JP2001502514A

JP2001502514A - 非対称側波帯を有する変調キャリヤの受信

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Publication number: JP2001502514A
Application number: JP11509570A
Authority: JP
Inventors: アドリアヌスセンペル; エデュアルトフェルディナントスティックフォールト; アルフォンスアントニウスマリアランベルタスブリューケルス; デンエンデンアドリアヌスウィルヘルムスマリアファン; デプラッシェルディヨハンファン; ヘラルダスクリスティアーンマリアヒーリス
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1997-07-25
Filing date: 1998-06-29
Publication date: 2001-02-20
Also published as: US6324233B1; EP0934652B1; WO1999005861A2; WO1999005861A3; DE69809384T2; KR100607837B1; KR20000068627A; EP0934652A2; DE69809384D1

Abstract

(57)【要約】非対称側波帯（ＬＳＢ，ＵＳＢ）を有する変調キャリヤ(ＭＣ)、例えばＴＶ信号を受ける受信機において、同期復調器（ＳＤＥＭ）は、前記変調キャリヤ（ＭＣ）からベクトルベースバンド信号（ＶＢ）を得る。フィルタ（ＦＩＬＴ）は、前記ベクトルベースバンド信号（ＶＢ）を、例えばナイキスト勾配によってフィルタ処理し、前記側波帯非対称を補正する。このように、前記側波帯非対称は、中間周波数においてではなく、ベースバンド周波数において補正され、よりよい受信性能が可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】非対称側波帯を有する変調キャリヤの受信発明の分野本発明は、非対称側波帯を有する変調キャリヤの受信に関係する。このような変調キャリヤの例は、慣例的な地上放送用のテレビジョン（ＴＶ）信号である。背景技術仏国特許出願公開明細書第２６５６１８７号は、ＴＶ受像機において、ビデオスペクトルを完全な状態で復元するために、ナイキストフィルタ処理と呼ばれる特別な形式のフィルタ処理を中間周波数において行なわなければならないことに言及している。このフィルタ処理は、非対称の前記側波帯が常に合計”１”になることを保証する。仏国特許出願公開明細書第２６５６１８７号は、先行技術のＴＶ受像機も記載している。この先行技術のＴＶ受像機において、所望のＴＶ信号を、周波数において、中間周波数信号に変換する。この中間周波数信号は、何らかの処理を行なう前、特に、何らかのフィルタ処理を行なう前に、前記中間周波数信号から抽出されたキャリヤによって復調された後に、ナイキストフィルタを通過する。発明の要約本発明は、特に、前記背景技術に対して、より良い受信特性を可能にする、非対称側波帯を有する変調キャリヤの受信を提供しようとするものである。請求の範囲１、４および５は、各々本発明による、受信機、受信方法および集積回路を規定する。任意に使用し、本発明を有利に実施することができる、追加の特徴を、従属する請求の範囲において規定する。本発明は、以下の態様を考慮する。側波帯の非対称の完全な補正を、この側波帯の非対称を補正しなければならないフィルタの周波数特性が、前記変調キャリヤに関して正確に位置決めされる場合にのみ行なうことができる。例えば、ＴＶ受信の場合において、前記変調キャリヤを、前記ナイキストフィルタの関連する勾配の正確に中間に位置させるべきである。前記側波帯の非対称を、中間周波数において補正する場合、前記背景技術においては、関連するフィルタと、前記周波数変換を行なうチューナとが、公差、温度依存性および経時変化の影響を受けるため、不可能である。本発明によれば、同期復調器は、前記復調キャリヤからベクトルベースバンド信号を得、フィルタは、前記ベクトルベースバンド信号を、前記側波帯非対称を補正するようにフィルタ処理する。前記同期復調器は、前記変調キャリヤを、周波数において、前記変調キャリヤの周波数によらず、正確に”ゼロ”周波数に変換する。前記変調キャリヤから得られたベクトルベースバンド信号は、ゼロ周波数に関して非対称のフィルタ処理を可能にし、したがって、前記側波帯非対称の補正を可能にする。フィルタが公差、温度依存性および経時変化等の影響を受けるとしても、前記フィルタ処理を、きわめて正確にゼロ周波数に近づけることができる。結果として、前記側波帯非対称を、前記背景技術におけるよりも高い精度で補正することができる。したがって、本発明は、より良い特性の受信を可能にする。本発明を、例えば、ＴＶ受像機において使用してもよい。この場合において、前記側波帯のナイキストフィルタ補正を、中間周波数においてではなく、前記変調キャリヤを同期復調した後にベースバンド周波数において行う。したがって、前記復調キャリヤそれ自体に、そうでなければ望ましくない位相変調を生じるかもしれないどのような形式のナイキストフィルタ処理も行なう必要はない。前記変調キャリヤは、望ましくない位相変調を実際的に受けないため、前記同期復調の一部としてのどのようなキャリヤ再生も、広帯域性質のものとすることができる。広帯域キャリヤ再生は、前記同期復調器を、受信した入力信号における何らかの変化に比較的迅速に応答させる。このような変化は、例えば、前記同期復調器が種々の信号を連続的に受信するかもしれない、探索同調中に生じるかもしれない。前記同期復調器がより迅速に応答すれば、この種々の信号の連続をより迅速にすることができ、したがって、前記探索同調を行なえる速度がより速くなる。このように、本発明は、比較的高速な探索同調を可能にする。本発明を、例えば、多標準ＴＶ受像機において使用してもよい。いくつかのＴＶ標準において、前記復調キャリヤの上方側波帯は完全であり、下方側波帯は短くなっているが、他のＴＶ標準にはその逆が当てはまる。したがって、ある多標準受像機において、２つの異なったナイキスト勾配を利用可能にすべきであり、その一方を正の勾配とし、他方を負の勾配とする。本発明において、前記２つの異なったナイキスト勾配を、１個のフィルタのみを使用することによって、前記ベクトル信号の直交成分の１つの符号を変更することによって得ることができ、その結果として、正の周波数は負の周波数になり、負の周波数は正の周波数になる。対比して、前記背景技術において、多標準用途は２個の異なったフィルタを必要とし、その一方は負のナイキスト勾配を与え、他方は正の勾配を与える。このように、本発明は、比較的ハードウェア効率的で、したがってコスト効率的な、多標準ＴＶ受像機の実装を可能にする。本発明を、完全にまたは部分的に、集積回路として実装してもよい。本発明において、前記側波帯非対称を補正するフィルタは、前記背景技術におけるように中間周波数においてではなく、ベースバンド周波数において動作するため、比較的少ない外部構成要素を必要とするか、外部構成要素をまったく必要としない。上述したように、前記同期復調の一部としてのどのようなキャリヤ再生も、広帯域性質のものとすることができ、この結果としても、比較的少ない外部構成要素を必要とするか、外部構成要素をまったく必要としない。例えば、前記キャリヤ再生を、比較的大きいループバンド幅を有する位相固定ループによって行ない、制御可能発振器のどのようなノイズも効果的に抑制されるようにしてもよい。これは、例えば、比較的ノイズが多いが、どのような外部構成要素も無しに実現できるＲＣ形式発振器を使用することを可能にする。このように、本発明は、比較的少ない外部構成要素を有し、したがって複雑でなくコスト効率的な集積回路実装を可能にする。本発明と、任意に使用し、本発明を有利に実施することができる追加の特徴とは、以下に説明する図面の参照と共に説明する。図面の簡単な説明図１は、主要な請求の範囲１、４および５において請求したような本発明の基本的な特徴を説明する概念図である。図２および３は、請求の範囲２および３において請求したような追加の特徴を説明する慨念図である。図４は、本発明による受信機の第１例のブロック図である。図５ａないし５ｄは、慣例的な地上テレビジョン受信用の図４の受信機の実装に関係する。図５ａは、中間周波数フィルタの好適な振幅−周波数特性を説明するグラフである。図５ｂは、側波帯非対称を補正するナイキスト勾配を有するベースバンド周波数フィルタの１例を説明する回路図である。図５ｃは、図５ｂのフィルタにおける遅延等化弱の１例を説明する回路図である。図５ｄは、図５ｂのフィルタの集積回路実装の測定した振幅−周波数特性を説明するグラフを示す。図６は、本発明による受信機の第２例のブロック図である。図７ａは、側波帯非対称をベースバンド周波数において補正する好適な係数の一例を載せた表である。図７ｂおよび７ｃは、図７ａの係数を有するフィルタの周波数応答を示すグラフである。図面の詳細な説明最初に、参照符の使用において、いくつか注意する。同様の構成要素を、前記図面を通じて同じ文字コードによって示す。１つの図において、種々の同様な構成要素を示してもよい。この場合において、数字を前記文字コードに付加し、同様の構成要素を互いに区別する。前記数字を、同様の構成要素の数が連続的なパラメータの場合、括弧で括る。説明および請求の範囲において、適切であれば、参照符におけるどの数宇も省略するかもしれない。図１は、本発明の基本的な特徴を実線において示す。変調キャリヤＭＣは、非対称側波帯ＬＳＢ、ＵＳＢを有する。同期復調器ＳＤＥＭは、変調キャリヤＭＣからベクトルベースバンド信号ＶＢを得る。ベクトルベースバンド信号は、実際に変調キャリヤＭＣであるが、周波数において正確に”ゼロ”周波数にシフトされている。フィルタＦＩＬＴは、側波帯ＬＳＢ、ＵＳＢ間の非対称を補正するように、ベクトルベースバンド信号ＶＢをフィルタ処理する。このように、フィルタＦＩＬＴは、ゼロ周波数に関して非対称の周波数特性を有する。これは、ベクトルベースバンド信号ＶＢが、正および負周波数間の区別を認めるため、起こりうる。図１は、ある時間におけるベクトルベースバンド信号ＶＢの状態を表わす信号ベクトルＶｓを示す。信号ベクトルＶｓの反時計回りの回転を正の周波数＋ｆとみなすことができ、時計回りの回転を負の周波数−ｆとみなすことができる。図１は、以下の特徴も破線において示す。同期復調器ＳＤＥＭおよびフィルタＦＩＬＴは、受信機ＲＥＣの一部を形成してもよい。受信機ＲＥＣは、受信信号ＲＳから変調キャリヤＭＣを得る入力回路網ＩＮＰを含んでもよい。同期復調器ＳＤＥＭおよびフィルタＦＩＬＴは、集積回路ＩＣの一部を完全にまたは部分的に形成してもよい。図２は、以下の追加の特徴を示す。標本化回路Ｓ＆Ｈを設け、変調キャリヤＭＣを同期復調器ＳＤＥＭに時間離散的な形態において供給する。図２の特徴は、以下の態様を考慮している。実際には、同期復調器ＳＤＥＭは、組み合わせにおいて前記ベクトルベースバンド信号を形成する２つの出力信号を供給する。これら２つの信号が互いに正確に直交しない場合、正および負の周波数間の完全な区別ができない。これは、側波帯非対称を補正できる程度に影響し、したがって受信特性に影響する。図２の特徴を用いる場合、同期復調器ＳＤＥＭは、時間離散的に動作してもよい。これは、前記変調キャリヤからベクトルベースバンド信号を比較的高い精度で得ることを可能にする。すなわち、前記ベクトルベースバンド信号を形成する２つの信号間の相互直交性を比較的高い精度で与えることができる。これは、前記フィルタが、側波帯非対称を比較的大きい程度補正することを可能にする。このように、図２の特徴は、受信特性に寄与する。図３は、以下の追加の特徴を示す。フィルタＦＩＬＴは、変調キャリヤＭＣの位相直角変調成分に対応するベクトルベースバンド信号ＶＢの成分ＢＱを、交互にゼロ係数を有する反対称有限インパルス応答Ｈ（ｚ）にしたがってフィルタ処理する。この応答Ｈ（ｚ）を、一般的に、Ｚ領域において、として表わすことができる。Ｎを奇数の整数値とする。書面で、この一般的な式は、以下の結果を生じる。Ｈ（ｚ）＝ａ₀＋..＋ａ_(N-3)ｚ^-(N-3)＋ａ_(N-1)ｚ^-(N-1) −ａ_(N-1)ｚ^-(N+1)−ａ_(N-3)ｚ^-(N+3)−..ａ₀ｚ^-2N また、フィルタＦＩＬＴは、前記変調キャリヤＭＣの同相変調成分に対応するベクトルベースバンド信号ＶＢの成分ＢＩを、反対称有限インパルス応答Ｈ（ｚ）における反対称の点に対応する程度ｚ^-Nまで遅延させる。フィルタＦＩＬＴは、ベクトルベースバンド信号ＶＢのフィルタ処理された成分ＢＱｆｉｌおよび遅延された成分ＢＩｄｅｌの一次結合を形成する。この一次結合は、出力信号Ｓｏ＝ｘ・ＢＩｄｅｌ＋ｙ・ＢＱｆｉｌを形成し、ｘおよびｙを、（１）としてもよい実数値を有するスケーリング係数とする。図３の特徴を用いると、フィルタＦＩＬＴは、以下の条件を満たす振幅−周波数特性を有する。 θは正規化周波数を表わし、ｋを、実数値を有する定数とする。さらに、フィルタＦＩＬＴは、線形である位相−周波数特性を有する。これらの特性を有するため、フィルタＦＩＬＴは、側波帯のどの成分も、他の側波帯の対応する成分と共に合計して、定数値にする。このように、側波帯非対称のほぼ完璧な補正は、フィルタ係数ａ₀,..ａ_N-3，ａ_N-1の値に係わりなく達成される。問題は、応答Ｈ（ｚ）が反対称であり、交互にゼロである係数を有することのみである。したがって、フィルタ係数ａ₀,..ａ_N-3，ａ_N-1を、２の整数乗の和によって形成してもよく、この整数を正または負としてもよい。これらのような係数を有するフィルタを、ハードウェア効率的に実現することができ、したがって、コストおよびパワー効率的に実現することができる。さらに、係数が交互にゼロであることも、ハードウェア効率に寄与する。このように、図３の特徴は、低コストかつ控えめなパワー消費において、側波帯非対称のほぼ完璧な補正を可能にし、したがって、受信特性に寄与する。図４は、図１に関して示し、説明した特徴を含む本発明による受信機の一例を示す。図４の受信機において、入力回路網ＩＮＰは、チューナＴＵＮおよび中間周波数フィルタＩＦＦを具える。同期復調器ＳＤＥＭを、ミキサ回路ＭＩＸＩ、ＭＩＸＱと、位相検出器ＰＨＤ、ループフィルタＬＰＦおよび電圧制御発振器ＶＣＯを具える位相固定ループＰＬＬとによって形成する。図４の受信機は、以下のように動作する。チューナＴＵＮは、変調キャリヤを具える受信信号ＲＳを周波数においてシフトし、前記変調キャリヤが中間周波数フィルタＩＦＦの通過帯域内になるようにする。このように、チューナＴＵＮおよび中間周波数フィルタＩＦＦは、組み合わせにおいて、同期復調器ＳＤＥＭに供給する変調キャリヤＭＣを効果的に選択する。位相固定ループＰＬＬは、変調キャリヤＭＣから２つの混合キャリヤＣＩ、ＣＱを抽出する。混合キャリヤＣＩは変調キャリヤＭＣと同相であり、混合キャリヤＣＱは位相直角である。したがって、混合キャリヤＣＩ、ＣＱは互いに直交する。これらのキャリヤをミキサ回路ＭＩＸＩ、ＭＩＸＱに各々供給し、これらミキサ回路の双方は、変調キャリヤＭＣを受ける。これに応じて、ミキサ回路ＭＩＸＩ、ＭＩＸＱは、変調キャリヤＭＣの同相変調成分および位相直角成分に各々対応する成分ＢＩ、ＢＱを供給する。組み合わせにおいて、成分ＢＩ、ＢＱは、ベクトル信号ＶＢを形成し、このベクトル信号をフィルタＦＩＬＴにおいてフィルタ処理し、変調キャリヤＭＣにおけるどのような側波帯非対称も補正するようにする。図５ａないし５ｄは、慣例的な地上テレビジョン受信用の図４の受信機の実装に関係する。図５ａは、実線において、例えば表面弾性波（ＳＡＷ）形式のものとしてもよい中間周波数フィルタＩＦＦに関する、好適な振幅−周波数特性｜Ｈｉｆ｜の一例を示す。図５ａにおいて、Ｆｐｃは、テレビジョン受信の分野において一般的に画像キャリヤと呼ばれる変調キャリヤの周波数を示す。この変調キャリヤの上方側波帯ＵＳＢは短くなっており、下方側波帯ＬＳＢは完全であり、前記変調キャリヤに関係する周波数Ｆｓｃ１，Ｆｓｃ２において２つの音声キャリヤを具える。振幅−周波数特性｜Ｈｉｆ｜は、前記変調キャリヤによって占められる周波数スペクトルの部分を通じてほぼ平坦である。また、図５ａは、破線において、今日のテレビジョン受像機における中間周波数フィルタの代表的な振幅−周波数特性の一例を示す。この特性は、側波帯非対称を補正するナイキスト勾配ＮＳと、前記音声キャリヤの振幅を幾分減少させる音声シェルフＳＨとを具えるため、実際的に平坦ではない。図５ｂは、ベースバンド周波数においてナイキスト勾配を与えるフィルタＦＩＬＴの実装の一例を示す。このフィルタは、ベクトルベースバンド信号ＶＢの成分ＢＩ、ＢＱを微分形式において受け、これをプラス（＋）およびマイナス（− ）符号で示す。図５ｂのフィルタは、キャパシタンスの対と、コンダクタンスまたは抵抗の対とを設けた４個の平衡型増幅器Ａ１..Ａ４を具え、これらのキャパシタンスと、コンダクタンスまたは抵抗の値は、前記フィルタの周波数応答を決定する。図５ｂにおいて、好適な値を各キャパシタンス対に与える。前記コンダクタンスの対の値を、単位コンダクタンスＧによって表わす。好適な周波数応答は、単位コンダクタンスＧが、例えば、５０ｋΩに対応する２０μＳ（マイクロジーメンス）の値を有する場合、得られる。図５ｂのフィルタは、成分ＢＱの符号を制御信号Ｕ／Ｌに応じて変化させることができるスイッチＳＷをさらに具える。成分ＢＱの符号を成分ＢＩの符号に対して変化させることによって、またはその逆を行なうことによって、負および正のナイキスト勾配を得ることができる。いくつかのテレビジョンシステムは、負のナイキスト勾配を必要とし、他のテレビジョンシステムは、正のナイキスト勾配を必要とする。このように、スイッチＳＷは、多標準受信を経済的に可能にする。図５ｂのフィルタは、遅延等化器ＤＥＱも具え、周波数の関数としてのどのようなグループ遅延変動も補正する。したがって、実際的に一定のグループ遅延が、重要なベースバンド周波数範囲に対して得られる。図５ｃは、遅延等化器ＤＥＱの実装を示す。この遅延等化器ＤＥＱは、キャパシタンスおよびコンダクタンスを設けた４個の差動増幅器Ａ５..Ａ８を具える。図５ｃにおいて、好適な値を各キャパシタンスに与える。前記コンダクタンスの値を、図５ｂのフィルタに関連して上述した単位コンダクタンスＧによって表わす。どのような成分の不正確も阻止するために、図５ｂおよび５ｃに示すコンダクタンスを制御可能とし、同時に、図５ｂにおいて示すような前記コンダクタンス間の比を保つ。すなわち、好適には単位コンダクタンスＧを、例えば、１０μＳと４０μＳとの間で変化させる。これを、例えば、前記コンダクタンスを電界効果トランジスタによって実装することによって達成することができる。この場合、単位コンダクタンスＧを、前記電界効果トランジスタのゲートに印加する制御電圧によって変化させることができる。前記コンダクタンス間の比を、幅および長さとしての前記ゲートの寸法によって決定してもよい。欧州特許出願第９７２００３４５．３号は、電界効果トランジスタによる相互コンダクタンスの好適な実装を開示している。図５ｄは、図５ｃの遅延等化器を設けた図５ｂの実験としての集積回路実装の、３つの測定された振幅−周波数特性Ｒ１、Ｒ２およびＲ３を示す。前記コンダクタンスを、上述したように、電界効果トランジスタによって実現した。各々の振幅−周波数特性Ｒ１、Ｒ２およびＲ３を、前記電界トランジスタのゲートに印可する制御電圧を変えて得た。図６は、図１ないし３に関して示し、説明した特徴を含む本発明による受信機の第２例を示す。図６の受信機において、入力回路網ＩＮＰを、チューナＴＵＮと、アンチ折り返しフィルタＡＡＦと、標本化回路Ｓ＆Ｈを具えるアナログディジタル変換機ＡＤＣと、分相フィルタＰＳＦと、標本レート低減器ＳＲＤと、ベクトルミキサ回路ＶＭＣと、ベクトル減少フィルタＶＤＦとによって形成する。同期復調器ＳＤＥＭおよびフィルタＦＩＬＴを、ディジタル回路網によって形成する。図６の受信機は、以下のように動作する。チューナＴＵＮは、変調キャリヤを具える受信信号ＲＳを、周波数においてシフトし、前記変調キャリヤが所望の中間周波数になるようにする。アンチ折り返しフィルタＡＡＦは、アナログディジタル変換機ＡＤＣによって行われる周波数Ｆｓにおける標本化による折り返し効果を打ち消す。アナログディジタル変換機ＡＤＣは、変調キャリヤＭＣが同期復調器ＳＤＥＭにディジタル形式において供給されるのを保証する。分相フィルタＰＳＦは、スカラーベクトル変換を行ない、変調キャリヤＭＣを同期復調器ＳＤＥＭにベクトル形態において供給する。また、分相フィルタＰＳＦは、標本レート低減器ＳＲＤによって行われる標本レート低減による折り返し効果を打ち消す。ＰＣＴ特許出願公開明細書９６／８０７８号は、分相フィルタによってアンチ折り返しを達成する好適な方法を記載している。ベクトルミキサ回路ＶＭＣは、前記変調キャリヤを、前記中間周波数から、前記変調キャリヤがベクトル減少フィルタＶＤＦの通過帯域内になるような値を有する他の周波数にシフトする。ベクトル減少フィルタＶＤＦは、周波数において前記変調キャリヤに近接する何か他の信号を抑制する。このように、実際は、チューナＴＵＮと、ベクトルミキサ回路ＶＭＣと、ベクトル減少フィルタＶＤＦとは、組み合わせにおいて、同期復調器ＳＤＥＭに供給される変調キャリヤＭＣを選択する。いわば、ベクトルミキサ回路ＶＭＣおよびベクトル減少フィルタＶＤＦは、図４の受信機における中間周波数フィルタＩＦＦの機能を引き継ぐ。欧州特許出願公開明細書第４８６０９５号は、後段に接続されたコーディック（Ｃｏｒｄｉｃ）プロセッサおよびローパスフィルタを具える受信機を記載している。これらの要素を、ベクトルミキサ回路ＶＭＣおよびベクトル減少フィルタＶＤＦ各々の好適な実装として使用してもよい。図６の受信機を、例えば、多標準受信に使用してもよい。異なった標準は、異なった中間周波数、異なったバンド幅および／または異なった側波帯非対称を使用するかもしれず、各々が特定のフィルタ特性を必要とする。図６の受信機において、ディジタル回路であるベクトルミキサ回路ＶＭＣによって行われる周波数シフトを、関係する標準の中間周波数にしたがってプログラムすることができる。例えば、ベクトルミキサ回路ＶＭＣをコーディックプロセッサとして実装する場合、これを、前記コーディックプロセッサに結合したｚデータ発生器を適切にプログラムすることによって達成してもよい。さらに、ベクトル減少フィルタＶＤＦの通過帯域を、関係する標準のバンド幅にしたがってプログラムすることができる。最後に、フィルタＦＩＬＴを、関係する標準の側波帯非対称にしたがってプログラムすることができる。図６の受信機は、多標準用途において以下の利点を有する。慣例的な多標準受信機において、種々の中間周波数フィルタを使用し、異なった中間周波数、異なったバンド幅および／または異なった側波帯非対称に適応する。中間周波数フィルタは、一般に表面弾性波形式の中間周波数フィルタを使用するＴＶ用途において特に、比較的高価である。図６の受信機は、ベクトルミキサ回路ＶＭＣと、ベクトル減少フィルタＶＤＦと、フィルタＦＩＬＴとを、個々の標準に従う処理にプログラムすることができるため、種々の中間周波数フィルタを必要としない。さらに、前述の要素を、集積回路形態において、適度なコストにおいて実現することができる。このように、図６の受信機は、コスト効率的な多標準受信を可能にする。図６の受信機は、以下の他の利点を有する。慣例的なＴＶ受像機において、チャネル選択性は、一般的に、表面弾性波形式の中間周波数フィルタによって与えられる。このようなフィルタは、その通過帯域内のどのような信号も、比較的大きな程度減衰させる。この信号減衰を補償するために、このフィルタの前段のチューナは、比較的高いゲインを与える必要がある。図６の受信機は、チャネル選択性を与えるディジタル回路を具えるため、表面弾性波形式の中間周波数フィルタを必要としない。結果として、チューナＴＵＮは、比較的高いゲインを与える必要がない。これは、チューナＴＵＮが、信号歪みおよび大信号処理の見地から比較的良好な性能を有することを可能にする。このように、図６の受信機は、比較的良質なＴＶ受信を可能にする。以下は、図６の受信機のＴＶ受信への使用の説明である。ＰＡＬＢ／Ｇ標準によるＴＶ受信が必要な場合、チューナＴＵＮは、変調キャリヤを３８．９ＭＨｚの中間周波数において供給する。アナログディジタル変換、スカラベクトル変換および標本レート低減に続いて、ベクトルミキサ回路ＶＭＣは、前記変調キャリヤを周波数において−３５．６５ＭＨｚシフトさせ、３８．９ＭＨｚから３．２５ＭＨｚにする。このように、ベクトルミキサ回路ＶＭＣは、前記変調キャリヤを周波数において、実際的にゼロ（０）周波数を中心とする周波数スペクトルに成る程度シフトさせる。ベクトル減少フィルタＶＤＦは、ローパス特性を有し、チャネル選択性を与える。多標準ＴＶ受信に関して、アナログディジタル変換機ＡＤＣの標本化周波数Ｆｓを、異なったＴＶ標準に属する中間周波数をカバーする周波数範囲の幅の少なくとも数倍にすることが好適である。これは、アンチ折り返しフィルタＡＡＦがかなり簡単な構造を有することを可能にする。例えば、標本化周波数Ｆｓを２１６ＭＨｚにしてもよい。標本レート低減器ＳＲＤは、この標本化周波数を１／２に低減してもよく、ベクトル減少フィルタＶＤＦは、これをさらに１／８に低減してもよく、この場合において、同期復調器ＳＤＥＭは、１３．５ＭＨｚの標本レートにおける変調キャリヤＭＣを受ける。図７ａは、ベクトルベースバンド信号ＶＢの成分ＢＱを図３に示すようにフィルタ処理する反対称有限インパルス応答Ｈ（ｚ）に好適な係数の一例を載せた表である。ＶＡＬ［ＤＥＣ］と表題を付けた列は、１０進法表記における前記係数の値を与え、ＶＡＬ［ＣＳＤ］と表題を付けた列は、正準符号付き数字表記において与える。図３を参照し、前記ベクトルベースバンド信号の成分ＢＩを、Ｚ領域における演算ｚ^-19に対応する１９標本周期に対応する量によって表示する。ＣＳＤ表記においては０．１００００００Ｔ０Ｔである０．４９５１１７１８７５の係数を掛け、次に、フィルタ処理された成分ＢＱに加算する。このように、以下の、フィルタ処理された成分ＢＱｆｉｌと、遅延されたベースバンド信号ＢＩｄｅｌとの一次結合を行ない、出力信号Ｓｏを形成する。Ｓｏ＝０．４９５１１７１８７５・Ｉｄｅｌ＋１・Ｑｆｉｌ図７ｂは、図７ａに関して上述したように実装され、１３．５ＭＨｚの標本レートにおいて動作する場合の、フィルタＦＩＬＴの周波数応答を示す。図７ｂは、周波数を水平軸において一次的にプロットし、前記周波数応答の絶対値｜Ｈｆｉｌｔ｜を垂直軸においてｄＢ（デシベル）において対数的にプロットしたグラフである。図７ｃは、同じ応答を異なった方法で示す。図７ｃは、ゼロ（０）周波数において拡大し、前記応答におけるナイキスト勾配をより詳細に示す。さらに、図７ｃにおいて、前記周波数応答の絶対値｜Ｈｆｉｌｔ｜を、垂直軸において、図７ｂにおけるような対数的の代わりに、一時的にプロットした。結論上記図面およびこれらの説明は、本発明を制限するためのものではなく、説明するためのものである。添付した請求の範囲内になる多数の代案があることは明らかであろう。この点において、以下の結論を述べる。機能または機能的要素を種々のユニットに物理的に分布させる多数の方法がある。この点において、前記図面はきわめて図式的であり、各々が本発明の可能的な実施形態を１つのみ表わしている。例えば、図１に関して、入力回路網ＩＮＰを、集積回路ＩＣに完全にまたは部分的に含めてもよい。他の例において、図４に関して、中間周波数フィルタＩＦＦを、チューナＴＵＮに組み込んでもよい。種々の機能または機能的要素を、適切にプログラムされたコンピュータによって、個別的または組み合わせにおいて実現してもよいことにも注意すべきである。例えば、図６に関して、フィルタＦＩＬＴを、図３に関して示し、説明した特徴にしたがって動作する１個のプロセッサの形熊において実現してもよい。さらに、同期復調器ＳＤＥＭも、同じ１個のプロセッサにおいて実現してもよい。原理的に、どのような形式の入力回路を使用してもよい。例えば、図４および６に関して、チューナＴＵＮを、周波数変換を必要としない場合、省いてもよい。さらに、チューナＴＵＮを、例えば商業的に利用可能なフィリップスＴＶチューナＵＶ９１６Ｈのような、１個の慣例的なＴＶチューナとしてもよい。種々の慣例的なＴＶチューナの並列配置としてもよく、広域多標準ＴＶ受信用に特別に設計されたチューナとしてもよい。他の例において、図６に関して、ベクトルミキサ回路ＶＭＣおよびベクトル減少フィルタＶＤＦを省いてもよい。この場合において、変調キャリヤＭＣを、同期復調器ＳＤＥＭに、チューナＴＵＮによって与えられるのと同じ周波数において供給する。原理的に、どのような形式の同期復調器を使用してもよい。例えば、図６の受信機において、同期復調器ＳＤＥＭは、図４の受信機におけるような別個のミキサ回路でなく、コーディックプロセッサに基づいてもよい。他の例において、図４に関して、フィルターリミッタ結合を、位相固定ループＰＬＬの代わりに使用し、変調キャリヤＭＣから２つの混合キャリヤＣ１、ＣＱを得るようにしてもよい。原理的に、どのような形式のフィルタを使用して、前記側波帯非対称を補正してもよい。図４の受信機に関して、フィルタＦＩＬＴを、図５ｂに示すようなアナログフィルタの代わりに、切り替えキャパシタフィルタとして実現してもよい。この場合において、フィルタＦＩＬＴを、図３に関して示し、説明した特徴にしたがって実現してもよい。括弧間のどの参照符も、関係する請求の範囲を制限すると解釈しない。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ブリューケルスアルフォンスアントニウスマリアランベルタスオランダ国 5656 アーアーアインドーフェンプロフホルストラーン６ (72)発明者ファンデンエンデンアドリアヌスウィルヘルムスマリアオランダ国 5656 アーアーアインドーフェンプロフホルストラーン６ (72)発明者ファンデプラッシェルディヨハンオランダ国 5656 アーアーアインドーフェンプロフホルストラーン６ (72)発明者ヒーリスヘラルダスクリスティアーンマリアオランダ国 5656 アーアーアインドーフェンプロフホルストラーン６

Claims

【特許請求の範囲】１．非対称側波帯（ＬＳＢ，ＵＳＢ）を有する変調キャリヤ（ＭＣ）を受ける受信機において、前記変調キャリヤ（ＭＣ）からベクトルベースバンド信号（ＶＢ）を得る同期復調器（ＳＤＥＭ）と、前記ベクトルベースバンド信号（ＶＢ）をフィルタ処理し、前記側波帯非対称を補正するフィルタ（ＦＩＬＴ）とを具えることを特徴とする受信機。２．請求の範囲１に記載の受信機において、前記変調キャリヤ（ＭＣ）を前記同期復調器（ＳＤＥＭ）に時間離散的な形態において供給する標本化回路（Ｓ＆Ｈ）を具えることを特徴とする受信機。３．請求の範囲２に記載の受信機において、前記フィルタ（ＦＩＬＴ）を、前記変調キャリヤの位相直角変調成分に対応する前記ベクトルベースバンド信号（ＶＢ）の成分（ＢＱ）を、交互にゼロ係数を有する反対称有限インパルス応答（Ｈ(ｚ)）にしたがってフィルタ処理し、前記変調キャリヤの同相変調成分に対応する前記ベクトルベースバンド信号（ＶＢ）の成分（ＢＩ）を、前記反対称有限インパルス応答（Ｈ(ｚ)）における反対称の点に対応する程度に遅延させ、前記ベクトルベースバンド信号のフィルタ処理された成分（ＢＱｆｉｌ）および遅延された成分（ＢＩｄｅｌ）の一次結合を形成し、この一次結合が出力信号（Ｓｏ＝ｘ・ＢＩｄｅｌ＋ｙ・ＢＱｆｉｌ）を形成するように配置することを特徴とする受信機。４．非対称側波帯（ＬＳＢ，ＵＳＢ）を有する変調キャリヤ（ＭＣ）を受ける方法において、前記変調キャリヤ（ＭＣ）からベクトルベースバンド信号（ＶＢ）を同期復調（ＳＤＥＭ）によって得るステップと、前記ベクトルベースバンド信号（ＶＢ）をフィルタ処理し、前記側波帯非対称を補正するステップとを具えることを特徴とする方法。５．非対称側波帯を有する変調キャリヤ（ＭＣ）を処理する集積回路（ＩＣ）において、前記変調キャリヤ（ＭＣ）からベクトルベースバンド信号（ＶＢ）を得る同期復調器（ＳＤＥＭ）と、前記ベクトルベースバンド信号（ＶＢ）をフィルタ処理し、前記側波帯非対称を補正するフィルタ（ＦＩＬＴ）とを具えることを特徴とする集積回路。