé "A Wide Aspect Ratio Television System With Full NTSC Compatibility", IEEE Transactions on Consumer Electronics, Février 1988, pages 121-127, que l'information non contenue dans la composante en phase d'un signal de télévision, qui occupe une bande de fréquences entre 0 et 1,25 MHz, soit modulée sur une porteuse qui est en quadrature avec la porteuse vidéo. A un récepteur, cette information sera récupérée en utilisant une démodulation synchrone et utilisée pour améliorer l'information d'image transmise par la
composante en phase du signal de télévision.
Dans ces deux systèmes, les composantes en phase et en quadrature de phase du signal de télévision sont récupérées en utilisant des démodulateurs synchrones séparés puis en mettant sous forme numérique en utilisant des convertisseurs analogiques-numériques séparés. Dans le brevet ci-dessus référencé, les deux convertisseurs analogiques- numériques fonctionnent à une fréquence d'échantillonnage de 4 fc, quatre fois la fréquence, fc,
de la sous-porteuse couleur.
Un autre schéma de mise sous forme numérique des composantes en phase et en quadrature d'un signal de télévision est présenté dans le brevet US No. 4 686 570 intitulé "Analog-To- Digital Converter As For An Adaptive Television Deghosting System". Dans ce second brevet référencé, un seul convertisseur analogique-numérique fonctionnant à une fréquence d'échantillonnage de 8fc est utilisé pour récupérer à la fois les composantes en phase et en quadrature de phase du signal de télévision. Ce convertisseur démodule directement le signal de télévision en échantillonnant un signal de télévision
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modulé à fréquence intermédiaire en des instants correspondant aux composantes de modulation en phase et
en quadrature de la porteuse à fréquence intermédiaire.
En plus de l'utilisation d'une fréquence d'échantillon-
nage supérieure au premier brevet indiqué, le second brevet indiqué utilise une porteuse à fréquence intermédiaire qui est verrouillée en phase sur la composante de salve de synchronisation couleur des
signaux reçus de télévision.
Il serait souhaitable qu'un système de mise sous forme numérique puisse être prévu, utilisant une fréquence comparativement basse d'échantillonnage, pour produire les deux composantes de modulation en phase et
en quadrature d'un signal de télévision.
La présente invention est mise en oeuvre dans un appareil d'échantillonnage des signaux qui comprend un montage qui développe des échantillons représentant les composantes en phase et en quadrature d'un signal ASM à une fréquence d'échantillonnage qui est plus faible que la fréquence de Nyquist pour l'une des composantes et un montage qui traiteiles deux signaux échantillonnés en tant que signal complexe pour récupérer au moins une composante du signal d'origine sensiblement sans
distorsion par chevauchement.
L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci
apparaîtront plus clairement au cours de la description
explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma bloc simplifié d'un émetteur de signaux de télévision selon l'art antérieur; - les figures 2a, 2b et 2c sont des diagrammes montrant les spectres des fréquence de signaux qui sont utiles pour expliquer le fonctionnement de l'émetteur montré à la figure 1, la fréquence étant indiquée en abscisses et l'amplitude en ordonnées; - la figure 3 donne un schéma bloc d'un récepteur de télévision de l'art antérieur qui comprend un filtre complexe pour annuler la distorsion multi-trajectoire; - les figures 4a, 4b et 4c sont des diagrammes montrant les spectres des fréquences de signaux qui sont utiles pour expliquer le fonctionnement du récepteur de l'art antérieur montré à la figure 3; - la figure 5 donne un schéma bloc d'un récepteur de télévision qui contient un mode de réalisation de la présente invention; - les figures 6a, 6b et 6c sont des diagrammes montrant les spectres des signaux qui sont utiles pour expliquer le fonctionnement du récepteur montré à la figure 5; et - la figure 7 donne un schéma bloc d'un filtre complexe approprié à une utilisation dans le récepteur
montré à la figure 5.
Tandis que la présente invention trouve une application générale dans les signaux ASM, par exemple, des signaux modulés sur une seule bande latérale (SSM) ou des signaux modulés sur bande latérale résiduelle (VSM),
la description ci-dessous concerne principalement des
signaux de télévision NTSC qui sont un type particulier
d'un signal ASM comme décrit ci-dessus.
Sur les dessins, les flèches larges représentent des bus pour la transmission de signaux numériques multibits parallèles et les flèches en ligne représentent les connexions pour la transmission de signaux analogiques ou de signaux numériques à un seul bit. Selon la vitesse de traitement des dispositifs, des retards de compensation peuvent être requis dans certains des trajets de signaux. Toute personne compétente en la matière de la conception de circuits de traitement de signaux numériques saura si ces retards sont nécessaires dans un système particulier. LaJfigure 1 donne un schéma bloc simplifié d'un émetteur de télévision NTSC. Sur la figure 1, une source de signaux vidéo sur bande de base 110 applique un signal vidéo composite CV, à un point d'entrée d'un modulateur 112. Le spectre des fréquences du signal CV est montré à la figure 2a o fc est la fréquence de sous-porteuse couleur. Le modulateur 112 multiplie le signal CV par un signal porteur, CS (t), qui provient de la source 114 et
qui est décrit par l'équation (1).
CS(t) = 2 cosinus (21 f0t) (1) Le signal de sortie, DSBV, produit par le modulateur 112, est un signal vidéo DSM. Le spectre des fréquences du signal DSBV est montré à la figure 2b. Le signal DSBV est appliqué à un filtre à bandes latérales asymétriques (ASB) 116. Le filtre 116 est un filtre passe- haut qui élimine la composante sur bande de base du signal DSBV et la partie de la composante sur bande latérale inférieure des signaux vidéo modulés qui occupe la bande des fréquences entre (fo - 4,2) MHz et
(f - 1,25) MHz, et les fréquences négatives correspon-
o dantes. Le signal de sortie, ASBV, produit par le filtre 116, est un signal de télévision ASM dont le spectre des fréquences est montré à la figure 2c. Le signal ASBV est appliqué à un amplificateur haute fréquence 118 dont la
sortie est couplée à une antenne 120.
La figure 3 donne un schéma bloc d'un récepteur de télévision de l'art antérieur qui contient un filtre d'annulation de fant8me complexe. Sur la figure 3, le signal diffusé par l'émetteur montré à la figure 1 est
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reçu par une antenne 310 et amplifié par un amplificateur haute fréquence 312. Le signal, ASBV', produit par l'amplificateur 312 est une réplique du signal ASM, ASBV, qui est développé à l'émetteur. Le signal ASBV' est appliqué à un mélangeur 314 qui hétérodyne le signal ASBV' avec un signal oscillant produit par un oscillateur local 316 pour produire un signal vidéo à fréquence intermédiaire. Le signal de sortie produit par le mélangeur 314 est amplifié et filtré par un amplificateur à fréquence intermédiaire 318, dont le signal de sortie est un signal IFV. Le spectre des fréquences du signal IFV est montré à la figure 4a. Il faut noter que sur la figure 4a, les fréquences relatives des bandes latérales sont inversées, c'est-à-dire que la fréquence porteuse fI est plus haute que la fréquence de la sous-porteuse couleur, fI - fc. Il faut également noter que la bande latérale supérieure du signal modulé à fréquence intermédiaire a été soumise à un filtre de Nyquist qui a une bande de transition qui est centrée sur la fréquence porteuse. Le filtrage de Nyquist du signal modulé à fréquence intermédiaire a pour effet d'introduire une énergie du signal dans la composante de modulation en quadrature du signal vidéo dans la plage des fréquences entre 0 et 1,25 MHz (c'est-à-dire la portion DSM du
signal vidéo!).
Le signal, IFV, produit par l'amplificateur à fréquence intermédiaire et filtre 318 est appliqué à un extracteur de porteuse vidéo, 320, et à des détecteurs synchrones en phase (I) et en quadrature (Q) 322 et 324, respectivement. L'extracteur de porteuse vidéo 320, qui peut comprendre un montage conventionnel à boucle verrouillé en phase (PLL) produit un premier signal de référence, IC, qui est aligné en fréquence et en phase avec la composante de la porteuse vidéo du signal vidéo à fréquence intermédiaire, 1FV. L'extracteur 320 produit également un second signal de référence, QC, qui est déphasé de 900 par rapport au signal IC. Le signal IC est appliqué au détecteur synchrone de I 322 et le signal QC
est appliqué au détecteur synchrone de Q 324.
Les détecteurs synchrones 322 et 324 démodulent les signaux à fréquence intermédiaire en composantes respectives en phase et en quadrature. Les composantes en
phase sont appliquées à un convertisseur analogique-
numérique 326 et les composantes en quadrature à un convertisseur analogique-numérique 328. Les convertisseurs 326 et 328 développent des échantillons numériques représentant les composantes de modulation en phase et en quadrature du signal à fréquence intermédiaire en des instants déterminés par un signal d'horloge d'échantillonnage, CK. Le signal CK peut, par exemple, être un signal d'horloge verrouillé sur la salve ayant une fréquence de 4fc, quatre fois la fréquence, fc, de la composante de sous-porteuse couleur du signal vidéo sur bande de base. Dans le système montré à la figure 3, le signal CK est produit par un montage PLL conventionnel (non représenté) à l'intérieur du processeur de signaux
vidéo 332.
Les spectres des fréquences numériques du signal VI produit par le convertisseur 326 et du signal VQ produit par le convertisseur 328 sont montrés respectivement aux figures 4b et 4c. La composante en phase, VI, a sensiblement le même spectre des fréquences sur bande de base que le signal vidéo composite, CV, que l'on peut voir à la figure 2a. Le spectre des fréquences sur bande de base de la composante en quadrature, VQ, peut être considéré comme étant capable de se combiner avec le signal VI pour former un signal complexe sur bande de base (c'est-à-dire un signal ayant des composantes réelle et imaginaire), qui a des bandes
latérales asymétriques.
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Le signal VI à la sortie du convertisseur 326 et le signal VQ à la sortie du convertisseur 328 sont appliqués à un filtre d'annulation de fant8me 330. Le brevet US No. 4 703 357 ci-dessus référencé décrit un exemple d'un montage que l'on peut utiliser comme filtre
d'annulation de fant8me 330.
Comme cela est décrit dans le brevet US ci-dessus référencé, le filtre d'annulation de fant8me produit un signal, VI' qui correspond à la composante en phase d'un signal vidéo composite qui a été corrigé pour la distorsion multi-trajectoire du signal ou fant8me. Le signal VI' est appliqué à un processeur conventionnel de signaux vidéo 332 qui peut comprendre, par exemple, un montage pour séparer les composantes de luminance et de chrominance du signal vidéo composite et pour traiter ces composantes afin de produire des signaux de couleurs primaires du rouge, du vert et du bleu (R, G, B, respectivement) pour application à un dispositif de
visualisation 334.
La figure 5 donne un schéma bloc d'un récepteur de télévision qui comprend un mode de réalisation de la présente invention. Ce récepteur est similaire à celui montré à la figure 3 à l'exception qu'il n'emploie qu'un seul convertisseur analogique-numérique 530 qui opère à une fréquence d'échantillonnage de 4fc qui sous-échantillonnage et met sous forme numérique les composantes en phase en quadrature du signal vidéo. La fréquence résultante d'échantillon pour chaque composante est de 2fc, deux fois la fréquence, fc, de la sous-porteuse couleur. Le récepteur montré à la figure 5 contient également un montage 536, 538 et 540 qui combine
les composantes en phase et en quadrature sous-échantil-
lonnées du signal vidéo corrigé pour produire un signal sur bande de base en phase qui est sensiblement exempt de distorsion par chevauchement pouvant s'être produite par
suite du sous-échantillonnage.
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Sur la figure 5, l'antenne 510, l'amplificateur haute fréquence 512, le mélangeur 514, l'oscillateur local 516, l'amplificateur à fréquence intermédiaire et filtre 518, l'extracteur de porteuse vidéo 520 et les démodulateurs synchrones de I et Q 522 et 524 accomplissent une fonction identique aux composants correspondants du récepteur montré à la figure 3. En
conséquence, ces composants ne sont pas décrits.
Le signal produit par le détecteur synchrone de I 522 est appliqué à une borne d'entrée d'un multiplexeur analogique 526. Une autre borne d'entrée du multiplexeur 526 est couplée pour recevoir le signal de sortie du détecteur synchrone de Q tel que produit par un circuit d'échantillonnage et de maintien 528. Le multiplexeur 526 et le circuit d'échantillonnage et de maintien 528 sont tous deux commandés par un signal CK2 qui est produit par un montage dïviseur par deux de la fréquence 544. Le signal CK2 a une fréquence qui est sensiblement égale à 2fc. Le mutiplexeur 526 est conditionné par le signal CK2 pour laisser passer le signal produit par le détecteur synchrone de I 522 lorsque CK2 a une valeur logique zéro et pour laisser passer le signal produit par le montage d'échantillonnage et de maintien 528 quand CK2 a une valeur logique de 1. Le montage d'échantillonnage et de maintien utilisé dans ce mode de réalisation de l'invention est conditionné par le signal CK2 pour échantillonner le signal produit par le détecteur synchrone de Q qui coincide avec des transitions négatives du signal CK2 et pour retenir la valeur d'échantillon Jusqu'à la transition négative suivante de CK2. Le signal à la sortie du multiplexeur 526 est un courant de valeurs d'échantillons analogiques ayant une fréquence d'échantillonnage de 4fc, o des échantillons alternés représentent les composantes de modulation en phase et en quadrature sur bande de base du signal vidéo
à fréquence intermédiaire.
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Le signal à la sortie du multiplexeur 526 est appliqué à un convertisseur analogique-numérique 530 qui met le courant d'échantillons sous forme numérique, en coincidence avec les transitions négatives du signal d'horloge d'échantillonnage CK4 dont la fréquence est de 4fc. Le signal CK4 correspond au signal CK de la figure 3; il est appliqué à la borne d'entrée du montage diviseur de fréquence par deux 544 pour produire le signal CK2. Le signal à la sortie du convertisseur 530
est appliqué au point d'entrée d'un démultiplexeur 532.
Le démultiplexeur 532 répond au signal d'horloge CK2 pour diviser le signal de données échantillonnées à 4fc produit par le convertisseur analogique-numérique 530 en deux signaux de données échantillonnées à 2fc, VIS et VQS. Le signal VIS représente les composantes de modulation en phase sur bande de base du signal vidéo à fréquence intermédiaire mais en échantillonnant à une fréquence plus faible que la fréquence de Nyquist. Le signal VQS représente de même les composantes de modulation de phase en quadrature sous-échantillonnées sur bande de base du signal vidéo à fréquence intermédiaire. Les échantillons correspondant à ces signaux VIS et VQS ont sensiblement le même instant d'échantillonnage. Les spectres des fréquences des signaux VIS et
VQS sont montrés aux figures 6a et 6b, respectivement.
Une ligne en trait gras délimite le spectre sur bande de base sur chacune de ces figures. Les zones ombrées représentent les bandes des fréquences qui contiennent une distorsion par chevauchement par rapport aux spectres immédiatement adjacents de répétition. Comme cela est illustré par les figures 6a et 6b, le signal en phase, VIS, et le signal en quadrature, VQS, sont tous deux
contaminés par une distorsion par chevauchement.
l 2633478 La figure 6c est un diagramme du spectre des fréquences du signal complexe ayant une partie réelle qui est sensiblement égale au signal VIS et une partie
imaginaire qui est sensiblement égale au signal VQS.
Comme cela est illustré par la figure 6c, il n'y a aucune distorsion par chevauchement dans le signal complexe. En conséquence, tout traitement de signaux qui utilise les deux signaux VIS et VQS en tant qu'un seul signal complexe, par exemple, le filtre d'annulation de fant8me utilisé dans le brevet US ci-dessus référencée No. 4 703 357, n'est pas affecté par la distorsion par chevauchement dans les signaux composants. Par ailleurs, si le signal complexe devait passé à travers un filtre ayant la caractéristique de transfert, HCF, graphiquement illustrée par la ligne en pointillé à la figure 6c, la composante en phase du signal pourrait être récupérée à l'exclusion sensible de toute distorsion par chevauchement. Les signaux VIS et VQS sont appliqués à un filtre 534 d'annulation de fantôme, qui peut être identique à celui décrit dans le brevet US référencé No. 4 703 357. Les signaux VIS' et VQS' de sortie, produits par le filtre 534, sont sensiblement exempts de toute distorsion multi-trajectoire mais ont une distorsion par chevauchement comme cela est illustré par
les figures 6a et 6b.
Les signaux VIS' et VQS' sont ensuite traités par un filtre à réponse impulsionnelle fini (FIR) complexe 540 ayant la caractéristique de transfert, HCF, illustrée par la ligne en pointillé de la figure 6c. Ce filtre interpole efficacement les échantillons manquants de la composante du signal en phase par rapport aux échantillons connus en phase et en quadrature. Comme les échantillons en quadrature représentent la transformation de Hilbert du signal vidéo en phase sur bande de base, une information suffisante est présente dans la paire de
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signaux VIS' et VQS' pour déterminer les valeurs des échantillons manquants de VIS' ave uniquement des valeurs
sans importance.
La première étape dans le procédé de filtrage consiste à changer la fréquence d'échantillonnage de VIS' et VQS' à 4fc en insérant des échantillons interstitiels de valeur nulle dans chacun des signaux de données échantillonnées. Dans le présent mode de réalisation de l'invention, cette étape est accomplie par un multiplexeur 536 et une source d'échantillons de valeur nulle 538. Le multiplexeur 536 est conditionné par le signal CK2 pour laisser passer les valeurs des signaux VIS'et VQS' quand le signal CK2 est à un état logique zéro et pour laisser passer un échantillon de valeur nulle ou zéro de la source 538 quand CK2 est à un état logique 1. Les signaux VIS' et VQS' produits par le
multiplexeur 536 sont appliqués à un filtre complexe 540.
Un montage approprié pour une utilisation pour le filtre complexe 540 est illustré à la figure 7. Sur la figure 7, le signal VIS" est appliqué à un élément à retard 710 qui est le premier d'un groupe d'éléments à retard connectés en série, comprenant également des
éléments à retard 712, 714, 716, 718, 720, 722 et 724.
Chacun des éléments à retard 710 à 714 et 720 à 724 retarde les valeurs d'échantillons qui sont appliquées à son point d'entrée de deux périodes du signal CK4 (c'est-à-dire 2(). Les éléments à retard 716 et 718 retardent les valeurs d'échantillon appliquées à leur
point d'entrée d'une période du signal CK4 (c'est-
à-direl). Le signal d'entrée en quadrature, VQS", est appliqué à un second groupe d'éléments à retard connectés en série, 770, 772, 774, 776, 780, 782, 784 dont chacun produit un retard de 2. Les signaux d'entrée VIS" et VQS" sont additionnés par un additionneur 732 et la somme résultante est appliquée à un point d'entrée d'un réseau d'addition de signaux 734. Le réseau 734 ajoute le signal
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produit par l'additionneur 732 à un signal produit par l'élément à retard 724 et soustrait, de cette somme, le signal produit par l'élément à retard 784. La somme
résultante est appliquée à un point d'entrée d'un multi-
plicateur 736. Un autre point d'entrée du multiplicateur 736 est couplé pour recevoir une valeur de coefficient du filtre, h4, qui est produite par une source d'une valeur numérique 738. Le signal de sortie produit par le multiplicateur 736 et la somme des signaux VIS', VQS' et du signal produit par l'élément à retard 724 moins le signal produit par l'élément à retard 784, le tout multiplié par la valeur du coefficient h4. Ce signal de sortie est appliqué à un point d'entrée d'un réseau d'addition 740. De la même manière, trois autres sommes de termes produits sont développées: le signal à la sortie de l'élément à retard 770 est soustrait du signal à la sortie de l'élément à retard 710 par un soustracteur 742 et le résultat est ajouté, dans un réseau d'addition 744, aux signaux produits par les éléments à retard 744 et 782. Le signal à la sortie du réseau d'addition 744 est appliqué à un multiplicateur 746 qui pondère la somme par une valeur de coefficient h3; les signaux à la sortie des éléments à retard 712, 772 et 720 sont additionnés, le signal à la sortie de l'élément à retard 780 est soustrait de cette somme et le résultat est multiplié par une valeur de coefficient h2; et les signaux à la sortie des éléments à retard 714, 776 et 778 sont ajoutés, le signal à la sortie de l'élément à retard 774 est soustrait de cette somme et le résultat est multiplié par une valeur de coefficient hi. Chacune de ces sommes pondérées est appliquée à un point séparé d'entrée du réseau d'addition 740. Le signal produit par l'élément à retard 716 est également appliqué au réseau
d'addition 740.
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Le réseau d'addition 740 additionne tous les signaux appliqués à ses points d'entrée pour produire un signal de sortie VI' qui est sensiblement le même que le signal VI' produit par le filtre d'annulation de fantôme 330 de la figure 3 et qui est sensiblement exempt de distorsion par chevauchement. Le signal VI' est appliqué à un processeur de signaux 542 qui peut être identique au processeur 332 de la figure 3, décrit ci-dessus. Le processeur 542 développe des signaux de couleurs primaires R, G et B qui sont appliqués au dispositif de visualisation 546 pour produire la visualisation de télévision. Les valeurs des coefficients hl à h4 pour une utilisation dans le présent mode de réalisation de
l'invention sont données au tableau qui suit.
TABLEAU
Coefficient Valeur hi 0,4472 h2 0,1380 h3 -0,0715 h4 -0,0352 Tandis que l'invention a été décrite dans le contexte d'un téléviseur conventionnel, il est envisagé que l'on puisse également l'utiliser pour décoder un signal amélioré de télévision tel que celui décrit par l'article cidessus référencé de Yasumoto et autres. Même si la composante de modulation en quadrature de ce signal amélioré de télévision contient une information qui n'est pas dans la composante de modulation en phase, le filtre complexe 540 n'introduit par une distorsion par diaphonie entre les composantes de modulation en phase et en
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quadrature. Toute information dans la composante en quadrature qui n'est pas dans la composante en phase est annulée par le filtre 540. Si ce système est utilisé pour décoder un signal amélioré de télévision, il serait envisagé que le signal VQS' produit par le filtre d'annulation de fant8me 534 puisse être appliqué à un filtre complexe similaire à celui montré à la figure 7 puis limité en bande pour occuper une bande des fréquences entre 0 et 1,25 MHz. Le signal résultant est appliqué au processeur de signaux vidéo 542 en tant que composante de modulation en quadrature du signal vidéo amélioré. La présente invention peut être utilisée pour le sous-échantillonnage des composantes en phase et en quadrature d'un signal ASM puis pour le traitement des signaux souséchantillonnés pour récupérer un ou les deux
signaux sensiblement sans distorsion par chevauchement.
Seul un critère doit être rempli, que le signal complexe ayant des composantes en phase et en quadrature pour ses parties réelle et imaginaire n'ait pas de distorsion par chevauchement lorsqu'il est échantillonné à une fréquence
de sous-échantillonnage.
Tandis que le présent mode de réalisation de l'invention utilise la technologie numérique, il est envisagé que l'invention puisse être utilisée dans un système de traitement de signaux échantillonnés analogiques.
16 2633478
Claims (5)
1. Appareil d'échantillonnage de signaux pour
développer un signal de sortie échantillonné représentant-
l'information transmise par un signal modulé à bandes latérales asymétriques, comprenant une source de signaux modulées à bandes latérales asymétriques, caractérisé par: un moyen de démodulation (522, 524) couplé à ladite source, pour produire des premier et second signaux sur bande de base représentant les composantes respectives de modulation en phase et en quadrature dudit signal modulé sur bandes latérales asymétriques, un moyen de sous-échantillonnage (526, 530) couplé audit moyen de démodulation, pour développer des premier et second signaux de données échantillonnées représentant respectivement lesdits premier et second
signaux sur bande de base, ledit moyen de sous-échantil-
lonnage ayant une fréquence d'échantillonnage qui est plus faible que le double de la composante à la plus haute fréquence d'au moins l'un desdits premier et second signaux de données échantillonnées, o ledit au moins un desdits premier et second signaux de données échantillonnées est contaminé par une distorsion non souhaitable par chevauchement; et un moyen de filtrage complexe de signaux (540) couplé audit moyen de souséchantillonnage, pour combiner les premier et second signaux de données échantillonnées afin de produire le signal de données échantillonnées de sortie, représentant ledit au moins un desdits premier et second signaux sur bande de base sensiblement exempt de distorsion non souhaitable par chevauchement, et ayant une fréquence d'échantillon qui n'est pas plus faible que le double de la composante à plus haute fréquence desdits
premier et second signaux sur bande de base.
17 65f
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2. Appareil selon la revendication 1 du type o la source est une source de signaux modulés de télévision à bandes latérales asymétriques caractérisé par: le moyen de sous-échantillonnage (526,530) ayant une fréquence d'échantillonnage qui est plus faible que le double de la composante à plus haute fréquence du premier signal sur bande de base, ledit premier signal de données échantillonnées étant contaminé par une distorsion non souhaitable par chevauchement et le moyen de filtrage complexe de signaux (540) produisant un signal de sortie de données échantillonnées représentant le premier signal sur bande de base et sensiblement exempt d'une distorsion non souhaitable par chevauchement.
3. Appareil selon l'une quelconque des
revendications précédentes, caractérisé en ce que le
moyen d'échantillonnage comprend: un moyen pour appliquer un signal d'horloge de sous-échantillonnage (CK2), un moyen de multiplexage (526) couplé pour recevoir les premier et second signaux sur bande de base et répondant au signal d'horloge de sous-échantillonnage pour produire séquentiellement, pendant une seule période du signal d'horloge de souséchantillonnage, des première et seconde valeurs analogiques qui sont sensiblement égales à des valeurs respectives des premier et second signaux sur bande de base en un instant déterminé par ledit signal d'horloge de sous-échantillonnage, un moyen pour appliquer un signal d'horloge d'échantillonnage (CK4) ayant une fréquence qui n'est pas plus faible que le double de la fréquence du signal d'horloge de souséchantillonnage; et un moyen de conversion analogique-numérique (530) couplé au moyen de multiplexage et répondant au signal d'horloge d'échantillonnage pour développer, pendant les première et seconde périodes respectives du
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signal d'horloge d'échantillonnage, des première et seconde valeurs d'échantillon numérique représentant respectivement les première et seconde valeurs analogiques, o les première et seconde valeurs d'échantillon numérique sont des échantillons des premier et second signaux de données échantillonnées respectivement.
4. Appareil selon l'une quelconque des
revendications 2 ou 3, du type o le signal de télévision
modulé sur bandes latérales asymétriques comprend une composante d'information de couleur qui module un signal de sous-porteuse couleur supprimée ayant une fréquence prédéterminée, caractérisé en ce que: le signal d'horloge de sous-échantillonnage a une fréquence qui est sensiblement égale au double de la fréquence prédéterminée, et le signal d'horloge d'échantillonnage a une fréquence sensiblement égale à quatre fois la fréquence prédéterminée.
5. Appareil selon l'une quelconque des
revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen de
filtrage complexe comprend: un autre moyen de multiplexage (536) qui est couplé pour recevoir les premier et second signaux de données échantillonnées et qui est couplé à une source d'une valeur de signal nulle et répondant au signal d'horloge de sous-échantillonnage, pour produire des échantillons des premier et second signaux de données échantillonnées imbriqués avec des échantillons du signal nul pour produire des premier et second autres signaux de données échantillonnées respectivement, et un moyen de filtrage à réponse impulsionnelle finie complexe (540) pour combiner les premier et second autres signaux de données échantillonnées en tant que
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parties respectives réelle et imaginaire d'un seul signal complexe, afin de produire le signal de sortie de données échantillonnées.
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