DE19964615B4

DE19964615B4 - Messgeräteempfänger für digital modulierte Radiofrequenzsignale

Info

Publication number: DE19964615B4
Application number: DE19964615A
Authority: DE
Inventors: Linley F. Gumm; Jeffrey D. Earls
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1998-04-03
Filing date: 1999-03-11
Publication date: 2011-09-22
Anticipated expiration: 2019-03-12
Also published as: JP3619387B2; KR19990082892A; DE19910904B4; JPH11355810A; KR100713109B1; DE19964611B4; US6307896B1; DE19910904A1

Abstract

Ein Instrumentenempfänger, der sich zum Empfangen eines digital modulierten Radiofrequenz-Eingangssignals mit einem Pilotsignal mit der RF-Frequenz und Symboldaten, die mit einer Symbolfrequenz erzeugt werden, eignet, erzeugt ein digital moduliertes Zwischenfrequenzsignal mit dem Pilotsignal bei der Zwischenfrequenz, die gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz der digitalen Daten ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist. Ein Referenzsignal mit einer Frequenz, die gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist, mischt sich mit dem ZF-Signal, um ein Steuersignal zum Steuern eines Lokaloszillators zu erzeugen, der ein Lokaloszillatorsignal zum Mischen mit dem digital modulierten RF-Eingangssignal erzeugt, um das Pilotsignal mit dem Referenzsignal zu synchronisieren. Der Instrumentenempfänger ist in einem Meßtestsatz zum Charakterisieren und Überwachen eines digitalen 8-VSB-Fernsehsenders oder eines anderen digital modulierten RF-Signals, das einen Pilot bei der Trägerfrequenz enthält, verwendbar.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Instrumentenempfänger und insbesondere einen Instrumentenempfänger zum Messen der Signalqualität von digital modulierten Radiofrequenzsignalen, die z. B. beim digital modulierten Fernsehrundfunk erzeugt werden. In den nachfolgenden Ausführungsformen wird der Begriff Instrumentenempfänger synonym mit dem Begriff Messgeräteempfänger verwendet.
Die Federal Communications Commission hat den Digitalen Fernsehstandard eingeführt, der vom Advanced Television Systems Committee (ATSC) entwickelt wurde. Der Digitale Fernsehstandard ist dazu ausgelegt, Bild- und Ton- und Zusatzdaten mit hoher Qualität über einen Kanal von 6 MHz zu übertragen. Der Standard beschreibt die Kanalcodierungs- und Modulations-RF/Übertragungs-Untersysteme für terrestrische und Kabelanwendungen. Das Modulationsuntersystem verwendet einen digitalen Datenstrom, um das übertragene Signal zu modulieren, und kann auf zwei Arten implementiert werden: einen terrestrischen Rundfunkmodus (8-VSB), der etwa 19 Mbps liefert, und einen Modus mit einer höheren Datenübertragungsgeschwindigkeit (16-VSB), der etwa 38 Mbps liefert, für Kabelfernsehsysteme, bei denen ein höheres Signal-Rausch-Verhältnis gewährleistet wird.
Das im Digitalen Fernsehstandard implementierte Modulationsverfahren verwendet eine Restseitenband-Modulation, die von der Zenith Corp. entwickelt wurde. Das Gesamtsystem-Ansprechverhalten des kombinierten Senders und Empfängers verwendet einen Raised-Cosine-Filter, um die Intersymbolinterferenz zu beseitigen. Das Systemansprechverhalten wird mit identischen Root-Raised-Cosine-Filtern im Sender und im Empfänger implementiert. Der eingehende digitale Datenstrom wird auf Zufallszahlen umgerechnet, einer Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC, Forward Error Correction) unterzogen und verschachtelt. Die auf Zufallszahlen umgerechneten, FEC-codierten und verschachtelten Daten werden als 8-stufige (3-Bit) eindimensionale Konstellation trelliscodiert. Die Ausgangssignale des Trellis-Codierers werden als Symbole bezeichnet, die eine von acht diskreten ungeradzahligen Stufen von –7 bis +7 sind, die vom Codierer festgelegt werden. Um die Synchronisation in Situationen mit niedrigem Signal-Rausch-Verhältnis und/oder mit sehr vielen Wegen zu unterstützen, werden Segment- und Feldsynchronisierimpulse zu dem Signal mit 10,76 Msymbolen/Sek. sowie ein kleiner Pilotton mit der Trägerfrequenz hinzugefügt, welcher durch Verschieben des reellen oder I-Kanals des zusammengesetzten Signals, das die Daten und die Synchronisierimpulse enthält, um 1,25 Einheiten erzeugt wird. Am Sender läuft das zusammengesetzte Signal durch einen Root-Raised-Cosine-Filter und moduliert ein Zwischenfrequenz-Trägersignal, das zu einer RF-Frequenz zur Übertragung mit der gewünschten Kanalfrequenz aufwärts gemischt wird. Die Verschiebung bewirkt, daß der Pilotton mit der I-Kanal-Trägerfrequenz phasengleich ist. Alternativ kann das zusammengesetzte Signal den RF-Träger direkt modulieren.
Mit Bezug auf 1 ist ein repräsentatives Blockdiagramm eines VSB-Empfängers zum Entnehmen der digitalen Fernsehsignaldaten aus dem digital modulierten RF-Signal dargestellt, wie in ”Guide to the Use of the ATSC Digital Television Standard”, veröffentlicht vom ATSC, beschrieben. Der Empfänger 10 empfängt das UHF- oder VHF-Signal über einen Bandpaßfilter und Breitband-Nachlauffilter 12. Ein Breitbandverstärker 14 verstärkt das Signal und koppelt es in einen ersten Mischer 16 ein. Der Mischer wird von einem 1. Lokaloszillator 18 angesteuert, der über einen Bereich von 978 bis 1723 MHz abstimmt. Der 1. Lokaloszillator 18 wird durch eine Phasenregelschleife (PLL) synthetisiert und von einem Mikroprozessor (nicht dargestellt) gesteuert. Das Ausgangssignal des Mischers 16 ist ein aufwärts gemischtes Zwischenfrequenz(ZF)-Signal mit 920 MHz. Das ZF-Signal wird in einen LC-Filter 20 in Reihe mit einem Bandpaß-Keramikresonatorfilter 22 mit einer Mittenfrequenz von 921 MHz eingekoppelt. Ein ZF-Verstärker 24 ist zwischen den zwei Filtern angeordnet. Das ZF-Signal wird in einen zweiten Mischer 26 eingekoppelt, der durch einen 2. Lokaloszillator 28 angesteuert wird. Der 2. Lokaloszillator 28 ist ein spannungsgesteuerter SAW-Oszillator (Oberflächenwellen-Oszillator) mit 876 MHz, der durch einen Frequenz- und Phasenregelschleifen(FPLL)-Synchrondetektor 30 gesteuert wird. Das Ausgangssignal des zweiten Mischers 26 besitzt eine Mittenfrequenz von 45 MHz. Dieses ZF-Signal steuert einen Verstärker 32 von 44 MHz mit konstanter Verstärkung an. Das Ausgangssignal des Verstärkers 32 wird in einen ZF-SAW-Filter 34 eingekoppelt. Der ZF-SAW-Filter 34 implementiert eine Näherung des angepaßten Root-Raised-Cosine-Filters am Empfänger. Das Ausgangssignal des SAW-Filters 34 wird über einen AGC-gesteuerten Verstärker 36 (AGC = Automatic Gain Control, automatische Verstärkungsregelung) in die FPLL-Synchrondetektorschaltung 30 eingekoppelt.
Die Trägerrückgewinnung wird am Pilotsignal durch die FPLL-Synchrondetektorschaltung 30 durchgeführt. Die Operation dieser Schaltung ist in USP 4 091 410 beschrieben, das auf die Zenith Corp. übertragen wurde. Die Konfiguration stellt eine Phasenregelschleifen(PLL)-Funktion mit einem sehr breiten Mitnahmebereich bereit, die eine schnelle Trägererfassung gewährleistet. Das zusammengesetzte I-Kanal-Basisband-Datensignal aus dem FPLL-Synchrondetektor 30 wird über einen Tiefpaßfilter 54 in einen Analog-Digital-Wandler (A/D) 56 eingekoppelt, der durch einen in der Phase zweckmäßig eingestellten Symboltakt 58 mit 10,76 MHz getaktet wird. Die digitalen Daten aus dem A/D-Wandler 56 werden in einen Datensegment-Synchrondetektor 60 mit einem Schmalbandfilter zum Erfassen der wiederholten Datensegment-Synchronisierimpulse aus den synchron erfaßten Zufallsdaten eingekoppelt, wie in USP 5 416 524 beschrieben, welches auf die Zenith Corp. übertragen wurde. Ein Steuerspannungs-Fehlersignal aus dem Datensegment-Synchrondetektor 60 synchronisiert den Symboltakt mit der Taktfrequenz der eingehenden Daten.
Wenn Fernsehsender auf die digitale Übertragung umstellen, ist eine Präzisionstestausrüstung zur Überwachung der Senderqualität erforderlich. Beim analogen Rundfunk wird die Aufmerksamkeit auf die Qualität des übertragenen Signals hauptsächlich durch den Stolz der Bedienungsperson und ein wenig durch den Konkurrenzdruck getrieben. Das Ergebnis eines übertragenen Signals mit schlechter Qualität ist ein verschlechtertes, aber noch sichtbares Bild am Empfänger. Beim digitalen Rundfunk werden irgendwelche vom Sender in das Signal eingeführten Bildfehler vom Empfänger als Rauschen interpretiert. Es scheint, daß es, wenn das Signal-Rausch-Verhältnis des Senders unterhalb 27 dB fällt, zu einem merklichen Verlust des Versorgungsbereichs kommt, da sich die Fehler des Senders mit normalem Umgebungsrauschen kombinieren, so daß die Empfänger in Randgebieten, die sich vom Sender weit entfernt befinden, unterhalb der Empfangsschwelle angesteuert werden. Die Schwelle ist ein Effekt, wo die Vorwärtsfehlerkorrektur im digitalen Fernsehempfänger Fehler im digitalen Fernsehsignal bis zu einem Punkt erfolgreich korrigiert, wo eine Steigerung des Rauschpegels oder eine Abnahme des Signalpegels die Vorwärtsfehlerkorrektur-Schaltkreise überdeckt, mit dem Ergebnis eines vollständigen Bildverlusts. Dies wird ”Klippeneffekt” genannt. Das Senken des Signal-Rausch-Verhältnisses eines analogen NTSC-Signals ergibt eine zunehmende schlechte Bildqualität, wohingegen das Senken des Signal-Rausch-Verhältnisses zu keinem Verlust der Bildqualität führt, bis der Klippeneffekt eintritt und das Bild verlorengeht. Daher ist beim digitalen Rundfunk der Verlust der Versorgung eine direkte wirtschaftliche Folge der schlechten Sendersignalqualität. Es ist eine starke Betonung der Messung und Beibehaltung des digitalen Fernsehsenders auf optimalen Niveaus zu erwarten.
Es bestehen mehrere Nachteile bei dem vorstehend beschriebenen digitalen VSB-Fernsehempfänger, die ihn zur Durchführung von präzisen Messungen des digitalen Fernsehsenders ungeeignet machen. Ausgedehntes Filtern des digitalen Signals im Empfänger maskiert die vom Sender erzeugten Phasen- und Amplitudenänderungen und das Phasenrauschen, das vorliegen kann, was zu ungenauen Sendermessungen führt. Ferner führt das Abwärtsmischen des digitalen Signals auf das Basisband in den Endstufen des Empfängers Störsignalansprechen, wie z. B. Intermodulationsprodukte und eine Gleichstromverschiebung, im Ausgangssignal der A/D-Wandlung ein. Die Gleichstromverschiebung kann durch das Pilotsignal im digitalen Signal oder durch den Empfänger selbst verursacht werden, ohne daß eine Möglichkeit besteht, den Unterschied zwischen den zwei zu erkennen. Außerdem ist es schwieriger, die extreme Ebenheit und Gruppenlaufzeit-Vorschriften bei der Umwandlung auf das Basisband einzuhalten. Wenn nur der I-Kanal auf das Basisband umgewandelt wird, gibt es außerdem eine mäßige Menge an spektraler Faltung und Aliasing, was den Meßfehler verstärkt.
Ein Vektorsignalanalysator HP 89440A von Hewlett-Packard wurde zur Durchführung von Messungen an 8-VSB-Signalen verwendet. Der HP 89440A umfaßt einen Überlagerungsempfänger mit einem ersten LO und einem Mischer zum Aufwärtsmischen des eingehenden Signals auf eine erste ZF-Frequenz. Zweite und dritte LOs und Mischer erzeugen jeweils zweite und dritte ZF-Frequenzen von 40 MHz und 10 MHz. Die ZF von 10 MHz wird durch einen Analog-Digital-Wandler digitalisiert, wobei die digitalisierten Daten auf reelle und imaginäre Basisband-Daten abwärtsgemischt werden. Die reellen und imaginären Datenwerte werden zur FFT-Umwandlung und zusätzlichen Signalverarbeitung zu einem Digitalsignalprozessor weitergeleitet. Eine Begrenzung eines Überlagerungsempfängers verursacht den Bedarf für Bandbreitenbegrenzungsfilter zwischen den ZF-Stufen, um zu verhindern, daß die unerwünschten Mischerausgangssignale in nachfolgende ZF-Stufen gelangen. Eine solche Filterung kann Bildfehler im Sendersignal ausblenden, was zu ungenauen Messungen der Betriebsbedingung führt.
In diesem Zusammenhang sei ferner auf die US 5,430,890 verwiesen, die einen Autoradioempfänger mit einem Analog/Digital-Wandler zum Umwandeln eines Zwischenfrequenzsignals für eine digitale Signalverarbeitung offenbart. Der Empfänger enthält auch einen Mischer zum Erzeugen des Zwischenfrequenzsignals aus einem Eingangssignal und einem von einem Lokaloszillator bereitgestellten Signal sowie einen Abtast-Impulsgeber zum Erzeugen der Abtastimpulse für den Analog/Digital-Wandler. Um Komponenten einzusparen, wird der Impulsgenerator auch zum Erzeugen der Differenzfrequenz für einen Phasenregelkreis zur Steuerung der Phase des Lokaloszillators verwendet. Die Frequenz des Ausgangssignals des Lokaloszillators sowie die Frequenz des erzeugten Zwischenfrequenzsignals sind ganzzahlige Vielfache der Abtastrate des Analog/Digital-Wandlers. Es ist ferner offenbart, dass es vorteilhaft ist, wenn die Abtastrate ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenzen einer Hilfsträgerwelle von 57 kHz und eines Pilotsignals von 19 kHz ist.
In der EP 0 773 655 A2 ist ein Empfänger beschrieben, mit dem QAM-Signale (QAM – Quadratur Amplituden Modulation) empfangen werden können, die mit unterschiedlichen Symbolraten digital moduliert sein können. Der Empfänger weist einen QAM-Demodulator für eine fest vorgegebene Symbolrate auf. Zum Anpassen des QAM-Demodulators an eine Symbolrate eines empfangenen QAM-Signals ist ein zweistufiger Überlagerungsempfänger bereitgestellt. Die erste Stufe umfasst einen Tuner und einen Bandpass, mit denen das empfangene QAM-Signal auf eine Zwischenfrequenz von 40 MHz heruntergemischt wird. Die zweite Stufe umfasst einen weiteren Mischer und einen Tiefpass, mit denen das Zwischenfrequenz-Signal dann auf eine Frequenz heruntergemischt wird, die einem ungeraden Vielfachen der Symbolrate entspricht.
Was erforderlich ist, ist ein Instrumentenempfänger für digital modulierte Radiofrequenz(RF)-Signale, wie z. B. digitale VSB-Fernsehsignale, der das eingehende Signal genau in ein Zwischenfrequenz(ZF)-Signal umwandelt, ohne Bildfehler im Übertragungssignal auszublenden. Der Instrumentenempfänger sollte die Anzahl der Komponenten, Filter und die Entwurfskomplexität, die mit den Überlagerungsempfängern verbunden ist, verringern. Der Instrumentenempfänger sollte ferner eine flexible Auslegung zum Empfangen von vielen unterschiedlichen Arten von digital modulierten RF-Signalen aufweisen. Außerdem sollte der Instrumentenempfänger die Verwendung von auf Software basierenden Demodulationsprozessen erleichtern, so daß wenig Hardwareänderungen erforderlich sind, um die Auslegung für verschiedene Modulationsstandards anzupassen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Folglich ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Instrumentenempfänger zum Erzeugen eines digital modulierten Zwischenfrequenz(ZF)-Signals aus einem digital modulierten Radiofrequenzsignal, wobei die Frequenz des ZF-Signals für eine bestimmte Signalbeziehung im digital modulierten RF-Signal optimiert wird.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist ein Instrumentenempfänger zum Erzeugen eines digital modulierten ZF-Signals aus einem digitalen VSB-Fernsehsignal.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist ein Instrumentenempfänger, der ein digital moduliertes ZF-Signal mit einem Pilotsignal bei der ZF-Frequenz erzeugt, die mit der Symbolfrequenz des digitalen Modulationssignals, welche das ZF-Signal moduliert, synchronisiert ist.
Noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist ein Instrumentenempfänger, der ein digital moduliertes ZF-Signal mit einem Pilotsignal bei der ZF-Frequenz innerhalb des ZF-Signals erzeugt, das mit den Symbolzeitpunkten des digitalen Signals, das das ZF-Signal moduliert, synchronisiert ist.
Ein Vorteil des Instrumentenempfängers der vorliegenden Erfindung ist die Erzeugung von digitalen Werten des digital modulierten ZF-Signals unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers, der mit einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz des digitalen Modulationssignals abgetastet wird.
Ein weiterer Vorteil des Instrumentenempfängers der vorliegenden Erfindung ist die Erzeugung von digitalen Werten des digital modulierten ZF-Signals unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers, der mit einem Abtasttaktsignal mit einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz des digitalen Modulationssignals abgetastet wird und einen Taktübergang aufweist, der mit den Symbolzeitpunkten der digitalen Symbole phasengleich ist.
Ein weiterer Vorteil des Instrumentenempfängers der vorliegenden Erfindung ist die Verwendung des Analog-Digital-Wandlers zur Demodulation des digital modulierten ZF-Signals zu einem digitalen Basisband-Datensignal.
Der Instrumentenempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung eignet sich zum Empfangen eines digital modulierten Radiofrequenz-Eingangssignals mit einem Pilotsignal bei der RF-Frequenz und digitalen Daten, die mit einer Symbolfrequenz erzeugt werden. Der Instrumentenempfänger enthält einen Mischer, der das digital modulierte Radiofrequenz-Eingangssignal und ein Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator empfängt, welcher ein Steuersignal zum Einstellen eines Lokaloszillatorsignals empfängt, um ein digital moduliertes Zwischenfrequenzsignal mit dem Pilotsignal bei der Zwischenfrequenz zu erzeugen, die gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist, wobei das Zwischenfrequenzsignal in einen Tiefpaßfilter mit großer Bandbreite zum Entfernen von Mischersummenprodukten und einer Lokaloszillator-Durchführung aus dem Mischer eingekoppelt wird.
Der Instrumentenempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt einen ersten Signalweg mit einer ZF-Bandbreite mit minimaler Gruppenlaufzeitänderung infolge eines Phasen- und Amplitudenfehlers durch Verstärkerstufen und Filterung, und einen zweiten Signalweg mit einem hohen dynamischen Bereich und schmaler ZF-Bandbreite mit Gruppenlaufzeitänderungen infolge eines Phasen- und Amplitudenfehlers durch Verstärkerstufen und Schmalbandfilter. Der erste Signalweg wird selektiv mit dem Breitband-Tiefpaßfilter gekoppelt, der das Zwischenfrequenzsignal vom Mischer mit dem Pilotsignal bei der Zwischenfrequenz empfängt, die mit einem Referenzsignal gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz synchronisiert ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist, wobei der Lokaloszillator ein Steuersignal zum Synchronisieren des Pilotsignals mit dem Referenzsignal empfängt. Der zweite Signalweg wird selektiv mit dem Breitband-Tiefpaßfilter gekoppelt, wobei der Lokaloszillator eine variable Signalquelle zum Erzeugen des Steuersignals für den Lokaloszillator zum Wobbeln eines Bereichs von Frequenzen als Reaktion auf das Steuersignal aufweist. Ein Analog Digital-Wandler wird selektiv mit dem ersten und dem zweiten Signalweg zum Empfangendes Zwischenfrequenzsignals und eines Abtasttaktsignals zum Erzeugen von digitalen Werten, die das Zwischenfrequenzsignal darstellen, von jedem Signalkanal gekoppelt. Das Abtasttaktsignal ist ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist.
Der Lokaloszillator kann unter Verwendung einer Phasenregelschleife mit einem Phasendetektor implementiert werden, der das Zwischenfrequenzsignal empfängt und als Referenzsignal eine Quelle mit einer Frequenz gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Digitaldatenfrequenz verwendet, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist. Der Phasendetektor erzeugt ein Phasendifferenzsignal, das in den Lokaloszillator eingekoppelt wird, zur Steuerung der Frequenz des Lokaloszillatorsignals für den Mischer zum Synchronisieren der Frequenz des Pilotsignals mit jener des Referenzsignals.
Ein Analog-Digital-Wandler empfängt das Zwischenfrequenz(ZF)-Signal vom Mischer und ein Abtasttaktsignal von einem Referenzoszillator über einen wahlfreien Teiler. Er erzeugt digitale Werte, die das Zwischenfrequenzsignal darstellen, wobei das Abtasttaktsignal des Referenzoszillators ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist. Das Referenzoszillatorsignal wird ferner über einen wahlfreien Teller zum Erzeugen des Referenzsignals, das vorstehend verwendet wurde, um das Pilotsignal des digital modulierten ZF-Signals zu synchronisieren, in den Phasendetektor eingekoppelt.
Der Lokaloszillator wird bei der vorliegenden Erfindung mit einer ersten Phasenregelschleife mit einem Phasendetektor implementiert, der das Zwischenfrequenzsignal und ein Referenzsignal empfängt, das gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist, um ein Phasenfehlersignal zum Steuern eines Frequenzsynthesizers zu erzeugen. Der Frequenzsynthesizer umfaßt eine zweite Phasenregelschleife, die Steuerwerte zum Abstimmen des Frequenzsynthesizers durch einen Bereich von Frequenzen und das Phasenfehlersignal zum Steuern des Lokaloszillatorsignals für den Mischer zum Synchronisierendes Pilotsignals mit dem Referenzsignal empfängt.
Der Instrumentenempfänger kann ferner eine Phasenerfassungsschaltung enthalten, die zum Empfang der digitalen Werte, die das ZF-Signal darstellen, zum Erzeugen eines Steuersignals für den Referenzoszillator zur Phasensynchronisation eines Übergangs des Abtasttaktsignals mit einem Symbolzeitpunkt der Symboldaten in dem digital modulierten Zwischenfrequenzsignal gekoppelt ist.
Die Aufgaben, Vorteile und neuen Merkmale der vorliegenden Erfindung sind aus der folgenden detaillierten Beschreibung ersichtlich, wenn sie in Verbindung mit den beigefügten Ansprüchen und den zugehörigen Zeichnungen gelesen wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Fernsehempfängers des Standes der Technik zum Empfangen eines digitalen 8-VSB-Fernsehsignals.
2A ist ein vereinfachtes Diagramm des Instrumentenempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung.
2B–2G sind Darstellungen von Frequenzspektren von verschiedenen digital modulierten RF-Eingangssignalen und entsprechenden digital modulierten ZF-Ausgangssignalen, die von dem Instrumentenempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugt werden.
3 ist eine vereinfachte Darstellung des 8-VSB-ZF-Signals, das vom Instrumentenempfänger 80 gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugt wird.
4 ist ein repräsentatives Blockdiagramm eines Instrumentenempfängers.
5 ist ein repräsentatives Blockdiagramm eines weiteren Instrumentenempfängers.
6 ist ein ausführlicheres Blockdiagramm eines Instrumentenempfängers.
7 ist ein repräsentatives Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Instrumentenempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Der Instrumentenempfänger 80 der vorliegenden Erfindung, wie in 2A dargestellt, ist ein Überlagerungsempfänger mit einfacher Umwandlung und großer Bandbreite zum Erzeugen eines digital modulierten Zwischenfrequenz(ZF)-Signals 82 aus einem digital modulierten RF-Eingangssignal 84, wie in 2B bis 2G dargestellt. Die Kennlinien des digital modulierten RF-Signals 84 umfassen ein Pilotsignal f_Pilot 86 bei der RF-Trägerfrequenz f_RF und eine digitale Modulation mit einer Symbolfrequenz oder -rate f_sym, die den RF-Träger f_RF wie durch das Frequenzspektrum 88 dargestellt moduliert. Ein Lokaloszillator 90 koppelt ein Ausgangssignal in einen Mischer 92 ein, der das digital modulierte RF-Signal 84 empfängt. Ein Steuersignal 93 stellt die Frequenz des Lokaloszillators 90 ein, um eine Beziehung des ZF-Signals f_ZF 82 auf der Basis des ZF-Pilotsignals f_Pilot 94 und der Symbolfrequenz f_sym herzustellen. Das ZF-Pilotsignal f_Pilot 94 im digital modulierten ZF-Signal f_ZF 82 liegt auf der Zwischenfrequenz und ist gleich einem ganzzahligen Vielfachen N der Symbolfrequenz f_sym, die das ZF-Signal f_ZF moduliert, wie durch das Frequenzspektrum 96 dargestellt, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist. Das digital modulierte ZF-Signal f_ZF 82 geht durch einen Tiefpaßfilter 97 mit sehr großer Bandbreite zum Entfernen der Summenprodukte des Mischers 92 und irgendeiner Signaldurchführung des Lokaloszillators 90 vom Mischer 92. Ein Beispiel eines solchen digital modulierten RF-Signals ist die Bitübertragungsschicht-Modulations- und Übertragungskonstruktion für den digitalen Fernsehrundfunk. Die Bitübertragungsschicht-Modulation für den digitalen Fernsehrundfunk verwendet eine 4-, 8- oder 16-stufige Trellis-Codierung zum Erzeugen von Symboldaten mit 10,76 Msymbolen/Sek. f_sym zum Modulieren des RF-Trägers f_RF. Ein Gleichstrompegel wird an jedes der erzeugten Symbole angelegt, was ein kleines Pilotsignal f_Pilot bei der Trägerfrequenz erzeugt. Weitere Verfahren zum Einführen eines Piloten können in anderen Formaten verwendet werden. Die nachstehenden Ausführungsformen des Instrumentenempfängers 80 werden unter Verwendung eines terrestrischen digitalen 8-VSB-Fernsehsignals beschrieben, es kann aber ein anderes digital moduliertes RF-Signal mit den vorstehend beschriebenen Eigenschaften bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Dies ist repräsentativ in 2B bis 2G dargestellt, wobei 2B, 2D und 2F das digital modulierte RF-Signal darstellen und 2C, 2E und 2F das digital modulierte ZF-Signal f_ZF aus dem Filter 97 im Instrumentenempfänger 80 darstellen. In 2B und 2D erzeugt die digitale Modulation f_sym auf dem VSB-RF-Träger f_RF 84 ein Frequenzspektrum 88, das entweder das obere oder untere Seitenband belegt. Das Pilotsignal f_Pilot 86 ist mit der Trägerfrequenz f_RF dargestellt. 2C und 2E zeigen das Frequenzspektrum 96 eines entsprechenden VSB-ZF-Signals f_ZF 82, wobei das Pilotsignal f_Pilot 94 ein ganzzahliges Vielfaches N der Symbolfrequenz f_sym ist. Das Frequenzspektrum 96 des VSB-ZF-Signals f_ZF kann entweder das obere oder das untere Seitenband belegen, wobei die Signale entweder des oberen oder des unteren Seitenbandes aus den RF-Signalen entweder des oberen oder des unteren Seitenbandes durch Positionieren der Frequenz des Lokaloszillators 90 oberhalb oder unterhalb des RF-Signals erzeugt werden. In 2F erzeugt die digitale Modulation auf dem RF-Träger f_RF 84 ein Doppelseitenband-Frequenzspektrum 98. 2G zeigt das entsprechende Doppelseitenband-Frequenzspektrum 99 des ZF-Signals f_ZF 82, wobei das Pilotsignal f_Pilot 94 ein ganzzahliges Vielfaches M der Symbolfrequenz f_sym ist.
Mit Bezug auf 3 ist eine vereinfachte Darstellung des 8-VSB-ZF-Signals dargestellt, das vom Instrumentenempfänger 80 erzeugt wird. Das 8-VSB-Signal ist ein trelliscodiertes Signal mit acht ungeradzahligen Symbolstufen oder -werten von –7 bis +7, die durch einen Root-Raised-Cosine-Filter im Sender geleitet werden. Die Figur zeigt das Impulsverhalten des Raised-Cosine-Filters für fünf repräsentative gefilterte Restseitenband-Symbole 100, 102, 104, 106 und 108 zusammen mit einem Pilotsignal 110 als Teil der Symboldaten, nachdem sie durch einen RF-Träger, der gleich der Symbolfrequenz ist, moduliert wurden. Eine Summierung der sechs Signale ist durch die Wellenform 112 dargestellt. Die repräsentativen Symboldatenwerte sind auf den Symbolstufen liegend gezeigt. Da das Pilotsignal 110 mit einem Spitzenwert von 1,25 vorliegt und dieselbe Frequenz wie die Symbolperiode besitzt, ist die Signalamplitude zum Symbolzeitpunkt in Wirklichkeit um 1,25 Einheiten verschoben. Dies erzeugt Symbolstufen von 6,25 für das Symbol 100, –2,75 für das Symbol 102, 8,25 für das Symbol 104, –6,76 für das Symbol 106 und 4,25 für das Symbol 108.
Mit Bezug auf 4 liegt ein repräsentatives Blockdiagramm des Instrumentenempfängers 80 gemäß der vorliegenden Erfindung vor. Der Instrumentenempfänger 80 ist ein von einem Mikroprozessor gesteuerter Empfänger, der ein 8-VSB- oder ein anderes digitales Breitbandsignal mit einem Pilotsignal bei der Trägerfrequenz mit digitalen Symboldaten, die mit einer Symbolfrequenz erzeugt werden, empfängt und Digitaldatenwerte erzeugt, die den komplexen digital modulierten ZF-Träger darstellen. Ein 1. Lokaloszillator (LO) 120 ist durch einen Mikroprozessor (nicht dargestellt) über einen Bereich von Frequenzen abstimmbar, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das sich mit einem eingehenden digital modulierten RF-Signal im Mischer 122 mischt. Ein Tiefpaßfilter 123, der bezüglich der vom Empfänger verwendeten ZF-Bandbreite sehr breit ist, entfernt die Summenprodukte des Mischers 122 und irgendein Signal des Lokaloszillators 120, das durch den Mischer 122 durchgeführt (d. h. unerwünscht durchkommen) werden kann. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 123 ist ein digital moduliertes Zwischenfrequenzsignal mit dem Pilotsignal f_Pilot bei einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz, das gleich oder größer als Eins ist. Das ZF-Signal wird in den Eingang eines A/D-Wandlers 124 und einen 2. Mischer 126, der als Phasendetektor arbeitet, eingekoppelt. Der Phasendetektor 126 empfängt ein Referenzsignal f_Ref von einem Referenzoszillator 128, der ein Referenzoszillatorsignal mit einer Frequenz erzeugt, die ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache der Symbolfrequenz gleich oder größer als Eins ist. Eine Division-durch-M-Schaltung 130 kann zwischen den Referenzoszillator 128 und den Phasendetektor 126 geschaltet sein, um das Referenzsignal abwärts zu dividieren, wenn das Referenzsignal ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, das größer ist als Eins. Das Phasendifferenzsignal aus dem Phasendetektor 126 läuft durch einen Kompensationsfilter 127 mit Phasenregelschleife (PLL) und steuert dann den 1. LO 120 zur Phasensynchronisation des ZF-Trägers mit dem Referenzsignal. Der PLL-Filter 127 besitzt eine Bandbreite im Bereich von 2 kHz, die die Bandbreite der Phasendifferenz ausreichend schmälert, so daß die Schleife die Synchronisation mit dem angelegten ”rauschartigen” digitalen ZF-Signal mit großer Bandbreite aufrechterhalten kann. Das Ausgangssignal aus dem Referenzoszillator 128 wird in den Takteingang des A/D-Wandlers 124 zum Abtasten des ZF-Signals am Eingang des A/D-Wandlers 124 eingekoppelt. Eine Division-durch-N-Schaltung 132 kann zwischen den Referenzoszillator 128 und den Takteingang des A/D-Wandlers 124 geschaltet sein, um das Referenzoszillatorsignal auf eine niedrigere Abtastrate abwärts zu dividieren, wenn das Referenzoszillatorsignal ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, das größer ist als Eins. Der A/D-Wandler 124 erzeugt die Digitaldatenwerte, die das ZF-Signal darstellen, welche in einem Speicher (nicht dargestellt) zur Weiterverarbeitung gespeichert werden.
Wie vorher angegeben, wird das Pilotsignal f_Pilot mit der Zwischenfrequenz mit einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz f_sym synchronisiert, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist. Das Referenzsignal f_Ref für den Phasendetektor 126, der den 1. LO 120 zum Synchronisieren des ZF-Trägers und folglich des Piloten mit dem Referenzsignal steuert, wird vom Referenzoszillator 128 über den Teiler 130 geliefert. Die maximale Frequenz f_Osz des Referenzoszillators auf der Basis der obigen Gleichungen ist durch:
gegeben.
Die Beziehung des Referenzsignals f_Ref zum Pilotsignal f_Pilot und zur Symbolfrequenz f_sym ist durch die folgende Gleichung dargestellt.
Die Beziehung zwischen dem Takteingang zum A/D-Wandler 124 und der Frequenz f_Osz des Referenzoszillators 128 über den Teiler 132 ist:
In bestimmten Fällen können gemeinsame Faktoren, wie z. B. 2, 3, 5 ... herausgezogen werden, um die Frequenz von f_Osz zu verringern. Wenn die Frequenz f_Osz des Referenzoszillators 128 beispielsweise viermal die Symbolfrequenz f_sym ist, kann der Wert von M in der Division-durch-M-Schaltung auf 1, 2 oder 4 gesetzt werden, um ein Referenzsignal f_Ref für den Phasendetektor 126 zu erzeugen, das 4mal die Symbolfrequenz f_sym, 2mal die Symbolfrequenz f_sym bzw. gleich der Symbolfrequenz f_sym ist.
Mit Bezug auf 5 liegt ein repräsentatives Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform des Instrumentenempfängers 80 gemäß der vorliegenden Erfindung vor. Das digitale 8-VSB-Fernsehsignal umfaßt Datensegment-Synchronisierimpulse mit einem Symbolmuster von +5, –5, –5, +5, die alle 832 Symbole auftreten. Die Digitaldatenwerte, die die Datensegment-Synchronisierimpulse darstellen, werden zur Erzeugung eines Steuersignals zum Synchronisieren des Referenzoszillators mit einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz, das gleich oder größer als Eins ist, für Zeitabgleichsübergänge des Referenzoszillatorsignals zu den Symboldaten verwendet, so daß die Symbolzeitpunkte bei den Übergängen des Referenzoszillatorsignals auftreten. Dies wird als Erreichen einer ”Symbolsynchronisation” bezeichnet. Es existieren äquivalente Verfahren zum Erreichen einer Symbolsynchronisation und sie würden verwendet werden, wenn digital modulierte RF-Signale auf der Basis ihrer Standards empfangen werden.
Wie bei der vorher beschriebenen Ausführungsform erzeugt der 1. Lokaloszillator (LO) 120 ein Ausgangssignal, das sich mit einem eingehenden digital modulierten RF-Signal im Mischer 122 mischt. Das ZF-Signal aus dem Mischer 122 wird durch einen Tiefpaßfilter 123 zum Entfernen der Summenprodukte des Mischers 122 und irgendeines Signals des Lokaloszillators 120, das durch den Mischer 122 geführt werden kann, gefiltert. Das ZF-Signal aus dem Filter 123 wird in den Eingang des A/D-Wandlers 124 und den 2. Mischer 126, der als Phasendetektor arbeitet, eingekoppelt. Der Phasendetektor 126 empfängt das Referenzsignal von einem Referenzoszillator 128 über die Division-durch-M-Schaltung 130 zum Erzeugen des Phasendifferenzsignals aus dem Phasendetektor 126. Das Phasendifferenzsignal aus dem Phasendetektor 126 läuft durch einen Kompensationsfilter 127 mit Phasenregelschleife (PLL) und steuert dann den 1. LO 120 zur Phasensynchronisation des ZF-Trägers mit dem Referenzsignal. Das aus dem Referenzoszillator 128 ausgegebene Signal ist als direkt (d. h. N = 1) mit dem Takteingang des A/D-Wandlers 124 zum Abtasten des ZF-Signals am Eingang des A/D-Wandlers 124 gekoppelt gezeigt. N könnte irgendein von Null verschiedener Wert sein. Die Digitaldatenwerte am Ausgang des A/D-Wandlers 124 werden in einen Datensegment-Synchrondetektor 140 eingekoppelt, der ein Steuersignal von den digitalen Werten, die die Datensegment-Synchronisierimpulse darstellen, für die Phasensynchronisation des Referenzoszillators mit einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz der Digitalmodulationsdaten erzeugt, welches gleich oder größer als Eins ist. Die Datensegment-Synchronisation kann als ASIC (Application Specific Integrated Circuit, anwendungsspezifische integrierte Schaltung) unter Verwendung der Schaltung, die in der wie vorstehend beschriebenen USP 5 416 524 beschrieben ist, implementiert werden. Die ASIC kann auch einen Dezimator 142 zum Dezimieren der aus dem A/D-Wandler 124 ausgegebenen digitalen Daten umfassen, wenn die Reaktion des Datensynchrondetektors unzureichend ist, um die digitalen Daten zu verarbeiten, die mit einer größeren Frequenz als der Symbolfrequenz f_sym abgetastet werden. Ein angepaßter Filter mit einer Frequenzbereichsreaktion, die einer Root-Raised-Cosine-Funktion entspricht, kann ebenfalls in der ASIC enthalten sein, wenn der Synchrondetektor aufgrund der Intersymbolinterferenz außerstande ist, die Symbolsynchronisationssequenzen zu erfassen. Der Datensegment-Synchrondetektor 140 kann auch in einem VSB-Demodulator-Chipsatz, wie z. B. von L. G. Semicon Co., Ltd., unter der Teilenr. GDC21D00 hergestellt und vertrieben, implementiert sein, wie vorher im ”Hintergrund der Erfindung” beschrieben.
Der Datensegment-Synchrondetektor im L. G. Semicon Chipsatz empfängt digitale Daten mit der Symbolfrequenz von 10,76 Msymbolen/Sek. Bei einer Ausführung des Instrumentenempfängers 80, bei der der A/D-Wandler 124 durch den Referenzoszillator 128 mit einer größeren Frequenz als der Symbolfrequenz getaktet wird, dezimiert ein wahlfreier Dezimator 142 die aus dem A/D-Wandler 124 ausgegebenen digitalen Daten auf die Symbolfrequenz zur Kompatibilität mit dem Zenith Demodulator-Chipsatz.
Durch Synchronisieren des Referenzoszillators 128 mit einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz, das gleich oder größer als Eins ist, werden bedeutende Vorteile erreicht. Da der Referenzoszillator 128 das Referenzsignal zum Phasendetektor 126 liefert, wird das Pilotsignal im ZF-Signal mit einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz, das gleich oder größer als Eins ist, synchronisiert. Da das Pilotsignal mit der Symbolfrequenz oder einem ganzzahligen Vielfachen derselben synchronisiert wird, wird das Abtasten des ZF-Signals zeitlich abgeglichen, so daß mindestens ein Abtastzeitpunkt bei jedem Symbolzeitpunkt auftritt. Dies ist in 3 als die Punkte 144 auf dem Pilotsignal 110 graphisch dargestellt. Bei geeigneter Dezimierung des digitalen Signals bewirkt dies, daß der A/D-Wandler 124 sowohl als A/D-Wandler als auch als Demodulator zum Abwärtsmischen des ZF-Signals auf Basisband-Digitaldatenwerte wirkt. Mit dieser Konstruktion wird eine wesentliche Verringerung der Schaltkreise gegenüber derzeitigen Empfängerkonstruktionen erreicht.
Mit Bezug auf 6 liegt ein ausführlicheres Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform des Instrumentenempfängers 80 gemäß der vorliegenden Erfindung vor. Der Instrumentenempfänger 80 kann zum Empfangen eines digitalen 8-VSB-Fernsehsignals mit ziemlich hoher Amplitude verwendet werden, das direkt aus einem in der Übertragungsleitung zwischen einem Sender und seiner Antenne installierten Richtungskoppler gewonnen wird. Da die Richtungskoppler häufig einen ziemlich hohen Ausgangspegel, in der Größenordnung von ein bis zwei Watt, aufweisen, wird das 8-VSB-Signal, das in den Instrumentenempfänger eintritt, an ein 20 dB Leistungsdämpfungsglied 150 angelegt. Das Leistungsdämpfungsglied 150 stellt eine ausgezeichnete Anpassung an die Übertragungsleitung bereit und verringert die Signalamplitude auf einen Pegel, wo sie an ein variables Dämpfungsglied 152 mit niedriger Leistung angelegt werden kann. Das gedämpfte 8-VSB-Signal wird an einen Mischer 154, der von einem durch einen Mikroprozessor gesteuerten Frequenzsynthesizer 156, der als Lokaloszillator arbeitet, ein Lokaloszillator-Eingangssignal empfängt, zum Erzeugen eines Zwischenfrequenz-ZF-Signals angelegt. Der Lokaloszillator 156 ist über einen Bereich von Frequenzen, die das dem terrestrischen digitalen Fernsehstandard zugeordnete Frequenzspektrum überdecken, abstimmbar. Die ZF-Frequenz wird so ausgewählt, daß das Pilotsignal auf eine Frequenz gleich der Symbolrate des 8-VSB-Signals gebracht wird, wobei der Rest des TV-Signals über der Pilotfrequenz liegt. Das ZF-Signal geht durch einen Breitbandfilter 157 zum Entfernen aus dem ZF-Kanal von jeglicher Leistungsdurchführung des Lokaloszillators 156 und von Summenfrequenztermen aus dem Mischer 154. Das durch den Tiefpaßfilter gefilterte ZF-Signal wird in einer Anzahl von Verstärkungsstufen verstärkt, wie durch den variablen Verstärker 158 dargestellt. Das verstärkte ZF-Signal wird in den Eingang des A/D-Wandlers 160 und in einen Mischer 162, der als Phasendetektor arbeitet, eingekoppelt. Der Phasendetektor 162 empfängt ein Referenzsignal über eine Division-durch-M-Schaltung 164 von einem Referenzoszillator 166. Bei der bevorzugten Ausführungsform des Instrumentenempfängers 80 der vorliegenden Erfindung erzeugt der Referenzoszillator 166 ein Ausgangssignal mit der vierfachen Symbolfrequenz des 8-VSB-Signals, und N ist gleich 1. Der Wert von M in der Division-durch-M-Schaltung 164 ist 4, um ein Referenzsignal am Mischer 162 zu erzeugen, das gleich der Symbolfrequenz ist. Der Phasendetektor 162 erzeugt ein Fehlersignal, das proportional zur Phasendifferenz zwischen dem ZF-Signal und dem Referenzsignal ist. Das Fehlersignal wird durch einen Kompensationsfilter 168 mit Phasenregelschleife (PLL) verarbeitet und über den Schalter 196 in den Frequenzsynthesizer 156 eingekoppelt. Ein Gleichstrom-Referenzsignal wird über den anderen Kontakt des Schalters 196 zum Synthesizer 156 geliefert, der nachstehend ausführlicher beschrieben wird. Der Frequenzsynthesizer kann in einer Anzahl von unterschiedlichen Schaltungsentwürfen implementiert werden, wobei die nachstehend beschriebene Implementierung eine von vielen ist. Die Kriterien für irgendeinen der Entwürfe umfassen das Abstimmen über einen Bereich von Frequenzen, der mit dem Bereich der Frequenzen der digital modulierten RF-Eingangssignale kompatibel ist, um eine ZF-Signalfrequenz zu erzeugen, wobei das Pilotsignal im ZF-Signal mit einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz synchronisiert ist. Ferner muß der Synthesizer Änderungen in der ZF-Signalfrequenz verfolgen, um den Frequenzsynthesizer in einem synchronen Zustand zu halten, und der Synthesizer muß ein geringes Phasenrauschen aufweisen, so daß keine übermäßigen Phasenschwankungen zum getesteten Signal hinzugefügt werden.
Der Frequenzsynthesizer 156 umfaßt einen variablen Oszillator 170, der das Fehlersignal vom PLL-Kompensationsfilter 168 empfängt. Der variable Oszillator erzeugt ein variables Ausgangssignal im Bereich von etwa 10 MHz, das in einen Synthesizer 172, wie z. B. einen SA8052A Synthesizer-IC, hergestellt und vertrieben von Phillips, Inc., eingekoppelt wird. Der Synthesizer 172 empfängt digitale Werte von der Steuereinheit zum Einstellen der Abgleichspegel für den Frequenzsynthesizer 156. Das Ausgangssignal des Synthesizers 172 geht über eine PLL-Kompensationsschaltung 174 zu einem variablen Referenzoszillator 176, der im Bereich von 20 MHz arbeitet. Das Ausgangssignal des variablen Referenzoszillators wird in einen Phasen/Frequenz-Detektor 178 eingekoppelt. Der Phasen/Frequenz-Detektor 178 empfängt auch ein abwärts dividiertes Lokaloszillatorsignal vom Lokaloszillator 182 über einen variablen Teiler 184. Der Lokaloszillator 182 besitzt einen Frequenzbereich im Bereich von etwa 162 MHz bis 795 MHz, der unter Verwendung von dualen Oszillatoren implementiert werden kann, wobei einer in einem niedrigeren Frequenzband arbeitet und der andere in einem höheren Frequenzband arbeitet, die mit Frequenzteilern mit den Faktoren 2, 4, 8...2^k kombiniert sind. Der Wert D im variablen Teiler 184 wird durch die Steuereinheit zum Teilen des Lokaloszillatorsignals auf den Bereich des Signals des variablen Referenzoszillators eingestellt. Der Frequenz/Phasen-Detektor 178 erzeugt ein Fehlersignal, das zur Phasendifferenz zwischen dem abwärts dividierten Lokaloszillatorsignal und dem Signal des variablen Referenzoszillators proportional ist. Das Fehlersignal wird von einem PLL-Kompensationsfilter 180 zum Erzeugen eines Steuersignals für den Lokaloszillator 182 verarbeitet, welches das Lokaloszillatorsignal für den Mischer 154 ändert, um das ZF-Signal mit dem Referenzsignal zu synchronisieren.
Das Referenzoszillatorsignal aus dem Referenzoszillator 166 wird in den Takteingang des A/D-Wandlers 160 zum Erzeugen von Abtastzeitpunkten des ZF-Signals am Eingang des A/D-Wandlers 160 eingekoppelt. Die Abtastfrequenz ist viermal die Symbolrate. Die Ausgangssignale des A/D-Wandlers 160 sind Digitaldatenwerte, die das ZF-Signal darstellen, welche im Speicher 186 zur Weiterverarbeitung gespeichert werden. Der Referenzoszillator 166, wie gezeigt, wird nicht mit der Symboldatenfrequenz synchronisiert, was Abtastzeitpunkte erzeugen kann, die nicht bei den Symbolzeitpunkten liegen, wie durch die mit 189 bezeichneten Punkte auf dem Pilotsignal 110 in 3 gezeigt. Die Digitaldatenwerte, die das ZF-Signal darstellen, würden eine weitere Demodulatorverarbeitung benötigen, um die Symbolzeitpunkte auf die Abtastzeitpunkte abzugleichen. Der wahlfreie Dezimator 142 und der Datensegment-Synchrondetektor 140, die vorher beschrieben wurden, synchronisieren den Referenzoszillator 166 mit der Symbolfrequenz zum Erzeugen von Abtastzeitpunkten zu den Symbolzeitpunkten.
Mit Bezug auf 7 ist eine weitere Ausführungsform des Instrumentenempfängers 80 gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt. Der Instrumentenempfänger 80 umfaßt einen minimal verzerrten Breitband-Signalweg 190 zum genauen Demodulieren von digital modulierten Signalen, und einen Schmalband-Signalweg 192 mit hohem dynamischen Bereich für herkömmliche Spektralanalysator-ähnliche Messungen. Beide Signalwege 190 und 192 empfangen selektiv Zwischenfrequenzsignale von einem Tiefpaßfilter 200 mit großer Bandbreite über einen Schalter von einem Paketschaltersatz 196 und koppeln ihre jeweiligen Ausgänge selektiv mit einem A/D-Wandler 198 über einen anderen der Paketschalter 196. Der breite Filter 200 am Ausgang des Mischers 194 entfernt die Lokaloszillatorleistung und Mischersummenprodukte aus den ZF-Kanälen 190 und 192. Der Schmalband-Signalweg 192 mit hohem dynamischen Bereich enthält eine Anzahl von Filterelementen, wie z. B. einen 30 kHz Schmalbandfilter, wie durch den Filterblock 202 dargestellt, und Verstärkerstufen, wie durch den variablen Verstärker 204 dargestellt. Die Verstärkerstufen 204 besitzen Verstärkungssteuerelemente zum Erzeugen eines Signals mit hoher Amplitude mit minimalem Rauschen. Der minimal verzerrte Breitband-Signalweg 190 enthält nur Verstärkungsstufen, wie durch den variablen Verstärker 206 dargestellt, ohne Schmalbandfilter zum Erzeugen minimaler vom Empfänger erzeugter linearer Verzerrungen.
Mit dem Schmalband-Signalweg 192 mit hohem dynamischen Bereich im ZF-Signalweg empfängt der Synthesizer 156 das Referenzsignal von der Steuereinheit über den Paketschalter 196. Das Referenzsignal aus der Steuereinheit liefert ein konstantes Gleichstrom-Ausgangssignal zum Synthesizer 172. Die Steuereinheit liefert auch digitale Werte zum Synthesizer 172 zum Wobbeln des Oszillators 182 über einen Bereich von Frequenzen zum Ausführen von herkömmlichen Spektralanalysemessungen. Mit dem minimal verzerrten Breitband-Signalweg 190 in den ZF-Kanälen empfängt der Mischer 212 das ZF-Signal und ein Referenzsignal von einem Referenzoszillator 214 über eine Division-durch-M-Schaltung 216. Der Referenzoszillator 214 erzeugt ein Referenzoszillatorsignal mit einer Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, das gleich oder größer als Eins ist. Die Division-durch-M-Schaltung 212 wird zum Abwärtsdividieren des Referenzoszillatorsignals verwendet, wenn das Referenzoszillatorsignal ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, das größer ist als Eins. Wie vorher beschrieben, erzeugt der Referenzoszillator ein Referenzoszillator-Ausgangssignal, das viermal die Symbolfrequenz ist, und das Referenzsignal für den Mischer 212 liegt auf der Symbolfrequenz. Für diese Ausführung wird der Wert von M auf vier gesetzt und N wird auf 1 gesetzt. Der Mischer 212 erzeugt ein Phasendifferenzsignal, das von einem Kompensationsfilter 213 mit Phasenregelschleife (PLL) verarbeitet wird und über den Schalter 196 in den Frequenzsynthesizer 156 eingekoppelt wird, zum Steuern des Lokaloszillatorsignals für den Mischer 194, um das Pilotsignal mit dem Referenzsignal zu synchronisieren.
Das Ausgangssignal des Referenzoszillators 214 wird auch in den Takteingang des A/D-Wandlers 198 zum Umwandeln des ZF-Signals, das über den minimal verzerrten Breitband-Signalweg 190 und den Schmalband-Signalweg 192 mit hohem dynamischen Bereich gekoppelt wird, in Digitaldatenwerte, die das ZF-Signal darstellen, über jeden der Wege eingekoppelt. Die Digitaldatenwerte werden zur Weiterverarbeitung in einem Speicher gespeichert.
Es wurde ein Instrumentenempfänger beschrieben, der ein digital moduliertes RF-Eingangssignal empfängt und ein digital moduliertes Zwischenfrequenz(ZF)-Signal mit einem Pilotsignal bei der ZF-Frequenz erzeugt, welche ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist. Der Instrumentenempfänger umfaßt einen Mischer, der das digital modulierte Radiofrequenz-Eingangssignal und ein Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator empfängt, welcher ein Steuersignal zum Einstellen eines Lokaloszillatorsignals empfängt, um das digital modulierte Eingangssignal in ein digital moduliertes Zwischenfrequenzsignal mit dem Pilotsignal bei der Zwischenfrequenz umzuwandeln, welche gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz der digitalen Modulation ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist. Der Lokaloszillator enthält eine Phasenregelschleife mit einem Phasendetektor, der das Zwischenfrequenzsignal und ein Referenzsignal empfängt, das gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist. Der Phasendetektor erzeugt ein Phasendifferenzsignal, das in den Lokaloszillator eingekoppelt wird, um das Lokaloszillatorsignal für den Mischer zu steuern, um das Pilotsignal mit dem Referenzsignal zu synchronisieren.
Ein Analog-Digital-Wandler digitalisiert das analoge ZF-Signal zu Digitaldatenwerten, die das digital modulierte ZF-Signal darstellen. Ein Referenzoszillator erzeugt ein Ausgangssignal, das ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, das gleich oder größer als Eins ist, zum Takten des A/D-Wandlers und zum Erzeugen des Referenzsignals für den Phasendetektor. Die Digitaldatenwerte können in einen Datensegment-Synchrondetektor zum Erzeugen eines Steuersignals zum Synchronisieren des Referenzgenerators mit der Symbolfrequenz eingekoppelt werden. Ein alternativer Schmalband-Signalweg mit hohem dynamischen Bereich kann mit dem minimal verzerrten Breitband-Signalweg zum Bereitstellen eines ZF-Signals zum Ausführen von Spektralanalysator-artigen Messungen enthalten sein.
Es wird für Fachleute offensichtlich sein, daß viele Änderungen an den Einzelheiten der vorstehend beschriebenen Ausführungsformen dieser Erfindung vorgenommen werden können, ohne von deren zugrundeliegenden Prinzipien abzuweichen. Ferner wird es für Fachleute offensichtlich sein, daß, obwohl die Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung von dem durch die FCC eingeführten 8-VSB-System ausgedehnten Gebrauch machte, um ihre Funktion zu erläutern, sich diese Erfindung für ein beliebiges digital moduliertes Signal eignet, das einen Pilotton bei der RF-Trägerfrequenz enthält. Der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung sollte daher nur durch die folgenden Ansprüche bestimmt sein.

Claims

Messgeräteempfänger, der sich zum Empfangen eines digital modulierten Radiofrequenz-Eingangssignals mit einem Pilotsignal bei der Radiofrequenz und digitalen Daten, die mit einer Symbolfrequenz erzeugt werden, eignet, umfassend einen Mischer, der das digital modulierte Radiofrequenz-Eingangssignal und ein Lokaloszillatorsignal von einem Lokaloszillator empfängt, welcher ein Steuersignal zum Einstellen eines Lokaloszillatorsignals empfängt, um ein digital moduliertes Zwischenfrequenzsignal mit dem Pilotsignal bei der Zwischenfrequenz, die gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz ist, zu erzeugen, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist, wobei das Zwischenfrequenzsignal in einen Tiefpassfilter mit großer Bandbreite zum Entfernen von Mischersummenprodukten und einer Lokaloszillator-Durchführung aus dem Mischer eingekoppelt wird, gekennzeichnet durch einen ersten Signalweg mit einer ZF-Bandbreite mit minimaler Gruppenlaufzeitänderung infolge eines Phasen- und Amplitudenfehlers durch Verstärkerstufen und Filterung, welcher selektiv mit dem Tiefpassfilter mit großer Bandbreite gekoppelt wird, welcher das Zwischenfrequenzsignal vom Mischer mit dem Pilotsignal bei der Zwischenfrequenz empfängt, welche mit einem Referenzsignal synchronisiert ist, das gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist, wobei der Lokaloszillator ein Steuersignal zum Synchronisieren des Pilotsignals mit dem Referenzsignal empfängt; und einen zweiten Signalweg mit einem hohen dynamischen Bereich und schmaler ZF-Bandbreite mit Gruppenlaufzeitänderungen infolge eines Phasen- und Amplitudenfehlers durch Verstärkerstufen und Schmalbandfilter, welcher selektiv mit dem Tiefpassfilter mit großer Bandbreite gekoppelt ist, wobei der Lokaloszillator eine variable Signalquelle zum Erzeugen des Steuersignals für den Lokaloszillator aufweist, um einen Bereich von Frequenzen als Reaktion auf das Steuersignal zu wobbeln.
Messgeräteempfänger nach Anspruch 1, welcher ferner einen Analog-Digital-Wandler umfasst, der wahlweise mit dem ersten und dem zweiten Signalweg koppelbar ist, zum Empfangen des Zwischenfrequenzsignals und eines Abtasttaktsignals zum Erzeugen von digitalen Werten, die das Zwischenfrequenzsignal darstellen, von jedem Signalweg, wobei das Abtasttaktsignal ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist.
Messgeräteempfänger nach Anspruch 2, wobei der erste Signalweg ferner einen Referenzoszillator zum Erzeugen eines Referenzoszillatorsignals umfasst, das ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, welches gleich oder größer als Eins ist, zum Takten des Analog-Digital-Wandlers und zum Mischen mit der Zwischenfrequenz im Phasendetektor.
Messgeräteempfänger nach Anspruch 3, wobei der erste Signalweg ferner einen Teiler mit einem ganzzahligen Teilungsverhältnis umfasst, der zum Empfangen des Referenzoszillatorsignals und zum Erzeugen des Referenzsignals für den Phasendetektor mit einer Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches der Symbolfrequenz ist, wobei das ganzzahlige Vielfache gleich oder größer als Eins ist, gekoppelt ist.