JP2001168745A - 情報再生方法及びラジオデータシステム信号復調装置 - Google Patents
情報再生方法及びラジオデータシステム信号復調装置Info
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- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 復調処理における演算に必要な電力を低減す
る。 【解決手段】 入力される多重信号からステレオ差信号
を抽出する処理により得られる中間信号に基づいて、振
幅変調されたラジオデータシステム信号を生成する。
る。 【解決手段】 入力される多重信号からステレオ差信号
を抽出する処理により得られる中間信号に基づいて、振
幅変調されたラジオデータシステム信号を生成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は情報再生方法及びラ
ジオデータシステム信号復調装置に関し、詳しくは、入
力される多重信号をフィルタリング処理及び変換処理し
て振幅復調されたラジオデータシステム信号を生成し、
ラジオデータシステム情報を再生する情報再生方法及び
ラジオデータシステム信号復調装置に関する。
ジオデータシステム信号復調装置に関し、詳しくは、入
力される多重信号をフィルタリング処理及び変換処理し
て振幅復調されたラジオデータシステム信号を生成し、
ラジオデータシステム情報を再生する情報再生方法及び
ラジオデータシステム信号復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数変調（frequency modulated:以
下、ＦＭという。）放送ステレオ多重信号は、周波数変
調されたものである。ステレオ多重信号（stereo-multi
plex signal）は、ステレオ和（stereo-sum）信号とス
テレオ差（stereo-difference）信号からなる。ステレ
オ差信号は、抑圧搬送波により振幅変調されている。受
信機においてステレオ差信号のコヒーレント振幅復調を
行うために、ステレオ多重信号には、ＡＭ搬送波の片側
であるパイロット搬送波が付加されている。
下、ＦＭという。）放送ステレオ多重信号は、周波数変
調されたものである。ステレオ多重信号（stereo-multi
plex signal）は、ステレオ和（stereo-sum）信号とス
テレオ差（stereo-difference）信号からなる。ステレ
オ差信号は、抑圧搬送波により振幅変調されている。受
信機においてステレオ差信号のコヒーレント振幅復調を
行うために、ステレオ多重信号には、ＡＭ搬送波の片側
であるパイロット搬送波が付加されている。
【０００３】和信号mｓ(t)と差信号mｄ(t)は、以下のよ
うに定義される。 mｓ(t)=aｌ(t)+aｒ(t) mｄ(t)=aｌ(t)-aｒ(t) ここで、ａｌ（ｔ）は左オーディオチャンネル信号を表
し、ａｒ（ｔ）は右オーディオチャンネル信号を表す。
うに定義される。 mｓ(t)=aｌ(t)+aｒ(t) mｄ(t)=aｌ(t)-aｒ(t) ここで、ａｌ（ｔ）は左オーディオチャンネル信号を表
し、ａｒ（ｔ）は右オーディオチャンネル信号を表す。
【０００４】また、ステレオ多重信号mｓｔｍｕｘ(t)
は、以下のように定義される。 mｓｔｍｕｘ(t)=mｓ(t)+sin(2ωｐｉｌt)・mｄ(t)+Aｐ
ｉｌ・sin(ωｐｉｌt) ここで、ωｐｉｌは搬送波周波数を表し、Ａｐｉｌは搬
送波の振幅を表す。
は、以下のように定義される。 mｓｔｍｕｘ(t)=mｓ(t)+sin(2ωｐｉｌt)・mｄ(t)+Aｐ
ｉｌ・sin(ωｐｉｌt) ここで、ωｐｉｌは搬送波周波数を表し、Ａｐｉｌは搬
送波の振幅を表す。
【０００５】ラジオデータシステム（radio data syste
m：以下、ＲＤＳという。）信号は、搬送波の第３高調
波の同相成分又は直交成分を変調することによりステレ
オ多重信号に加えられる。すなわち、多重信号は以下の
ように定義される。 m(t)=mｓｔｍｕｘ(t)+cos(3ωｐｉｌt)・mｒｄｓ(t) ここで、ｍｒｄｓ（ｔ）は、ＲＤＳ信号を表す。ＲＤＳ
とは、５７ｋＨｚの副搬送波を用いたディジタル変調方
式により、ＦＭ放送局の選択・受信を容易にするための
識別コードなどを放送するヨーロッパで実用化されてい
る多重放送方式である。
m：以下、ＲＤＳという。）信号は、搬送波の第３高調
波の同相成分又は直交成分を変調することによりステレ
オ多重信号に加えられる。すなわち、多重信号は以下の
ように定義される。 m(t)=mｓｔｍｕｘ(t)+cos(3ωｐｉｌt)・mｒｄｓ(t) ここで、ｍｒｄｓ（ｔ）は、ＲＤＳ信号を表す。ＲＤＳ
とは、５７ｋＨｚの副搬送波を用いたディジタル変調方
式により、ＦＭ放送局の選択・受信を容易にするための
識別コードなどを放送するヨーロッパで実用化されてい
る多重放送方式である。
【０００６】従来のステレオデマルチプレクサの基本的
な構成を図８に示す。ステレオ差信号のコヒーレント振
幅復調には、パイロット搬送波の第２高調波が必要なた
め、このステレオデマルチプレクサは、ステレオ多重化
解除処理を実行するために、パイロット搬送波の第２高
調波を再生する必要がある。そこで、位相同期ループ
（phase-locked loop：以下、ＰＬＬという。）回路１
は、供給された多重信号ｍ（ｔ）をパイロット搬送波に
ロックして、パイロット搬送波の第２高調波、すなわち
信号２ｓｉｎ（２ωｐｉｌｔ）を生成する。ステレオ差
信号をコヒーレント振幅復調するためには、パイロット
搬送波と、パイロット搬送波の第２高調波との間の位相
誤差が小さくなくてはならない。このコヒーレント振幅
復調は、第１の入力端子を介してステレオ多重信号ｍ
（ｔ）が供給され、第２の入力端子を介してパイロット
搬送波の第２高調波が供給される第１のミキサ２により
実行される。復調器として機能するミキサ２から出力さ
れる信号は、低域通過フィルタ（low-pass filter：以
下、ＬＰＦという。）３に供給され、フィルタ３はステ
レオ差信号ｍｄ（ｔ）を出力する。ステレオ和信号ｍｓ
（ｔ）は、ＬＰＦ４によりステレオ多重信号ｍ（ｔ）の
高域をフィルタリングすることにより得られる。
な構成を図８に示す。ステレオ差信号のコヒーレント振
幅復調には、パイロット搬送波の第２高調波が必要なた
め、このステレオデマルチプレクサは、ステレオ多重化
解除処理を実行するために、パイロット搬送波の第２高
調波を再生する必要がある。そこで、位相同期ループ
（phase-locked loop：以下、ＰＬＬという。）回路１
は、供給された多重信号ｍ（ｔ）をパイロット搬送波に
ロックして、パイロット搬送波の第２高調波、すなわち
信号２ｓｉｎ（２ωｐｉｌｔ）を生成する。ステレオ差
信号をコヒーレント振幅復調するためには、パイロット
搬送波と、パイロット搬送波の第２高調波との間の位相
誤差が小さくなくてはならない。このコヒーレント振幅
復調は、第１の入力端子を介してステレオ多重信号ｍ
（ｔ）が供給され、第２の入力端子を介してパイロット
搬送波の第２高調波が供給される第１のミキサ２により
実行される。復調器として機能するミキサ２から出力さ
れる信号は、低域通過フィルタ（low-pass filter：以
下、ＬＰＦという。）３に供給され、フィルタ３はステ
レオ差信号ｍｄ（ｔ）を出力する。ステレオ和信号ｍｓ
（ｔ）は、ＬＰＦ４によりステレオ多重信号ｍ（ｔ）の
高域をフィルタリングすることにより得られる。
【０００７】左チャンネルオーディオ信号ｌ（ｔ）及び
右チャンネルオーディオ信号ｒ（ｔ）は、以下のよう
に、それぞれステレオ和信号とステレオ差信号の和及び
差として求められる。 r(t)=mｓ(t)-mｄ(t)=(aｌ(t)+aｒ(t))-(aｌ(t)-aｒ(t))
=2aｒ(t) l(t)=mｓ(t)+mｄ(t)=(aｌ(t)+aｒ(t))+(aｌ(t)-aｒ(t))
=2aｌ(t) 左チャンネルオーディオ信号ｌ（ｔ）は、第１の入力端
子を介してステレオ差信号ｍｄ（ｔ）が供給され、第２
の入力端子を介してステレオ和信号ｍｓ（ｔ）が供給さ
れる加算器３５により生成される。右オーディオ信号ｒ
（ｔ）は、第１の入力端子を介して供給されたステレオ
和信号ｍｓ（ｔ）から、第２の入力端子を介して供給さ
れたステレオ差信号ｍｄ（ｔ）を差し引く減算器３６に
より生成される。
右チャンネルオーディオ信号ｒ（ｔ）は、以下のよう
に、それぞれステレオ和信号とステレオ差信号の和及び
差として求められる。 r(t)=mｓ(t)-mｄ(t)=(aｌ(t)+aｒ(t))-(aｌ(t)-aｒ(t))
=2aｒ(t) l(t)=mｓ(t)+mｄ(t)=(aｌ(t)+aｒ(t))+(aｌ(t)-aｒ(t))
=2aｌ(t) 左チャンネルオーディオ信号ｌ（ｔ）は、第１の入力端
子を介してステレオ差信号ｍｄ（ｔ）が供給され、第２
の入力端子を介してステレオ和信号ｍｓ（ｔ）が供給さ
れる加算器３５により生成される。右オーディオ信号ｒ
（ｔ）は、第１の入力端子を介して供給されたステレオ
和信号ｍｓ（ｔ）から、第２の入力端子を介して供給さ
れたステレオ差信号ｍｄ（ｔ）を差し引く減算器３６に
より生成される。
【０００８】ＲＤＳ信号は、ステレオ多重信号ｍ（ｔ）
にパイロット搬送波の第３高調波、例えば、搬送波周波
数として１９ｋＨｚの周波数を用いている場合５７ｋＨ
ｚの搬送波を乗算することによりコヒーレント振幅復調
される。パイロット搬送波の第３高調波は、中央周波数
５７ｋＨｚの帯域通過フィルタ（band-pass filter：い
か、ＢＰＦという。）３３によりステレオ多重信号ｍ
（ｔ）をフィルタリングすることにより抽出される。Ｂ
ＰＦ３３からの出力信号は、コスタスループ回路３４に
供給され、コスタスループ回路３４は、振幅変調された
ＲＤＳ信号をロックし、ＲＤＳ搬送波、すなわちパイロ
ット搬送波の第３高調波を再生する。再生されたＲＤＳ
搬送波は、第２のミキサ９において、ＢＰＦ３３の出力
信号に乗算され、これによりＲＤＳ信号が復調される。
この乗算処理及びこの後段に設けられたＬＰＦ１０によ
るフィルタリングにより、ＲＤＳ信号のコヒーレント振
幅復調処理が完了する。ＬＰＦ１０の出力信号は、ＲＤ
Ｓデコーダ１１に供給され、ＲＤＳデコーダ１１は、Ｒ
ＤＳ信号ｍｒｄｓ（ｔ）をデコードし、ＲＤＳデータを
出力する。
にパイロット搬送波の第３高調波、例えば、搬送波周波
数として１９ｋＨｚの周波数を用いている場合５７ｋＨ
ｚの搬送波を乗算することによりコヒーレント振幅復調
される。パイロット搬送波の第３高調波は、中央周波数
５７ｋＨｚの帯域通過フィルタ（band-pass filter：い
か、ＢＰＦという。）３３によりステレオ多重信号ｍ
（ｔ）をフィルタリングすることにより抽出される。Ｂ
ＰＦ３３からの出力信号は、コスタスループ回路３４に
供給され、コスタスループ回路３４は、振幅変調された
ＲＤＳ信号をロックし、ＲＤＳ搬送波、すなわちパイロ
ット搬送波の第３高調波を再生する。再生されたＲＤＳ
搬送波は、第２のミキサ９において、ＢＰＦ３３の出力
信号に乗算され、これによりＲＤＳ信号が復調される。
この乗算処理及びこの後段に設けられたＬＰＦ１０によ
るフィルタリングにより、ＲＤＳ信号のコヒーレント振
幅復調処理が完了する。ＬＰＦ１０の出力信号は、ＲＤ
Ｓデコーダ１１に供給され、ＲＤＳデコーダ１１は、Ｒ
ＤＳ信号ｍｒｄｓ（ｔ）をデコードし、ＲＤＳデータを
出力する。
【０００９】ステレオ送信波（transmitter）の検出の
ために、ステレオデマルチプレクサはパイロット搬送波
を検出する必要がある。信頼できるパイロット搬送波の
検出の方法は、パイロット搬送波によるステレオ多重信
号ｍ（ｔ）のコヒーレント振幅復調を行う方法である。
そこで、ＰＬＬ１は、パイロット搬送波と同相の搬送波
周波数ωｐｉｌを有する搬送波を生成する。この搬送波
は、第３のミキサ１２によりステレオ多重信号ｍ（ｔ）
に混合される。第３のミキサ１２の出力信号ｍｇ（ｔ）
は、ＬＰＦ１３によりフィルタリングされ、これにより
より高い周波数の混合積（mixing products）が抑圧さ
れる。このようにして生成されたＤＣ信号ｍｈ（ｔ）
は、ステレオ伝送の検出のための信頼できる情報として
用いることができる。
ために、ステレオデマルチプレクサはパイロット搬送波
を検出する必要がある。信頼できるパイロット搬送波の
検出の方法は、パイロット搬送波によるステレオ多重信
号ｍ（ｔ）のコヒーレント振幅復調を行う方法である。
そこで、ＰＬＬ１は、パイロット搬送波と同相の搬送波
周波数ωｐｉｌを有する搬送波を生成する。この搬送波
は、第３のミキサ１２によりステレオ多重信号ｍ（ｔ）
に混合される。第３のミキサ１２の出力信号ｍｇ（ｔ）
は、ＬＰＦ１３によりフィルタリングされ、これにより
より高い周波数の混合積（mixing products）が抑圧さ
れる。このようにして生成されたＤＣ信号ｍｈ（ｔ）
は、ステレオ伝送の検出のための信頼できる情報として
用いることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】以上のようなステレオ
デマルチプレクサは、パイロット搬送波の第３高調波の
周波数、すなわち５７ｋＨｚの周波数の搬送波を生成す
る必要があるため、デジタル演算の消費電力が大きいと
いう欠点がある。
デマルチプレクサは、パイロット搬送波の第３高調波の
周波数、すなわち５７ｋＨｚの周波数の搬送波を生成す
る必要があるため、デジタル演算の消費電力が大きいと
いう欠点がある。
【００１１】そこで、本発明は上述の課題に鑑み、演算
に必要な電力を小さくできる情報再生方法及びこの情報
再生方法を用いるラジオデータシステム信号復調装置を
提供することを目的とする。
に必要な電力を小さくできる情報再生方法及びこの情報
再生方法を用いるラジオデータシステム信号復調装置を
提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明に係る情報再生方法は、入力される多重信
号をフィルタリング処理及び変換処理して振幅復調され
たラジオデータシステム信号を生成し、ラジオデータシ
ステム情報を再生する情報再生方法において、入力され
る多重信号からステレオ差信号を抽出する処理により得
られる中間信号に基づいて、振幅変調されたラジオデー
タシステム信号が生成されることを特徴とする。
めに、本発明に係る情報再生方法は、入力される多重信
号をフィルタリング処理及び変換処理して振幅復調され
たラジオデータシステム信号を生成し、ラジオデータシ
ステム情報を再生する情報再生方法において、入力され
る多重信号からステレオ差信号を抽出する処理により得
られる中間信号に基づいて、振幅変調されたラジオデー
タシステム信号が生成されることを特徴とする。
【００１３】また、本発明に係るラジオデータシステム
信号復調装置は、上述の情報再生方法に基づいてラジオ
データシステム信号を生成する。
信号復調装置は、上述の情報再生方法に基づいてラジオ
データシステム信号を生成する。
【００１４】本発明に係る情報再生方法及びラジオデー
タシステム信号復調装置によれば、パイロット搬送波の
第３高調波の周波数を有する搬送波を新たに生成するこ
となく、ラジオデータシステム信号に対するコヒーレン
ト振幅復調が実現される。
タシステム信号復調装置によれば、パイロット搬送波の
第３高調波の周波数を有する搬送波を新たに生成するこ
となく、ラジオデータシステム信号に対するコヒーレン
ト振幅復調が実現される。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る情報再生方法
及びラジオデータシステム信号復調装置について、図面
を参照して詳細に説明する。
及びラジオデータシステム信号復調装置について、図面
を参照して詳細に説明する。
【００１６】本発明の第１の具体例においては、パイロ
ット搬送波の第３高調波の周波数、例えば５７ｋＨｚの
周波数を有する搬送波を新たに生成することなく、ラジ
オデータシステム（radio data system：以下、ＲＤＳ
という。）信号に対するコヒーレント振幅復調を実現す
る。したがって、本発明によれば、演算に必要な電力を
小さくすることができる。
ット搬送波の第３高調波の周波数、例えば５７ｋＨｚの
周波数を有する搬送波を新たに生成することなく、ラジ
オデータシステム（radio data system：以下、ＲＤＳ
という。）信号に対するコヒーレント振幅復調を実現す
る。したがって、本発明によれば、演算に必要な電力を
小さくすることができる。
【００１７】本発明の第１の具体例について、図１乃至
図４を用いて説明する。ここで、説明を簡潔にするため
に、この具体例における多重信号ｍ（ｔ）は、本発明に
関する信号、すなわち変調されたＲＤＳ信号及びパイロ
ット搬送波のみを含んでいるものとする。左チャンネル
及び右チャンネルのオーディオ信号の多重化分離及び復
調は従来と同様の方法により行われる。また、ステレオ
送信波の検出も従来と同様の方法により行われる。した
がって、図１に示すデマルチプレクサにおいて、従来と
同様の処理を行う部分については、その説明を省略す
る。
図４を用いて説明する。ここで、説明を簡潔にするため
に、この具体例における多重信号ｍ（ｔ）は、本発明に
関する信号、すなわち変調されたＲＤＳ信号及びパイロ
ット搬送波のみを含んでいるものとする。左チャンネル
及び右チャンネルのオーディオ信号の多重化分離及び復
調は従来と同様の方法により行われる。また、ステレオ
送信波の検出も従来と同様の方法により行われる。した
がって、図１に示すデマルチプレクサにおいて、従来と
同様の処理を行う部分については、その説明を省略す
る。
【００１８】ステレオ差信号ｍｄ（ｔ）の生成処理にお
いて、第１のミキサ２は、中間信号ｍａ（ｔ）を低域通
過フィルタ（low-pass filter：以下、ＬＰＦとい
う。）３に供給する。すなわち、中間信号ｍａ（ｔ）は
多重信号ｍ（ｔ）とパイロット搬送波の第２高調波、す
なわち３８ｋＨの搬送波とを乗算して得られた信号であ
る。この中間信号ｍａ（ｔ）においては、ＲＤＳ搬送波
は、パイロット搬送波の第３高調波からパイロット搬送
波の周波数、すなわち、５７ｋＨｚから１９ｋＨｚに混
合される。パイロット搬送波自身は、１９ｋＨｚから−
１９ｋＨｚに混合される。すなわち鏡映対称に変換（mi
rrored：以下、鏡映という。）される。図２のＡは、多
重信号ｍ（ｔ）のスペクトルＭ（ｊｆ）を示すグラフで
あり、図２のＢは、第１のミキサ２の出力信号のスペク
トル、すなわち中間信号ｍａ（ｔ）のスペクトルＭａ
（ｊｆ）を示す図である。上述のように、ここでは本発
明に関係する信号についてのみ説明する。この図２から
明らかなように、１９ｋＨｚにおける中間信号ｍａ
（ｔ）のスペクトルＭａ（ｊｆ）は、鏡映されたパイロ
ット搬送波と周波数偏移された振幅変調されたＲＤＳ信
号とからなる。
いて、第１のミキサ２は、中間信号ｍａ（ｔ）を低域通
過フィルタ（low-pass filter：以下、ＬＰＦとい
う。）３に供給する。すなわち、中間信号ｍａ（ｔ）は
多重信号ｍ（ｔ）とパイロット搬送波の第２高調波、す
なわち３８ｋＨの搬送波とを乗算して得られた信号であ
る。この中間信号ｍａ（ｔ）においては、ＲＤＳ搬送波
は、パイロット搬送波の第３高調波からパイロット搬送
波の周波数、すなわち、５７ｋＨｚから１９ｋＨｚに混
合される。パイロット搬送波自身は、１９ｋＨｚから−
１９ｋＨｚに混合される。すなわち鏡映対称に変換（mi
rrored：以下、鏡映という。）される。図２のＡは、多
重信号ｍ（ｔ）のスペクトルＭ（ｊｆ）を示すグラフで
あり、図２のＢは、第１のミキサ２の出力信号のスペク
トル、すなわち中間信号ｍａ（ｔ）のスペクトルＭａ
（ｊｆ）を示す図である。上述のように、ここでは本発
明に関係する信号についてのみ説明する。この図２から
明らかなように、１９ｋＨｚにおける中間信号ｍａ
（ｔ）のスペクトルＭａ（ｊｆ）は、鏡映されたパイロ
ット搬送波と周波数偏移された振幅変調されたＲＤＳ信
号とからなる。
【００１９】振幅変調されたＲＤＳ信号から中間信号ｍ
ａ（ｔ）を正確に抽出するために、本発明の具体例にお
いては、鏡映されたパイロット搬送波ｍｂ（ｔ）を中間
信号ｍａ（ｔ）から減算する。パイロット搬送波を鏡映
するために、第４のミキサ５により、ステレオ和信号ｍ
ｓ（ｔ）にパイロット搬送波の第２高調波、すなわち３
８ｋＨｚの搬送波を乗算する。
ａ（ｔ）を正確に抽出するために、本発明の具体例にお
いては、鏡映されたパイロット搬送波ｍｂ（ｔ）を中間
信号ｍａ（ｔ）から減算する。パイロット搬送波を鏡映
するために、第４のミキサ５により、ステレオ和信号ｍ
ｓ（ｔ）にパイロット搬送波の第２高調波、すなわち３
８ｋＨｚの搬送波を乗算する。
【００２０】図３のＡは、ステレオ和信号のスペクトル
Ｍｓ（ｊｆ）を示すグラフであり、図３のＢは、鏡映さ
れたパイロット搬送波Ｍｂ（ｔ）のスペクトルＭｂ（ｊ
ｆ）を示すグラフである。
Ｍｓ（ｊｆ）を示すグラフであり、図３のＢは、鏡映さ
れたパイロット搬送波Ｍｂ（ｔ）のスペクトルＭｂ（ｊ
ｆ）を示すグラフである。
【００２１】図４は、減算器６により実行される、中間
信号ｍａ（ｔ）から鏡映されたパイロット搬送波搬送波
ｍｂ（ｔ）を減算する処理を説明する図である。図４の
左側は、中間信号ｍａ（ｔ）のスペクトルＭａ（ｊｆ）
を示し、このスペクトルＭａ（ｊｆ）から、図４の中央
に示すパイロット搬送波Ｍｂ（ｔ）のスペクトルＭｂ
（ｊｆ）が減算される。これにより、図４の右側に示す
ような、振幅変調されたＲＤＳ信号Ｍｃ（ｔ）のスペク
トルＭｃ（ｊｆ）が得られる。
信号ｍａ（ｔ）から鏡映されたパイロット搬送波搬送波
ｍｂ（ｔ）を減算する処理を説明する図である。図４の
左側は、中間信号ｍａ（ｔ）のスペクトルＭａ（ｊｆ）
を示し、このスペクトルＭａ（ｊｆ）から、図４の中央
に示すパイロット搬送波Ｍｂ（ｔ）のスペクトルＭｂ
（ｊｆ）が減算される。これにより、図４の右側に示す
ような、振幅変調されたＲＤＳ信号Ｍｃ（ｔ）のスペク
トルＭｃ（ｊｆ）が得られる。
【００２２】図１に示すデマルチプレクサにおいては、
以上のように、パイロット搬送波の搬送波周波数と等し
い、１９ｋＨｚの搬送波周波数を有する振幅変調された
ＲＤＳ信号を従来と同様の方法により処理する。ここ
で、本具体例においては、帯域通過フィルタ（band-pas
s filter：以下、ＢＰＦという。）７の中央周波数は、
従来の５７ｋＨｚとは異なり、１９ｋＨｚに設定されて
いる。また、コスタスループ回路８は、従来のパイロッ
ト搬送波の第３高調波、すなわち５７ｋＨｚの搬送波周
波数の生成ではなく、パイロット搬送波の周波数、すな
わち１９ｋＨｚの搬送波周波数を生成する。すなわち、
図１に示すコスタスループ回路８には、ＢＰＦ７の出力
信号が供給され、コスタスループ回路８は、パイロット
搬送波の周波数を有する搬送波を第２のミキサ９に供給
する。第２のミキサ９には、ＢＰＦ７の出力信号も供給
されている。第２のミキサ９は、ＢＰＦ７から供給され
た信号と、コスタスループ回路８から供給された信号を
乗算することにより、ＢＰＦ７から供給された信号を復
調する。
以上のように、パイロット搬送波の搬送波周波数と等し
い、１９ｋＨｚの搬送波周波数を有する振幅変調された
ＲＤＳ信号を従来と同様の方法により処理する。ここ
で、本具体例においては、帯域通過フィルタ（band-pas
s filter：以下、ＢＰＦという。）７の中央周波数は、
従来の５７ｋＨｚとは異なり、１９ｋＨｚに設定されて
いる。また、コスタスループ回路８は、従来のパイロッ
ト搬送波の第３高調波、すなわち５７ｋＨｚの搬送波周
波数の生成ではなく、パイロット搬送波の周波数、すな
わち１９ｋＨｚの搬送波周波数を生成する。すなわち、
図１に示すコスタスループ回路８には、ＢＰＦ７の出力
信号が供給され、コスタスループ回路８は、パイロット
搬送波の周波数を有する搬送波を第２のミキサ９に供給
する。第２のミキサ９には、ＢＰＦ７の出力信号も供給
されている。第２のミキサ９は、ＢＰＦ７から供給され
た信号と、コスタスループ回路８から供給された信号を
乗算することにより、ＢＰＦ７から供給された信号を復
調する。
【００２３】図５は、従来のステレオデマルチプレクサ
及びＲＤＳデコーダのデジタルソリューションの一例を
示す図であり、サンプリングレートの間引き（decimati
on）を説明するものである。周波数変調された多重信号
ｍ（ｔ）は、周波数復調され、ステレオ多重化分離され
たオーディオ信号及びＲＤＳ信号より高い帯域を有して
いるため、サンプリングレートの間引きを実行すること
ができる。本発明と、図５に示すデジタルステレオデマ
ルチプレクサを組み合わせて用いることにより、演算に
必要な電力を小さくできる。この点を明らかにするため
に、図５に示すデジタルステレオデマルチプレクサの動
作について説明する。
及びＲＤＳデコーダのデジタルソリューションの一例を
示す図であり、サンプリングレートの間引き（decimati
on）を説明するものである。周波数変調された多重信号
ｍ（ｔ）は、周波数復調され、ステレオ多重化分離され
たオーディオ信号及びＲＤＳ信号より高い帯域を有して
いるため、サンプリングレートの間引きを実行すること
ができる。本発明と、図５に示すデジタルステレオデマ
ルチプレクサを組み合わせて用いることにより、演算に
必要な電力を小さくできる。この点を明らかにするため
に、図５に示すデジタルステレオデマルチプレクサの動
作について説明する。
【００２４】まず、サンプリングレート間引きフィルタ
１４における間引き係数Ｄによるサンプリングレートの
間引き、及び後続するＬＰＦ１５によるフィルタリング
により、多重信号ｍ（ｔ）からステレオ和信号ｍｓ
（ｔ）が生成される。さらにこのステレオ和信号ｍｓ
（ｔ）は、遅延回路１６における第１の遅延係数τによ
り遅延される。これによりステレオ和信号ｍｓ（ｔ）の
遅延は、異なる信号経路に設けられたサンプリングレー
ト間引きフィルタ２１のグループ遅延と同等のものとな
る。
１４における間引き係数Ｄによるサンプリングレートの
間引き、及び後続するＬＰＦ１５によるフィルタリング
により、多重信号ｍ（ｔ）からステレオ和信号ｍｓ
（ｔ）が生成される。さらにこのステレオ和信号ｍｓ
（ｔ）は、遅延回路１６における第１の遅延係数τによ
り遅延される。これによりステレオ和信号ｍｓ（ｔ）の
遅延は、異なる信号経路に設けられたサンプリングレー
ト間引きフィルタ２１のグループ遅延と同等のものとな
る。
【００２５】さらに、デジタルＰＬＬ回路３７は、間引
きされたサンプリングレートに対して動作する。なお、
デジタルＰＬＬ回路３７は、図１に示すＰＬＬ回路１に
置き換えられるものである。和信号用の経路、すなわち
ステレオ和信号ｍｓ（ｔ）を生成するための信号経路
は、ステレオ和信号ｍｓ（ｔ）及びパイロット搬送波の
サンプリングレートの間引きに使用され、すなわち第１
のサンプリングレート間引きフィルタ１４の出力信号
は、ＬＰＦ１５だけではなく、デジタルＰＬＬ回路３７
にも供給される。図５に示すステレオデマルチプレクサ
の詳細については、本願と並行して出願された欧州特許
出願「デジタルステレオデマルチプレクサ（digital st
ereo demultiplexer）」に記載されている。
きされたサンプリングレートに対して動作する。なお、
デジタルＰＬＬ回路３７は、図１に示すＰＬＬ回路１に
置き換えられるものである。和信号用の経路、すなわち
ステレオ和信号ｍｓ（ｔ）を生成するための信号経路
は、ステレオ和信号ｍｓ（ｔ）及びパイロット搬送波の
サンプリングレートの間引きに使用され、すなわち第１
のサンプリングレート間引きフィルタ１４の出力信号
は、ＬＰＦ１５だけではなく、デジタルＰＬＬ回路３７
にも供給される。図５に示すステレオデマルチプレクサ
の詳細については、本願と並行して出願された欧州特許
出願「デジタルステレオデマルチプレクサ（digital st
ereo demultiplexer）」に記載されている。
【００２６】デジタルＰＬＬ回路３７は、ステレオ差信
号ｍｄ（ｔ）のコヒーレント振幅復調のための搬送波及
びコヒーレントパイロット搬送波検出、すなわちステレ
オ送信波検出のための搬送波を生成する。デジタルＰＬ
Ｌ回路３７においては、同期のために、パイロット搬送
波と直交する別の搬送波が必要である。このため、デジ
タルＰＬＬ回路３７は、３つの搬送波、すなわちステレ
オ差信号ｍｄ（ｔ）のコヒーレント振幅復調用の３８ｋ
Ｈｚの搬送波、及び１９ｋＨｚの複素搬送波を生成す
る。１９ｋＨｚの複素搬送波は、コヒーレントパイロッ
ト搬送波検出のための搬送波と、この搬送波に直交し、
デジタルＰＬＬ回路３７における同期目的で使用される
搬送波とからなる。
号ｍｄ（ｔ）のコヒーレント振幅復調のための搬送波及
びコヒーレントパイロット搬送波検出、すなわちステレ
オ送信波検出のための搬送波を生成する。デジタルＰＬ
Ｌ回路３７においては、同期のために、パイロット搬送
波と直交する別の搬送波が必要である。このため、デジ
タルＰＬＬ回路３７は、３つの搬送波、すなわちステレ
オ差信号ｍｄ（ｔ）のコヒーレント振幅復調用の３８ｋ
Ｈｚの搬送波、及び１９ｋＨｚの複素搬送波を生成す
る。１９ｋＨｚの複素搬送波は、コヒーレントパイロッ
ト搬送波検出のための搬送波と、この搬送波に直交し、
デジタルＰＬＬ回路３７における同期目的で使用される
搬送波とからなる。
【００２７】従来のステレオ送信波の検出と同様、多重
信号ｍ（ｔ）とパイロット搬送波の乗算及びＬＰＦによ
るフィルタリングによりステレオ送信波が検出される。
この復調処理における乗算処理は、第３のミキサ３１に
より実行される。第３のミキサ３１には、第１のサンプ
リングレート間引きフィルタ１４からサンプリングレー
ト間引き処理された多重信号と、このサンプリングレー
ト間引き処理された多重信号に基づいてデジタルＰＬＬ
回路３７により生成されたパイロット搬送波とが供給さ
れている。第３のミキサ３１の出力信号は、ＬＰＦ３２
に供給され、ＬＰＦ３２は、搬送波検出信号ｍｈ（ｔ）
を出力する。
信号ｍ（ｔ）とパイロット搬送波の乗算及びＬＰＦによ
るフィルタリングによりステレオ送信波が検出される。
この復調処理における乗算処理は、第３のミキサ３１に
より実行される。第３のミキサ３１には、第１のサンプ
リングレート間引きフィルタ１４からサンプリングレー
ト間引き処理された多重信号と、このサンプリングレー
ト間引き処理された多重信号に基づいてデジタルＰＬＬ
回路３７により生成されたパイロット搬送波とが供給さ
れている。第３のミキサ３１の出力信号は、ＬＰＦ３２
に供給され、ＬＰＦ３２は、搬送波検出信号ｍｈ（ｔ）
を出力する。
【００２８】多重信号ｍ（ｔ）の帯域はオーディオ信号
の帯域より高いため、ステレオ差信号ｍｄ（ｔ）のコヒ
ーレント振幅復調は、オーディオ信号のサンプリングレ
ートより高いサンプリングレートで行う必要がある。こ
のため、ステレオ差信号ｍｄ（ｔ）のコヒーレント振幅
復調の搬送波をより高いサンプリングレートで生成する
必要がある。図５に示す具体例では、デジタルＰＬＬ回
路３７により生成されるパイロット搬送波の第２高調波
は、アップサンプリング回路１８におけるアップサンプ
リング係数Ｄによりアップサンプリングされているた
め、搬送波は、オーディオ信号のサンプリングレートの
Ｄ倍のサンプリングレートで生成される。ステレオ差信
号ｍｄ（ｔ）の生成に必要なコヒーレント振幅復調を行
うために、第１のミキサ２０において、上述のようにし
て生成された搬送波、すなわちパイロット搬送波と同相
にロックされ、搬送波周波数２ωｐｉｌを有する搬送波
と多重信号ｍ（ｔ）とを乗算する。第１のミキサ２０の
出力信号はＬＰＦ２４によりフィルタリングされ、ＬＰ
Ｆ２４は、ステレオ差信号ｍｄ（ｔ）を出力する。第１
のミキサ２０とＬＰＦ２４との間に設けられている第２
のサンプリングレート間引きフィルタ２１は、第１のミ
キサ２０の出力信号のサンプリングレートを間引き係数
Ｄにより間引きしてＬＰＦ２４に供給する。さらに、和
信号の信号経路において、多重信号ｍ（ｔ）は、第１の
ミキサ２０に供給される前に、第２の遅延回路１９にお
ける遅延係数τにより遅延され、これにより第１のサン
プリングレート間引きフィルタ１４のグループ遅延と同
等とされる。
の帯域より高いため、ステレオ差信号ｍｄ（ｔ）のコヒ
ーレント振幅復調は、オーディオ信号のサンプリングレ
ートより高いサンプリングレートで行う必要がある。こ
のため、ステレオ差信号ｍｄ（ｔ）のコヒーレント振幅
復調の搬送波をより高いサンプリングレートで生成する
必要がある。図５に示す具体例では、デジタルＰＬＬ回
路３７により生成されるパイロット搬送波の第２高調波
は、アップサンプリング回路１８におけるアップサンプ
リング係数Ｄによりアップサンプリングされているた
め、搬送波は、オーディオ信号のサンプリングレートの
Ｄ倍のサンプリングレートで生成される。ステレオ差信
号ｍｄ（ｔ）の生成に必要なコヒーレント振幅復調を行
うために、第１のミキサ２０において、上述のようにし
て生成された搬送波、すなわちパイロット搬送波と同相
にロックされ、搬送波周波数２ωｐｉｌを有する搬送波
と多重信号ｍ（ｔ）とを乗算する。第１のミキサ２０の
出力信号はＬＰＦ２４によりフィルタリングされ、ＬＰ
Ｆ２４は、ステレオ差信号ｍｄ（ｔ）を出力する。第１
のミキサ２０とＬＰＦ２４との間に設けられている第２
のサンプリングレート間引きフィルタ２１は、第１のミ
キサ２０の出力信号のサンプリングレートを間引き係数
Ｄにより間引きしてＬＰＦ２４に供給する。さらに、和
信号の信号経路において、多重信号ｍ（ｔ）は、第１の
ミキサ２０に供給される前に、第２の遅延回路１９にお
ける遅延係数τにより遅延され、これにより第１のサン
プリングレート間引きフィルタ１４のグループ遅延と同
等とされる。
【００２９】図５に示すデジタルステレオデマルチプレ
クサ内において、第５のミキサ２６は、多重信号ｍ
（ｔ）とパイロット搬送波の複素第３高調波とを乗算し
てベースバンドのＲＤＳデータを生成し、第３のサンプ
リングレート間引きフィルタ３８は、間引き係数Ｆによ
り、この複素ＲＤＳベースバンドデータのサンプリング
レートを間引きする。間引き処理された複素ＲＤＳベー
スバンドデータは、再構築ＬＰＦ（reconstruction low
-pass filter）２８によりフィルタリングされる。再構
築ＬＰＦ２８は、最善のＲＤＳ復号処理を実現するため
にマッチングされたフィルタである。さらに、コスタス
ループ回路２９は、ＲＤＳ搬送波をロックし、ＲＤＳ信
号を振幅復調する。コヒーレント振幅復調されたＲＤＳ
信号は、ＲＤＳデコーダ３０に供給され、ＲＤＳデコー
ダ３０は、このコヒーレント振幅変調されたＲＤＳ信号
に基づいてＲＤＳデータをデコードし、デコードしたＲ
ＤＳデータを出力する。
クサ内において、第５のミキサ２６は、多重信号ｍ
（ｔ）とパイロット搬送波の複素第３高調波とを乗算し
てベースバンドのＲＤＳデータを生成し、第３のサンプ
リングレート間引きフィルタ３８は、間引き係数Ｆによ
り、この複素ＲＤＳベースバンドデータのサンプリング
レートを間引きする。間引き処理された複素ＲＤＳベー
スバンドデータは、再構築ＬＰＦ（reconstruction low
-pass filter）２８によりフィルタリングされる。再構
築ＬＰＦ２８は、最善のＲＤＳ復号処理を実現するため
にマッチングされたフィルタである。さらに、コスタス
ループ回路２９は、ＲＤＳ搬送波をロックし、ＲＤＳ信
号を振幅復調する。コヒーレント振幅復調されたＲＤＳ
信号は、ＲＤＳデコーダ３０に供給され、ＲＤＳデコー
ダ３０は、このコヒーレント振幅変調されたＲＤＳ信号
に基づいてＲＤＳデータをデコードし、デコードしたＲ
ＤＳデータを出力する。
【００３０】図６は、本発明の第２の具体例を示す図で
ある。この第２の具体例では、ＲＤＳ信号のサンプリン
グレート間引きのためのステレオ差信号のサンプリング
レート間引きフィルタを用いる。
ある。この第２の具体例では、ＲＤＳ信号のサンプリン
グレート間引きのためのステレオ差信号のサンプリング
レート間引きフィルタを用いる。
【００３１】図６に示す本発明の第２の具体例におい
て、ステレオ送信波検出、ステレオ和信号ｍｓ（ｔ）及
びステレオ差信号ｍｄ（ｔ）の生成は、図５に示すデジ
タルステレオデマルチプレクサと同様に行う。
て、ステレオ送信波検出、ステレオ和信号ｍｓ（ｔ）及
びステレオ差信号ｍｄ（ｔ）の生成は、図５に示すデジ
タルステレオデマルチプレクサと同様に行う。
【００３２】また、本発明の第２の具体例においては、
サンプリングレートが間引きされた信号に基づく処理の
他は、図１に示す第１の具体例と同様にＲＤＳ信号が生
成される。すなわち、第２のサンプリングレート間引き
フィルタ２１から出力されるサンプリングレートが間引
きされた中間信号ｍａ（ｔ）は、被減数として減算器２
５に供給され、減算器２５は、このサンプリングレート
が間引きされた中間信号ｍａ（ｔ）から、同様にサンプ
リングレートが間引きされた、鏡映されたパイロット搬
送波ｍｂ（ｔ）を減算し、振幅変調されたＲＤＳ信号ｍ
ｃ（ｔ）を出力する。鏡映されたパイロット搬送波ｍｂ
（ｔ）は、第１のサンプリングレート間引きフィルタ１
４から出力されてくるサンプリングレートが間引きされ
た多重信号ｍ（ｔ）を乗算することにより生成される。
サンプリングレート間引きフィルタ１４の帯域幅は、ス
テレオ和信号及びパイロット搬送波がフィルタの通過帯
域となるように決定される。この処理は、第４のミキサ
２２により実行される。すなわち、第４のミキサ２２に
は、第１のサンプリングレート間引きフィルタ１４から
の出力信号と、デジタルＰＬＬ回路１７により生成され
た、サンプリングレートが間引きされたパイロット搬送
波の第２高調波とが供給される。なお、デジタルＰＬＬ
回路１７にも第１のサンプリングレート間引きフィルタ
１４の出力信号が供給されている。このサンプリングレ
ートが間引きされたパイロット搬送波の第２高調波は、
アップサンプリング回路１８にも供給され、ステレオ差
信号ｍｄ（ｔ）に対するコヒーレント振幅復調にも使用
される。第２の変調器として機能する第４のミキサ２２
の出力信号、すなわち鏡映されたパイロット搬送波は、
第３の遅延回路２３において遅延係数τにより遅延さ
れ、異なる経路における第２のサンプリングレート間引
きフィルタ２１のグループ遅延と同等とされる。この鏡
映されたパイロット搬送波ｍｂ（ｔ）は、減算器２５に
被減数として供給される。振幅変調されたＲＤＳ信号ｍ
ｃ（ｔ）は、第４のミキサ２６に供給され、第４のミキ
サ２６は、この振幅変調されたＲＤＳ信号ｍｃ（ｔ）に
１９ｋＨｚの複素搬送波を乗算し、振幅変調されたＲＤ
Ｓ信号ｍｃ（ｔ）を複素ベースバンド信号にダウンコン
バートする。図１を用いて説明したように、パイロット
搬送波の周波数を有する複素搬送波の同相成分は、デジ
タルＰＬＬ回路１７におけるステレオ送信波検出に必要
であり、パイロット搬送波の周波数を有する複素搬送波
の直交成分は、デジタルＰＬＬ回路１７における同期処
理のために必要であるため、パイロット搬送波の周波数
を有する複素搬送波は、デジタルＰＬＬ回路１７から入
手することができる。
サンプリングレートが間引きされた信号に基づく処理の
他は、図１に示す第１の具体例と同様にＲＤＳ信号が生
成される。すなわち、第２のサンプリングレート間引き
フィルタ２１から出力されるサンプリングレートが間引
きされた中間信号ｍａ（ｔ）は、被減数として減算器２
５に供給され、減算器２５は、このサンプリングレート
が間引きされた中間信号ｍａ（ｔ）から、同様にサンプ
リングレートが間引きされた、鏡映されたパイロット搬
送波ｍｂ（ｔ）を減算し、振幅変調されたＲＤＳ信号ｍ
ｃ（ｔ）を出力する。鏡映されたパイロット搬送波ｍｂ
（ｔ）は、第１のサンプリングレート間引きフィルタ１
４から出力されてくるサンプリングレートが間引きされ
た多重信号ｍ（ｔ）を乗算することにより生成される。
サンプリングレート間引きフィルタ１４の帯域幅は、ス
テレオ和信号及びパイロット搬送波がフィルタの通過帯
域となるように決定される。この処理は、第４のミキサ
２２により実行される。すなわち、第４のミキサ２２に
は、第１のサンプリングレート間引きフィルタ１４から
の出力信号と、デジタルＰＬＬ回路１７により生成され
た、サンプリングレートが間引きされたパイロット搬送
波の第２高調波とが供給される。なお、デジタルＰＬＬ
回路１７にも第１のサンプリングレート間引きフィルタ
１４の出力信号が供給されている。このサンプリングレ
ートが間引きされたパイロット搬送波の第２高調波は、
アップサンプリング回路１８にも供給され、ステレオ差
信号ｍｄ（ｔ）に対するコヒーレント振幅復調にも使用
される。第２の変調器として機能する第４のミキサ２２
の出力信号、すなわち鏡映されたパイロット搬送波は、
第３の遅延回路２３において遅延係数τにより遅延さ
れ、異なる経路における第２のサンプリングレート間引
きフィルタ２１のグループ遅延と同等とされる。この鏡
映されたパイロット搬送波ｍｂ（ｔ）は、減算器２５に
被減数として供給される。振幅変調されたＲＤＳ信号ｍ
ｃ（ｔ）は、第４のミキサ２６に供給され、第４のミキ
サ２６は、この振幅変調されたＲＤＳ信号ｍｃ（ｔ）に
１９ｋＨｚの複素搬送波を乗算し、振幅変調されたＲＤ
Ｓ信号ｍｃ（ｔ）を複素ベースバンド信号にダウンコン
バートする。図１を用いて説明したように、パイロット
搬送波の周波数を有する複素搬送波の同相成分は、デジ
タルＰＬＬ回路１７におけるステレオ送信波検出に必要
であり、パイロット搬送波の周波数を有する複素搬送波
の直交成分は、デジタルＰＬＬ回路１７における同期処
理のために必要であるため、パイロット搬送波の周波数
を有する複素搬送波は、デジタルＰＬＬ回路１７から入
手することができる。
【００３３】以下に説明する処理は、間引き係数Ｆに代
えて間引き係数Ｅを用いてさらなるサンプリングレート
の間引きを行うという点以外は、上述した本発明の第２
の具体例と同様のものである。間引き係数Ｄ，Ｅ及びＦ
の関係は以下のとおりである。 Ｄ＋Ｅ＝Ｆ この本発明の第２の具体例のデジタルソリューション
は、振幅変調されたＲＤＳ信号がサンプリングレート間
引き処理とともに複素ベースバンド信号に混合されると
いう利点を有している。したがって、図５で説明したよ
うな振幅変調されたＲＤＳ信号の最適なデコード処理の
ためのコスタスループ、選択的フィルタリング（select
ivity filtering）及び適合フィルタリング（matched f
iltering）は、低いサンプリングレートで行うことがで
きる。これは、図６に示すように、ＲＤＳ復調のための
ステレオ和信号及びステレオ差信号のサンプリングレー
トを間引きするサンプリングレート間引きフィルタを用
いることにより実現される。さらに、振幅変調されたＲ
ＤＳ信号の周波数偏移のためのすべての搬送波は、ステ
レオデマルチプレクサから入手できる。したがって、高
いサンプリングレートにおいて、振幅変調されたＲＤＳ
信号のコヒーレント復調するために、さらなるｓｉｎ／
ｃｏｓ演算やテーブルは必要ない。したがって、本発明
によれば演算に必要な電力を節減できる。
えて間引き係数Ｅを用いてさらなるサンプリングレート
の間引きを行うという点以外は、上述した本発明の第２
の具体例と同様のものである。間引き係数Ｄ，Ｅ及びＦ
の関係は以下のとおりである。 Ｄ＋Ｅ＝Ｆ この本発明の第２の具体例のデジタルソリューション
は、振幅変調されたＲＤＳ信号がサンプリングレート間
引き処理とともに複素ベースバンド信号に混合されると
いう利点を有している。したがって、図５で説明したよ
うな振幅変調されたＲＤＳ信号の最適なデコード処理の
ためのコスタスループ、選択的フィルタリング（select
ivity filtering）及び適合フィルタリング（matched f
iltering）は、低いサンプリングレートで行うことがで
きる。これは、図６に示すように、ＲＤＳ復調のための
ステレオ和信号及びステレオ差信号のサンプリングレー
トを間引きするサンプリングレート間引きフィルタを用
いることにより実現される。さらに、振幅変調されたＲ
ＤＳ信号の周波数偏移のためのすべての搬送波は、ステ
レオデマルチプレクサから入手できる。したがって、高
いサンプリングレートにおいて、振幅変調されたＲＤＳ
信号のコヒーレント復調するために、さらなるｓｉｎ／
ｃｏｓ演算やテーブルは必要ない。したがって、本発明
によれば演算に必要な電力を節減できる。
【００３４】上述のように、デジタルＰＬＬ回路は３つ
の搬送波のみ、すなわちステレオ差信号のコヒーレント
振幅変調のための、パイロット搬送波の第２高調波であ
る３３ｋＨｚの搬送波と、パイロット搬送波の複素周波
数である１９ｋＨｚの複素搬送波のみを生成すればよ
い。１９ｋＨｚの複素搬送波は、コヒーレントパイロッ
ト搬送波検出のための搬送波と、この搬送波に直交し、
デジタルＰＬＬ回路内の同期に使用される搬送波とから
なる。
の搬送波のみ、すなわちステレオ差信号のコヒーレント
振幅変調のための、パイロット搬送波の第２高調波であ
る３３ｋＨｚの搬送波と、パイロット搬送波の複素周波
数である１９ｋＨｚの複素搬送波のみを生成すればよ
い。１９ｋＨｚの複素搬送波は、コヒーレントパイロッ
ト搬送波検出のための搬送波と、この搬送波に直交し、
デジタルＰＬＬ回路内の同期に使用される搬送波とから
なる。
【００３５】本発明の第２の具体例によれば、パイロッ
ト搬送波の帯域における雑音は、第２のサンプリングレ
ート間引きフィルタ２１の出力信号から減算される。し
たがって、本発明の第１の具体例としても示したよう
に、ステレオ差信号ｍｓ（ｔ）に含まれるパイロット搬
送波は、パイロット搬送波の第２高調波である３８ｋＨ
ｚの搬送波に混合され、サンプリングレート間引きフィ
ルタにおけるグループ遅延τ分遅延される。このように
して生成された信号は、ステレオ差信号の信号経路にお
いて、サンプリングレート間引きフィルタ２１の出力信
号から減算され、これによりパイロット搬送波の帯域に
おける雑音が除去される。
ト搬送波の帯域における雑音は、第２のサンプリングレ
ート間引きフィルタ２１の出力信号から減算される。し
たがって、本発明の第１の具体例としても示したよう
に、ステレオ差信号ｍｓ（ｔ）に含まれるパイロット搬
送波は、パイロット搬送波の第２高調波である３８ｋＨ
ｚの搬送波に混合され、サンプリングレート間引きフィ
ルタにおけるグループ遅延τ分遅延される。このように
して生成された信号は、ステレオ差信号の信号経路にお
いて、サンプリングレート間引きフィルタ２１の出力信
号から減算され、これによりパイロット搬送波の帯域に
おける雑音が除去される。
【００３６】１９ｋＨｚの搬送波の振幅により振幅変調
されたＲＤＳ信号は、ステレオデマルチプレクサ内に既
に存在する１９ｋＨｚの複素搬送波に混合されて複素ベ
ースバンド信号とされる。複素ＲＤＳベースバンド信号
ｍｃＬ（ｔ）は、間引き係数Ｅによりサンプリングレー
ト間引き処理され、再構築ＬＰＦ２８に供給される。再
構築ＬＰＦ２８は、最適なＲＤＳデコード処理用の適合
フィルタである。コスタスループ回路２９は、ＲＤＳ搬
送波をロックし、ＲＤＳ信号を振幅復調する。このよう
にしてコヒーレント振幅復調されたＲＤＳ信号は、ＲＤ
Ｓデコーダ３０に供給され、ＲＤＳデコーダ３０は、こ
のＲＤＳ信号をデコードしてＲＤＳデータを生成し、Ｒ
ＤＳデータを出力する。
されたＲＤＳ信号は、ステレオデマルチプレクサ内に既
に存在する１９ｋＨｚの複素搬送波に混合されて複素ベ
ースバンド信号とされる。複素ＲＤＳベースバンド信号
ｍｃＬ（ｔ）は、間引き係数Ｅによりサンプリングレー
ト間引き処理され、再構築ＬＰＦ２８に供給される。再
構築ＬＰＦ２８は、最適なＲＤＳデコード処理用の適合
フィルタである。コスタスループ回路２９は、ＲＤＳ搬
送波をロックし、ＲＤＳ信号を振幅復調する。このよう
にしてコヒーレント振幅復調されたＲＤＳ信号は、ＲＤ
Ｓデコーダ３０に供給され、ＲＤＳデコーダ３０は、こ
のＲＤＳ信号をデコードしてＲＤＳデータを生成し、Ｒ
ＤＳデータを出力する。
【００３７】図７は、本発明の第３の具体例を示す図で
ある。この第３の具体例では、僅かな性能の劣化を伴う
のみで、第２のサンプリングレート間引きフィルタ２１
の出力信号をＲＤＳデコード処理に使用できる点を考慮
する。この僅かな性能の劣化は、パイロット搬送波の帯
域における付加的な雑音がＲＤＳ信号に重畳するために
生じる。すなわち、第３のミキサ２６には、サンプリン
グレート間引きフィルタ２１の出力信号が直接入力さ
れ、これに続いて、ＲＤＳ信号には、図６を用いて説明
した処理と同様の処理が施される。したがって、図７に
示す本発明の具体例では、図６に示す第４のミキサ２
２、第３の遅延回路２３、減算器２５を省略できる。
ある。この第３の具体例では、僅かな性能の劣化を伴う
のみで、第２のサンプリングレート間引きフィルタ２１
の出力信号をＲＤＳデコード処理に使用できる点を考慮
する。この僅かな性能の劣化は、パイロット搬送波の帯
域における付加的な雑音がＲＤＳ信号に重畳するために
生じる。すなわち、第３のミキサ２６には、サンプリン
グレート間引きフィルタ２１の出力信号が直接入力さ
れ、これに続いて、ＲＤＳ信号には、図６を用いて説明
した処理と同様の処理が施される。したがって、図７に
示す本発明の具体例では、図６に示す第４のミキサ２
２、第３の遅延回路２３、減算器２５を省略できる。
【００３８】このような変更は、図１に示す本発明の第
１の具体例にも適用でき、すなわち、ＢＰＦ７に中間信
号ｍｓ（ｔ）を直接入力してもよく、この場合、図１に
示すステレオデマルチプレクサの第３のミキサ５及び減
算器６を省略できる。
１の具体例にも適用でき、すなわち、ＢＰＦ７に中間信
号ｍｓ（ｔ）を直接入力してもよく、この場合、図１に
示すステレオデマルチプレクサの第３のミキサ５及び減
算器６を省略できる。
【００３９】
【発明の効果】以上のように、本発明に係る情報再生方
法は、入力される多重信号からステレオ差信号を抽出す
る処理により得られる中間信号に基づいて、振幅変調さ
れたラジオデータシステム信号を生成する。これによ
り、パイロット搬送波の第３高調波の周波数、すなわち
５７ｋＨｚの周波数を有する搬送波を新たに生成するこ
となく、ラジオデータシステム信号に対するコヒーレン
ト振幅復調が実現でき、復調処理における演算に必要な
電力を小さくできる。
法は、入力される多重信号からステレオ差信号を抽出す
る処理により得られる中間信号に基づいて、振幅変調さ
れたラジオデータシステム信号を生成する。これによ
り、パイロット搬送波の第３高調波の周波数、すなわち
５７ｋＨｚの周波数を有する搬送波を新たに生成するこ
となく、ラジオデータシステム信号に対するコヒーレン
ト振幅復調が実現でき、復調処理における演算に必要な
電力を小さくできる。
【００４０】また、本発明に係るラジオデータシステム
信号復調装置は、上述の情報再生方法に基づいてラジオ
データシステム信号を生成する。これにより、パイロッ
ト搬送波の第３高調波の周波数、すなわち５７ｋＨｚの
周波数を有する搬送波を新たに生成することなく、ラジ
オデータシステム信号に対するコヒーレント振幅復調が
実現でき、復調処理における演算に必要な電力を小さく
できる。
信号復調装置は、上述の情報再生方法に基づいてラジオ
データシステム信号を生成する。これにより、パイロッ
ト搬送波の第３高調波の周波数、すなわち５７ｋＨｚの
周波数を有する搬送波を新たに生成することなく、ラジ
オデータシステム信号に対するコヒーレント振幅復調が
実現でき、復調処理における演算に必要な電力を小さく
できる。
【図１】本発明を適用したステレオデマルチプレクサの
第１の具体例を示す図である。
第１の具体例を示す図である。
【図２】図１に示す第１のミキサの入力信号及び出力信
号のスペクトルを示す図である。
号のスペクトルを示す図である。
【図３】図１に示す第２のミキサの入力信号及び出力信
号のスペクトルを示す図である。
号のスペクトルを示す図である。
【図４】図１に示す減算器の入力信号及び出力信号のス
ペクトルを示す図である。
ペクトルを示す図である。
【図５】従来のステレオデマルチプレクサをデジタル的
に実現した構成例を示す図である。
に実現した構成例を示す図である。
【図６】本発明を適用したステレオデマルチプレクサの
第２の具体例を示す図である。
第２の具体例を示す図である。
【図７】本発明を適用したステレオデマルチプレクサの
第３の具体例を示す図である。
第３の具体例を示す図である。
【図８】従来のステレオデマルチプレクサを示す図であ
る。
る。
１ ＰＬＬ、２ ミキサ、３ ＬＰＦ、４ ＬＰＦ、５
ミキサ、６ 加算器、７ ＢＰＦ、８ コスタスルー
プ、９ ミキサ、１０ ＬＰＦ、１１ ＲＤＳデコー
ダ、１２ ミキサ、１３ ＬＰＦ
ミキサ、６ 加算器、７ ＢＰＦ、８ コスタスルー
プ、９ ミキサ、１０ ＬＰＦ、１１ ＲＤＳデコー
ダ、１２ ミキサ、１３ ＬＰＦ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ビルトゥハーゲン、イエンス ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ヨーロピアン アール アンド ディー シュトゥットガルト ソ ニー インターナショナル（ヨーロッパ) ゲゼルシャフト ミット ベシュレンク テル ハフツング内
Claims (15)
- 【請求項１】 入力される多重信号をフィルタリング処
理及び変換処理して振幅復調されたラジオデータシステ
ム信号を生成し、ラジオデータシステム情報を再生する
情報再生方法において、 上記入力される多重信号からステレオ差信号を抽出する
処理により得られる中間信号に基づいて、振幅変調され
たラジオデータシステム信号を生成することを特徴とす
る情報再生方法。 - 【請求項２】 上記中間信号は、上記多重信号にパイロ
ット搬送波の第２高調波を乗算して得られることを特徴
とする請求項１記載の情報再生方法。 - 【請求項３】 上記振幅変調されたラジオデータシステ
ム信号は、上記パイロット搬送波の第２高調波が乗算さ
れたステレオ和信号を上記中間信号から減算することに
より得られることを特徴とする請求項２記載の情報再生
方法。 - 【請求項４】 上記振幅変調されたラジオデータシステ
ム信号は、上記中間信号であることを特徴とする請求項
１記載の情報再生方法。 - 【請求項５】 上記振幅変調されたラジオデータシステ
ム信号を振幅復調し、 上記振幅復調されたラジオデータシステム信号をデコー
ドすることを特徴とする請求項１記載の情報再生方法。 - 【請求項６】 上記振幅変調されたラジオデータシステ
ム信号の振幅復調は、コスタスループ回路により上記振
幅変調されたラジオデータシステム信号から生成された
搬送波を用いたコヒーレント振幅復調により実現される
ことを特徴とする請求項５記載の情報再生方法。 - 【請求項７】 上記振幅変調されたラジオデータシステ
ム信号のラジオデータシステムベースバンド信号への振
幅復調は、複素復調処理により行われることを特徴とす
る請求項５記載の情報再生方法。 - 【請求項８】 上記複素復調処理に用いられる複素搬送
波は、パイロット搬送波再生のためのデジタル位相ロッ
クループ回路から出力されることを特徴とする請求項７
記載の情報再生方法。 - 【請求項９】 上記振幅復調されたラジオデータシステ
ム信号の搬送波は、上記ラジオデータシステムベースバ
ンド信号にロックするコスタスループ回路により生成さ
れることを特徴とする請求項７記載の情報再生方法。 - 【請求項１０】 上記中間信号は、サンプリングレート
間引き処理されたステレオ差信号に基づいて生成される
ことを特徴とする請求項１記載の情報再生方法。 - 【請求項１１】 サンプリングレート間引き処理により
各復調用の搬送波を生成することを特徴とする請求項１
記載の情報再生方法。 - 【請求項１２】 上記ラジオデータシステムベースバン
ド信号に対してサンプリングレート間引き処理を行うこ
とを特徴とする請求項１記載の情報再生方法。 - 【請求項１３】 入力される多重信号をフィルタリング
処理及び変換処理して振幅復調されたラジオデータシス
テム信号を生成し、ラジオデータシステム情報を再生す
る情報再生方法を用いるラジオデータシステム信号復調
装置において、 上記入力される多重信号からステレオ差信号を抽出する
処理により得られる中間信号に基づいて、振幅変調され
たラジオデータシステム信号を生成することを特徴とす
るラジオデータシステム信号復調装置。 - 【請求項１４】 上記中間信号は、上記多重信号にパイ
ロット搬送波の第２高調波を乗算して得られることを特
徴とする請求項１３記載のラジオデータシステム信号復
調装置。 - 【請求項１５】 上記振幅変調されたラジオデータシス
テム信号は、上記パイロット搬送波の第２高調波が乗算
されたステレオ和信号を上記中間信号から減算すること
により得られることを特徴とする請求項１４記載のラジ
オデータシステム信号復調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP99120799.4 | 1999-10-20 | ||
| EP99120799A EP1094627A1 (en) | 1999-10-20 | 1999-10-20 | Method and device to retrieve RDS information |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001168745A true JP2001168745A (ja) | 2001-06-22 |
Family
ID=8239238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000306175A Withdrawn JP2001168745A (ja) | 1999-10-20 | 2000-10-05 | 情報再生方法及びラジオデータシステム信号復調装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7149312B1 (ja) |
| EP (1) | EP1094627A1 (ja) |
| JP (1) | JP2001168745A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10111590B4 (de) * | 2001-03-10 | 2004-05-06 | Harman Becker Automotive Systems (Becker Division) Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Demodulation des RDS-Signals |
| ATE459215T1 (de) * | 2002-11-19 | 2010-03-15 | Nxp Bv | Empfänger |
| US7366488B1 (en) | 2003-12-15 | 2008-04-29 | Marvell International Ltd. | Digital carrier-recovery scheme for FM stereo detection |
| US7787630B2 (en) * | 2005-08-29 | 2010-08-31 | Texas Instruments Incorporated | FM stereo decoder incorporating Costas loop pilot to stereo component phase correction |
| US7856464B2 (en) * | 2006-02-16 | 2010-12-21 | Sigmatel, Inc. | Decimation filter |
| US7664474B2 (en) * | 2006-09-08 | 2010-02-16 | Sony Ericsson Mobile Communications Ab | Portable electronic device and a method in a portable electronic device |
| US7835772B2 (en) * | 2006-12-22 | 2010-11-16 | Cirrus Logic, Inc. | FM output portable music player with RDS capability |
| US20170126341A1 (en) * | 2015-10-29 | 2017-05-04 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Fam transmitting apparatus and method for combining fm signal and digital modulated am signal |
| US11184729B2 (en) * | 2019-05-31 | 2021-11-23 | Knowles Electronics, Llc | Synchronization of multiple audio processing chains |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3787629A (en) * | 1972-05-09 | 1974-01-22 | Rca Corp | Apparatus for distinguishing between various fm broadcast multiplex transmissions |
| US4384357A (en) * | 1981-04-03 | 1983-05-17 | Canadian Patens & Development Limited | Self-synchronization circuit for a FFSK or MSK demodulator |
| DE3627007A1 (de) * | 1986-08-09 | 1988-02-18 | Blaupunkt Werke Gmbh | Demodulator zur demodulation von eingangssignalen |
| EP0308520B1 (de) * | 1987-08-26 | 1992-12-09 | Deutsche ITT Industries GmbH | Digitaler Demodulator |
| DE4024366C2 (de) * | 1990-08-01 | 1993-12-09 | Blaupunkt Werke Gmbh | Autoradio mit einem Radiodatensignaldecoder |
| US5257312A (en) * | 1991-05-03 | 1993-10-26 | U.S. Philips Corporation | Time-discrete stereo decoder |
| DE4309518A1 (de) * | 1993-03-24 | 1994-10-06 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals |
| US5507024A (en) * | 1994-05-16 | 1996-04-09 | Allegro Microsystems, Inc. | FM data-system radio receiver |
| EP0936744B1 (de) * | 1998-02-12 | 2004-09-22 | Micronas GmbH | Trägererzeugungseinrichtung für einen digitalen Demodulator von MPX-Signalen |
| US6694026B1 (en) * | 1999-03-10 | 2004-02-17 | Cirrus Logic, Inc. | Digital stereo recovery circuitry and method for radio receivers |
-
1999
- 1999-10-20 EP EP99120799A patent/EP1094627A1/en not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-10-05 JP JP2000306175A patent/JP2001168745A/ja not_active Withdrawn
- 2000-10-18 US US09/691,337 patent/US7149312B1/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1094627A1 (en) | 2001-04-25 |
| US7149312B1 (en) | 2006-12-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20080108 |