DE4115529C2

DE4115529C2 -

Info

Publication number: DE4115529C2
Application number: DE19914115529
Authority: DE
Inventors: Hyun-Deok Suwon Kr Cho
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1990-05-11
Filing date: 1991-05-13
Publication date: 1992-05-07
Also published as: JPH0870470A; KR920010784B1; KR910021153A; US5200811A; FR2662037A1; JP2585480B2; DE4115529A1; FR2662037B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung sowie ein Verfahren zum Empfangen von HDTV-Signalen gemäß den Patentansprüchen 1 und 6.

An HDTV wurde in Japan seit 1960 als Möglichkeit der Verbesserung der Bildqualität des herkömmlichen Farbfernsehens geforscht. Bei der Erforschung wurde Wert auf eine dynamischere und lebendigere Bildqualität gelegt, wobei es das Ziel war, eine Bildqualität zu erhalten, die der Kinoqualität entspricht. Die japanische Führungsrolle bei der Erforschung des HDTV-Fernsehens bestand bis in die frühen achtziger Jahre, jedoch haben seit Mitte der achtziger Jahre auch andere Länder in dieser Richtung zu forschen begonnen.

Japan hat die Entwicklung eines "multiple subnyquist-sub-sampling-encoder"-Verfahrens (im folgenden als MUSE bezeichnet) für HDTV innerhalb des japanischen Rundfunks NHK abgeschlossen, während Europa das HD-MAC-Verfahren entwickelt, welches sich grundlegend von dem MUSE-Verfahren aus Japan unterscheidet. In den USA wurden eine Reihe von Verfahren vorgeschlagen, jedoch wurde dabei bisher kein Standard festgelegt. Die in den USA vorgeschlagenen Verfahren sind AC-TV von DSRC, spektrum-kompatibles HD-TV von Zenith, Mit von MIT und SLSC von den Bell Laboratorien. Das MUSE-Verfahren wendet ein multiplex Unterabtast-Verfahren (multiple sub-sampling method) an. Das Mit-Verfahren arbeitet mit einer Unterband (sub-band)-Codiertechnik. Im allgemeinen arbeiten andere als die oben angesprochenen Verfahren überwiegend mit den oben angesprochenen Techniken.

In der laufenden Forschung und Entwicklung der HDTV-Rundfunktechnik stellt sich nicht nur die Forderung nach hoher Bildqualität, sondern auch nach Kompatibilität mit dem bestehenden Farbfernsehen (NTSC-Farbfernsehen).

Das MUSE-Verfahren des japanischen Rundfunks NHK ist nicht mit dem bestehenden Farbfernsehen kompatibel, jedoch arbeitet das AC-TV-Verfahren von DSRC, welches eines unter den HDTV-Verfahren ist, die in den USA vorgeschlagen wurden, mit einer Technik, die andere TV-Signale mit bestehenden Farbfernseh-TV-Signalen (NTSC-Signalen) multiplext, um dadurch kompatibel mit bestehendem Farbfernsehen zu sein. Das AC-TV-Verfahren von DSRC hat jedoch eine Anzahl von technologischen Problemen, die noch gelöst werden müssen und ist insbesondere dafür bekannt, daß es beim Verarbeiten von TV-Signalen bezüglich höherer Frequenzbänder Beschränkungen unterworfen ist.

Als einen Ausweg aus den Problemen, die bei AC-TV aufgetreten sind, wurde gefordert, daß das HDTV-Signal, wenn es über Antenne übertragen wird, dasselbe Frequenzband wie das bestehende Farbfernsehen verwenden sollte, um dadurch kompatibel mit dem bestehenden Farbfernsehen zu sein. In diesem Fall wird der beim bestehenden Farbfernsehen nicht genutzte Kanal zur Übertragung des HDTV-Signals verwendet.

Aus der IEEE Transactions on Consumer Elektronics, Vol. CE-33, No. 3, August 1987, ist ein Fernsehsystem bekannt, bei dem auf einem Standard-Fernsehkanal ein erweitertes Fernsehsignal übertragen werden kann. Die Erweiterung kann dabei in der Übertragung von zusätzlichen hochfrequenten Bildsignalen (z. B. Bewegungssignalen) für HDTV-Anwendungen oder der für Breitbildfernsehen zusätzlich notwendigen Seitenbildinformation bestehen. Dazu wird das zusätzliche Signal in ein tiefes Frequenzband verschoben, einer Filterung mit einem inversen Nyquist-Filter unterzogen und anschließend quadraturmoduliert dem Hauptsignal aufmoduliert. Das erweiterte Fernsehsignal kann sowohl von einem dafür speziell ausgerüsteten Fernsehempfänger als auch von einem herkömmlichen Fernsehempfänger, dann selbstverständlich auch nur in herkömmlicher Qualität, reproduziert werden. Im Falle der Übertragung von Breitbildfernsehsignalen muß der innere Bildbereich zeitlich expandiert werden, wenn ein herkömmlicher Fernsehempfänger für die Reproduktion verwendet werden soll.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Vorrichtung sowie ein Verfahren zum Empfangen von HDTV-Signalen anzugeben, die das gleiche Frequenzband wie Signale des herkömmlichen Farbfernsehens verwenden.

Die Aufgabe wird in erfindungsgemäßer Weise durch eine Vorrichtung gemäß dem Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren gemäß dem Patentanspruch 6 gelöst.

Für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung wird im folgenden ein Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Die Zeichnungen zeigen im einzelnen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer HDTV-Signalempfängerschaltung nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein detaillierteres Schaltbild eines Hochfrequenzbandsignalprozessors (high frequency band singal processor) 10, wie er in Fig. 1 gezeigt ist;

Fig. 3 die Charakteristikkurve eines Schmalbandfilters für Zwischenfrequenzen (narrow frequency band intermediate frequency filter) 2, wie er in Fig. 1 gezeigt ist;

Fig. 4A und 4B Datenformate, welche die Signalausgänge des ersten und zweiten A/D-Konverters 8 und 9 der Fig. 1 zeigen;

Fig. 5A und 5B schematische Diagramme zum Aufzeigen der von einem ersten und zweiten Halbbildinterpolator (field interpolator) 104 und 101 aus Fig. 2 vorgenommene Transformation der Abtast-(sampling) struktur;

Fig. 6 eine Kurve zum Wiedergeben der spektralen Transformation des ersten Halbbildinterpolators 104 aus Fig. 2;

Fig. 7A und 7B Graphen zum Erläutern der Spektrumtransformation eines ersten und zweiten Sampling-Converters 105 und 102 aus Fig. 2;

Fig. 8A und 8B schematische Diagramme zum Erläutern der Sampling-Transformation eines Vollbild-Interpolators (frame interpolator) 106 aus Fig. 2;

Fig. 9A und 9B Arbeitsdiagramme zur Erläuterung der Vollbild-Interpolation, wie sie von dem Vollbild-Interpolator 106 aus Fig. 2 entsprechend dem Bewegungsvektor vorgenommen wird;

Fig. 10 ein schematisches Diagramm zum Erläutern der Interpolation zwischen einem nten Vollbild und einem (n-1)ten Vollbild;

Fig. 11 einen Graphen zum Erläutern der spektralen Transformation während der Vollbild-Interpolation;

Fig. 12 einen Graph zum Erläutern der spektralen Transformation des zweiten Halbbild-Interpolators 101 der Fig. 2;

Fig. 13A und 13B Graphen zum Erläutern der Eingangs/Ausgangs-Charakteristiken des Frequenzschiebers (frequency shifter) 108 aus Fig. 2;

Fig. 14A bis 14C Graphen zum Erläutern des Eingangs/Ausgangs-Spektrums eines Addierers 12 aus Fig. 1;

Fig. 15 ein schematisches Diagramm zur Erläuterung des Eingangsdatenformats des Inversions-ITLC-Schaltkreises 13 der Fig. 1; und

Fig. 16A, 16B Graphen zur Erläuterung des Spektrums des Inversions-ITLC-Schaltkreises 13 oder des ersten und zweiten A/D-Wandlers 8 und 9 aus Fig. 1.

In Fig. 1 wandelt ein Empfangsprozessor 1 eine Rundfunkfrequenz (im folgenden als RF-Signal bezeichnet), die von einer Antenne (ANT) bereitgestellt wird, in ein Zwischenfrequenzsignal (im folgenden als IF-Signal bezeichnet). Ein Schmalband-IF-Filter (narrow frequency band IF filter) 2, der mit dem Ausgang des Empfangsprozessors 1 verbunden ist, filtert das Ausgangssignal von dem Empfangsprozessor 1 innerhalb eines Schmalbandes, um ein IF-Signal abzusplitten und davon einen Träger zu erhalten. Ein IF-Filter 3, das mit einem Ausgangsanschluß des Empfangsprozessors 1 verbunden ist, filtert ein IF-Signal, welches notwendig ist, um ein HDTV-Signal aus dem Ausgangssignal des Empfangsprozessors 1 zu erhalten. Ein frequency-phase-locked-loop (im folgenden als FPLL bezeichnet) 5 verriegelt den IF-Signalausgang des Filters 2 zu einer konstanten, festen Frequenz. Ein Quadratur-Phasenschieberdemodulator 4 weist Multiplizierer 41 und 42 auf, die jeweils mit dem Ausgangsanschluß des IF-Filters 3 verbunden sind. Der Multiplizierer 41 multipliziert den Signalausgang des Filters 3 mit einem Ausgangssignal eines 90°-Phasenschiebers 43, der mit dem FPLL 5 verbunden ist. Der Multiplizierer 42 multipliziert das Ausgangssignal von dem Filter 3 mit dem Ausgangssignal des FPLL 5. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 41 und 42 wird durch ein Quadratur-Phasenschieber-Demodulationsverfahren demoduliert und entsprechend in Hochfrequenz- und Tieffrequenzbandsignale unterteilt.

Der erste und zweite Tiefpaßfilter LPF 6, 7 die mit dem Ausgangsanschluß der Multiplizierer 41, 42 entsprechend verbunden sind, filtern die tiefen Frequenzen des Ausgangssignals von dem Quadraturphasenschieberdemodulator 4 entsprechend. Die Tiefpaßfilter 6 und 7 filtern das Frequenzband von (1/4) X₀′ der entsprechenden oberen und unteren Frequenzbandausgangssignale der Multiplizierer 41, 42 entlang einer horizontalen Achse. In diesem Fall repräsentiert Xo′ den Frequenzbandausgang des Hochfrequenzbandsignalprozessors. Der erste und zweite A/D-Konverter 8, 9 konvertiert entsprechend die Ausgangssignale des ersten und zweiten Tiefpaßfilters 6, 7 in digitale Signale. Ein Separator 15 empfängt die Ausgangssignale des ersten und zweiten A/D-Konverters 8 und 9, trennt die empfangenen Signale in ein Synchronisationssignal, ein Audiosignal, einen Bewegungsvektor und ein Steuersignal. Ein Audiodecoder 16 decodiert das von dem Separator 15 abgetrennte Audioausgangssignal, ein Hochfrequenzsignalprozessor 10, der mit dem ersten A/D-Konverter 8 verbunden ist, verarbeitet das Hochfrequenzbandsignal von diesem entsprechend dem Steuerausgangssignal des Separators 15.

Ein Verzögerungsschaltkreis 11 verzögert das Ausgangssignal des zweiten A/D-Konverters 9 um eine vorgegebene Zeit, wenn die Ausgangssignale des zweiten A/D-Konverters 9 und des Hochfrequenzbandsignalprozessors im Addierer 12 addiert werden. Der Inversions-ITLC (Integration of Time compressed Luminance and Chrominance)- Schaltkreis 13 konvertiert das Ausgangssignal des Addierers 12 in ein Luminanzsignal Y und Chrominanzsignale B-Y, R-Y. Ein D/A-Konverter 14 konvertiert die Y, B-Y und R-Y-Ausgangssignale von dem Inversions-ITLC-Schaltkreis 13 in analoge Signale.

In Fig. 2 interpoliert ein erster Halbbildinterpolator 104, der mit dem ersten A/D-Konverter 8 verbunden ist, die Felder des digitalen Ausgangssignals des ersten A/D-Konverters 8. Ein zweiter Halbbildinterpolator 101, der mit dem ersten A/D-Konverter 8 verbunden ist, empfängt von diesem das digitale Signal, um die Felder entsprechend dem Bewegungsvektorausgangssignal des Separators 15 zu interpolieren. Ein erster Sampling-Konverter (Abtastwandler) 105, der mit dem Ausgangsanschluß des ersten Halbbildinterpolators 104 verbunden ist, konvertiert die Eingangsabtastwerte in Ausgangsabtastwerte in einem Verhältnis von 1 : 2. Ein zweiter Sampling Konverter 102, der mit dem zweiten Halbbildinterpolator 101 verbunden ist, konvertiert die Eingangsabtastwerte zu Ausgangsabtastwerten in einem Verhältnis 1 : 2.

Ein H-V Tiefpaßfilter 103 filtert ein gegebenes Frequenzband aus dem Ausgangssignal des zweiten Sampling-Konverters 102 in horizontaler und vertikaler Richtung. Ein Vollbildinterpolator (frame interpolator) 106, der mit dem ersten Sampling-Konverter 105 verbunden ist, empfängt das Ausgangssignal des ersten Sampling-Konverters 105, um die Vollbilder (frames) des Bildschirms entsprechend einem Signal von dem Bewegungsvektoranschluß 151 zu interpolieren. Ein Bewegungsbereichdetektor (motion area detector) 109 detektiert einen Bewegungsbereich des Bildausgangssignals des H-V-Tiefpaßfilters 103 entsprechend dem Signal des Bewegungsvektoranschlusses 151. Ein Mischer 103 und des Vollbildinterpolators 106 entsprechend dem Ausgangssignal des Bewegungsbereichsdetektors 109. Ein Frequenzschieber 108 stellt die Frequenz wieder her, die durch den Quadraturphasenschieberdemodulator 4 in ein Hochfrequenzband umgesetzt wurde, indem er die Ausgangsfrequenz des Mischers 107 verschiebt.

Fig. 3 zeigt einen Graphen, der die Ausgangscharakteristik des Schmalfrequenzbandfilters für die Zwischenfrequenzen (narrow frequency-band intermediate frequency filter) 2 aus Fig. 1 zeigt.

Fig. 4A illustriert die Ausgangscharakteristik des ersten A/D-Konverters 8. Fig. 4B illustriert die Ausgangscharakteristik des zweiten A/D-Konverters 9. Wie in Fig. 4A gezeigt ist, werden die vertikalen Synchronisations- und Audiosignale während der vertikalen Austastlücke (vertical retrace line inverval) verarbeitet, die Videosignale dagegen während des sichtbaren Bildes (during the active lines). Fig. 4B zeigt, daß die vertikalen Synchronisationssignale und Bewegungsvektoren und andere Signale während der vertikalen Austastlücke verarbeitet werden, die Videosignale dagegen während des sichtbaren Bildes.

Fig. 5 zeigt ein schematisches Diagramm, welches die Abtaststruktur (sampling structure) vor der Interpolation in dem ersten und zweiten Interpolator 104 und 101 wiedergibt. Wie in Fig. 5A gezeigt ist, wird ein ungerades und ein gerades Halbbild miteinander in einem Linienabstand von X₀′/2 gekreuzt (übereinandergelegt). Fig. 5B gibt ein schematisches Diagramm wieder, welches die Abtasttransformation (sampling transformation) nach der Interpolation in dem ersten und zweiten Interpolator 104 und 101 wiedergibt. In diesem Fall geben die schwarzen Punkte das Originalsignal und die weißen Punkte das interpolierte Signal wieder.

Fig. 6 zeigt ein schematisches Diagramm der Spektrumstransformation, wenn das Ausgangssignal des ersten A/D-Konverters 8 den ersten Halbbildinterpolator 104 in Fig. 2 durchläuft.

In Fig. 7A ist ein Graph dargestellt, der den Zustand vor der Spektrumtransformation des ersten und zweiten Sampling Konverters 105, 102 angibt. In Fig. 7B ist ein Graph gezeigt, der den Zustand nach der Spektrumtransformation des ersten und zweiten Sampling Konverters 105 und 102 zeigt.

Die Fig. 8A und 8B zeigen schematische Diagramme, die den Zustand vor und nach der Abtasttransformation des Vollbildinterpolators 106 der Fig. 2 zeigen.

Die Fig. 9A und 9B zeigen Verarbeitungsdiagramme, die die Vollbildinterpolationsoperation entsprechend dem Bewegungsvektor in dem Vollbildinterpolator 106 wiedergeben.

Fig. 10 ist ein schematisches Diagramm, das die Interpolationsoperation zwischen dem n-ten und dem (n-1t)en Vollbild zeigt.

Fig. 11 zeigt ein Spektrumtransformationsdiagramm während der Vollbildinterpolation durch den Vollbildinterpolator 106 der Fig. 2.

Fig. 12 zeigt ein Spektrumtransformationsdiagramm des zweiten Halbbildinterpolators 101 der Fig. 2.

Die Fig. 13A und 13B zeigen Graphen, die den Zustand vor und nach der Frequenzschiebung durch den Frequenzschieber 108 der Fig. 2 angeben.

Fig. 14A zeigt ein Ausgangsspektrum des Frequenzschiebers 108 der Fig. 2. Fig. 14B zeigt ein Ausgangsspektrum des Verzögerungsschaltkreises 11 der Fig. 1. Fig. 14C zeigt das Ausgangsspektrum bei dem Addierer 12 der Fig. 1.

Fig. 15 ist ein Eingangssignalformat des Inversions- ITLC-Schaltkreises 13 der Fig. 1.

Die Fig. 16A und 16B zeigen Graphen, die das Spektrum entlang vertikaler, horizontaler Achsen und zeitlich horizontaler Achsen entsprechend dem Inversions-ITLC-Schaltkreises 13 oder der ersten und zweiten A/D-Wandler 8 und 9 der Fig. 1 angeben.

Bezugnehmend auf die Fig. 1 bis 16 wird im folgenden eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung detailliert besprochen.

Das RF-(HF-)Signal, das dem Empfangsprozessor 1 durch die Antenne ANT zugeführt wird, wird als Zwischenfrequenz (IF) detektiert und dann dem Schmalband IF-Filter 2 und dem IF-Filter 3 zugeführt. Der Graph der Ausgangscharakteristik des Schmalband IF-Filters 2 ist in Fig. 3 gezeigt. Die oberen und unteren Seitenbänder sind um die Zwischenfrequenz zentriert und entsprechend einer Bandbreite f_n verteilt. Die Bandbreite f_n sollte so eng wie möglich sein. Entsprechend filtert das Schmalbandfilter für Zwischenfrequenzen 2 nur die Zwischenfrequenz f_if, die das Trägersignal enthält. Das Ausgangssignal des Filters 2 wird dem FPLL 5 zugeführt, um das Schmalbandsignal der Zwischenfrequenz in einem festen Zustand festzuhalten. In diesem Falle ist die Frequenz des Ausgangssignals des FPLL 5 immer f_if, jedoch ändert sich die Phase. Die Zwischenfrequenzsignalfrequenz, die von dem FPLL 5 festgehalten wird, wird einem 90°-Phasenschieber 43 und dem Multiplizierer 42 in dem Quadraturphasenschieberdemodulator 4 zugeführt. Der Multiplizierer 41 empfängt das Ausgangssignal des 90°-Phasenschiebers 43 und demoduliert mit Multiplizierer 42 das Ausgangssignal des IF-Filters 3. Der IF-Filter 3 filtert nur die Zwischenfrequenzsignale aus den Ausgangssignalen von dem Empfangsprozessor 1, die für HDTV benötigt werden.

Das Signal, welches dem Quadratur-Phasenschieber-Demodulator 4 zugeführt wird, wird entsprechend dem Ausgangssignal des FPLL 5 verarbeitet. Das Ausgangssignal des IF-Filters 3 wird von dem Multiplizierer 42 mit dem Ausgangssignal des FPLL 5 multipliziert um lediglich in Phase liegende Basisbandvideosignale durchzulassen. Das Ausgangssignal des Zwischenfilters 3 wird von dem Multiplizierer 41 mit dem um 90° phasengeschobenen Signal von dem 90°-Phasenschieber 43 multipliziert, so daß lediglich das Quadraturphasenbasisbandvideosignal durchgelassen wird. In diesem Fall ist das Ausgangssignal des Multiplizierers 42 ein unteres Frequenzbandsignal, das nur im Frequenzband 1/4(X₀′) von dem zweiten Tiefpaßfilter 7 durchgelassen wird.

Das Ausgangssignal des zweiten Tiefpaßfilter 7 wird von dem zweiten A/D-Wandler 9 in ein digitales Signal konvertiert und dem Verzögerungsschaltkreis 11 zugeführt. Der Verzögerungsschaltkreis 11 verzögert das Ausgangssignal des zweiten A/D-Konverters 9 um die Zeit, die benötigt wird, um das Ausgangssignal des ersten A/D-Konverters 8 durch den Hochfrequenzbandsignalprozessor 10 zu verarbeiten. Das Ausgangssignal des zweiten A/D-Konverters 9 und des ersten A/D-Konverters 8 werden dem Separator 15 zugeführt.

Das Ausgangssignal, welches vom Multiplizierer 41 multipliziert wurde, liegt in einem Hochfrequenzband und das Frequenzband von 1/4 X₀′ wird davon durch den ersten Tiefpaßfilter 6 gefiltert. Das Ausgangssignal des ersten Tiefpaßfilters 6 wird von dem ersten A/D-Konverter 8 in ein digitales Signal konvertiert. Das Ausgangssignal des ersten A/D-Konverters 8 wird gleichzeitig sowohl dem Hochfrequenzsignalprozessor 10, als auch dem Separator 15 zugeführt. Der Separator 15 empfängt das Ausgangssignal des ersten A/D-Konverters 8, um es in ein Synchron- und ein Audiosignal zu zerlegen und empfängt weiterhin das Ausgangssignal des A/D-Konverters 9, um es in einen Bewegungsvektor und andere Informationen (TTX usw.) zu zerlegen. Das Ausgangsaudiosignal des Separators 15 wird während der vertikalen Austastlücke verarbeitet, wie dies in Fig. 4A gezeigt ist und der Bewegungsvektor und andere Ausgangsinformationen davon werden während der vertikalen Austastlücke verarbeitet, wie das in Fig. 4B gezeigt ist. Ein horizontales Synchronisationssignal wird während des ersten Abschnitts der horizontalen Zeile verarbeitet und ein vertikales Synchronisationssignal wird im ersten Abschnitt des Halbbildes verarbeitet, wie dies in den Fig. 4A und 4B gezeigt wird.

In Fig. 2 wird das Ausgangssignal des ersten A/D-Konverters 8 dem ersten Halbbildinterpolator 104 oder dem zweiten Halbbildinterpolator 101 zugeführt. Die Abtaststruktur des Eingangssignals des ersten Halbbildinterpolators 104 ist in Fig. 5A wiedergegeben, und die Abtaststruktur des Ausgangssignals des ersten Halbbildinterpolators 104 ist in Fig. 5B dargestellt. Das Signal der Abtastfrequenz (sampling frequence) 1/2 (X₀′) der Fig. 5A wird in ein Signal mit der Abtastfrequenz X₀′ konvertiert, nachdem es interpoliert wurde, wie in Fig. 5B gezeigt. Die schwarzen und weißen Punkte der Fig. 5B geben entsprechend die das Originalsignal und das von dem ersten Halbbildinterpolator 104 interpolierte Signal wieder.

Auf der anderen Seite wird das Spektrum des Signals, welches von dem ersten Halbbildinterpolator 104 interpoliert wurde, in Fig. 6 gezeigt, und das interpolierte Signal befindet sich im Frequenzband zwischen 0 und 1/2 Zo in der zeitlichen Achse und zwischen 0 und 1/2 X₀′ auf der horizontalen Achse. In diesem Fall gibt Zo die Vollbildfrequenz an. Vor dem Interpolieren durch den ersten Halbbildinterpolator 104 wird das Spektrum des Ausgangssignals des ersten A/D-Konverters 8 in einen Bereich zwischen 0 und Zo bezüglich der zeitlichen Achse verteilt und in einem Bereich zwischen 0 und 1/4 X₀′ in der horizontalen Achse. Als Ergebnis der Interpolation in dem ersten Halbbildinterpolator 104 wird das in der in dem Bereich zwischen 0 und Zo bezüglich der zeitlichen Achse und 0 und 1/4 X₀′ in der horizontalen Achse verteilte Spektrum in ein neues Spektrum, welches in dem Bereich zwischen 0 und 1/2 Zo auf der zeitlichen Achse und 0 und 1/4 X₀′ auf der horizontalen Achse liegt, geändert. Entsprechend wird das Band zwischen 0 und 1/4 X₀′ der horizontalen Achse gefaltet, so daß das Signal im Frequenzband zwischen 0 und 1/2 X₀′ in der horizontalen Achse erzeugt wird.

Wenn das Feld durch den ersten Halbbildinterpolator 104 interpoliert ist, empfängt der erste Halbbildinterpolator 104 eine Bewegungsvektorinformation von dem Bewegungsvektoranschluß 151. Das vorhergehende Halbbild von den zwei Halbbildern wird entsprechend dem Bewegungsvektor bewegt. Die Abtastfrequenz X₀′ des Ausgangssignals des ersten Halbbildinterpolators 104 ist um 2 größer als die Abtastfrequenz 2 X₀′ des Ausgangssignals vom ersten Sampling Converter 105. Eine Spektrumstruktur des Ausgangssignals des ersten Sampling Converters 105 ist in den Fig. 7A und 7B gezeigt. Die vertikale Achse repräsentiert die Amplitude des Signals und die horizontale Achse die Frequenz. Die Fig. 7A zeigt den Zustand des Spektrums vor der Abtasttransformation und Fig. 7B zeigt den Zustand des Spektrums nach dieser, wobei das Eingangssignal/Ausgangssignal-Verhältnis des ersten Sampling Converters 105 1 : 2 beträgt.

Das Ausgangssignal des ersten Sampling Converters 105 wird dem Vollbildinterpolator 106 zugeführt. Das Ausgangssignal des Vollbildinterpolators 106 wird entsprechend der Bewegungsvektorinformation, wie sie vom Bewegungsvektoranschluß 151 abgegeben wird, verarbeitet, so daß eine Zwischenvollbild-Interpolation des Videosignals vorgenommen wird. Die Abtast-Struktur, wie sie in Fig. 8A gezeigt ist, wird durch die Vollbildinterpolationsoperation in eine Abtaststruktur, wie sie in Fig. 8B gezeigt ist, umgewandelt. Das vorhergehende Vollbild und das augenblickliche Vollbild werden durch den Vollbildinterpolator 106 interpoliert, wie dies in Fig. 8B gezeigt ist. Wenn, bevor die zwei Vollbildsignale von dem Vollbildinterpolator 106 interpoliert werden, ein Verschieben oder Verschmieren auf dem Übertragungs-Bildschirm auftritt, wird das vorhergehende Vollbild entsprechend dem Bewegungsvektor-Ausgangssignal des Bewegungsvektor-Anschlusses 151 geschoben. Wenn das (n-1)te Vollbild, das als gepunktete Linie angedeutet ist, zum nten Vollbild, das als durchgezogene Linie angedeutet ist, geschoben wird, wie in Fig. 9A gezeigt, ist das Vollbild entsprechend der Größe des Bewegungsvektors verschoben, wie dies in Fig. 9B gezeigt ist. Dann wird das Signal, welches entsprechend dem Bewegungsvektor verschoben ist, von dem Vollbildinterpolator 106 interpoliert, so daß die Signale des nten und (n-1)ten Vollbildes interpoliert werden und um somit ein Vollbild zu bilden. Dies ist in Fig. 10 gezeigt. Das Ausgangssignal des Vollbildinterpolators 106 wird dem Mischer 107 zugeführt.

Anhand der Fig. 11 wird die Operation der Vollbildinterpolation durch den Vollbildinterpolator 106 im Detail beschrieben. Das Spektrum, welches auf der zeitlichen Achse in einem Band zwischen 0 und 1/2 Zo verteilt ist und auf der horizontalen Achse in einem Band zwischen 0 und 1/2 X₀′ verteilt ist, wechselt in neues Spektrum, welches in der zeitlichen Achse im Band zwischen Null und 1/4 Zo verteilt ist und in der horizontalen Achse in einem Band zwischen 0 und X₀′ verteilt ist. Das heißt, das Frequenzband zwischen 0 und 1/2 X₀′ auf der horizontalen Achse wird so gefaltet, daß ein Hochfrequenzbandsignal auf der horizontalen Achse erzeugt wird. Als Ergebnis der Frameinterpolationsoperation wird das Spektrum, welches dem Band zwischen Null und 1/4 Zo und 1/2 X₀′ bis X₀′ verteilt ist, wiederhergestellt.

Auf der anderen Seite wird das Ausgangssignal des ersten A/D-Konverters 8 ebenfalls dem zweiten Halbbildinterpolator 101 zugeführt. Die Operation des zweiten Halbbildinterpolators 101 ist ähnlich der des ersten Halbbildinterpolators 104, wobei die Spektrumsstruktur von Fig. 5A in die der Fig. 5B interpoliert wird. Jedoch ist die Faltungsfrequenz des zweiten Halbbildinterpolators 101 nicht die gleiche wie die des ersten Halbbildinterpolators 104. Das Spektrum, welches auf der vertikalen Achse im Band zwischen 0 und Yo verteilt ist, und welches in der horizontalen Achse zwischen 0 und 1/4 X₀′ verteilt ist, wechselt in ein neues Spektrum, welches auf der vertikalen Achse im Band zwischen 0 und 1/2 Yo und in der horizontalen Achse zwischen 0 und 1/2 X₀′ verteilt ist, wie dies in Fig. 12 gezeigt ist. In diesem Fall gibt Yo die Anzahl der gesamten Zeilen wieder. Das obige Signal im Band zwischen 1/4 X₀′ und 1/2 X₀′ auf der zeitlichen Achse wird auf der zeitlichen Achse nach Null bis 1/4 X₀′ gefaltet und auf der vertikalen Achse von 1/2 Yo zu Yo, wenn der Übertragungsteil das Übertragungssignal (transmission signal) verarbeitet.

Das Ausgangssignal des zweiten Halbbildinterpolators 101 wird vom zweiten Samplingkonverter 102 der Fig. 2 abgetastet, wobei das Eingangs- zu Ausgangssignal-Verhältnis des zweiten Abtastkonverters 102 1 : 2 beträgt. Die Operation des ersten Samplingkonverters 105 ist gleich der des zweiten Samplingkonverters 102, in dem die Spektrumsstruktur der Fig. 7A in die der Fig. 7B konvertiert wird. Das konvertierte Ausgangssignal des zweiten Samplingkonverters 102 wird dem H-V Tiefpaßfilter 103 zugeführt, der die Frequenzen des schraffierten Bereichs der Fig. 12 filtert. Der Tiefpaßfilter 103 läßt das Band zwischen 0 und 1/2 Yo in der vertikalen Achse durch und das Band zwischen 0 und 1/2 X₀′ in der horizontalen Achse. Das Ausgangssignal des H-V Tiefpaßfilters 103 wird dem Mischer 107 zugeführt. Der Bewegungsbereichsdetektor 109 detektiert den Bewegungsbereich des Ausgangssignals des H-V-Tiefpaßfilters 103 in Übereinstimmung mit dem Zustand des Bewegungsdetektoranschlusses 151. Der Bewegungsbereichdetektor 109 detektiert im Bewegungsbereich des Bildes entsprechend dem Bewegungsvektoranschlusses 151 und steuert den Mischer 107 entsprechend dem Bewegungswert des Bewegungsbereiches. Die Ausgangssignale des H-V Tiefpaßfilters 103 und des Vollbildinterpolators 106 werden in den Mischer 107 entsprechend dem Ausgangssignal des Bewegungsbereichsdetektors 109 gemischt. Der Bewegungsbereichsdetektor 109 empfängt das Ausgangssignal des H-V Tiefpaßfilters 103 und vergleicht das Signal des nten augenblicklichen Vollbilds mit dem Signal des (n-1)ten vorhergehenden Vollbilds. Jedoch kann in dem Fall, daß das verglichene Signal als ein Signal im Zustand von Verschiebung oder Verschmierung detektiert wird, kann der Bewegungsbereichsdetektor 109 den Bewegungsbereich nicht detektieren. Jedoch, da der Bewegungsbereichsdetektor 109 des ganzen Vollbilds als Bewegungsbereich selbst detektiert, detektiert der Bewegungsbereichsdetektor 109 den Bewegungsbereich durch Vergleich des vorhergehenden Vollbilds mit dem augenblicklichen Vollbilds, nachdem die Signale des vorhergehenden Vollbilds entsprechend der Größe des Bewegungsvektors verschoben wurden, wie dies in Fig. 9A gezeigt ist. Das Gewicht K (Bewertungsfaktor) des detektierten Bewegungsbereichs wird dem Mischer 107 zugeführt, welcher das Ausgangssignal des H-V Tiefpaßfilter 103 und des Vollbildinterpolators 106 entsprechend dem Ausgangssignal des Bewegungsbereichsdetektors 109 mischt, zugeführt, so daß die folgende Gleichung erfüllt ist:

St = K · Sm + (1 - K) · Ss,

wobei Sm das Ausgangssignal des H-V Tiefpaßfilters 103, Ss das Ausgangssignal des Vollbildinterpolators 106, St das Ausgangssignal des Mischers 17 und K das Gewicht angibt.

Das Ausgangssignal des Mischers 107 wird dem Frequenzschieber 108 zugeführt. Das Signalfrequenzband zwischen 0 und X₀′, wie in Fig. 13A gezeigt, wird um 1/4 X₀′ in das Frequenzband zwischen 1/4 X₀′ und 5/4 X₀′ geschoben, wie dies in Fig. 13B gezeigt ist. Das Ausgangssignal des Mischers 107 wird von dem Frequenzschieber 108 so geschoben, daß die Frequenz wiederhergestellt wird, die von dem Quadraturphasenschieberdemodulator 4 in ein Hochfrequenzband verändert wurde, wiederhergestellt wird. Das Ausgangssignal des Frequenzschiebers 108 wird dem Addierer 12 der Fig. 1 zugeführt. Der Addierer 12 addiert das Tieffrequenzbandsignal am Ausgang des Verzögerungsschaltkreises 11 mit dem Ausgangssignal des Hochfrequenzbandsignalprozessors 10. Die Fig. 14A und 14B zeigen entsprechend die Spektren der Ausgangssignale des Signalprozessors 10 und das Spektrum des Ausgangssignals vom Verzögerungsschaltkreis 11. Fig. 14C zeigt das Spektrum des Ausgangssignals des Addierers 12. Das Frequenzband des Spektrums in Fig. 14C ist X₀ in der horizontalen Achse. In diesem Fall ist X₀ gleich 5/4 X₀′.

Das Ausgangssignal des Addierers 12 wird dem Inversions- ITLC-Schaltkreis 13 zugeführt. Das Chrominanzsignal C aus dem Signal, welches dem Inversions-ITLC-Schaltkreis 13 zugeführt wird, ist zeitkomprimiert im Bereich von 1/4 der Zeilen. Das Luminanzsignal Y aus dem Signal, welches dem Inversions-ITLC-Schaltkreis 13 zugeführt wird, ist zeitkomprimiert im anderen Bereich von 3/4 der Zeilen, wie dies in Fig. 15 gezeigt ist. Das Chrominanzsignal wird in der Reihenfolge von R-Y und B-Y in jeder Zeile des Halbbilds gebildet, und in der Reihenfolge R-Y, R-Y, B-Y und B-Y in jeder Zeile des Vollbilds. Der Inversions-ITLC-Schaltkreis 13 erzeugt das Luminanzsignal Y, die Chrominanzsignale R-Y, B-Y und den das Luminanzsignal Y zeitlich um den Faktor 4/3 und das Chrominanzsignal C um den Faktor 3 in zeitlicher Richtung.

In den Fig. 16A und 16B sind die Spektren der Ausgangssignale des Inversions-ITLC-Schaltkreises 13 als Graphen über vertikalen und horizontalen Achsen bzw. über zeitlichen und horizontalen Achsen dargestellt. Die gepunktete und durchgezogene Linie in den Fig. 16A und 16B repräsentiert entsprechend das Spektrum des Bewegungssignals und des Standbildsignals. Das Ausgangssignal des Inversions-ITLC-Schaltkreises 13 wird dem D/A-Konverter 14 zugeführt, um das Chrominanz- und das Luminanzsignal in analoge Signale zu konvertieren. Das Ausgangssignal des D/A-Konverters 14 wird von einem Schaltkreis zum Ansteuern eines Monitors verarbeitet, um einem Monitor zugeführt zu werden. (Dieser Schaltkreis ist nicht gezeigt).

Wie beschrieben, liegt der vorliegenden Erfindung der Vorteil zugrunde, daß die HDTV-Signale das gleiche Frequenzband wie bestehende Farbfernsehsysteme benutzen, wenn das HDTV-Signal ausgestrahlt wird, wodurch eine Kompatibilität mit bestehenden Farbfernsehsystemen erreicht wird. In diesem Fall wird der beim Farbfernsehen nicht genutzte Kanal zum Übertragen des HDTV-Signals genutzt.

Claims

1. Schaltung zum Empfangen eines HDTV-Signals mit:
einer ersten Einrichtung (1, 2, 3) zum Konvertieren eines Funkfrequenzsignals in ein erstes Zwischenfrequenzsignal und zum Abspalten eines Schmalbandsignals und eines zweiten Zwischenfrequenzsignals von dem ersten Zwischenfrequenzsignal, wobei das Schmalbandsignal ein Trägersignal enthält,
einer zweiten Einrichtung (4, 5), die mit der ersten Einrichtung verbunden ist zum Überführen des Schmalbandsignals in eine gegebene feste Frequenz und zum Demodulieren des zweiten Zwischenfrequenzsignals mittels einer Quadraturphasenschiebedemodulationstechnik, um Signale in einem Hoch- und einem Tieffrequenzband zu erhalten;
einer dritten Einrichtung (6, 7, 8, 9), die mit der zweiten Einrichtung (4) verbunden ist zum Tiefpaßfiltern der Signale im Hoch- und Tieffrequenzband und zum Konvertieren der tiefpaßgefilterten Signale im Hoch- und Tieffrequenzbandbereich in erste und zweite digitale Signale;
einer vierten Einrichtung (15), die mit der dritten Einrichtung verbunden ist zum Separieren eines Synchronisationssignals, eines Audiosignals, eines Bewegungsvektors und eines Steuersignals von den ersten und zweiten digitalen Signalen;
einer fünften Einrichtung (10), die mit der dritten Einrichtung verbunden ist zum Zwischenhalbbildinterpolieren und Zwischenvollbildinterpolieren des ersten digitalen Signals entsprechend dem Bewegungsvektor; und
einer sechsten Einrichtung (11, 12, 13, 14), die mit der fünften Einrichtung (10) verbunden ist zum Verzögern des zweiten digitalen Signals, zum Addieren des interpolierten Signals mit dem verzögerten Signal und zum Abtrennen eines Luminanz- und Chrominanzsignals davon, um diese in analoge Signale zu konvertieren.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung enthält:
eine Empfangsprozessoreinrichtung (1) zum Konvertieren des Funkfrequenzsignals, welches durch einen Empfangsanschluß zugeführt wird in das erste Zwischenfrequenzsignal,
eine erste Filtereinrichtung (2), die mit dem Empfangsprozessor (1) verbunden ist, zum Abspalten des Schmalbandsignals von dem ersten Zwischenfrequenzsignal,
eine zweite Filtereinrichtung (3), die mit dem Empfangsprozessor verbunden ist, zum Abspalten des zweiten Zwischenfrequenzsignals von dem ersten Zwischenfrequenzsignal;

die zweite Einrichtung enthält:
eine Frequenz-PLL-Einrichtung (5), die mit dem ersten Filter (2) verbunden ist zum Festhalten des Schmalbandsignals als gegebene feste Frequenz,
eine Quadratur-Phasenschiebedemodulator-Einrichtung (4), die mit dem zweiten Filter (3) verbunden ist zum Demodulieren des zweiten Zwischenfrequenzsignals mittels einer Quadraturphasenschiebedemodulationstechnik, um die Tief- und Hochfrequenzsignale zu erhalten;

die dritte Einrichtung enthält:
eine erste und zweite Tiefpaßfiltereinrichtung (6, 7), die mit der Quadratur-Phasenschiebedemodulations-Einrichtung (4) verbunden sind zum Tiefpaßfiltern eines Tieffrequenzbandes von 1/4 X₀′ entlang der horizontalen Achse von den Signalen im Tief- und Hochfrequenzband, wobei die erste Tiefpaßfiltereinrichtung (6) das Hochfrequenzsignal empfängt und die zweite Tiefpaßfiltereinrichtung (7) das Tieffrequenzbandsignal und wobei X₀′=4/5 X₀ ist mit X₀ als Bandbreite des empfangenen HDTV-Signals,
einen ersten und zweiten Analog-Digital-Konverter (8, 9), die entsprechend mit der ersten und zweiten Tiefpaßfiltereinrichtung (6, 7) verbunden sind, zum Konvertieren der Ausgangssignale des ersten und zweiten Tiefpaßfilters in digitale Signale;

die vierte Einrichtung enthält:
eine Einrichtung (15), die mit dem ersten und zweiten Analog-Digital-Konverter entsprechend verbunden ist zum Separieren des Ausgangssignals vom ersten und zweiten Analog-Digital-Konverter in ein Synchronisationssignal, ein Audiosignal, einen Bewegungsvektor und ein Steuersignal,
eine Audio-Decoder-Einrichtung (16), die mit der Separator-Einrichtung (15) verbunden ist zum Decodieren des Ausgangs-Audio-Signals von der Separatoreinrichtung (15);

die fünfte Einrichtung enthält:
eine Hochfrequenzbandsignalprozessor-Einrichtung (10), welche mit dem ersten Analog-Digital-Konverter (8) verbunden ist zum Interpolieren des Ausgangssignals des ersten Analog-Digital-Konverters in Übereinstimmung mit dem Bewegungsvektor;

die sechste Einrichtung enthält:
eine Verzögerungseinrichtung (11), die mit dem zweiten Analog-Digital-Konverter (9) verbunden ist zum Verzögern des Ausgangssignals des zweiten Analog-Digital-Konverters,
eine Einrichtung (12), die mit dem Hochfrequenzbandsignalprozessor (10) und mit dem Verzögerungsschaltkreis (11) entsprechend verbunden ist zum Addieren der Ausgangssignale von dem Prozessor (10) mit dem Ausgangssignal der Verzögerungseinrichtung (11),
eine ITLC-Einrichtung (13) (inversion integration of time compressed luminance and chrominance), die mit dem Addierer verbunden ist zum Konvertieren des Ausgangssignals des Addierers (12) in ein Luminanzsignal und ein Chrominanzsignal,
und einen Digital-Analog-Konverter (14), der mit der ITLC-Einrichtung (13) verbunden ist, zum Konvertieren des Luminanzsignals und des Chrominanzsignals in analoge Signale.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenzsignal-Prozessoreinrichtung (10) ausgestattet ist mit
einer zweiten Halbbildinterpolator-Einrichtung (101), die mit dem ersten Analog-Digital-Konverter (8) verbunden ist zum Zwischenhalbbild-Interpolieren des Ausgangssignals des ersten Analog-Digital-Konverters entsprechend einem Bewegungsvektor-Ausgangssignal von der Separatoreinrichtung (15);
einer ersten Halbbildinterpolator-Einrichtung (104), die mit dem ersten Analog-Digital-Konverter (8) verbunden ist zum Zwischenhalbbild-Interpolieren des Ausgangssignals vom ersten Analog-Digital-Konverter (8) entsprechend dem Bewegungsvektor-Ausgangssignal von der Separatoreinrichtung (15);
einer zweiten Abtast-Konverter-Einrichtung (102), die mit der zweiten Halbbildinterpolator-Einrichtung (101) verbunden ist zum Abtasten des Ausgangssignals der zweiten Halbbildinterpolator-Einrichtung (101), wobei das Eingangs- zu Ausgangssignal-Verhältnis der zweiten Abtastkonvertier-Einrichtung 1 : 2 beträgt;
einer ersten Abtast-Konverter-Einrichtung (105), die mit der ersten Halbbildinterpolator-Einrichtung (104) verbunden ist zum Abtasten des Ausgangssignals der ersten Halbbildinterpolator-Einrichtung, wobei das Eingangs- zu Ausgangs-Signal-Verhältnis der ersten Abtastkonverter-Einrichtung 1 : 2 beträgt;
einer Horizontal-Vertikal-Tiefpaßfilter-Einrichtung (103), die mit dem zweiten Abtast-Konverter (102) verbunden ist zum Tiefpaßfiltern des Ausgangssignals von der zweiten Abtast-Konverter-Einrichtung (102) entlang der horizontalen und vertikalen Achse;
einer Vollbildinterpolations-Einrichtung (106), die mit dem ersten Abtast-Konverter (105) verbunden ist zum Zwischenhalbbild-Interpolieren des Ausgangssignals von den ersten Abtast-Konvertern entsprechend dem Ausgangssignal von der Separator-Einrichtung (15);
einer Bewegungsbereichs-Detektor-Einrichtung (109), die mit der Separator-Einrichtung (15) verbunden ist zum Detektieren eines Bewegungsbereiches des Ausgangssignals von der Horizontal-Vertikal-Tiefpaßfilter-Einrichtung (103) entsprechend dem Ausgangssignal der Separator-Einrichtung;
einer Einrichtung (107), die mit der Bewegungsbereich-Detektor-Einrichtung (109) und der Vollbild-Interpolations-Einrichtung verbunden ist, zum Mischen des Ausgangssignals von der Horizontal-Vertikal-Tiefpaßfilter-Einrichtung (103) mit dem Ausgangssignal der Vollbild-Interpolations- Einrichtung (106) entsprechend dem Ausgangssignal von der Bewegungs-Detektor-Einrichtung (109); und
einer Frequenz-Schiebeeinrichtung (108), die mit der Misch-Einrichtung (107) verbunden ist zum Schieben der Frequenz des Ausgangssignals von der Mischeinrichtung, um die Frequenz wiederherzustellen, die in ein Hochfrequenzband konvertiert wurde.

4. Schaltung nach mindestens einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung ausgestattet ist mit:
einem ersten (41) und zweiten (42) Multiplizierer zum Multiplizieren des auf eine feste Frequenz festgelegten Signals mit dem zweiten Zwischenfrequenzsignal; und
einem 90°-Phasenschieber (43) zum 90°-Phasenschieben des festgelegten Frequenzsignals für die Multiplikation mit dem zweiten Zwischenfrequenzsignal.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale des ersten und zweiten Multiplizierers bezüglich der horizontalen Achse entsprechend in einem hohen und einem tiefen Frequenzbereich angeordnet sind.

6. Verfahren zum Empfangen eines HDTV-Signals mit folgenden Schritten:
Verarbeiten des empfangenen HDTV-Signals um ein Schmalband-Zwischenfrequenz-Signal und ein Zwischenfrequenz-Signal zu erhalten;
Festhalten des abgetrennten Schmalband-Zwischenfrequenzsignals als eine gegebene feste Frequenz und Demodulieren des Zwischenfrequenzsignals mit Quadraturphasenschiebe-Demodulationstechnik, um Signale in einem Hoch- und einem Tieffrequenzband zu erhalten;
Tiefpaßfiltern der demodulierten Signale in dem Hoch- und Tieffrequenzband, um die tiefpaß-gefilterten Signale im Hoch- und Tieffrequenzband in erste und zweite digitale Signale zu konvertieren;
Separieren des ersten digitalen Signals in Synchronisationssignal, Audiosignal und Steuersignal;
Verarbeiten des ersten digitalen Signals in einem Hochfrequenzband in Abhängigkeit des Steuersignals;
Verzögern des zweiten digitalen Signals um eine vorgegebene Zeit und Addieren des verzögerten Signals mit dem Signal, welches im Hochfrequenzband verarbeitet wurde; und
Separieren des addierten Signals in ein Luminanz und ein Chrominanzsignal, um sie in analoge Signale zu konvertieren.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt zum Verarbeiten des ersten digitalen Signals in einem Hochfrequenzband die folgenden Schritte enthält:

a) Zwischenhalbbildinterpolieren des ersten digitalen Signals entsprechend einem Bewegungsvektor, um ein erstes und zweites interpoliertes Signal zu erhalten;
b) Abtasten der ersten und zweiten interpolierten Signale derart, daß das Eingangs-/ Ausgangsverhältnis des ersten und zweiten interpolierten Signals 1 : 2 beträgt, wobei ein erstes und zweites Abtastsignal erzeugt wird;
c) Zwischenvollbildinterpolieren des ersten Abtastsignals entsprechend dem Bewegungsvektor und Tiefpaßfiltern des zweiten Abtastsignals entlang der horizontalen und vertikalen Achse, um das erste Abtastsignal mit dem zweiten Abtastsignal entsprechend einem Bewegungsbereichsdetektionswert zu mischen; und
d) Verschieben der Frequenz des gemischten Signals.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Bewegungsbereichsdetektionswert des Schrittes c) von dem Bewegungsvektor entsprechend dem Ausgangssignal eines Horizontal-Vertikal-Tiefpaßfilters detektiert wird.