JP3619387B2 - 計測用受信器 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に、測定用受信器に関し、特に、デジタル変調(デジタル的に変調された)テレビジョン放送において発生される如きデジタル変調無線周波数信号の信号品質を測定する測定用受信器に関する。
【0002】
【従来の技術】
アメリカ合衆国連邦通信委員会(Federal Communications Commmission:FCC)は、先進テレビジョン・システム委員会(Advanced Television Systems Committee:ATSC)が開発したデジタル・テレビジョン・スタンダードを採用した。このデジタル・テレビジョン・スタンダードは、6MHzのチャンネルで高品質のビデオ及びオーディオと、補助データとを伝送するように設計されている。このスタンダードでは、地上波及びケーブルのアプリケーションでのチャンネル・コード化及び変調無線周波数(RF)/伝送サブシステムについて規定している。この変調サブシステムは、デジタル・データ・ストリームを用いて、伝送された信号を変調するが、2つのモードで実施できる。1つのモードは、約19Mbpsで配信する地上放送モード(8−VSB)であり、他方のモードは、信号対ノイズ比が確実に高くなるケーブル・テレビジョン・システム用で、約38Mbpsで配信する高データ・レート・モード(16−VSB)である。
【0003】
デジタル・テレビジョン・スタンダードで実施される変調技術は、ゼニス・コーポレーションが開発した残留側波帯変調を用いている。組み合わされた送信器及び受信器の全体的なシステム応答は、レイズド・コサイン(raised cosine)フィルタを用いて、シンボル間妨害を除去する。このシステム応答は、送信器及び受信器における同一のルート・レイズド・コサイン(identical root raised cosine)フィルタにより実行されている。入力したデジタル・データ・ストリームは、ランダム化され、フォワード・エラー補正(FEC)が行われ、インターリーブされる。ランダム化され、FECコード化され、インターリーブされたデータは、8レベル(3ビット)1次元配列(constellation)としてコード化されたトレリス(格子)である。このトレリス・コード化回路の出力を、エンコーダが設定した−7から+7までの8個の独立した奇整数レベルの1つであるシンボルとする。信号対ノイズ比が低いか、及び/又は高い多経路での同期を助けるために、セグメント及びフィールド同期を、10.76Mシンボル/秒の信号に付加する共に、キャリア周波数での小さなパイロット・トーンにも付加する。なお、この小さなパイロット・トーンは、データ及び同期パルスを含んだコンポジット信号の実(リアル)チャンネル又はIチャンネルを1.25単位だけオフセットして発生したものである。送信器において、コンポジット信号は、ルート・レイズド・コサイン(root raised cosine)フィルタを通過し、中間周波数キャリア信号を変調する。このキャリア信号は、所望チャンネル周波数での送信のために無線周波数(RF)にアップコンバートされる(高い周波数に変換される)。このオフセットにより、パイロット・トーンは、Iチャンネル・キャリア周波数と同相になる。かわりに、コンポジット信号がRFキャリアを直接的に変調してもよい。
【0004】
図2は、VSB受信器の代表的なブロック図を示し、ATSCから出版されている「ATSCデジタル・テレビジョン・スタンダードの利用ガイド」に記載されているように、デジタル変調RF信号からデジタル・テレビジョン信号データを抽出する。受信器10は、バンドパス・フィルタ及び広帯域トラッキング・フィルタ12を介してUHF又はVHF信号を受ける。広帯域増幅器14は、この信号の振幅を増加させ、第1ミキサ16に供給する。このミキサ16は、第1局部発振器18により駆動される。第1局部発振器18は、978MHzから1723MHzまでの範囲にわたって同調を行う。また、この第1局部発振器18は、位相ロック・ループ(PLL)により合成され、マイクロプロセッサ(図示せず)により制御される。ミキサ16の出力信号は、アップコンバートされた920MHzの中間周波数(IF)信号である。このIF信号は、LCフィルタ20に供給される。このLCフィルタ20は、中心が921MHzのバンドパス・セラミック共振器フィルタ(ハイパス・フィルタ)22と従属接続されている。IF増幅器24が、これら2個のフィルタの間に配置されている。第2局部発振器28により駆動される第2ミキサ26に、このIF信号を供給する。第2局部発振器28は、876MHzの電圧制御SAW(表面音響波)発振器であり、周波数及び位相ロック・ループ(FPLL)同期検出器(同期検出器及びPLL)30により制御される。第2ミキサ26の出力の中心は、45MHzである。このIF信号は、定利得44MHz増幅器32を駆動する。増幅器32の出力信号をIFSAWフィルタ34に供給する。IFSAWフィルタ34は、受信器におけるマッチしたルート・レイズド・コサイン・フィルタを近似する。SAWフィルタ34の出力信号は、AGC(自動利得制御)増幅器36を介して、FPLL同期検出回路30に供給する。
【0005】
FPLL同期検出回路30が、パイロット信号で、キャリアの回収を実行する。この回路30の動作は、例えば、ゼニス・コーポレーションに譲渡されたアメリカ合衆国特許第4091410号に記載されている。この構成により、キャリアの高速取り込みを確実にできる非常に広い引き込み範囲を有する位相ロック・ループ(PLL)が得られる。FPLL同期検出回路30からのIチャンネル・コンポジット・ベースバンド・データ信号は、ロウパス・フィルタ54を介して、アナログ・デジタル(A/D)変換器56に供給される。このA/D変換器56は、適切に位相調整された10.76MHzシンボル・クロック発生器58からのクロック信号によりクロックされる。A/D変換器56からのデジタル・データをデータ・セグメント同期(DSS)検出器60に供給する。ゼニス・コーポレーションに譲渡されたアメリカ合衆国特許第5416524号に記載のように、この検出器60は、狭い帯域幅のフィルタを具えており、同期的に検出されたランダム・データから繰り返しデータ・セグメント同期を検出する。データ・セグメント同期検出器60からの制御電圧エラー信号は、シンボル・クロックを入力データ・クロック周波数にロックする。
【0006】
テレビジョン放送をデジタル伝送用に変換するので、送信器の性能をモニタするために精密な試験装置が必要になる。アナログ放送において、送信した信号の品質に注意を向けるのは、主に、操作者のプライドであり、また、いくらかは、競争的圧力である。伝送信号の品質が貧弱な結果、劣化しているが、受信器において画像を見ることはできる。デジタル放送においては、送信器により信号に挿入されたどんなアーティファクトも、受信器はノイズとみなす。送信器の信号対ノイズ比が27dB未満になると、送信器のエラーとして、受信可能範囲が大幅に狭まり、通常環境下のノイズと組合わさって、送信器から離れた周辺領域では、受信器の動作が受信しきい値未満になる。デジタル・テレビジョン受信器のフォワード・エラー補正がデジタル・テレビジョン信号のエラーを連続的に補正するが、ノイズ・レベルが増加するか、信号レベルが低下すると、しきい値の影響により、フォワード・エラー補正回路が総合的な画像損失を生じてしまう。これは、「クリフ効果」と呼ばれている。アナログNTSC信号の信号対ノイズ比を下げると、画像品質が不十分になるが、信号対ノイズ比が下がることにより、クリフ効果がなくなって画像が失われるまで、画像品質の劣化はない。したがって、デジタル放送において、受信可能範囲が狭まることは、送信器の信号品質が不十分であるためによる直接的な実用上の結果である。デジタル・テレビジョン送信器を測定し、適切なレベルに維持することが強く望まれている。
【0007】
上述のVSBデジタル・テレビジョン受信器には多くの欠点があり、かかる受信器は、デジタル・テレビジョン送信器を正確に測定するには適さない。受信器においてデジタル信号を広範囲にろ波(フィルタ処理)することは、送信器で生じた位相及び振幅の変動や、位相ノイズが測定できなくなり、送信器測定が不正確になる。さらに、受信器の最終段でデジタル信号をベースバンドに下げるように混合することにより、A/D変換器の出力において、相互変調積及び直流オフセットの如きスプリアス応答が生じる。デジタル信号内のパイロット信号や、受信器自体により、直流オフセットが生じるかもしれず、これら2つの間の差を区別する方法がない。また、ベースバンドに変換する際に、平坦さや包絡線遅延の厳しい規格を維持することは、更に困難である。Iチャンネルのみがベースバンドに変換されると、スペクトルの折り重なりやエリアシングが適度に存在するが、測定エラーが増加する。
【0008】
ヒューレット・パッカード社製HP8944A型ベクトル信号アナライザを用いて、8−VSB信号の測定を行った。このHP8944A型は、スーパーヘテロダイン受信器を含んでおり、その第1局部発振器(LO)及びミキサが、入力信号を第1中間周波数(IF)にアップコンバートする。第2及び第3局部発振器及びミキサは、夫々40MHz及び10MHzの第2及び第3のIF信号を発生する。10MHzのIF信号をアナログ・デジタル変換器によりデジタル化して、このデジタル化したデータをベースバンドの実及び虚(I)データにダウンコンバートする(周波数を下げる)。実及び虚データ値は、デジタル信号プロセッサを通過して、FFT変換及び付加的な信号処理が行われる。スーパーヘテロダイン型受信器の制限は、望ましくないミキサ信号出力が次のIF段に入力するのを避けるために、IF段間に帯域幅制限フィルタを設ける必要がある点である。かかるフィルタにより、送信器信号内のアーティファクトがマスクされて、動作状態の測定が不正確になる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
VSBデジタル・テレビジョン信号の如きデジタル変調無線周波数(RF)信号に対する計測用受信器であって、伝送信号内のアーティファクトをマスクする(隠す)ことなく、入力信号を中間周波数(IF)信号に変換できる受信器が望まれている。この計測用受信器は、スーパーヘテロダイン型受信器に関連した部品及びフィルタの数を減らし、設計の複雑さが軽減したものでなければならない。また、この計測用受信器は、多くの異なる型式のデジタル変調RF信号を受信できるように設計に融通性のあるものでなければならない。さらに、この計測用受信器は、ソフトウェアをベースにした変調処理の利用を容易にして、異なる変調標準の設計に適合させるのにわずかなハードウェアの変更のみが必要でなければならない。
【0010】
よって、本発明の目的は、デジタル変調無線周波数信号からデジタル変調中間周波数(IF)信号を発生して、IF信号の周波数がデジタル変調RF信号と確実な信号関係になるのに最適化されている計測用受信器の提供にある。
本発明の他の目的は、VSBデジタル・テレビジョン信号からデジタル変調IF信号を発生する計測用受信器の提供にある。
本発明の更に他の目的は、IF信号を変調するデジタル変調信号のシンボル周波数に拘束(ロック)されたIF周波数でパイロット信号を有するデジタル変調IF信号を発生する計測用受信器の提供にある。
本発明の別の目的は、IF信号を変調するデジタル信号のシンボルの時点にロックされたIF信号内で、IF周波数でパイロット信号を有するデジタル変調IF信号を発生する計測用受信器の提供にある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、本発明の計測用受信器の利点は、アナログ・デジタル変換器を用いて、デジタル変調信号のシンボル周波数の整数倍でサンプリングされたデジタル変調IF信号のデジタル値を発生できる点である。
【0012】
本発明の計測用受信器の他の利点は、デジタル変調信号のシンボル周波数の整数倍で、クロック遷移の位相がデジタル・シンボルのシンボル時点と一致するサンプル・クロック信号により、アナログ・デジタル変換器がサンプリングしたデジタル変調IF信号のデジタル値を発生できることである。
【0013】
本発明の計測用受信器の別の利点は、アナログ・デジタル変換器を用いて、デジタル変調IF信号をベースバンド・デジタル・データ信号に変調できることである。
【0014】
本発明の計測用受信器は、RF周波数のパイロット信号及びシンボル周波数で発生したデジタル・データを有するデジタル変調無線周波数入力信号を受信するのに適する。この計測用受信器は、デジタル変調無線周波数入力信号と、局部発振器からの局部発振周波数信号とを受けるミキサを具えている。局部発振器は、シンボル周波数の整数倍に等しい中間周波数のパイロット信号を有するデジタル変調中間周波数信号を発生する。なお、この整数倍は、広帯域ロウパス・フィルタに供給される中間周波数信号に対して1倍以上である。このフィルタは、ミキサの和周波数項(sum products)と、局部発振器からミキサを通過した信号とを除去する。この局部発振器は、位相ロック・ループを用いて実現してもよい。位相ロック・ループは、デジタル・データ周波数の整数倍に等しい周波数の信号源信号を基準信号として用いて、中間周波数信号を受ける位相検出器を具えている。なお、整数倍は、1倍以上である。この位相検出器は、位相差信号を発生し、局部発振器に供給して、ミキサへの局部発振信号の周波数を制御して、パイロット信号の周波数を基準信号の周波数にロックする。
【0015】
アナログ・デジタル変換器は、ミキサから中間周波数(IF)信号と、基準発振器からオプションとしての(必要に応じて)分周器を介してのサンプリング・クロック信号とを受ける。このアナログ・デジタル変換器は、中間周波数信号を表すデジタル値を発生するが、基準発振器のサンプリング・クロック信号は、シンボル周波数の整数倍である。なお、この整数倍は、1倍以上である。基準発振器信号は、オプションとしての分周器を介して位相検出器にも供給される。この分周器は、上述の如く用いる基準信号を発生し、デジタル変調IF信号のパイロット信号をロックする。
【0016】
局部発振器を本発明に用いるが、第1位相ロック・ループは、中間周波数信号と、シンボル周波数の整数倍に等しい基準信号とを受ける位相検出器を有し、位相エラー信号を発生して、周波数シンセサイザを制御する。なお、整数倍は、1倍以上である。この周波数シンセサイザは、第2位相ロック・ループを具えている。この位相ロック・ループは、制御値を受けて、ある周波数範囲内で周波数シンセサイザを同調させると共に、位相エラー信号を受けて、ミキサへの局部発振器信号を制御して、パイロット信号を基準信号にロックする。
【0017】
本発明の計測用受信器は、更に、位相検出回路を具えている。この位相検出回路は、IF信号を表すデジタル値を受けて、基準発振器への制御信号を発生して、サンプリング・クロック信号を、デジタル変調中間周波数信号内のシンボル・データのシンボル瞬間(時点)にサンプリング・クロック信号を同相にロックする。
【0018】
本発明による計測用受信器の別の実施例では、第1信号経路及び第2信号経路を具えている。第1信号経路は、IF帯域幅であり、増幅器利得段及びフィルタからの位相及び振幅エラーによるグループ遅延変動は最小である。第2信号経路は、高いダイナミック・レンジで狭いIF帯域幅であり、増幅器利得段及び狭帯域フィルタからの位相及び振幅エラーによるグループ遅延変動がある。シンボル周波数の1倍以上の整数倍に等しい基準信号にロックされた中間周波数のパイロット信号を用いるミキサからの中間周波数信号を受ける広帯域幅のロウパスフィルタに選択的に第1信号経路を結合する。局部発振器は、制御信号を受けて、パイロット信号を基準信号にロックさせる。第2信号経路を広帯域幅のロウパス・フィルタに選択的に結合する。局部発振器は、可変信号ソース(信号源)を具えており、局部発振器への制御信号を発生して、この制御信号に応答して、ある周波数範囲を掃引する。アナログ・デジタル変換器は、第1及び第2信号経路に選択的に結合しており、中間周波数信号及びサンプリング・クロック信号を受けて、各信号チャンネルからの中間周波数信号を表すデジタル値を発生する。サンプリング・クロック信号は、シンボル周波数の整数倍であり、この整数倍は、1倍以上である。
【0019】
添付図を参照した以下の説明から、本発明の計測用受信器の目的、利点及び新規な他の特徴が明らかになろう。
【0020】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明による計測用受信器80の簡略化したブロック図である。この計測用受信器80は、広帯域幅で、単一変換スーパーヘテロダイン受信であり、図3〜図8に示すように、デジタル変調(デジタル的に変調された)無線周波数(RF)入力信号84から、デジタル変調中間周波数(IF)信号82を発生する。なお、デジタル変調RF入力信号及びデジタル変調IF信号との関係は、図3及び図4が対になっており、図5及び図6が対になっており、図7及び図8が対になっている。デジタル変調RF信号84の特徴は、周波数スペクトル88で示すように、RFキャリア周波数fRFのパイロット信号(周波数がfpilot)86を有し、RFキャリア(周波数がfRF)を変調するシンボル周波数、即ち、レートfsymによる変調があることである。なお、図1のミキサ92の入力側で「f pilot = f RF 」と記載されているが、この場合のf pilot は、上述の如くRFキャリア上でのパイロット信号の周波数を表す。局部発振器90は、その出力信号をミキサ92に供給し、このミキサ92は、デジタル変調RF信号84を受ける。制御信号93は、局部発振器90の周波数を調整して、IFパイロット信号94の周波数fpilot及びシンボル周波数fsymを基にしたIF信号82の周波数fIFの関係を確立する。デジタル変調IF信号(周波数がfIF)82内のIFパイロット信号の周波数fpilotは、中間周波数であり、周波数スペクトル96で示すように、IF信号(周波数がfIF)を変調するシンボルの周波数fsymの整数(m)倍に等しい。なお、この整数倍は、1倍以上である。デジタル変調IF信号(周波数がfIF)82は、非常に広帯域のロウパス・フィルタ97を通過して、ミキサ92の和周波数項(sum products)を除去し、局部発振器90の任意の信号でミキサ92を通過したものも除去する。なお、図1のロウパス・フィルタ97の出力側で「f pilot = f IF = m・f sym 」と記載されているが、この場合のf pilot は、上述の如くIF信号上でのパイロット信号の周波数を表す。よって、このf pilot と、ミキサ92の入力側のf pilot とは、同じパイロット信号の周波数を示すが、IF信号上かRFキャリア上かの違いがあり、同一ではない点に留意されたい。かかるデジタル変調RF信号の例は、デジタル・テレビジョン放送の物理層変調(physical layer modulation)及び送信用に立案されたものである。デジタル・テレビジョン放送用の物理層変調は、4、8又は16レベルのトレリス(trellis:格子状)コード化を用いて、10.76Mシンボル/秒のシンボル・レートfsymでシンボル・データを発生して、RFキャリア(周波数がfRF)を変調する。直流レベルを、発生したシンボルの各々に適用して、キャリア周波数の小さなパイロット信号(周波数がfpilot)を発生する。なお、シンボル周波数f sym が特定の値にもかかわらず、図3〜図8においてシンボル周波数f sym が周波数幅をもっているのは、キャリアをシンボルで変調する際の変調方式と、シンボル周波数(シンボル・レート)とに応じて、変調結果においてシンボルが周波数幅を持つためである。
【0021】
パイロットを導入する他の方法を他のフォーマットについて用いてもよい。計測用受信器80の以下の実施例は、8−VSB地上デジタル・テレビジョン信号を用いるが、上述した特徴を有する他のデジタル変調RF信号を本発明と共に利用できる。これを代表的に図3〜図8に示すが、図3、図5及び図7は、デジタル変調RF信号を表し、図4、図6及び図8は、計測用受信器80内のフィルタ97からのデジタル変調IF信号を表す。図3及び図5において、VSBRFキャリア(周波数がfRF)84のデジタル変調が、周波数スペクトル88を発生するが、このスペクトルは、上側波帯又は下側波帯のいずれかに生じる。パイロット信号86の周波数fpilotは、キャリア周波数fRFと同じに示されている。図4及び図6は、対応するVSB IF信号82の周波数スペクトル96を示し、パイロット信号94の周波数fpilotは、シンボル周波数fsymの整数(m)倍である。VSB IF信号の周波数スペクトル96は、上側波帯又は下側波帯のいずれかを占めてもよい。RF信号の上又は下に局部発振器90の周波数を配置することにより、RF信号の上側波帯又は下側波帯のいずれから上側波帯信号又は下側波帯信号のいずれかを発生している。図7において、RFキャリア(周波数がfRF)84でのデジタル変調が、二重側波帯周波数スペクトル98を発生する。図8は、IF信号82の対応する二重側波帯周波数スペクトル99を示し、パイロット信号94の周波数は、シンボル周波数fsymの整数m倍である。
【0022】
図9は、計測用受信器80が発生した8−VSB IF信号を簡略化したものを示す。8−VSB信号は、8個の整数シンボル・レベル、即ち、−7から+7までの値を有するトレリス・コード化信号であり、送信器内のルート・レイズト・コサイン・フィルタを通過している。この図は、シンボル周波数と等しいRFキャリアが変調した後のシンボル・データの一部としてのパイロット信号110を有する5つの代表的な残留側波帯フィルタ処理したシンボル100、102、104、106及び108のレイズト・コサイン・フィルタのインパルス応答を示す。これら6つの信号の合計を波形112で示す。代表的なシンボル・データ値は、シンボル・レベルとして示す。実際には、パイロット信号110は、1.25のピーク値で存在し、その周波数は、シンボル周期に対応するので、シンボル時点での信号振幅は、1.25ユニットである。これにより、シンボル100のシンボル・レベルは6.25であり、シンボル102は−2.75であり、シンボル104は8.25であり、シンボル106は−6.76であり、シンボル108は4.25である。
【0023】
図10は、本発明による計測用受信器80の一実施例のブロック図である。計測用受信器80は、マイクロプロセッサ制御の受信器であり、8−VSBや、キャリア周波数でのパイロット信号を有する他の広帯域デジタル信号を受ける。なお、これらデジタル信号は、デジタル・シンボル・データがシンボル周波数で発生し、複合的にデジタル変調されたIFキャリアを表すデジタル・データ値を発生する。第1局部発振器(1st LO)120は、マイクロプロセッサ(図示せず)により所定周波数範囲にわたって同調可能であり、ミキサ122で入力デジタル変調RF信号と混合される出力信号を発生する。ロウパス・フィルタ123は、受信器が利用するIF帯域幅に対して非常に広い帯域幅であり、ミキサ122の和周波数項を除去すると共に、ミキサ122を経由して供給される(即ち、リークされる)局部発振器120のいかなる信号も除去する。ロウパス・フィルタ123の出力は、シンボル周波数の1倍以上の整数倍の周波数f pilot のパイロット信号を有するデジタル変調中間周波数信号である。このIF信号を、A/D変換器124及び第2ミキサ126の入力端に供給する。なお、ミキサ126は、位相検出器として動作する。位相検出器126は、基準発振器信号を発生する基準発振器(REF OSC)128からの基準信号(周波数がfref)を受ける。この基準信号の周波数は、シンボル周波数の整数倍であり、この整数倍は、シンボル周波数の1倍以上である。
【0024】
基準信号がシンボル周波数の1倍よりも大きい整数倍のとき、M分の1に分周する(÷M)M分周回路130を基準発振器128及び位相検出器126の間に設けて、基準信号を分周してもよい。位相検出器126からの位相差信号は、位相ロック・ループ(PLL)補償フィルタ127を通過して、第1局部発振器120を制御し、IFキャリアを基準信号に位相ロックする。PLLフィルタ127の帯域幅は、位相差の帯域幅よりも大幅に狭い2KHzの範囲内であるので、このループは、広帯域幅の「ノイズ状」である供給されたデジタルIF信号とのロックを維持できる。基準発振器128の出力信号をA/D変換器124のクロック入力端に供給して、このA/D変換器124の入力端におけるIF信号をサンプリングする。基準発振器信号がシンボル周波数の1倍よりも大きい整数倍のとき、N分の1に分周するN分周回路132を基準発振器128とA/D変換器124のクロック入力端との間に設けて、基準発振器信号を低いサンプリング・レートに下げてもよい。A/D変換器124は、IF信号を表すデジタル・データ値を発生する。このデジタル・データ値は、更に処理されるために、メモリ(図示せず)に蓄積される。
【0025】
上述の如く、中間周波数のパイロット信号の周波数fpilotは、シンボル周波数fsymの整数倍にロックされる。なお、この整数倍は、1倍以上である。基準信号(周波数がfref)は、位相検出器126に供給され、この位相検出器126は、第1局部発振器120を制御して、IF信号をロックするので、基準発振器128は、分周器130を介して、基準信号に対するパイロットを供給する。上述を基にした基準発振器の最大周波数foscmaxは、次式のようになる。
foscmax=f sym・M・N (1)
基準信号の周波数frefのパイロット信号周波数fpilot及びシンボル周波数fsymに対する関係は、次式のようになる。
fref=fpilot=(fsym・M・N)/M=fsym・N (2)
A/D変換器124のクロック入力の周波数fA/Dと、分周器132を通過する基準発振器128の周波数foscとの関係は、次式のようになる。
fA/D=(fsym・M・N)/N=fsym・M (3)
ある場合には、2、3、5・・・などの共通係数を、foscの周波数を下げる係数として利用できる。例えば、基準発振器128の周波数foscがシンボル周波数fsymの4倍ならば、M分周回路が分周するMの値は、1、2又は4に設定して、基準信号を位相検出器126に供給してもよい。これにより、基準信号の周波数f refは、シンボル周波数fsymの4倍、2倍又は1倍となる。
【0026】
図11は、本発明による計測用受信器80の他の実施例のブロック図である。8VSBデジタル・テレビジョン信号は、832シンボル毎に生じる+5、−5、−5、+5のシンボル・パターンを有するデータ・セグメント同期パルスを含んでいる。データ・セグメント同期パルスを表すデジタル・データ値を用いて、制御信号を発生し、基準発振器をシンボル周波数の1倍以上の整数倍にロックし、基準発振器信号の遷移をシンボル・データに時間的に整列(アライメント)させるので、シンボル時点が基準発振器信号の遷移に生じる。これは、「シンボル・ロック」を得るのに参照される。シンボル・ロックを得る均等な方法が存在し、スタンダードをベースにしたデジタル変調RF信号を受信する際に用いることができる。
【0027】
上述の実施例に関して述べたように、第1局部発振器(LO)120は、出力信号を発生し、この出力信号は、ミキサ122で入力デジタル変調RF信号と混合(ミックス)される。ミキサ122からのIF信号は、ロウパス・フィルタ123によりろ波されて、ミキサ122の和周波数項と、ミキサ122を通過した発振器120のいかなる信号も除去する。フィルタ123からのIF信号をA/D変換器124及び第2ミキサ126の入力端に供給する。このミキサ126は、位相検出として動作する。位相検出器126は、基準発振器128からの基準信号を、M分周回路130を介して受け、位相検出器126から位相差信号を発生する。位相検出器126からの位相差信号は、位相ロック・ループ(PLL)補償フィルタ127を通過し、第1局部発振器120を制御して、IFキャリアを基準信号に位相ロックする。基準発振器128からの信号出力は、A/D変換器124のクロック入力端に直接的に供給されて(即ち、図10の分周器132に対応する回路が存在すれば、Nが1)、A/D変換器124の入力端のIF信号をサンプリングする。なお、Nは、0でない任意の値にできる。A/D変換器124の出力端のデジタル・データ値は、データ・セグメント同期(DSS)検出器140に供給され、このDSS検出器140は、データ・セグメント同期パルスを表すデジタル値から制御信号を発生し、基準発振器を、デジタル変調データのシンボル周波数の1倍以上の整数倍に位相ロックする。データ・セグメント同期検出器は、上述のアメリカ合衆国特許第5416524号に記載された回路を用いて、ASIC(用途限定集積回路)として実現してもよい。データ同期検出器の応答が、シンボル周波数fsymよりも高い周波数でサンプリングされたデジタル・データを扱うのに充分でない場合、ASICは、A/D変換器124からのデジタル・データ出力を決めるデシメータ(デシメーション回路)142を含んでもよい。同期検出器が、相互シンボル干渉によりシンボル同期シーケンスを検出できない場合、ルート・レイズド・コサイン関数にマッチする周波数領域応答を有するマッチしたフィルタをASIC内に含ませてもよい。上述したL.G.Semicon Co., Ltd.がパーツ番号GDC21D00として製造販売しているVSB変調チップ・セット内でデータ・セグメント同期検出器140を実施してもよい。L.G.Semicon 社製チップ・セット内のデータ・セグメント・同期検出器は、10.76Mシンボル/秒のシンボル周波数で、デジタル・データを受け取る。シンボル周波数よりも高い周波数で基準発振器128がA/D変換器124をクロックする計測用受信器80の実施において、オプションとしてのデシメータ142は、A/D変換器124のデジタル・データ出力を、ゼニス復調器チップ・セットと互換性のあるシンボル周波数にデシメーションする。
【0028】
基準発振器128をシンボル周波数の1倍以上の整数倍に、基準発振器128をロックすることにより、大きな利点がある。基準発振器128は、基準信号を位相検出器126に供給するので、IF信号内のパイロット信号がシンボル周波数の1倍以上の整数倍にロックされ始める。このパイロット信号をシンボル周波数又はその整数倍にロックしてあるので、IF信号のサンプリングの時間のアライメントをとり、少なくとも1つのサンプリング時点が各シンボル時点に生じる。これは、図9に波形として示すように、パイロット信号110上に点144がある。デジタル信号の適切なデシメーションにより、A/D変換器124は、A/D変換器及び変調器の両方として動作して、IF信号をベースバンド・デジタル・データ値にダウンコンバート(周波数を下げる)できる。現在の受信器設計の上に更にこの設計を加味して、回路を実質的に減らせる。
【0029】
図12は、本発明による計測用受信器80の好適実施例の詳細なブロック図である。計測用受信器80を用いて、送信器及びそのアンテナの間の伝送線内に挿入された方向性結合器から直接得た適切に高振幅の8−BSBデジタル・テレビジョン信号を受信する。方向性結合器は、1〜2ワットのオーダーで適切な高出力レベルなので、計測用受信器に入力した8VSB信号を20dB電力減衰器150に供給する。電力減衰器150は、伝送線に特にマッチし、その信号振幅を、低電力可変減衰器152に供給できるレベルにまで減らす。減衰した8−VSB信号をミキサ154に供給する。このミキサ154は、マイクロプロセッサ制御周波数シンセサイザ156からの局部発振器入力信号を受ける。このシンセサイザ156は、局部発振器として機能し、中間周波数IF信号を発生する。局部発振器156は、地上テレビジョン標準に割り当てられた周波数スペクトルをカバーする周波数範囲にわたって同調可能である。8−VSB信号のシンボル・レートに等しい周波数にパイロット信号を配置し、テレビジョン(TV)信号の残りがパイロット周波数の上になるようにIF周波数を選択する。このIF信号は、広帯域ロウパス・フィルタ157を通過して、このIFチャンネルから、ミキサ154を通過した局部発振器156のいかなる電力も除去すると共に、ミキサ154からの和周波数項(sum frequency terms)も除去する。
【0030】
可変増幅器158として示す複数の利得段は、ロウパス・フィルタ処理されたIF信号を増幅する。増幅したIF信号をA/D変換器160の入力端及びミキサ162に供給する。このミキサ162は、位相検出器として動作する。位相検出器162は、基準発振器166からの基準信号を、M分周回路164を介して受ける。本発明の計測用受信器80の好適実施例において、基準発振器166は、8−VSBのシンボル周波数の4倍である出力信号を発生し、Nは、1となる。M分周回路164のMの値は、4であり、ミキサ162にて、シンボル周波数である基準信号を発生する。位相検出器162は、IF信号及び基準信号の位相差に比例するエラー信号を発生する。このエラー信号は、位相ロック・ループ(PLL)補償フィルタ168で処理されて、スイッチ196を介して周波数シンセサイザ156に供給される。詳細に後述するように、スイッチ196の他の接点を介して、直列基準信号をシンセサイザ156に供給する。周波数シンセサイザ156は、種々の回路設計により実施することができ、以下の説明は、これらの1つである。多くの設計の特徴は、デジタル変調RF入力信号周波数の範囲と互換性のある周波数範囲にわたって同調できることであり、IF信号周波数を発生する。なお、IF信号内のパイロット信号は、シンボル周波数の整数倍にロックされている。さらに、シンセサイザは、IF信号周波数の変化に追従して、周波数シンセサイザをロック状態に維持する必要がある。また、シンセサイザは、低い位相ノイズを提示して、過度の位相変動が被試験信号に付加されないようにする必要がある。
【0031】
周波数シンセサイザ156は、PLL補償フィルタ168からのエラー信号を受ける可変発振器170を含んでいる。可変発振器170は、シンセサイザ172に供給される約10MHzの範囲の可変出力信号を発生する。このシンセサイザ172は、フィリップス・インコーポレイテッドが製造販売しているSA8052型シンセサイザICでもよい。シンセサイザ172は、制御器からのデジタル値を受け、周波数シンセサイザ156用の同調レベルを設定する。シンセサイザ172の出力信号は、PLL補償回路174を介して、20MHzの範囲で動作する可変基準発振器176に供給される。可変基準発振器176の出力信号は、位相/周波数検出器(F/O)178に供給される。局部発振器182からの局部発振器信号は、可変分周器184で分周されて、位相/周波数検出器178に供給される。局部発振器182の周波数範囲は、162MHzから795MHzまでの範囲内であり、この局部発振器は、二重発振器として実施できる。なお、一方の動作は、低い周波数帯域内であり、他方の動作は、係数が2、4、8・・・2kである分周器と組合わさった高い周波数帯域内での動作である。可変分周器184の値Dは、制御器により設定され、局部発振器信号を、可変基準発振器信号の範囲に分周する。周波数/位相検出器178は、分周されて周波数の低くなった局部発振器信号と可変基準発振器信号との間の位相差に比例するエラー信号を発生する。このエラー信号は、PLL補正フィルタ(検出器178及び局部発振器182の間に接続されている)により処理されて、局部発振器182への制御信号を発生する。この局部発振器182は、ミキサ154への局部発振器信号を可変して、IF信号を基準信号にロックする。
【0032】
基準発振器166からの基準発振器信号をA/D変換器160のクロック入力端に供給して、このA/D変換器160の入力端のIF信号のサンプリング時点を決める。このサンプリング周波数は、シンボル・レートの4倍である。A/D変換器160の出力信号は、IF信号を表すデジタル・データ値であり、更に処理するためにメモリ186に蓄積される。図示の如く、基準発振器166は、シンボル・データ周波数にロックされておらず、図9のパイロット信号110上での点189で示すシンボル時点にないサンプリング時点を発生する。IF信号を表すデジタル・データ値は、シンボル時点をサンプリング時点に合わせるために(アライメントをとるために)、更に復調器での処理を必要とする。上述したオプションのデシメータ142及びデータ・セグメント同期(DSS)検出器140は、基準発振器166をシンボル周波数にロックして、シンボル時点でのサンプリング時点を発生する。
【0033】
図13は、本発明による計測用受信器80の更に別の実施例を示す。計測用受信器80は、デジタル変調信号を正確に復調するために、歪みが最小の広帯域信号経路190と、従来のスペクトラム・アナライザと同様な測定のために、高いダイナミック・レンジで、狭帯域幅の信号経路192とを具えている。これら信号経路190及び192の選択的された一方は、連動したスイッチ196の1つを介して広帯域ロウパス・フィルタ200からの中間周波数信号を受けると共に、連動したスイッチ196の他の1つを介して、選択的に信号経路の出力信号をA/D変換器198に供給する。ミキサ194の出力端に設けた広帯域ロウパス・フィルタ200は、局部発振器156の電力と、ミキサの和周波数項とをIFチャンネル(信号経路)190及び192から除去する。高いダイナミック・レンジで、狭帯域の信号経路192は、フィルタ・ブロック202で示す30KHzの狭帯域幅フィルタの如き多数のフィルタ要素と、可変増幅器204として示す増幅段とを含んでいる。増幅段204は、利得制御要素を含んでおり、最小のノイズで高振幅信号を発生する。歪みが最小の帯域幅信号経路190は、可変増幅器206として示す利得段のみを含んでおり、狭帯域フィルタがなく、受信器が発生した線形歪みを最小にできる。
【0034】
IF信号経路内の高いダイナミック・レンジで狭い信号経路192により、周波数シンセサイザ156は、連動されたスイッチ196を介して制御器からの基準信号を受ける。この周波数シンセサイザ156の内部は、図12に示す周波数シンセサイザ156と同様である。制御器からの基準信号により、一定の直流出力信号をシンセサイザ172に供給する。制御器は、デジタル値をシンセサイザ172に供給して、従来のスペクトラム・アナライザの測定ができる周波数範囲にわたって発振器182を掃引させ得る。IFチャンネル内で歪みが最小で広帯域幅の信号経路190により、ミキサ212は、IF信号と、基準発振器214からM分周回路216を介しての基準信号とを受ける。基準発振器214は、シンボル周波数の1倍以上の整数倍である周波数の基準発振器信号を発生する。基準発振器周波数がシンボル周波数の1倍よりも大きい整数倍であるとき、M分周回路216を用いて、基準周波数信号を分周する。上述の如く、基準発振器は、シンボル周波数の4倍の基準発振器出力信号と、シンボル周波数であるミキサ212用の基準信号とを発生する。この実施では、Mの値を4に設定し、Nの値を1に設定する。ミキサ212は、位相差信号を発生するが、この位相差信号は、位相ロック・ループ(PLL)補償フィルタ213により処理され、スイッチ196を介して周波数シンセサイザ156に供給されて、局部発振器信号でミキサ194を制御して、パイロット信号を基準信号にロックする。
【0035】
基準発振器214の出力信号は、A/D変換器198のクロック入力端にも供給される。このA/D変換器198は、歪みが最小の広帯域信号経路190と高いダイナミック・レンジで狭帯域幅信号経路192とを介して供給されたIF信号を、これら経路の各々を通過したIF信号を表すデジタル・データ値に変換する。これらデジタル・データ値は、後での処理のために、メモリに蓄積される。
【0036】
上述の計測用受信器は、デジタル変調RF信号を受け、IF周波数のパイロット信号を有するデジタル変調中間周波数(IF)信号を発生する。このIF周波数は、シンボル周波数の整数倍であり、この整数倍は、1倍以上である。この計測用受信器は、デジタル変調無線周波数入力信号と、局部発振器からの局部発振器信号とを受けるミキサを具えている。この局部発振器は、制御信号を受け、局部発振器信号を調整する。よって、ミキサは、デジタル変調入力信号をデジタル変調中間周波数信号に変換する。このデジタル変調中間周波数信号は、デジタル変調のシンボル周波数の整数倍の中間周波数のパイロット信号を有し、この整数倍は1倍以上である。局部発振器は、位相ロック・ループを含んでいる。この位相ロック・ループは、位相検出器を有し、この位相検出器は、中間周波数信号とシンボル周波数の整数倍の基準信号とを受ける。なお、この整数倍は1倍以上である。位相検出器は、位相差信号を発生し、この位相差信号を局部発振器に供給して、ミキサへの局部発振器信号を制御し、パイロット信号を基準信号にロックする。
【0037】
アナログ・デジタル(A/D)変換器は、アナログIF信号を、デジタル変調IF信号を表すデジタル・データ値に変換する。基準発振器は、シンボル周波数の1倍以上の整数倍である出力信号を発生し、A/D変換器をクロックし、位相検出器用の基準信号を発生する。デジタル・データ値をデータ・セグメント同期検出器に供給して、制御信号を発生し、基準発生器をシンボル周波数にロックする。代わりに、高いダイナミック・レンジで狭帯域幅の信号経路を設けると共に、最小の歪みの広帯域信号経路も設けて、IF信号を発生し、スペクトラム・アナライザ型式の測定を実行できるようにしてもよい。
【0038】
本発明の好適実施例について説明したが、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変形変更を可能なことが当業者に明らかであろう。さらに、本発明の好適実施例として、FCCが採用した8−VSDシステムを拡張的に用いて、図示し説明したが、本発明は、RFキャリア周波数のパイロット・トーンを含む任意のデジタル変調信号にも適用できることが当業者には明らかであろう。
【0039】
【発明の効果】
上述の如く、本発明によれば、デジタル変調無線周波数信号からデジタル変調中間周波数信号を発生する際、中間周波数信号周波数とデジタル変調無線周波数信号との関係を確実に関係付けられる。また、アナログ・デジタル変換器を用いて、デジタル変調信号のシンボル周波数の整数倍でサンプリングされたデジタル変調IF信号のデジタル値を発生できる。さらに、デジタル変調信号のシンボル周波数の整数倍で、クロック遷移の位相がデジタル・シンボルのシンボル時点と一致するサンプル・クロック信号により、アナログ・デジタル変換器がサンプリングしたデジタル変調中間周波数信号のデジタル値を発生できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による計測用受信器の簡略化したブロック図である。
【図2】8−VSBデジタル・テレビジョン信号を受ける従来のデジタル・テレビジョン受信器のブロック図である。
【図3】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調RF入力信号又は対応するデジタル変調IF出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図4】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調RF入力信号又は対応するデジタル変調IF出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図5】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調RF入力信号又は対応するデジタル変調IF出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図6】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調RF入力信号又は対応するデジタル変調IF出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図7】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調RF入力信号又は対応するデジタル変調IF出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図8】本発明による計測用受信器が発生したデジタル変調RF入力信号又は対応するデジタル変調IF出力信号を表す周波数スペクトルを示す図である。
【図9】本発明による計測用受信器が発生した8−VSBIF信号を簡略化して示す図である。
【図10】本発明による計測用受信器の一実施例ブロック図である。
【図11】本発明による計測用受信器の他の実施例のブロック図である。
【図12】本発明による計測用受信器の更に他の実施例のブロック図である。
【図13】本発明による計測用受信器の更に別の実施例のブロック図である。
【符号の説明】
80 計測用受信器
90 局部発振器
92 ミキサ
93 制御信号
97 フィルタ
Claims (1)
- シンボル周波数で発生したデジタル・データによりデジタル変調され、無線周波数のキャリア周波数のパイロット信号を有する無線周波数入力信号から、デジタル変調された中間周波数信号を発生する計測用受信器であって、
上記デジタル変調された無線周波数入力信号及び局部発振器信号を受け、デジタル変調された中間周波数信号を出力するミキサと、
制御信号を受け、上記局部発振器信号を出力する局部発振器と、
上記ミキサからの上記デジタル変調された中間周波数信号を受け、上記受信器の中間周波数帯域幅に対して広帯域幅であり、上記ミキサの和周波数項と上記ミキサを通過した上記局部発振器信号とを除去して上記デジタル変調された中間周波数信号を出力するロウパス・フィルタとを具え、
上記局部発振器は、上記制御信号により上記局部発振器信号の周波数を制御して、上記デジタル変調された中間周波数信号にて上記パイロット信号を上記シンボル周波数の1倍以上の整数倍に等しい中間周波数とすることを特徴とする計測用受信器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/054,976 | 1998-04-03 | ||
US09/054,976 US6307896B1 (en) | 1998-04-03 | 1998-04-03 | Instrumentation receiver for digitally modulated radio frequency signals |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11355810A JPH11355810A (ja) | 1999-12-24 |
JP3619387B2 true JP3619387B2 (ja) | 2005-02-09 |
Family
ID=21994747
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP09622999A Expired - Fee Related JP3619387B2 (ja) | 1998-04-03 | 1999-04-02 | 計測用受信器 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6307896B1 (ja) |
JP (1) | JP3619387B2 (ja) |
KR (1) | KR100713109B1 (ja) |
DE (3) | DE19964615B4 (ja) |
Families Citing this family (41)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3480313B2 (ja) * | 1998-05-26 | 2003-12-15 | 富士通株式会社 | ディジタル加入者線伝送方法及びxDSL装置 |
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1998
- 1998-04-03 US US09/054,976 patent/US6307896B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-03-11 DE DE19964615A patent/DE19964615B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-11 DE DE19964611A patent/DE19964611B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-11 DE DE19910904A patent/DE19910904B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-04-02 KR KR1019990011638A patent/KR100713109B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-04-02 JP JP09622999A patent/JP3619387B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19964615B4 (de) | 2011-09-22 |
DE19910904B4 (de) | 2010-07-29 |
DE19964611B4 (de) | 2011-11-17 |
KR19990082892A (ko) | 1999-11-25 |
DE19910904A1 (de) | 1999-11-04 |
JPH11355810A (ja) | 1999-12-24 |
US6307896B1 (en) | 2001-10-23 |
KR100713109B1 (ko) | 2007-05-02 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040217 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20040510 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20040513 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040716 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040810 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041018 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20041109 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071119 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091119 Year of fee payment: 5 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |