DE3919182A1

DE3919182A1 - Sub-nyquist-demodulator, beispielsweise fuer einen fernsehempfaenger

Info

Publication number: DE3919182A1
Application number: DE3919182A
Authority: DE
Inventors: Tzy-Hong Steven Chao
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1988-06-13
Filing date: 1989-06-12
Publication date: 1989-12-21
Also published as: JPH0251986A; GB8913472D0; KR900001253A; FR2633478A1; GB2220816A; KR0153274B1; HK87997A; US4870480A; FR2633478B1; JP2889987B2; GB2220816B

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung, welche die Inphase- und die Quadraturphase-Signalkomponenten eines asymmetrischen seitenbandmodulierten Signals (ASM) unter Verwendung einer Abtastfrequenz, die niedriger ist als die Nyquist-Frequenz, abtastet und welche diese "unterabgetasteten" Signale verar beitet, um eine Inphase-Komponente mit voller Bandbreite wie der zu gewinnen, die im wesentlichen frei ist von einer Aliase-Verzerrung.

Um das Fernsehsendespektrum wirksam zu nutzen, wird beispiels weise ein NTSC-Fernsehsignal mit asymmetrischen Seitenbändern moduliert. Die niedrigeren Frequenzen des Basisband-Video signals von 0 bis 1,25 MHz sind doppelt seitenbandmoduliert (DSM) und die höherfrequenten Komponenten von 1,25 MHz bis 4,2 MHz sind einfach seitenbandmoduliert (SSM). Dieses Ver fahren der Modulation wurde gewählt, um soviel wie möglich von dem Fernsehsendespektrum zu erhalten, ohne die nieder frequenten Komponenten des Video-Signalgemischs (composite video signal) zu dämpfen. Die hinter der Wahl des ASM-Verfah rens für das NTSC-Videosignal stehenden Überlegungen sind bei Stein et al, Communications Systems and Techniques, McGraw Hill, 1966, Seiten 621 bis 638, beschrieben. Da die Seiten bänder nicht symmetrisch sind, sind die Quadraturphase-Kompo nenten des Video-Trägersignals von Null verschieden. Gesendet hat der DSM-Teil eines üblichen NTSC-Signals eine Quadratur- Signalkomponente mit dem Wert Null, während der SSM-Teil eine Quadratur-Signalkomponente hat, die die Hilbert-Transformier te des Basisbandsignals von 1,25 MHz bis 4,2 MHz ist.

Seit kürzerem besteht ein erhöhtes Interesse an der Verwen dung der Quadraturphase-Modulationskomponente von hochfre quenten (HF) Fernsehsignalen. Beispielsweise werden gemäß der US-PS 47 03 357 Komponenten eines Fernsehsignals, die in be zug auf das Video-Trägersignal sowohl eine Inphase- als auch eine Quadraturphase-Beziehung haben, zur Aufhebung von Ver zerrungen durch Mehrwegübertragungen oder Geisterbildern in dem Fernsehsignal verwendet. Zusätzlich ist in einem Artikel von Y. Yasumoto et al., "A Wide Aspect Ratio Television System With Full NTSC Compatibility" in IEEE Transactions on Consumer Electronics, Februar 1988, Seiten 121 bis 127 vorgeschlagen worden, daß eine in der Inphase-Komponente eines Fernseh signals nicht enthaltene Information, die ein Frequenzband zwischen 0 und 1,25 MHz besetzt, auf einen Träger moduliert wird, der gegenüber dem Videoträger um 90° phasenverschoben ist. In einem Empfänger würde diese Information durch syn chrone Demodulation wiedergewonnen und dazu verwendet werden, die von der Inphase-Komponente des Fernsehsignals übertragene Bildinformation zu steigern.

Bei diesen beiden Systemen werden die Inphase- und die Quadra turphase-Komponenten des Fernsehsignals unter Verwendung von getrennten synchronen Demodulatoren wiedergewonnen und dann unter Verwendung von getrennten Analog/Digital-Wandlern (ADC) digitalisiert. Gemäß der obengenannten Patentschrift arbeiten beide Analog/Digital-Wandler mit einer Abtastfrequenz von 4fc, also dem Vierfachen der Frequenz fc des Farbhilfsträger signals.

Ein alternatives Schema für die Digitalisierung der Inphase und der Quadraturphase-Komponenten eines Fernsehsignals wird in der US-PS 46 86 570 angeboten. Gemäß dieser Patentschrift wird ein einziger mit einer Abtastfrequenz von 8 fc arbeiten der Analog/Digital-Wandler verwendet, um sowohl die Inphase als auch die Quadraturphase-Komponenten des Fernsehsignals wieder zu gewinnen. Dieser Analog/Digital-Wandler demoduliert das Fernsehsignal direkt durch Abtastung eines zwischenfre quenzmodulierten Fernsehsignals zu Zeitpunkten, die den In phase- und den Quadraturphase-Modulationskomponenten des ZF- Trägersignals entsprechen. Zusätzlich zur Verwendung einer höheren Abtastfrequenz als bei der erstgenannten Patentschrift wird gemäß dieser zweiten Patentschrift ein ZF-Träger verwen det, der mit der Farbsynchronsignalkomponente der empfangenen Fernsehsignale phasenverriegelt ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Digitalisie rungssystem zu schaffen, bei dem eine verhältnismäßig niedri ge Abtastfrequenz verwendet wird, um sowohl die Inphase- als auch die Quadraturphase-Modulationskomponenten eines Fernseh signals zu erzeugen.

Diese Aufgabe wird durch eine Signalabtasteinrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Gemäß der Erfindung enthält die Signalabtasteinrichtung eine Schaltung, die die Inphase- und die Quadraturphase-Komponen ten eines ASM-Signals repräsentierende Abtastwerte mit einer Abtastfrequenz erzeugt, die niedriger ist als die Nyquist- Frequenz für eine der Komponenten, und eine Schaltung, die die beiden abgetasteten Signale als ein komplexes Signal ver arbeitet, um zumindest eine Komponente des ursprünglichen Signals im wesentlichen frei von Aliase-Verzerrungen wieder zu gewinnen.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 (Stand der Technik) ein vereinfachtes Blockschalt bild eines Fernsehsignalsenders,

Fig. 2a, 2b und 2c Diagramme, die zum Verständnis der Be triebsweise des in Fig. 1 gezeigten Senders nütz liche Frequenzspektren von Signalen darstellen,

Fig. 3 (Stand der Technik) ein Blockschaltbild eines Fern sehempfängers, der ein komplexes Filter zur Auf hebung von Verzerrungen durch Mehrwegübertragungen enthält,

Fig. 4a, 4b und 4c Diagramme, die zum Verständnis der Be triebsweise des in Fig. 3 gezeigten Empfängers nach dem Stand der Technik nützliche Frequenzspektren von Signalen darstellen,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 6a, 6b und 6c Diagramme, die zum Verständnis der Be triebsweise des in Fig. 5 gezeigten Empfängers nütz liche Frequenzspektren von Signalen darstellen, und

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines komplexen Filters, der zur Verwendung in dem in Fig. 5 gezeigten Empfänger geeignet ist.

Obwohl die Erfindung allgemein auf asymmetrische seitenband modulierte Signale (ASM-Signale) anwendbar ist, beispiels weise einfach seitenbandmodulierte Signale (SSM-Signale) oder restseitenbandmodulierte Signale (VSM-Signale), bezieht sich die folgende Beschreibung in erster Linie auf Fernsehsignale, wie beispielsweise NTSC-Fernsehsignale, welche eine besondere Art der oben beschriebenen ASM-Signale sind.

In den Figuren bedeuten breite Pfeile Datenbusse zur Über tragung von parallelen Digitalsignalen mit mehreren Bit und in Linien dargestellte Pfeile Verbindungen zur Übertragung von Analogsignalen oder von Einfach-Bit-Digitalsignalen. In Abhängigkeit von der Verarbeitungsgeschwindigkeit der Kompo nenten können ausgleichende Verzögerungen in einzelnen Signal pfaden notwendig sein, wie es dem Fachmann geläufig ist.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Fern sehsenders. In Fig. 1 liefert eine Quelle eines Basisband- Videosignals 110 ein Videosignalgemisch (composite video signal) CV an einen Eingangsanschluß eines Modulators 112. Das Frequenzspektrum des Signals CV ist in Fig. 2a darge stellt, wobei fc die Frequenz des Farbhilfsträgers ist. Der Modulator 112 multipliziert das Signal CV mit dem Träger signal CS(t), welches von einer Quelle 114 stammt, wie es durch die folgende Gleichung (1) beschrieben ist:

CS(t) = 2 cosinus (2π f₀t) (1)

Das von dem Modulator 112 erzeugte Ausgangssignal DSBV ist ein doppelt seitenbandmoduliertes Videosignal (DSM-Video signal). Das Frequenzspektrum des Signals DSBV ist in Fig. 2b gezeigt. Das Signal DSBV wird einem asymmetrischen Seiten bandfilter (ASB-Filter) 116 zugeführt. Das Filter 116 ist ein Hochpaßfilter, das die Basisbandkomponenten des Signals DSBV entfernt und ebenso den Teil der unteren Seitenband komponente des modulierten Videosignals, der das Frequenz band zwischen (f _o-4,2) MHz und (f _o-1,25) MHz besetzt, so wie die korrespondierenden negativen Frequenzen. Das von dem Filter 116 gelieferte Ausgangssignal ist ein ASM-Fernseh signal, dessen Frequenzspektrum in Fig. 2c gezeigt ist. Das Signal ASBV wird einem HF-Verstärker 116 zugeführt, dessen Ausgangssignal an eine Antenne 120 gekoppelt wird.

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers nach dem Stand der Technik, der ein komplexes Filter zur Aufhebung von Geisterbildern enthält. In Fig. 3 wird das von dem in Fig. 1 gezeigten Sender übertragene Signal durch eine Anten ne 310 empfangen und durch einen HF-Verstärker 312 verstärkt. Das von dem Verstärker 312 gelieferte Signal ASBV′ ist eine Replik des von dem Sender erzeugten ASM-Signals ASBV. Das Signal ASBV′ wird einem Mischer 314 zugeführt, der dem Signal ASBV′ ein von einem lokalen Oszillator 316 erzeugtes Oszilla torsignal überlagert, um ein zwischenfrequentes Videosignal (ZF) zu erzeugen. Das von dem Mischer 314 gelieferte Ausgangs signal wird von einem ZF-Verstärker 318 verstärkt und gefil tert, dessen Ausgangssignal ein Signal ZFV ist. Das Frequenz spektrum des Signals ZFV ist in Fig. 4a gezeigt. Es sei darauf hingewiesen, daß in Fig. 4a die relativen Frequenzen der Sei tenbänder umgedreht sind, d.h. die Trägerfreguenz f _I ist höher als die Farbhilfsträgerfrequenz f _I-fc. Auch sei darauf hingewiesen, daß das obere Seitenband des modulierten ZF-Signals einer Filterung in einem Nyquist-Filter unterzogen worden ist, der ein um die Trägerfrequenz zentriertes Durch laßband aufweist. Die Nyquist-Filterung des modulierten ZF- Signals hat den Effekt, daß der Quadratur-Modulationskompo nente des Videosignals im Bereich der Frequenzen zwischen 0 und 1,25 MHz (d.h. dem DSM-Teil des Videosignals) Signal energie zugeführt wird.

Das von dem ZF-Verstärker und -Filter 318 gelieferte Signal ZFV wird einer Videoträger-Extraktionsschaltung 320 und einem Inphase-(I) und einem Quadraturphase-(Q) Synchrondetektor 322 bzw. 324 zugeführt. Die Videoträger-Extraktionsschaltung 320, die eine übliche phasenverriegelte Schaltung (PLL) enthalten kann, erzeugt ein erstes Referenzsignal IC, das in Frequenz und Phase mit der Videoträger-Signalkomponente des ZF-Video signals ZFV übereinstimmt. Ebenso erzeugt die Extraktions schaltung 320 ein zweites Referenzsignal QC, das in bezug auf das Signal IC um 90° phasenverschoben ist. Das Signal IC wird dem I-Synchrondetektor 322 und das Signal QC dem Q-Synchron detektor 324 zugeführt.

Die Synchrondetektoren 322 und 324 demodulieren die ZF-Signa le in jeweilige Inphase- und Quadraturphase-Komponenten. Die Inphase-Komponenten werden einem Analog/Digital-Wandler (ADC) 326 und die Quadraturphase-Komponenten einem Analog/Digital- Wandler 328 zugeführt. Die A/D-Wandler 326 und 328 erzeugen Digitalwerte, welche die Inphase- und die Quadraturphase- Modulationskomponenten des ZF-Signals zu Augenblicken reprä sentieren, die durch ein Abtasttaktsignal CK bestimmt werden. Das Signal CK kann beispielsweise ein mit dem Farbsynchron signal verriegeltes Taktsignal mit einer Frequenz 4fc, also der vierfachen Frequenz fc der Farbhilfsträgersignalkomponen te des Basisband-Videosignals sein. Bei der in Fig. 3 gezeig ten Schaltung wird das Signal CK durch eine übliche PLL-Schal tung im Videosignalprozessor 332 erzeugt.

Die digitalen Frequenzspektren des von dem ADC 326 erzeugten Signals VI und des von dem ADC 328 erzeugten Signals VQ sind in den Fig. 4b bzw. 4c dargestellt. Die Inphase-Komponente VI hat im wesentlichen das gleiche Basisband-Frequenzspektrum wie das Videosignalgemisch CV, das in Fig. 2a gezeigt ist. Das Basisband-Frequenzspektrum der Quadratur-Komponente VQ kann angesehen werden als eine Komponente, die in der Kombi nation mit dem Signal VI in der Lage ist, ein komplexes Basis bandsignal (d.h. eines mit realen und mit imaginären Kompo nenten) zu bilden, das asymmetrische Seitenbänder hat.

Das Ausgangssignal VI des ADC 326 und das Ausgangssignal VQ des ADC 328 werden einem Filter 330 zur Aufhebung von Geister bildern zugeführt. Die bereits eingangs genannte US-PS 47 03 357 beschreibt das Beispiel einer Schaltung, die für das Filter 330 verwendet werden kann.

Wie in der US-PS 47 03 357 beschrieben, erzeugt das Filter zur Aufhebung der Geisterbilder ein Signal VI′, das der In phase-Komponente eines Videosignalgemischs (composite video signal) entspricht, das in bezug auf Mehrfachweg- oder Gei sterbilder-Signalverzerrungen korrigiert worden ist. Das Signal VI′ wird einem üblichen Videosignalprozessor 332 zu geführt, der beispielsweise eine Schaltung zum Trennen der Luminanz- und der Chrominanzkomponenten aus dem Videosignal gemisch und zur Verarbeitung dieser Komponenten zur Erzeugung von Rot-, Grün- und Blau-Primärfarbsignalen (R, R bzw. B) für die Zuführung zu einer Anzeigeeinrichtung 334 enthalten kann.

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild eines Fernsehempfängers, der ein Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält. Dieser Empfän ger ist ähnlich dem in Fig. 3 gezeigten mit der Ausnahme, daß er lediglich einen Analog/Digital-Wandler 530 enthält, der mit einer Abtastfrequenz von 4fc arbeitet, der sowohl die In phase- als auch die Quadraturphase-Komponenten des Video signals unterabtastet und digitalisiert. Die resultierende Abtastfrequenz für jede Komponente ist 2fc, also das Doppelte der Frequenz fc des Farbhilfsträgersignals. Der in Fig. 5 ge zeigte Empfänger enthält auch eine Schaltung 536, 538 und 540, welche die unterabgetasteten Inphase- und Quadraturphase- Komponenten des von Geisterbildern befreiten Videosignals kombiniert, um ein Inphase-Basisbandsignal zu erzeugen, das im wesentlichen frei ist von irgendeiner Aliase-Verzerrung, die als ein Ergebnis der Unterabtastung aufgetreten sein kann.

In der Fig. 5 leisten die Antenne 510, der HF-Verstärker 512, der Mischer 514, der örtliche Oszillator 516, der ZF-Verstär ker und -Filter 518, die Videoträger-Extraktionsschaltung 520 und die I- und Q-Synchrondemodulatoren 522 und 524 die gleiche Funktion wie die entsprechenden Komponenten des in Fig. 3 ge zeigten Empfängers. Demzufolge werden diese Komponenten hier nicht nochmals beschrieben.

Das von dem I-Synchrondetektor 522 gelieferte Signal wird einem Eingangsanschluß eines Analog-Multiplexers 526 zuge führt. Ein anderer Eingangsanschluß des Multiplexers 526 ist so gekoppelt, daß er das Ausgangssignal des Q-Synchrondetek tors aufnimmt, wie es von einer Tast- und Halteschaltung (S/H) 528 geliefert wird. Sowohl der Multiplexer 526 als auch die Tast- und Halteschaltung 528 werden durch ein Signal CK 2 gesteuert, das durch eine Frequenzteilerschaltung 544 gelie fert wird. Das Signal CK 2 hat eine Frequenz im wesentlichen gleich 2fc. Der Multiplexer 526 wird durch das Signal CK 2 so konditioniert, daß er das von dem I-Synchrondetektor 522 zu geführte Signal durchläßt, wenn den Wert einer logischen "0" annimmt, und das von der Tast- und Halteschaltung 528 ge lieferte Signal durchläßt, wenn CK 2 den Wert einer logischen "1" hat. Die bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung ver wendete Tast- und Halteschaltung wird durch das Signal CK 2 so konditioniert, daß sie das von dem Q-Synchrondetektor ge lieferte Signal in Übereinstimmung mit den nach negativ gehenden Übergängen des Signals CK 2 abtastet und den abge tasteten Wert bis zu dem nächsten nach negativ gehenden Über gang von CK 2 hält. Das Ausgangssignal des Multiplexers 526 ist ein Strom von analogen Tastwerten mit einer Abtastfre quenz von 4fc, wobei abwechselnde Abtastwerte im Basisband liegende Inphase- und Quadraturphase-Modulationskomponenten des zwischenfrequenten Videosignals repräsentieren.

Das Ausgangssignal des Multiplexers 526 wird einem ADC 530 zugeführt, der den Strom der abgetasteten Werte in Überein stimmung mit den nach negativ gehenden Übergängen eines Ab tasttaktsignals CK 4, das eine Frequenz von 4fc aufweist, digitalisiert. Das Signal CK 4 entspricht dem Signal CK in Fig. 3. Es wird dem Eingangsanschluß der Frequenzteilerschal tung 544 zugeführt, um das Signal CK 2 zu erzeugen. Das Aus gangssignal des ADC 530 wird dem Eingangsanschluß eines De multiplexers 532 zugeführt. Der Demultiplexer 532 spricht auf das Taktsignal CK 2 an, um das von dem ADC 530 gelieferte, mit 4fc abgetastete Datensignal in zwei mit 2fc abgetastete Datensignale, nämlich VIS und VQS aufzuspalten. Das Signal VIS repräsentiert die Basisband-Inphase-Modulationskomponen ten des ZF-Videosignals, ist jedoch mit einer Frequenz abge tastet, die niedriger als dessen Nyquist-Frequenz ist. Das Signal VQS repräsentiert in ähnlicher Weise die unterabge tasteten Basisband-Quadraturphase-Modulationskomponenten des ZF-Videosignals. Entsprechende Abtastwerte der Signale VIS und VQS haben im wesentlichen denselben Abtastzeitpunkt.

Die Frequenzspektren für die Signale VIS und VQS sind in den Fig. 6a bzw. 6b dargestellt. Eine fett gedruckte Linie begrenzt das Basisbandspektrum in jeder dieser Figuren. Die schraffierten Flächen repräsentieren die Frequenzbänder, die eine Aliase-Verzerrung von den unmittelbar benachbarten, wiederholten Spektren enthalten. Wie in den Fig. 6a und 6b dargestellt ist, sind sowohl das Inphase-Signal VIS als auch das Quadraturphase-Signal VQS durch eine Aliase-Verzerrung verunreinigt.

Fig. 6c ist ein Diagramm von dem Frequenzspektrum des kom plexen Signals mit einem Realteil, der im wesentlichen dem Signal VIS gleich ist, und einem Imaginärteil, der im wesent lichen dem Signal VQS gleich ist. Wie in der Fig. 6c gezeigt, gibt es in dem komplexen Signal keine Aliase-Verzerrung. Folg lich ist irgendeine Signalverarbeitung, welche die beiden Signale VIS und VQS als ein einziges complexes Signal ver wendet - beispielsweise in dem aus der obengenannten US-PS 47 03 357 bekannten Filter zur Behebung von Geisterbildern nicht von der Aliase-Verzerrung in den Komponentensignalen beeinträchtigt. Wenn man das komplexe Signal durch ein Filter mit einer Übertragungscharakteristik HCF, die in der Fig. 6c durch die unterbrochene Linie grafisch dargestellt ist, lau fen läßt, kann darüber hinaus die Inphase-Signalkomponente im wesentlichen unter Ausschluß irgendeiner Aliase-Verzerrung wiedergewonnen werden.

Die Signale VIS und VQS werden einem Filter 534 zur Behebung von Geisterbildern zugeführt, das dem in der angegebenen US- PS 47 03 357 identisch sein kann. Die von dem Filter 534 ge lieferten Ausgangssignale VIS′ und VQS′ sind im wesentlichen frei von irgendeiner Mehrwegverzerrung, sie haben jedoch eine Aliase-Verzerrung wie durch die Fig. 6a und 6b angegeben.

Die Signale VIS′ und VQS′ werden als nächstes von einem kom plexen Filter 540 mit begrenztem Ansprechen auf Impulse (finite-impulse response, FIR) verarbeitet, welches die durch die unterbrochenen Linien in Fig. 6c dargestellte Übertra gungscharakteristik HCF aufweist. Im Effekt interpoliert die ses Filter die fehlenden Abtastwerte der Inphase-Signalkompo nente aus den bekannten Inphase- und Quadraturphase-Abtast werten. Da die Quadraturphase-Abtastwerte die Hilbert-Trans formierte des Basisband-Inphase-Videosignals repräsentieren, ist in dem Paar der Signale VIS′ und VQS′ ausreichend Informa tion vorhanden, um die Werte der fehlenden Abtastwerte von VIS′ mit nur unbeträchtlichen Fehlern zu bestimmen.

Der erste Schritt bei dem Filterungsvorgang besteht in der Änderung der Abtastfrequenz sowohl von VIS′ als auch von VQS′ in die Frequenz 4fc durch Einsetzen von Zwischenstellenwerten mit dem Wert Null in jedes der abgetasteten Datensignale. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die ser Schritt durch einen Multiplexer 536 und eine Quelle 538 von Abtastwerten mit dem Wert Null geleistet. Der Multiplexer 536 wird durch das Signal CK 2 so gesteuert oder konditioniert, daß er die Werte der Signale VIS′ und VQS′ durchläßt, wenn sich das Signal CK 2 in einem Zustand mit dem Wert logisch "0" befindet, und einen Null-Wert von der Quelle 538 durchläßt, wenn CK 2 in einem Zustand entsprechend einer logischen "1" ist. Die von dem Multiplexer 536 gelieferten Signale VIS′′ und VQS′′ werden einem komplexen Filter 540 zugeführt.

Eine geeignete Schaltung zur Verwendung als komplexes FIR- Filter 540 ist in Fig. 7 gezeigt. In Fig. 7 wird das Signal VIS′′ einem Verzögerungselement 710 zugeführt, welches das erste von einer Gruppe von in Serie geschalteten Verzögerungs elementen ist, welche weiterhin Verzögerungselemente 712, 714, 716, 718, 720, 722 und 724 enthält. Jedes der Verzögerungs elemente 710 bis 714 und 720 bis 724 verzögert dessen Ein gangsanschluß zugeführte Abtastwerte um zwei Perioden des Signals CK 4 (d.h. 2τ). Die Verzögerungselemente 716 und 718 verzögern die ihren Eingangsanschlüssen zugeführte Abtast werte um eine Periode des Signals CK 4 (d.h. τ). Das Quadratur phase-Eingangssignal VQS′′ wird einer zweiten Gruppe von in Serie geschalteten Verzögerungselementen 77 780, 782 und 784 zugeführt, von denen jedes eine Verzögerung von 2τ bewirkt. Die Eingangssignale VIS′′ und VQS′′ werden in einem Addierer 732 summiert und die resultierende Summe einem Eingangsanschluß einer Signalsummierungsschaltung 734 zuge führt. Die Schaltung 734 addiert das von dem Addierer 732 ge lieferte Signal zu einem von dem Verzögerungselement 724 ge lieferten Signal und subtrahiert von dieser Summe das von dem Verzögerungselement 784 gelieferte Signal. Die resultierende Summe wird einem Eingangsanschluß eines Multiplizierers 736 zugeführt. Ein anderer Eingangsanschluß des Multiplizierers 736 ist so geschaltet, daß er den von einer Digitalwertquelle 738 gelieferten Wert eines Filterkoeffizienten h 4 aufnimmt. Das von dem Multiplizierer 736 gelieferte Ausgangssignal ist die Summe der Signale VIS′′, VQS′′ und dem von dem Verzögerungs element 724 gelieferten Signal abzüglich des von dem Verzöge rungselement 784 gelieferten Signal, die allesamt mit dem Koeffizientenwert h 4 multipliziert sind. Dieses Ausgangssignal wird einem Eingangsanschluß einer Summierungsschaltung 740 zugeführt. In gleicher Weise werden drei weitere Summen von Produkttermen erzeugt: Das Ausgangssignal des Verzögerungs elements 770 wird durch einen Subtrahierer 742 von dem Aus gangssignal des Verzögerungselements 710 subtrahiert und das Resultat in einer Summierungsschaltung 744 zu den von den Verzögerungselementen 744 und 782 gelieferten Signalen sum miert. Das Ausgangssignal der Summierungsschaltung 744 wird einem Multiplizierer 746 zugeführt, der die Summe um einen Koeffizientenwert h 3 skaliert. Die Ausgangssignale der Ver zögerungselemente 712, 772 und 720 werden summiert, das Aus gangssignal des Verzögerungselement 780 von dieser Summe sub trahiert und das Resultat mit einem Koeffizientenwert h 2 multipliziert. Schließlich werden die Ausgangssignale der Verzögerungselemente 714, 776 und 718 summiert, das Ausgangs signal des Verzögerungselements 774 von dieser Summe subtra hiert und das Resultat mit einem Koeffizientenwert h 1 multi pliziert. Jede dieser skalierten Summe wird einem getrennten Eingangsanschluß der Summierungsschaltung 740 zugeführt. Das von dem Verzögerungselement 716 gelieferte Signal wird eben falls der Summierungsschaltung 740 zugeführt.

Die Summierungsschaltung 740 addiert alle die ihren Eingangs anschlüssen zugeführten Signale zusammen und erzeugt ein Aus gangssignal VI′, das im wesentlichen das gleiche ist wie das von dem Filter 330 zur Aufhebung der Geisterbilder in Fig. 3 gelieferte Signal VI′ und das im wesentlichen frei ist von einer Aliase-Verzerrung. Das Signal VI′ wird einem Video signalprozessor 542 zugeführt, der dem oben beschriebenen Prozessor 332 in Fig. 3 identisch sein kann. Der Prozessor 542 erzeugt primäre Farbsignale R, G und B, die der Anzeige einrichtung 546 zugeführt werden, um die Fernsehbildwieder gabe zu erzeugen.

Die Koeffizientenwerte h 1 bis h 4 zur Verwendung in dem be schriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung sind in der folgenden Tabelle aufgelistet.

Koeffizient
Wert
h 1
0,4472
h 2	0,1380
h 3	-0,0715
h 4	-0,0352

Wenn auch die Erfindung im Zusammenhang mit einer üblichen Fernsehempfänger beschrieben worden ist, kann diese auch in Betracht gezogen werden für die Verwendung zur Decodierung eines verbesserten Fernsehsignals, wie es in dem eingangs angegebenen Artikel von Yasumoto et al. beschrieben ist. Wenngleich die Quadratur-Modulationskomponente in diesem ver besserten Fernsehsignal Information enthält, die nicht in der Inphase-Modulationskomponente enthalten ist, wird durch das komplexe Filter 540 keine Übersprechverzerrung zwischen den Inphase- und Quadraturphase-Modulationskomponenten einge führt. Jede Information in der Quadratur-Komponente, die nicht in der Inphase-Komponente enthalten ist, wird durch das Filter 540 aufgehoben. Wenn dieses System verwendet wird, um ein verbessertes Fernsehsignal zu decodieren, ist zu über legen, daß das von dem Filter 534 zur Aufhebung der Geister bilder gelieferte Signal VQS′ einem komplexen Filter zuge führt werden kann, das dem in Fig. 7 gezeigten ähnlich und dann in seiner Bandbreite begrenzt ist, um ein Frequenzband zwischen 0 und 1,25 MHz zu besetzen. Das resultierende Signal würde dem Videosignalprozessor 542 als Quadratur-Modulations komponente des verbesserten Videosignals zugeführt werden.

Die vorliegende Erfindung kann auch verwendet werden, um die Inphase- und Quadraturphase-Komponenten eines ASM-Signals unterabzutasten und dann die unterabgetasteten Signale zum Wiedergewinnen eines oder beider der Signale mit im wesent lichen keiner Aliase-Verzerrung zu verarbeiten. Es sollte nur ein Kriterium erfüllt sein, nämlich daß das die Inphase- und Quadraturphase-Komponenten als seine Real- und Imaginärteile aufweisende komplexe Signal keine Aliase-Verzerrung aufweist, wenn es mit einer Abtastfrequenz unterhalb des Nyquist-Kriteri ums abgetastet wird.

Wenn auch bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfin dung die Digitaltechnik verwendet worden ist, kann die Verwen dung auch in einem Datensignal-Verarbeitungssystem mit analog abgetasteten Signalen verwendet werden.

Claims

1. Signalabtasteinrichtung zur Erzeugung eines Ausgangs signals abgetasteter Daten, das die von einem asymmetrischen seitenbandmodulierten Signal übertragene Information reprä sentiert,
mit einer Quelle für das asymmetrische seitenbandmodulierte Signal, gekennzeichnet durch
eine Demodulationseinrichtung (522, 524), die an die Quelle gekoppelt ist und erste und zweite Basisbandsignale erzeugt, die jeweils Inphase- und Quadraturphase-Modulationskomponen ten des asymmetrischen seitenbandmodulierten Signals er zeugen,
eine Unterabtasteinrichtung (526, 530), die an die Demodula tionseinrichtung gekoppelt ist und erste und zweite Signale abgetasteter Daten erzeugt, die jeweils erste und zweite Basisbandsignale repräsentieren, und eine Abtastfrequenz auf weist, die niedriger ist als das Doppelte der höchsten Fre quenzkomponente von mindestens einem der ersten und zweiten Signale abgetasteter Daten, wobei mindestens eines der ersten und zweiten Signale abgetasteter Daten durch eine unerwünsch te Aliase-Verzerrung verunreinigt ist, und
eine komplexe Signalfiltereinrichtung (540), die an die Unterabtasteinrichtung gekoppelt ist und die ersten und zwei ten Signale abgetasteter Daten kombiniert, um das Ausgangs signal abgetasteter Daten zu erzeugen, das mindestens eines der ersten und zweiten Basisbandsignale im wesentlichen frei von unerwünschten Aliase-Verzerrungen repräsentiert und eine Abtastfrequenz aufweist, die nicht geringer ist als das Dop pelte der höchsten Frequenzkomponente der ersten und zweiten Basisbandsignale.

2. Signalabtasteinrichtung nach Anspruch 1, wobei die Quelle eine Quelle des asymmetrischen seitenbandmodulierten Fernsehsignals ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Unter abtasteinrichtung eine Abtastfrequenz aufweist, die niedriger ist als das Doppelte der höchsten Frequenzkomponente des ersten Basisbandsignals, wobei das erste Signal abgetasteter Daten durch unerwünschte Aliase-Verzerrungen verunreinigt ist, und
daß die komplexe Signalfiltereinrichtung ein Ausgangssignal abgetasteter Daten erzeugt, das das erste Basisbandsignal repräsentiert und im wesentlichen frei ist von unerwünschten Aliase-Verzerrungen.

3. Signalabtasteinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterabtasteinrichtung fol gendes enthält:
eine Einrichtung zur Zuführung eines Unterabtasttaktsignals, eine Multiplexeinrichtung, welche die ersten und zweiten Basisbandsignale aufnimmt und auf das Unterabtasttaktsignal anspricht, um während einer einzigen Periode des Unterabtast taktsignals sequentiell erste und zweite Analogwerte, die im wesentlichen entsprechenden Werten der ersten und zweiten Basisbandsignale gleich sind, zu einem durch das Unterabtast taktsignal bestimmten Zeitpunkt zu erzeugen,
eine Einrichtung zum Zuführen eines Abtasttaktsignals mit einer Frequenz, die nicht geringer ist als das Doppelte der Frequenz des Unterabtasttaktsignals, und
eine Analog/Digital-Umwandlungseinrichtung, die an die Multi plexeinrichtung gekoppelt ist und auf das Abtasttaktsignal anspricht, um während jeweiliger erster und zweiter Perioden des Abtasttaktsignals erste und zweite digitale Abtastwerte zu erzeugen, die jeweils die ersten und zweiten Analogwerte repräsentieren, wobei die ersten und zweiten digitalen Abtast werte jeweils Abtastwerte der ersten und zweiten Signale ab getasteter Daten sind.

4. Signalabtasteinrichtung nach Anspruch 3 in Abhängigkeit von Anspruch 2, wobei das asymmetrische seitenbandmodulierte Fernsehsignal eine Farbinformationssignalkomponente enthält, die ein unterdrücktes Farbhilfsträgersignal mit einer vorge gebenen Frequenz moduliert, dadurch gekennzeichnet, daß das Unterabtasttaktsignal eine Frequenz hat, die im wesentlichen gleich ist dem Zweifachen der vorgegebenen Frequenz, und daß das Abtasttaktsignal eine Frequenz hat, die im wesent lichen gleich ist dem Vierfachen der vorgegebenen Frequenz.

5. Signalabtasteinrichtung nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die komplexe Filtereinrichtung folgendes enthält:
eine weitere Multiplexeinrichtung, welche die ersten und zweiten Signale abgetasteter Daten empfängt und an eine Quel le eines Signals mit einem Null-Wert gekoppelt ist und auf das Unterabtasttaktsignal anspricht, um Abtastwerte der ersten und zweiten Signale abgetasteter Daten zu liefern,
die mit den Abtastwerten des Null-Signals verschachtelt sind, und jeweilige erste und zweite weitere Signale abgetasteter Daten zu erzeugen und
eine komplexe Filtereinrichtung mit begrenztem Ansprechen auf Impulse zum Kombinieren der ersten und zweiten weiteren Signa le abgetasteter Daten als jeweilige Real- und Imaginärteile eines einzigen komplexen Signals, um das Ausgangssignal abge tasteter Daten zu erzeugen.