JP2006135814A - 無線受信機 - Google Patents
無線受信機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006135814A JP2006135814A JP2004324394A JP2004324394A JP2006135814A JP 2006135814 A JP2006135814 A JP 2006135814A JP 2004324394 A JP2004324394 A JP 2004324394A JP 2004324394 A JP2004324394 A JP 2004324394A JP 2006135814 A JP2006135814 A JP 2006135814A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signals
- output side
- received
- multiplexer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
【課題】 ＭＩＭＯシステムまたはＳＩＭＯシステムに用いられる無線受信機において、簡素なＲＦフロントエンド部を有する無線受信機を提供することである。
【解決手段】 本発明の無線受信機では、Ｎ：１マルチプレクサ４０によって、Ｎ個の受信アンテナ１０１、１０２、１０３、・・・、１０Ｎを介して受信したＮ個の信号が１つの出力にマルチプレクスされ、ダウンコンバータ４０によって、その合成信号がベースバンドの信号にダウンコンバートされて同相信号成分と直交信号成分とが出力される。そして、２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサ６１、６２によって、合成されダウンコンバートされたＮ個の受信信号が、Ｎ個の受信信号の同相信号成分とＮ個の受信信号の直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスされる。
【選択図】図５
【解決手段】 本発明の無線受信機では、Ｎ：１マルチプレクサ４０によって、Ｎ個の受信アンテナ１０１、１０２、１０３、・・・、１０Ｎを介して受信したＮ個の信号が１つの出力にマルチプレクスされ、ダウンコンバータ４０によって、その合成信号がベースバンドの信号にダウンコンバートされて同相信号成分と直交信号成分とが出力される。そして、２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサ６１、６２によって、合成されダウンコンバートされたＮ個の受信信号が、Ｎ個の受信信号の同相信号成分とＮ個の受信信号の直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスされる。
【選択図】図５
Description
本発明は、無線受信機に関し、特に、ＭＩＭＯシステムやＳＩＭＯシステムで用いられる無線受信機のＲＦフロントエンド受信部の構成に関する。
無線通信システムは、移動性、融通性、安価なネットワーク構成などの利便性から急速に発展してきた。無線通信システムにおいては、無線チャネルによって、３つの主要な障害が引き起こされる。すなわち、フェージング、遅延拡散（delay spread）、および、co−チャネルによる干渉である。高速で、高品質で、高いキャパシティを持つ通信を実現するには、これら干渉に抵抗する対策が採用されねばならない。
ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術は、パラレルな情報を同じバンド幅で送信することが可能な無線チャネルを提供することができ、かつ、達成することが可能なキャパシティを大幅に増やすことができる。この技術については、第三世代のセルラシステム（Ｗ−ＣＤＭＡ）で用いられているとともに、無線ローカルネットワーク（ＷＬＡＮ）におけるＩＥＥＥ８０２．１１スタンダードの高性能モードや、高速ダウンリンクパケットアクセス（High Speed Downlink Packet Access、ＨＳＤＰＡ）等の３．５世代セルラシステムへの適用が論じられている。
ＭＩＭＯに関連するトピックは、今日の学問上の通信の研究において、重要な位置を占める。ＭＩＭＯ無線システムは、トランスミッタとレシーバの双方に複数のアンテナ要素を有しているシステムである。複数のアンテナ要素によって付与された余分の自由度は、ビットレートを２つの異なる方法で増やすことに用いられる。１つは、非常に効果的なアンテナ・ダイバーシティ・システムを作成する方法である。また、他方は、システムのキャパシティを増すために、複数の並列なデータを送信するのに、複数のアンテナを用いる方法である。
図１２は、従来例の無線システムにおけるＭＩＭＯシステムの構成を示す図である。図のＭＩＭＯシステムは、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナ１０１１、１０１２、１０１３、・・・、１０１Ｎとを有している。Ｍ個の異なるデータストリームは、Ｍ個の送信アンテナから並列に送信され、Ｎ個の受信アンテナに並列に（同時に）受信される。それら受信されたＲＦ信号は、Ｎ個のアレーアンテナに対応して設けられたＮ個のフロントエンド回路（ダウンコンバータ）１０２１、１０２２、１０２３、・・・、１０２Ｎにおいてベースバンドの信号（同相信号成分と直交信号成分）にダウンコンバートされる。そして、それらダウンコンバータの同相信号成分の出力がローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０３１、１０３２、１０３３、・・・、１０３Ｎを介することで、フィルタ処理されるとともに、元の波形が復元され、また、それらダウンコンバータの直交信号成分の出力がローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４１、１０４２、１０４３、・・・、１０４Ｎを介することで、フィルタ処理されるとともに、元の波形が復元される。そして、そのフィルタ処理された信号は、それらＬＰＦの後段のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１０５１、１０５２、１０５３、・・・、１０５Ｎ；１０６１、１０６２、１０６３、・・・、１０６Ｎにおいてディジタル信号に変換される。
このようなＭＩＭＯシステムは、例えば、特許文献１および２に開示されている。
米国特許第６，２５２，５４８号 "Transceiver Arrangement For A Smart Antenna System In A Mobile Communication Base Station" 米国特許第６，７２８，５１７号 "Multiple-Input Multiple-Output Radio Transceiver"
米国特許第６，２５２，５４８号 "Transceiver Arrangement For A Smart Antenna System In A Mobile Communication Base Station" 米国特許第６，７２８，５１７号 "Multiple-Input Multiple-Output Radio Transceiver"
従来例のＭＩＭＯシステムは、受信アンテナを増設しようとした場合、その増設分に対して、ＲＦフロントエンド部の構成要素、例えばダウンコンバータを追加しなければならかった。そして、このことが、システム構成の複雑化、高消費電力化、組み立ての高コスト化、システム構成の拡張、関連するケーブルに対する要求の増大、を引き起こす原因となっており、よって、システムの物理的な構成をより困難なものとしていた。
無線通信のマーケットの急増は、低コスト、コンパクトさ、低消費電力回路への要求を生み出している。従来のＭＩＭＯシステムは、このような要求に対応できないという問題がある。なお、ＳＩＭＯ（Single-Input Multiple-Output）システムにおいても、同様な問題が従来ある。
本発明の課題は、ＭＩＭＯシステムまたはＳＩＭＯシステムに用いられる無線受信機において、簡素で低消費電力化したＲＦフロントエンド部を有する無線受信機を提供することである。
本発明の無線受信機は、ＲＦ信号を受信するＮ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素から成るアンテナ配列と、該Ｎ個のアンテナ要素の出力側に設けられ、Ｎチャネルの信号を１つの出力にマルチプレクスするＮ：１マルチプレクサと、該Ｎ：１マルチプレクサの出力側に設けられ、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバータと、該ダウンコンバータの出力側に設けられ、合成されたＮ個の受信信号を同相信号成分と直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスする２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサと、該２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサの出力側に設けられ、Ｎ個の同相信号成分またはＮ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、フィルタリングと再構成を行う２Ｎ個のローパスフィルタと、該２Ｎ個のローパスフィルタの出力側に設けられ、再構成された受信信号をディジタル信号に変換する２Ｎ個のＡＤ変換器と、を備えることを特徴とする無線受信機である。
ここで、本発明の無線受信機では、Ｎ：１マルチプレクサによって、Ｎ個の受信アンテナを介して受信したＮ個の信号が１つの出力にマルチプレクスされ、ダウンコンバータによって、その合成信号がベースバンドの信号にダウンコンバートされて同相信号成分と直交信号成分とが出力される。そして、２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサによって、合成されダウンコンバートされたＮ個の受信信号が、Ｎ個の受信信号の同相信号成分とＮ個の受信信号の直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスされる。このように、ダウンコンバータにおいて、受信信号の合成信号をダウンコンバートしているので、個々の受信部ごとにダウンコンバートしている従来技術の（ＭＩＭＯまたはＳＩＭＯ）システムと比較して、ＲＦフロントエンド部の構成を簡素化および低消費電力化できる。
本発明によれば、ダウンコンバータにおいて、受信信号の合成信号をダウンコンバートしているので、個々の受信部ごとにダウンコンバートしている従来技術の（ＭＩＭＯまたはＳＩＭＯ）システムと比較して、ＲＦフロントエンド部の構成を簡素化できる。
また、本発明によれば、部品数が削減できるので、消費電力を低減できる。
また、本発明によれば、部品数が削減できるので、消費電力を低減できる。
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
本実施形態では、ＭＩＭＯシステムまたはＳＩＭＯシステムに用いられる受信機のＲＦフロントエンド部の構成が提案される。この構成では、回路サイズや電力消費を減らすために、要求されるＲＦフロントエンド・コンポーネントの合計数の減少が提供される。
本実施形態では、ＭＩＭＯシステムまたはＳＩＭＯシステムに用いられる受信機のＲＦフロントエンド部の構成が提案される。この構成では、回路サイズや電力消費を減らすために、要求されるＲＦフロントエンド・コンポーネントの合計数の減少が提供される。
この構成では、複数の受信したＲＦ信号は、受動の（passive）スイッチ、または、能動の（active）スイッチングアンプによって、アンテナの近く、かつ、ダウンコンバージョンの前にサブサンプリング技術を用いてサンプルされる。全ての（受信）信号は、上記サンプリングスイッチまたはアンプの制御信号でトリガされるオーバーラップ（重複）することのない信号でサンプリングされる。サンプルされた信号が直接合成される場合、そのプロセスは、時分割マルチプレクシング（ＴＤＭ）の技術に等しい。すなわち、個々のアンテナ要素で検出された受信信号のサンプルは、異なるタイムスロットでインターリーブされる（交互に重ねられる）。よって、マルチプレクスされた信号は、フロントエンド回路の１つのパスを通過することができる。そのパスは、典型的には、ダウンコンバージョンミキサと、１以上のローノイズアンプ（ＬＮＡ）とから構成されている。ダウンコンバージョンの後には、マルチプレクスされた信号は、デ・インターリーブ（デマルチプレクス、交互の重ねを解いて分離）され、個々に、正しいローパスフィルタを通過することで再構成される。
以下では、１．サンプリング定理、２．パルス振幅変調（自然サンプリング）、３．時分割マルチプレクシング、４．構成（アーキテクチャ）、５．シミュレーション結果、の順に本実施形態を説明することにする。
１．サンプリング定理
提案される構成は、デュプリケートされた（各レシーバがそれぞれ備える同一の）ＲＦフロントエンド回路を避けるために、サブサンプリングの概念を取り入れたものである。Ｎｙｑｕｉｓｔのサンプリング定理を適用すると、ＲＦシグナルは、信号のバンド幅の少なくとも２倍以上のレートでとられたサンプルにより完全に表現することができる。言い換えると、最小サンプリング周波数は、キャリア周波数ではなく、信号のバンド幅に関連付けられている。その技術は、バンドパスを制限したサブサンプリングと呼ばれている。信号のバンド幅の２倍より大きいサンプリング周波数は、サンプル比と信号のバンド幅の比であるいわゆるオーバーサンプリングを導く。サブサンプリングシステムは、通常のサンプリングで要求されるより低い周波数で無線信号をサンプリングするために、無線信号がそのキャリア周波数より狭いバンド幅を持つという事実を利用している。
提案される構成は、デュプリケートされた（各レシーバがそれぞれ備える同一の）ＲＦフロントエンド回路を避けるために、サブサンプリングの概念を取り入れたものである。Ｎｙｑｕｉｓｔのサンプリング定理を適用すると、ＲＦシグナルは、信号のバンド幅の少なくとも２倍以上のレートでとられたサンプルにより完全に表現することができる。言い換えると、最小サンプリング周波数は、キャリア周波数ではなく、信号のバンド幅に関連付けられている。その技術は、バンドパスを制限したサブサンプリングと呼ばれている。信号のバンド幅の２倍より大きいサンプリング周波数は、サンプル比と信号のバンド幅の比であるいわゆるオーバーサンプリングを導く。サブサンプリングシステムは、通常のサンプリングで要求されるより低い周波数で無線信号をサンプリングするために、無線信号がそのキャリア周波数より狭いバンド幅を持つという事実を利用している。
２．パルス振幅変調（自然サンプリング）
ある連続した情報、例えば、音声やデータ、に対する波形を考えよう。この波形がオン・オフの矩形パルスによってサンプルされた場合、そのサンプル結果の波形は、振幅変調される。このプロセスは、自然サンプリングにおけるパルス振幅変調（Pulse Amplitude Modulation、ＰＡＭ）として知られている。簡単な例として、時間領域の波形と対応するスペクトラムとを図１に示す。図１（ａ）は、バンド幅Ｂ、キャリア周波数ｆｃの変調された信号波形の包絡線を示している。図１（ｂ）は、周期Ｔｓ、パルス幅τを有し、図１（ａ）の波形をサンプルするのに用いる矩形パルスのシーケンスを示している。この周期関数に対応するスペクトラムもまた１／Ｔｓの周期を有していて、そのスペクトラムの包絡線はｓｉｎｃ関数、すなわち、ｓｉｎ（πτｆ）／（πτｆ）である。このスペクトラムの包絡線の零点は、ｆ＝ｆｃ＋Ｎ／τに存在している。ここで、Ｎは整数である。図１（ｃ）は、図１（ｂ）の矩形パルスを用いて図１（ａ）の波形をサンプルした場合のサンプル結果の波形を示している。パワースペクトラムの形状は、キャリア周波数を中心とした変調スペクトラムの繰り返しである。その繰り返しスペクトラムの包絡線はｓｉｎｃの自乗関数に従っていて、その包絡線の零点は、ｆｃ＋Ｎ／τ（Ｎは整数）に存在する。繰り返しスペクトラムの間の空きは、周期ｆｓ＝１／Ｔｓでのサンプリングに起因する。図１（ｃ）のサンプルされた信号がＤＣまでダウンコンバートされ、ローパスフィルタ処理されると、図１（ｄ）に示すように、元の波形を再生成できる。不要なレプリカ（replicas）をフィルタ処理するには、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の角の（corner）周波数ｆＬＰＦは、下記式を満たさなければならない。
Ｂ／２≦ｆＬＰＦ≦２／Ｔｓ−Ｂ／２
ある連続した情報、例えば、音声やデータ、に対する波形を考えよう。この波形がオン・オフの矩形パルスによってサンプルされた場合、そのサンプル結果の波形は、振幅変調される。このプロセスは、自然サンプリングにおけるパルス振幅変調（Pulse Amplitude Modulation、ＰＡＭ）として知られている。簡単な例として、時間領域の波形と対応するスペクトラムとを図１に示す。図１（ａ）は、バンド幅Ｂ、キャリア周波数ｆｃの変調された信号波形の包絡線を示している。図１（ｂ）は、周期Ｔｓ、パルス幅τを有し、図１（ａ）の波形をサンプルするのに用いる矩形パルスのシーケンスを示している。この周期関数に対応するスペクトラムもまた１／Ｔｓの周期を有していて、そのスペクトラムの包絡線はｓｉｎｃ関数、すなわち、ｓｉｎ（πτｆ）／（πτｆ）である。このスペクトラムの包絡線の零点は、ｆ＝ｆｃ＋Ｎ／τに存在している。ここで、Ｎは整数である。図１（ｃ）は、図１（ｂ）の矩形パルスを用いて図１（ａ）の波形をサンプルした場合のサンプル結果の波形を示している。パワースペクトラムの形状は、キャリア周波数を中心とした変調スペクトラムの繰り返しである。その繰り返しスペクトラムの包絡線はｓｉｎｃの自乗関数に従っていて、その包絡線の零点は、ｆｃ＋Ｎ／τ（Ｎは整数）に存在する。繰り返しスペクトラムの間の空きは、周期ｆｓ＝１／Ｔｓでのサンプリングに起因する。図１（ｃ）のサンプルされた信号がＤＣまでダウンコンバートされ、ローパスフィルタ処理されると、図１（ｄ）に示すように、元の波形を再生成できる。不要なレプリカ（replicas）をフィルタ処理するには、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の角の（corner）周波数ｆＬＰＦは、下記式を満たさなければならない。
Ｂ／２≦ｆＬＰＦ≦２／Ｔｓ−Ｂ／２
３．時分割マルチプレクシング
４×４ＭＩＭＯシステムを考えよう。このシステムは、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナとを有するものとする。受信した４個の信号がオーバーラップ（重複）することなくサブサンプルされるならば、サンプル結果の信号は、図２の信号（signal）１〜４のようになる。マルチプレクサを用いることで、４つの信号から１つの信号を個々の時刻で周期的に送信パスから選択できる。このプロセスはマルチプレクシングまたはインターリービングと呼ばれる。送信パスの終端では、このプロセスはリバースされる。合成された信号は、デマルチプレクサによって、４つの異なる送信パスに再分配される。このプロセスは、デマルチプレクシングまたはデ・インターリービングと呼ばれる。
４×４ＭＩＭＯシステムを考えよう。このシステムは、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナとを有するものとする。受信した４個の信号がオーバーラップ（重複）することなくサブサンプルされるならば、サンプル結果の信号は、図２の信号（signal）１〜４のようになる。マルチプレクサを用いることで、４つの信号から１つの信号を個々の時刻で周期的に送信パスから選択できる。このプロセスはマルチプレクシングまたはインターリービングと呼ばれる。送信パスの終端では、このプロセスはリバースされる。合成された信号は、デマルチプレクサによって、４つの異なる送信パスに再分配される。このプロセスは、デマルチプレクシングまたはデ・インターリービングと呼ばれる。
ここで、４つの受信信号は、それぞれ４つのトランスミッタからの情報を含んでいる。仮に、４つのトランスミッタが、異なるデータバンド幅、例えば、１つが２０ＭＨｚで３つが５ＭＨｚで情報を送信した場合、個々のレシーバで要求されるサブサンプリングレートは、４０ＭＨｚより高い必要がある。これは、最も高いデータバンド幅の２倍である。異なるレシーバ（受信部）において、異なるサンプリングレートを設定する理由もないことから、最も簡単な設計は、受信信号を同期させ、デマルチプレクスさせるのが容易なように、４つのレシーバのサンプリングレートを同じにすることになる。図３は、マルチプレクサで用いられる４つのオーバーラップしないサンプリングパルスを示す図である。個々のパルスシーケンスは周期Ｔｓ、パルス幅τを有する。ＲＦ変調信号を完全に表現するには、下記式に示されるように、サンプリングレートｆｓが少なくとも信号のバンド幅の２倍より大きくなければならない。
ｆｓ＝１／Ｔｓ＞２×（信号のバンド幅）
なお、サンプリングパルスが互いにオーバーラップしないための条件は下記式で与えられる。
τ≦Ｔｓ／４
マルチプレクシングされる信号の数がＮ個の場合、サンプリングパルスが互いにオーバーラップしないための条件は下記式で与えられる。
τ≦Ｔｓ／Ｎ
ｆｓ＝１／Ｔｓ＞２×（信号のバンド幅）
なお、サンプリングパルスが互いにオーバーラップしないための条件は下記式で与えられる。
τ≦Ｔｓ／４
マルチプレクシングされる信号の数がＮ個の場合、サンプリングパルスが互いにオーバーラップしないための条件は下記式で与えられる。
τ≦Ｔｓ／Ｎ
図４は、デマルチプレクサにて用いられるオーバーラップしないパルスシーケンスを示す図である。図３のパルスと図４のパルスの異なる点は、信号を同期させるため、マルチプレクサとデマルチプレクサの送信遅延が考慮されている点にある。
４．構成（アーキテクチャ）
図５に示される提案されるレシーバシステムの概要は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素１０１、１０２、１０３、・・・、１０Ｎから成るアンテナ配列、Ｎ：１マルチプレクサ２０、ダウンコンバータ４０、２つの１：Ｎデマルチプレクサ６１及び６２、２Ｎ個のベースバンドのローパスフィルタ（ＬＰＦ）７１１、７１２、７１３、・・・、７１Ｎ、および、７２１、７２２、７２３、・・・、７２Ｎ、２Ｎ個のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）８１１、８１２、８１３、・・・、８１Ｎ、および、８２１、８２２、８２３、・・・、８２Ｎ、マルチプレクサ２０またはデマルチプレクサ４０に制御信号を供給するディジタルシグナルプロセッサ（クロック発生回路１２、遅延回路１３）、から構成される。
図５に示される提案されるレシーバシステムの概要は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素１０１、１０２、１０３、・・・、１０Ｎから成るアンテナ配列、Ｎ：１マルチプレクサ２０、ダウンコンバータ４０、２つの１：Ｎデマルチプレクサ６１及び６２、２Ｎ個のベースバンドのローパスフィルタ（ＬＰＦ）７１１、７１２、７１３、・・・、７１Ｎ、および、７２１、７２２、７２３、・・・、７２Ｎ、２Ｎ個のＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）８１１、８１２、８１３、・・・、８１Ｎ、および、８２１、８２２、８２３、・・・、８２Ｎ、マルチプレクサ２０またはデマルチプレクサ４０に制御信号を供給するディジタルシグナルプロセッサ（クロック発生回路１２、遅延回路１３）、から構成される。
Ｎ個のアンテナがＮ個の信号を受信すると、Ｎ：１マルチプレクサ２０は、入ってくる信号をサンプルしてその信号を１つの伝送路（transmission pass）にマルチプレクスする。Ｎ：１マルチプレクサ２０は、Ｎ個のＭＯＳＦＥＴスイッチ、または、Ｎ個のスイッチングＬＮＡから構成できる。なお、例えばスイッチはＭＯＳＦＥＴ以外で構成してもよい。
ＬＮＡをスイッチとして用いることは、より好ましい。これは、ＬＮＡによって得られるゲインがシステム全体のノイズを減らして、信号対ノイズ比を改善するからである。ＭＯＳＦＥＴスイッチを用いる場合、スイッチングＬＮＡを用いる場合のいずれも、スイッチはトランジスタのオン・オフゲートによって容易に実現できる。スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを用いることで、ゲート電流が零であるとき、複数のＬＮＡ（またはＭＯＳＦＥＴ）の出力を容易に合成できるので、高速なスイッチング速度が提供できる。そして、同じＣＭＯＳチップ上にインテグレート（集積）することも容易となる。回路中のそれらＭＯＳＦＥＴのゲートバイアスを変更することで、それらＭＯＳＦＥＴスイッチまたはそれらスイッチングＬＮＡをオン・オフすることができる。（スイッチが）オンの状態では、スイッチングＬＮＡは入ってくる信号をサンプルして増幅する。（スイッチが）オフの状態では、そのスイッチングＬＮＡは、他の受信信号から適切に隔てられ、オフである。
例えば図３に示されるのと同様に互いにオーバーラップすることのないＮ個のクロックシーケンスＣＬＫ１、ＣＬＫ２、・・・、ＣＬＫＮによってゲートバイアスが制御されるならば、１つの信号のみがマルチプレクサを通過するのを許可すべく、ある時点では、ただ１つのＭＯＳＦＥＴスイッチまたはスイッチングＬＮＡがオン状態にある。そして、任意の２つの信号がオーバーラップ（重複）するのを避けている。図４のパルスシーケンスはディジタルシグナルプロセッサによって生成できる。個々のパルスシーケンスは、ディジタル回路、フェーズロックループ、Ａ／Ｄ変換器でしばしば用いられるクロックシーケンスのように周期的であるので、それをクロックシーケンスと（ここでも）呼ぶことにする。個々のＭＯＳＦＥＴスイッチまたはスイッチングＬＮＡにおいては、クロックレートが（受信）信号のバンド幅の２倍より高く、かつ、キャリア周波数より低く、（クロックの）パルス幅がクロック周期をアンテナ数Ｎで割ったもの以下であるように、クロックシーケンスがディジタルシグナルプロセッサによって生成される。
マルチプレクスされた信号は、さらに、ダウンコンバータ４０を介して、ダイレクトコンバージョン（direct conversion）プロセスまたはマルチプルコンバージョン（multiple conversion）プロセスを用いて、ベースバンドに変換される。ダウンコンバータ４０は、信号対ノイズ比をよりよい受信品質に上げるための１以上のＬＮＡを選択的に含むことができる。各ＬＮＡにおいて、ＲＦ周波数の電圧ゲインを最大化するための周波数選択ＬＣ負荷（frequency selective LC loads）を有するようにしてもよい。１ステージ・ミキシング・プロセスが用いられる場合、ダウンコンバータ４０は、受信信号を同相（In-phase）および直交（Quadrature-phase）のベースバンド信号にダウンミックスする１対の直交ミキサを有する。
一方、ダウンコンバータ４０で、２ステージ・ミキシング・プロセスが用いられる場合は、受信信号は、まずＲＦミキサを介して共通（common）またはウォーキング（walking）の中間周波数に変換され、続いて、対の直交ミキサを用いてベースバンドに変換される。２ステージ・ミキシング・プロセスでは、ダウンコンバータ４０は、ＲＦミキサと対の直交ミキサとの間に、ＩＦバンドパスフィルタ、及び、ＩＦゲイン可変アンプをさらに備えていてもよい。
直交ダウンコンバージョンの後に、ＩチャネルおよびＱチャネルの信号は対応する２つのデマルチプレクサによってデ・インターリーブ（デマルチプレクス）される。直交ミキサの同相出力側に設けられた１：Ｎアナログ・デマルチプレクサ６１は、ダウンコンバートされた信号をＮ個の別々の同相信号にデマルチプレクスする。また、直交ミキサの直交（相の）出力側に設けられた１：Ｎアナログ・デマルチプレクサ６２は、ダウンコンバートされた信号をＮ個の別々の直交（相の）信号にデマルチプレクスする。同相側または直交相側のデマルチプレクサのＮ個の出力は、例えば図４に示されるのと同様に互いにオーバーラップすることのないＮ個のクロックシーケンスＣＬＫ１’、ＣＬＫ２’、・・・、ＣＬＫＮ’によって制御される。デマルチプレクサを制御するこれらクロックシーケンスは、マルチプレクサを制御する上述のクロックシーケンスＣＬＫ１、ＣＬＫ２、・・・、ＣＬＫＮに同期している。ディジタルシグナルプロセッサは、マルチプレクシングのためのクロックシーケンスを生成した後、マルチプレクサとデマルチプレクサ間の伝送遅延（例えば、図５のｄに相当）を加算してデマルチプレクシングのためのクロックシーケンスＣＬＫ１’、ＣＬＫ２’、・・・、ＣＬＫＮ’を生成する。なお、１：Ｎアナログ・デマルチプレクサ６１、６２は、例えば、１：ＮＭＯＳＦＥＴスイッチによりそれぞれ構成できる。
サンプリング定理は、元の波形は、そのサンプルシーケンスからローパスフィルタを用いることで完全に再構成できることを述べている。個々の同相パスと直交相パスとのベースバンド信号の処理回路は、サンプルからレプリカ（replicas）を除去して不必要な干渉を抑えるための１以上のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備える。これらＬＰＦのカットオフ（遮断）周波数は、バンド幅が異なるデータに対して調整可能である。また、個々の同相パスと直交相パスとのベースバンド信号の処理回路は、Ａ／Ｄ変換に適切なレベルとなるように（ベースバンド）信号のパワーを調整する１以上のゲイン可変アンプを備える。複数のＡ／Ｄ変換器によって信号がディジタル化された後は、データを復元すべくディジタル信号処理が行われる。
図６は、別実施形態のレシーバの構成を示す図である。図５と比較すると、構成上の差異はダウンコンバージョン後のブロックにあることが分かる。ＲＦ信号をＩＦまたはベースバンド周波数に変換した後、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）５１および５２は、それら信号を直ちにディジタルフォーマットに変換する。デマルチプレクサ９１および９２、ローパスフィルタ９３１、９３２、９３３、・・・、９３Ｎ、９４１、９４２、９４３、・・・、９４Ｎは、ディジタル回路モジュール内で設計される。このアプローチの利点は、デマルチプレクシングとローパスフィルタ処理をディジタルで実現することによる正確さと簡潔さとにある。このアプローチの欠点は、各Ａ／Ｄ変換器のサンプリング速度への要求が増し、各ＡＤＣがパワーをより消費するようになることである。信号を復元するのに必要な広帯域情報を保存するには、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートは図５の構成で必要とされるサンプリングレートの少なくともＮ倍より高くなければならない。例えば、４個の受信アンテナを有する場合、図６のＡ／Ｄ変換器のサンプリングレートは図５のＡ／Ｄ変換器のサンプリングレートの少なくとも４倍より高くなければならない。図６の構成においては、サンプリングレートが実現可能な範囲で受信アンテナの数Ｎを設定すればよい。
図７は、図５に提案される構成をより詳細に示す一例である。アンテナ要素の数Ｎはこの例のレシーバでは４個になっている。マルチプレクサは４個のスイッチングＬＮＡ２１、２２、２３、２４によって実現される。オーバーラップしないオン・オフパルスのシーケンスであるＮ個（この場合、Ｎ＝４）のディジタルクロックＣＬＫ１、ＣＬＫ２、・・・、ＣＬＫＮによって駆動されるＮ個のスイッチングＬＮＡは、Ｎ個の信号のサンプルを時間的に交互に重ねることによって、そのＮ個の信号を合成する手段を与える。第２ステージのアンプ（ゲイン可変アンプ：ＶＧＡ）３１は選択的に設けられ、信号レベルをノイズフロア（noise floor）より十分上に上げて、ノイズに対するシステム性能、線形性、ダイナミックレンジを改善する。また、ＶＧＡ３１は、後段のダウンコンバータへの入力が飽和しないようにゲインをコントロールしている。なお、ＬＮＡ２１、２２、２３、２４の代わりに、ＭＯＳＦＥＴスイッチを用いた場合には、ＶＧＡ３１の代わりに、小信号を増幅するためにゲイン可変ＬＮＡを用いる。
ヘトロダインコンバージョンが行われる場合には、図１２の従来技術の構成においてＮ＝４であった場合には、４個のダウンコンバータ（ＲＦフロントエンド部）は、８個のアンプ（４個のＬＮＡ、４個のＶＧＡ）と１２個のミキサを必要とするが、図５の提案する構成を４個の受信アンテナに適用した場合は、その提案する構成のダウンコンバータ４０では、例えば２ステージ分のアンプ（ＬＮＡ２１、２２、２３、２４、及び、ＶＧＡ２５）と、３個のミキサ（ＲＦミキサ４１、対の直交ミキサ４２、４３）のみを必要とするので、ＲＦフロントエンド部の電力消費を削減できる。なお、図７には、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）とＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）との間に信号のパワーレベルを調整するための２Ｎ個のゲイン可変アンプ（ＶＧＡ）７３１、７３２、７３３、・・・、７３Ｎ、７４１、７４２、７４３、・・・、７４Ｎが設けられている。
なお、図５または図６の構成において、Ｎ：１マルチプレクサにおいて受信信号がサンプルされる前に受信信号のフィルタ処理を行うＮ個のバンドパスフィルタをさらに備えるようにしてもよい。また、図６の構成において、ダウンコンバータとＡ／Ｄ変換器との間に、折り返し周波数以上の周波数成分を減衰させるアンチエリアス（anti-aliasing） フィルタをさらに備えるようにしてもよい。
なお、図５または図６の構成において、各受信アンテナの出力に、バンド幅の可変が可能なＢＰＦを接続してもよい。また、図５または図６の構成において、ＬＮＡの整合回路に所望のバンド幅をもったＢＰＦの特性を加えてもよい。
５．シミュレーション結果
提案される考えの正当性を確かめるために、シミュレーションを行い、その結果を示した。ディジタルデータの伝送と復元のテストが行われ、変調されたデータが正しく復元されたことを確かめるために、ビットエラーレートを測定した。
提案される考えの正当性を確かめるために、シミュレーションを行い、その結果を示した。ディジタルデータの伝送と復元のテストが行われ、変調されたデータが正しく復元されたことを確かめるために、ビットエラーレートを測定した。
また、シミュレーションでは、伝送データは「ＩＥＥＥ ＷＬＡＮ ８０２．１１ａ スタンダード」に示されるＯＦＤＭフォーマットで変調された。ＯＦＤＭのデータソースの生成とディジタルドメインでの受け付けは、シミュレータのライブラリでサポートされた。このシミュレーションのＭＩＭＯシステムには２個の送信アンテナ、２個の受信アンテナ（Ｍ＝Ｎ＝２）を装備させた。ランダムコードで変調されたバイナリデータを第一のトランスミッタから送信し、擬似ランダムビットシーケンス（pseudo random bit sequence、ＰＲＢＳ）で変調された他方のバイナリデータを第二のトランスミッタから送信するものとした。これらの送信信号は、ＯＦＤＭフォーマットのＱＡＭ６４で４８Ｍｂｐｓで変調された。サブキャリアの総数は個々のＯＦＤＭシンボルで５２とし、シンボルのバンド幅は１６．２５ＭＨｚとした。ＲＦおよびＬＯの周波数は５．２ＧＨｚに設定した。
サンプリングシーケンスの周期が１２．５ｎｓでパルス幅がパルスの周期の１／４となるように、マルチプレクサのサンプリングレートは、８０ＭＨｚに設定された。チャネルの減衰（channel attenuation）とＡＷＧＮノイズ（additive white Gaussian noise）についてもシミュレーションでは考慮している。
図８は、シミュレーションで用いたシステムの構成を示す図である。このシステムは、図５の受信部の構成を用いている。また、ダイレクトコンバージョン方式をダウンコンバージョンで採用している。なお、シミュレーションにおいて、受信信号はすべて複素数である。
図９Ａは、サンプルされたＲＦ信号（のエンベロープ（包絡線））の虚部を示す図である。マルチプレクサからの第１の出力（実線）と第２の出力（破線）とが示されている。図９Ｂは、図９Ａに示されるサンプルされたＲＦ信号（のエンベロープ）の虚部を加算した結果（合成信号）を示す。２つの信号はオーバーラップされることなくサンプルされるので、インターリーブの後は、個々の信号は互いに干渉することなく異なるタイムスロットを占める。
図９Ｃは、デマルチプレクサで分離された後の（Ｑチャネルの）ベースバンド信号の虚部を示す図である。クロックシーケンスＣＬＫ１’、ＣＬＫ２’の位相を信号に同期するように調整することで、合成信号は２つの伝送パスに連続してデ・インターリーブされる（交互の重ねを解かれて分離される）。図９Ｄは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の出力でのベースバンド信号の虚部を示す図である。ここでは、ＬＰＦは５０ｎｓの遅延を生じさせるものとしている。
図１０は、提案される無線受信機に送信されるバイナリデータとその無線受信機を介して受信されるシミュレーション結果としてのバイナリデータとを示す図である。適正な受信パワーとアナログ回路仕様に対してチャネル１（左側）とチャネル２（右側）においてビットエラーはゼロであった。
第１のレシーバ（図８のＲｘ１）を介して受信された信号に対するスペクトラムが図１１に示されている。図１１（ａ）は、フロントエンドで受信された、５．２ＧＨｚを中心としたバンド幅２０ＭＨｚのＲＦ信号のスペクトラムを示す図である。図１１（ｂ）は、サンプル後のＲＦ信号のスペクトラムを示す図である。図１１（ｂ）で、レプリカは互いに８０ＭＨｚ離れてスペクトラム上にあることが分かる。図１１（ｃ）は、ＤＣへダウンコンバージョン後のベースバンド信号のスペクトラムを示す図である。所望とする信号は、ＤＣから８．１２５ＭＨｚまでのバンド幅を占めている。図１１（ｄ）は、８．５ＭＨｚのカットオフ周波数を持つＬＰＦを通過した後のベースバンド信号のスペクトラムを示している。レプリカが除去され、所望とする信号が得られていることが分かる。
以上、本発明のシステムおよび方法を１以上の実施形態と結びつけて説明したが、上述の実施形態に限定されることなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良・変更が可能である。
（付記１） ＲＦ信号を受信するＮ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素から成るアンテナ配列と、
該Ｎ個のアンテナ要素の出力側に設けられ、Ｎチャネルの信号を１つの出力にマルチプレクスするＮ：１マルチプレクサと、
該Ｎ：１マルチプレクサの出力側に設けられ、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバータと、
該ダウンコンバータの出力側に設けられ、合成されたＮ個の受信信号を同相信号成分と直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスする２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサと、
該２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサの出力側に設けられ、Ｎ個の同相信号成分またはＮ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、フィルタリングと再構成を行う２Ｎ個のローパスフィルタと、
該２Ｎ個のローパスフィルタの出力側に設けられ、再構成された受信信号をディジタル信号に変換する２Ｎ個のＡＤ変換器と、を備えることを特徴とする無線受信機。
該Ｎ個のアンテナ要素の出力側に設けられ、Ｎチャネルの信号を１つの出力にマルチプレクスするＮ：１マルチプレクサと、
該Ｎ：１マルチプレクサの出力側に設けられ、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバータと、
該ダウンコンバータの出力側に設けられ、合成されたＮ個の受信信号を同相信号成分と直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスする２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサと、
該２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサの出力側に設けられ、Ｎ個の同相信号成分またはＮ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、フィルタリングと再構成を行う２Ｎ個のローパスフィルタと、
該２Ｎ個のローパスフィルタの出力側に設けられ、再構成された受信信号をディジタル信号に変換する２Ｎ個のＡＤ変換器と、を備えることを特徴とする無線受信機。
（付記２） 前記Ｎ：１マルチプレクサは、前記アンテナ要素の出力側に設けられたＮ個のスイッチ要素によって構成されることを特徴とする付記１記載の無線受信機。
（付記３） 前記Ｎ個のスイッチ要素は、Ｎ個のＭＯＳＦＥＴであり、それらＮ個のＭＯＳＦＥＴによって、Ｎ個の受信したＲＦ信号をサンプルして、そのサンプルされたＮ個の信号を１つのチャネルにマルチプレクスすることを特徴とする付記２記載の無線受信機。
（付記３） 前記Ｎ個のスイッチ要素は、Ｎ個のＭＯＳＦＥＴであり、それらＮ個のＭＯＳＦＥＴによって、Ｎ個の受信したＲＦ信号をサンプルして、そのサンプルされたＮ個の信号を１つのチャネルにマルチプレクスすることを特徴とする付記２記載の無線受信機。
（付記４） 前記Ｎ個のＭＯＳＦＥＴスイッチの出力側に設けられた、マルチプレクスされた信号を増幅するゲイン可変アンプをさらに備えることを特徴とする付記３記載の無線受信機。
（付記５） 前記Ｎ個のスイッチ要素は、Ｎ個のスイッチングＬＮＡであり、それらＮ個のスイッチングＬＮＡによって、Ｎ個の受信したＲＦ信号をサンプルし、それらＮ個のスイッチングＬＮＡの出力を１つのチャネルにマルチプレクスすることを特徴とする付記２記載の無線受信機。
（付記６） 前記Ｎ個のスイッチングＬＮＡの出力側に設けられた、マルチプレクスされた信号が飽和しないようにゲインをコントロールするゲイン可変ＬＮＡをさらに備えることを特徴とする付記５記載の無線受信機。
（付記７） Ｎ個のクロックシーケンスを生成するディジタルシグナルプロセッサをさらに備え、
前記Ｎ個のスイッチ要素は、前記生成されたＮ個のクロックシーケンスによって順番にスイッチングされることを特徴とする付記２記載の無線受信機。
前記Ｎ個のスイッチ要素は、前記生成されたＮ個のクロックシーケンスによって順番にスイッチングされることを特徴とする付記２記載の無線受信機。
（付記８） 前記ディジタルシグナルプロセッサは一時点では、１つのスイッチ要素のみがオン状態になるように、前記Ｎ個のクロックシーケンスを生成することを特徴とする付記７記載の無線受信機。
（付記９） 前記ディジタルシグナルプロセッサは、受信信号がキャリア周波数より低く、かつ、（受信信号の）バンド幅の２倍より高いレートでサンプリングされるように、前記Ｎ個のクロックシーケンスを生成することを特徴とする付記７記載の無線受信機。
（付記１０） 前記１：Ｎアナログ・デマルチプレクサは、前記ディジタルシグナルプロセッサによって生成されるＮ個のクロックシーケンスによって出力が制御されることを特徴とする付記７記載の無線受信機。
（付記１１） 前記デマルチプレクサを制御する信号としてのクロックシーケンスは、前記マルチプレクサを制御する信号としてのクロックシーケンスと比較して、パルス周期が同じで、パルス幅がマルチプレクサのクロックシーケンス以下であることを特徴とする付記１０の無線受信機。
（付記１２） 前記２Ｎ個のＡ／Ｄ変換器の前段に信号のパワーレベルを調整するための２Ｎ個のゲイン可変アンプをさらに備えることを特徴とする付記１記載の無線受信機。
（付記１３） 前記Ｎ：１マルチプレクサにおいて受信信号がサンプルされる前に前記受信信号のフィルタ処理を行うＮ個のバンドパスフィルタをさらに備えることを特徴とする付記１記載の無線受信機。
（付記１３） 前記Ｎ：１マルチプレクサにおいて受信信号がサンプルされる前に前記受信信号のフィルタ処理を行うＮ個のバンドパスフィルタをさらに備えることを特徴とする付記１記載の無線受信機。
（付記１４） ＲＦ信号を受信するＮ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素から成るアンテナ配列と、
該Ｎ個のアンテナ要素の出力側に設けられ、Ｎチャネルの信号を１つの出力にマルチプレクスするＮ：１マルチプレクサと、
該Ｎ：１マルチプレクサの出力側に設けられ、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバータと、
該ダウンコンバータの同相信号成分の出力側と直交信号成分の出力側とに設けられた２つのＡ／Ｄ変換器と、
該２つのＡ／Ｄ変換器の同相信号成分の出力側と直交信号成分の出力側とに設けられた、合成されたＮ個の受信信号をデマルチプレクスする２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサと、
該２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサの出力側に設けられ、チャネルフィルタリングと、Ｎ個の受信したベースバンド信号の再生成をそれぞれが行う２Ｎ個のディジタル・ローパスフィルタと、を備えることを特徴とする無線受信機。
該Ｎ個のアンテナ要素の出力側に設けられ、Ｎチャネルの信号を１つの出力にマルチプレクスするＮ：１マルチプレクサと、
該Ｎ：１マルチプレクサの出力側に設けられ、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバータと、
該ダウンコンバータの同相信号成分の出力側と直交信号成分の出力側とに設けられた２つのＡ／Ｄ変換器と、
該２つのＡ／Ｄ変換器の同相信号成分の出力側と直交信号成分の出力側とに設けられた、合成されたＮ個の受信信号をデマルチプレクスする２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサと、
該２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサの出力側に設けられ、チャネルフィルタリングと、Ｎ個の受信したベースバンド信号の再生成をそれぞれが行う２Ｎ個のディジタル・ローパスフィルタと、を備えることを特徴とする無線受信機。
（付記１５） 前記Ｎ：１マルチプレクサは、前記アンテナ要素の出力側に設けられたＮ個のスイッチ要素によって構成されることを特徴とする付記１４記載の無線受信機。
（付記１６） 前記Ｎ個のスイッチ要素は、Ｎ個のＭＯＳＦＥＴであり、それらＮ個のＭＯＳＦＥＴによって、Ｎ個の受信したＲＦ信号をサンプルして、そのサンプルされたＮ個の信号を１つのチャネルにマルチプレクスすることを特徴とする付記１５記載の無線受信機。
（付記１６） 前記Ｎ個のスイッチ要素は、Ｎ個のＭＯＳＦＥＴであり、それらＮ個のＭＯＳＦＥＴによって、Ｎ個の受信したＲＦ信号をサンプルして、そのサンプルされたＮ個の信号を１つのチャネルにマルチプレクスすることを特徴とする付記１５記載の無線受信機。
（付記１７） 前記Ｎ個のＭＯＳＦＥＴスイッチの出力側に設けられた、マルチプレクスされた信号を増幅するゲイン可変アンプをさらに備えることを特徴とする付記１６記載の無線受信機。
（付記１８） 前記Ｎ個のスイッチ要素は、Ｎ個のスイッチングＬＮＡであり、それらＮ個のスイッチングＬＮＡによって、Ｎ個の受信したＲＦ信号をサンプルし、それらＮ個のスイッチングＬＮＡの出力を１つのチャネルにマルチプレクスすることを特徴とする付記１５記載の無線受信機。
（付記１９） 前記Ｎ個のスイッチングＬＮＡの出力側に設けられた、マルチプレクスされた信号が飽和しないようにゲインをコントロールするゲイン可変ＬＮＡをさらに備えることを特徴とする付記１８記載の無線受信機。
（付記２０） Ｎ個のクロックシーケンスを生成するディジタルシグナルプロセッサをさらに備え、
前記Ｎ個のスイッチ要素は、前記生成されたＮ個のクロックシーケンスによって順番にスイッチングされることを特徴とする付記１５記載の無線受信機。
前記Ｎ個のスイッチ要素は、前記生成されたＮ個のクロックシーケンスによって順番にスイッチングされることを特徴とする付記１５記載の無線受信機。
（付記２１） 前記ディジタルシグナルプロセッサは一時点では、１つのスイッチ要素のみがオン状態になるように、前記Ｎ個のクロックシーケンスを生成することを特徴とする付記２０記載の無線受信機。
（付記２２） 前記ディジタルシグナルプロセッサは、受信信号がキャリア周波数より低く、かつ、（受信信号の）バンド幅の２倍より高いレートでサンプリングされるように、前記Ｎ個のクロックシーケンスを生成することを特徴とする付記２０記載の無線受信機。
（付記２３） 前記１：Ｎディジタル・デマルチプレクサは、前記ディジタルシグナルプロセッサによって生成されるＮ個のクロックシーケンスによって出力が制御されることを特徴とする付記２０記載の無線受信機。
（付記２４） 前記デマルチプレクサを制御する信号としてのクロックシーケンスは、前記マルチプレクサを制御する信号としてのクロックシーケンスと比較して、パルス周期が同じで、パルス幅がマルチプレクサのクロックシーケンス以下であることを特徴とする付記２３の無線受信機。
（付記２５） 前記２Ｎ個のＡ／Ｄ変換器の前段に信号のパワーレベルを調整するための２Ｎ個のゲイン可変アンプをさらに備えることを特徴とする付記１４記載の無線受信機。
（付記２６） 前記Ｎ：１マルチプレクサにおいて受信信号がサンプルされる前に前記受信信号のフィルタ処理を行うＮ個のバンドパスフィルタをさらに備えることを特徴とする付記１４記載の無線受信機。
（付記２７） 前記ダウンコンバータと前記Ａ／Ｄ変換器との間に、折り返し周波数以上の周波数成分を減衰させるアンチエリアス（anti-aliasing） フィルタをさらに備えることを特徴とする付記１４記載の無線受信機。
（付記２８） Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素を介して受信したＮチャネルの信号をＮ：１マルチプレクサを用いて１つの出力にマルチプレクスし、
該マルチプレクスされたＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートし、
該合成されダウンコンバートされたＮ個の受信信号を２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサを用いて同相信号成分と直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスし、
該Ｎ個の同相信号成分または該Ｎ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、２Ｎ個のローパスフィルタを用いてフィルタリングと再構成を行い、
該再構成された受信信号を２Ｎ個のＡＤ変換器を用いてディジタル信号に変換する、ことを特徴とする無線受信機の信号処理方法。
該マルチプレクスされたＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートし、
該合成されダウンコンバートされたＮ個の受信信号を２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサを用いて同相信号成分と直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスし、
該Ｎ個の同相信号成分または該Ｎ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、２Ｎ個のローパスフィルタを用いてフィルタリングと再構成を行い、
該再構成された受信信号を２Ｎ個のＡＤ変換器を用いてディジタル信号に変換する、ことを特徴とする無線受信機の信号処理方法。
（付記２９） Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素を介して受信したＮチャネルの信号をＮ：１マルチプレクサを用いて１つの出力にマルチプレクスし、
該マルチプレクスされたＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートし、
該ダウンコンバートの結果としての同相信号成分と直交信号成分とを２つのＡ／Ｄ変換器を用いてディジタル信号に変換し、
該合成されディジタル変換されたＮ個の受信信号を２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサを用いて同相信号側および直交信号側でそれぞれデマルチプレクスし、
該デマルチプレクスされたＮ個の同相信号成分またはＮ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、２Ｎ個のディジタル・ローパスフィルタを用いて、チャネルフィルタリングと再生成とを行う、ことを特徴とする無線受信機の信号処理方法。
該マルチプレクスされたＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートし、
該ダウンコンバートの結果としての同相信号成分と直交信号成分とを２つのＡ／Ｄ変換器を用いてディジタル信号に変換し、
該合成されディジタル変換されたＮ個の受信信号を２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサを用いて同相信号側および直交信号側でそれぞれデマルチプレクスし、
該デマルチプレクスされたＮ個の同相信号成分またはＮ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、２Ｎ個のディジタル・ローパスフィルタを用いて、チャネルフィルタリングと再生成とを行う、ことを特徴とする無線受信機の信号処理方法。
（付記３０） 付記１、１４、２８、及び２９において、各受信アンテナの出力に、バンド幅の可変が可能なＢＰＦを接続したことを特徴とする無線受信機。
（付記３１） 付記１、１４、２８、及び２９において、ＬＮＡの整合回路に所望のバンド幅をもったＢＰＦの特性を加えたことを特徴とする無線受信機。
（付記３１） 付記１、１４、２８、及び２９において、ＬＮＡの整合回路に所望のバンド幅をもったＢＰＦの特性を加えたことを特徴とする無線受信機。
１０ 受信アンテナ
２０ マルチプレクサ
２１，２２，２３，２４ ＬＮＡ
４０ ダウンコンバータ
４１ ＲＦミキサ
４２，４３ （対の）直交ミキサ
５１，５２，８１，８２ Ａ／Ｄ変換器
６１，６２，９１，９２ デマルチプレクサ
７１，７２，９３，９４ ローパスフィルタ
７３，７４ ゲイン可変アンプ
２０ マルチプレクサ
２１，２２，２３，２４ ＬＮＡ
４０ ダウンコンバータ
４１ ＲＦミキサ
４２，４３ （対の）直交ミキサ
５１，５２，８１，８２ Ａ／Ｄ変換器
６１，６２，９１，９２ デマルチプレクサ
７１，７２，９３，９４ ローパスフィルタ
７３，７４ ゲイン可変アンプ
Claims (10)
- ＲＦ信号を受信するＮ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素から成るアンテナ配列と、
該Ｎ個のアンテナ要素の出力側に設けられ、Ｎチャネルの信号を１つの出力にマルチプレクスするＮ：１マルチプレクサと、
該Ｎ：１マルチプレクサの出力側に設けられ、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバータと、
該ダウンコンバータの出力側に設けられ、合成されたＮ個の受信信号を同相信号成分と直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスする２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサと、
該２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサの出力側に設けられ、Ｎ個の同相信号成分またはＮ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、フィルタリングと再構成を行う２Ｎ個のローパスフィルタと、
該２Ｎ個のローパスフィルタの出力側に設けられ、再構成された受信信号をディジタル信号に変換する２Ｎ個のＡＤ変換器と、を備えることを特徴とする無線受信機。 - 前記Ｎ：１マルチプレクサは、前記アンテナ要素の出力側に設けられたＮ個のスイッチ要素によって構成されることを特徴とする請求項１記載の無線受信機。
- 前記Ｎ個のスイッチ要素は、Ｎ個のＭＯＳＦＥＴであり、それらＮ個のＭＯＳＦＥＴによって、Ｎ個の受信したＲＦ信号をサンプルして、そのサンプルされたＮ個の信号を１つのチャネルにマルチプレクスすることを特徴とする請求項２記載の無線受信機。
- 前記Ｎ個のＭＯＳＦＥＴスイッチの出力側に設けられた、マルチプレクスされた信号を増幅するゲイン可変アンプをさらに備えることを特徴とする請求項３記載の無線受信機。
- 前記Ｎ個のスイッチ要素は、Ｎ個のスイッチングＬＮＡであり、それらＮ個のスイッチングＬＮＡによって、Ｎ個の受信したＲＦ信号をサンプルし、それらＮ個のスイッチングＬＮＡの出力を１つのチャネルにマルチプレクスすることを特徴とする請求項２記載の無線受信機。
- 前記Ｎ個のスイッチングＬＮＡの出力側に設けられた、マルチプレクスされた信号が飽和しないようにゲインをコントロールするゲイン可変ＬＮＡをさらに備えることを特徴とする請求項５記載の無線受信機。
- Ｎ個のクロックシーケンスを生成するディジタルシグナルプロセッサをさらに備え、
前記Ｎ個のスイッチ要素は、前記生成されたＮ個のクロックシーケンスによって順番にスイッチングされることを特徴とする請求項２記載の無線受信機。 - ＲＦ信号を受信するＮ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素から成るアンテナ配列と、
該Ｎ個のアンテナ要素の出力側に設けられ、Ｎチャネルの信号を１つの出力にマルチプレクスするＮ：１マルチプレクサと、
該Ｎ：１マルチプレクサの出力側に設けられ、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバータと、
該ダウンコンバータの同相信号成分の出力側と直交信号成分の出力側とに設けられた２つのＡ／Ｄ変換器と、
該２つのＡ／Ｄ変換器の同相信号成分の出力側と直交信号成分の出力側とに設けられた、合成されたＮ個の受信信号をデマルチプレクスする２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサと、
該２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサの出力側に設けられ、チャネルフィルタリングと、Ｎ個の受信したベースバンド信号の再生成をそれぞれが行う２Ｎ個のディジタル・ローパスフィルタと、を備えることを特徴とする無線受信機。 - Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素を介して受信したＮチャネルの信号をＮ：１マルチプレクサを用いて１つの出力にマルチプレクスし、
該マルチプレクスされたＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートし、
該合成されダウンコンバートされたＮ個の受信信号を２つの１：Ｎアナログ・デマルチプレクサを用いて同相信号成分と直交信号成分とにそれぞれデマルチプレクスし、
該Ｎ個の同相信号成分または該Ｎ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、２Ｎ個のローパスフィルタを用いてフィルタリングと再構成を行い、
該再構成された受信信号を２Ｎ個のＡＤ変換器を用いてディジタル信号に変換する、ことを特徴とする無線受信機の信号処理方法。 - Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のアンテナ要素を介して受信したＮチャネルの信号をＮ：１マルチプレクサを用いて１つの出力にマルチプレクスし、
該マルチプレクスされたＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートし、
該ダウンコンバートの結果としての同相信号成分と直交信号成分とを２つのＡ／Ｄ変換器を用いてディジタル信号に変換し、
該合成されディジタル変換されたＮ個の受信信号を２つの１：Ｎディジタル・デマルチプレクサを用いて同相信号側および直交信号側でそれぞれデマルチプレクスし、
該デマルチプレクスされたＮ個の同相信号成分またはＮ個の直交信号成分のベースバンド信号に対して、２Ｎ個のディジタル・ローパスフィルタを用いて、チャネルフィルタリングと再生成とを行う、ことを特徴とする無線受信機の信号処理方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004324394A JP2006135814A (ja) | 2004-11-08 | 2004-11-08 | 無線受信機 |
| US11/080,495 US7317935B2 (en) | 2004-11-08 | 2005-03-16 | Radio receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004324394A JP2006135814A (ja) | 2004-11-08 | 2004-11-08 | 無線受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2006135814A true JP2006135814A (ja) | 2006-05-25 |
Family
ID=36316949
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004324394A Pending JP2006135814A (ja) | 2004-11-08 | 2004-11-08 | 無線受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7317935B2 (ja) |
| JP (1) | JP2006135814A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006345357A (ja) * | 2005-06-10 | 2006-12-21 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信機 |
| JP2007325220A (ja) * | 2006-06-05 | 2007-12-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチアンテナ通信装置 |
| WO2012090409A1 (ja) * | 2010-12-28 | 2012-07-05 | パナソニック株式会社 | 時分割受信機及び時分割受信方法 |
| US8693599B2 (en) | 2009-12-25 | 2014-04-08 | Panasonic Corporation | Wireless receiving apparatus |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7133646B1 (en) * | 2003-12-29 | 2006-11-07 | Miao George J | Multimode and multiband MIMO transceiver of W-CDMA, WLAN and UWB communications |
| JP5035351B2 (ja) * | 2007-11-28 | 2012-09-26 | 富士通株式会社 | 無線送信装置、無線受信装置、無線送受信システム、及びこれらの方法 |
| WO2009090649A2 (en) * | 2008-01-17 | 2009-07-23 | Amimon Ltd. | Device, system, and method of interfacing between a baseband (bb) module and a radio-frequency (rf) module of a wireless communication device |
| US9544041B2 (en) * | 2013-08-22 | 2017-01-10 | Cisco Technology, Inc. | Independent and concurrent automatic gain control for wireless communication and spectral intelligence |
| US9774485B2 (en) * | 2014-05-16 | 2017-09-26 | Qualcomm Incorporated | Multiplex modules for carrier aggregation receivers |
| US10390343B2 (en) | 2014-06-23 | 2019-08-20 | Qualcomm Incorporated | Carrier aggregation diversity antenna module with integrated LNA banks |
| US20230246666A1 (en) * | 2020-09-03 | 2023-08-03 | Lg Electronics Inc. | Wireless signal digital conversion device |
| KR20230074167A (ko) * | 2020-09-23 | 2023-05-26 | 엘지전자 주식회사 | 무선 통신 네트워크에서 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 수신기 및 그 수신기의 동작 방법 |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62272629A (ja) * | 1986-03-26 | 1987-11-26 | エリクソン ジーイー モービル コミュニケーションズ インコーポレーテッド | ディジタル制御式無線通信装置ならびに無線トランシーバを制御する方法及び装置 |
| JPH0251986A (ja) * | 1988-06-13 | 1990-02-21 | Rca Licensing Corp | 信号サンプリング装置 |
| JPH10126390A (ja) * | 1996-10-16 | 1998-05-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 合成ダイバーシチ受信装置 |
| JPH10276123A (ja) * | 1997-01-28 | 1998-10-13 | Toshiba Corp | ダイバーシティ受信装置 |
| JP2001127678A (ja) * | 1999-10-28 | 2001-05-11 | Alps Electric Co Ltd | アンテナ受信装置 |
| JP2001525146A (ja) * | 1997-05-13 | 2001-12-04 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 複合アンテナの検出と選択を行うシステム及びその方法 |
| JP2003087039A (ja) * | 2001-09-11 | 2003-03-20 | Clarion Co Ltd | アダプティブアレイアンテナ装置 |
| JP2004007727A (ja) * | 2003-06-06 | 2004-01-08 | Murata Mfg Co Ltd | 高周波スイッチ |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4580289A (en) * | 1981-12-30 | 1986-04-01 | Motorola, Inc. | Fully integratable superheterodyne radio receiver utilizing tunable filters |
| GB9115350D0 (en) * | 1991-07-16 | 1991-08-28 | Navstar Ltd | A radio receiver |
| US6633550B1 (en) * | 1997-02-20 | 2003-10-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| KR100275071B1 (ko) * | 1998-06-23 | 2000-12-15 | 윤종용 | 이동통신기지국의스마트안테나시스템용송수신장치 |
| US6351502B1 (en) * | 2000-01-13 | 2002-02-26 | Atheros Communications, Inc. | RF front-end with multistage stepdown filtering architecture |
| ATE356474T1 (de) * | 2001-06-27 | 2007-03-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Frequenzverschiebungdiversitätsempfänger |
| US6728517B2 (en) * | 2002-04-22 | 2004-04-27 | Cognio, Inc. | Multiple-input multiple-output radio transceiver |
| EP2645582A1 (en) * | 2002-06-24 | 2013-10-02 | Broadcom Corporation | Reduced-complexity antenna system using multiplexed receive chain processing |
| US20040017785A1 (en) * | 2002-07-16 | 2004-01-29 | Zelst Allert Van | System for transporting multiple radio frequency signals of a multiple input, multiple output wireless communication system to/from a central processing base station |
-
2004
- 2004-11-08 JP JP2004324394A patent/JP2006135814A/ja active Pending
-
2005
- 2005-03-16 US US11/080,495 patent/US7317935B2/en active Active
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62272629A (ja) * | 1986-03-26 | 1987-11-26 | エリクソン ジーイー モービル コミュニケーションズ インコーポレーテッド | ディジタル制御式無線通信装置ならびに無線トランシーバを制御する方法及び装置 |
| JPH0251986A (ja) * | 1988-06-13 | 1990-02-21 | Rca Licensing Corp | 信号サンプリング装置 |
| JPH10126390A (ja) * | 1996-10-16 | 1998-05-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 合成ダイバーシチ受信装置 |
| JPH10276123A (ja) * | 1997-01-28 | 1998-10-13 | Toshiba Corp | ダイバーシティ受信装置 |
| JP2001525146A (ja) * | 1997-05-13 | 2001-12-04 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 複合アンテナの検出と選択を行うシステム及びその方法 |
| JP2001127678A (ja) * | 1999-10-28 | 2001-05-11 | Alps Electric Co Ltd | アンテナ受信装置 |
| JP2003087039A (ja) * | 2001-09-11 | 2003-03-20 | Clarion Co Ltd | アダプティブアレイアンテナ装置 |
| JP2004007727A (ja) * | 2003-06-06 | 2004-01-08 | Murata Mfg Co Ltd | 高周波スイッチ |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006345357A (ja) * | 2005-06-10 | 2006-12-21 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 受信機 |
| JP4610003B2 (ja) * | 2005-06-10 | 2011-01-12 | 株式会社日立国際電気 | 受信機 |
| JP2007325220A (ja) * | 2006-06-05 | 2007-12-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチアンテナ通信装置 |
| JP4711892B2 (ja) * | 2006-06-05 | 2011-06-29 | パナソニック株式会社 | マルチアンテナ通信装置 |
| US8050639B2 (en) | 2006-06-05 | 2011-11-01 | Panasonic Corporation | Multi-antenna communication apparatus |
| US8693599B2 (en) | 2009-12-25 | 2014-04-08 | Panasonic Corporation | Wireless receiving apparatus |
| JP5645848B2 (ja) * | 2009-12-25 | 2014-12-24 | パナソニック株式会社 | 無線受信装置 |
| WO2012090409A1 (ja) * | 2010-12-28 | 2012-07-05 | パナソニック株式会社 | 時分割受信機及び時分割受信方法 |
| US9112624B2 (en) | 2010-12-28 | 2015-08-18 | Panasonic Corporation | Time division receiver and time division receiving method |
| JP5777641B2 (ja) * | 2010-12-28 | 2015-09-09 | パナソニック株式会社 | 時分割受信機及び時分割受信方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20060099925A1 (en) | 2006-05-11 |
| US7317935B2 (en) | 2008-01-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7317935B2 (en) | Radio receiver | |
| EP1405440B1 (en) | Frequency offset diversity receiver | |
| CA2724625C (en) | Multiplexing arrangements for multiple receive antennas | |
| US8705335B2 (en) | Packet processing systems and methods | |
| EP2057753B1 (en) | Communication receiver with multiplexing of received signal, for receive space diversity | |
| US20070047669A1 (en) | Two-step channel selection for wireless receiver and transmitter front-ends | |
| US20100046588A1 (en) | Reduced-complexity antenna system using multiplexed receive chain processing | |
| EP1764926A2 (en) | Analog signal processing circuit and communication device therewith | |
| US20080013653A1 (en) | Direct bandpass sampling receivers with analog interpolation filters and related methods | |
| KR20120024776A (ko) | 하나의 트랜시버를 이용한 다수의 모뎀들의 동시 동작을 위한 방법 및 장치 | |
| EP1213844A1 (en) | Multibranch communications receiver | |
| WO2012024333A1 (en) | Radio channel aggregation and segmentation using block-tdm | |
| WO2001069824A1 (en) | Low-complexity beam forming and antenna diversity receiver | |
| WO2007005392A1 (en) | Analog to digital converter with ping-pong architecture | |
| JPWO2006088081A1 (ja) | 通信装置 | |
| US8050639B2 (en) | Multi-antenna communication apparatus | |
| US8160522B2 (en) | Apparatus and method for receiving signal in multiple input multiple output system | |
| Krishnamurthy et al. | Time division multiplexing front-ends for multiantenna integrated wireless receivers | |
| US9998138B1 (en) | Time-multiplexed successive approximation register (SAR) analog-to-digital converter (ADC) circuits for multi-channel receivers | |
| US7860182B2 (en) | Receiver hardware reduction for spatially independent signals and associated methods | |
| EP1994706A1 (en) | Method and apparatus for generating clock signals for quadrature sampling | |
| Fettweis et al. | WIGWAM: System concept development for 1 Gbit/s air interface | |
| Schlegel et al. | Partitioned-stream communications for increased spectral efficiency in cdma systems | |
| Zhang et al. | Single Local-Oscillator Solution for Multiband OFDM Systems | |
| WO2010029972A1 (ja) | 多相離散処理による複数周波数チャネル受信装置と方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080318 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081014 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081215 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090901 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20091026 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100216 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100513 |
|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20100524 |
|
| A912 | Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A912 Effective date: 20100702 |