JPH0628472B2 - デイジタル色信号処理回路 - Google Patents
デイジタル色信号処理回路Info
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- JPH0628472B2 JPH0628472B2 JP27322185A JP27322185A JPH0628472B2 JP H0628472 B2 JPH0628472 B2 JP H0628472B2 JP 27322185 A JP27322185 A JP 27322185A JP 27322185 A JP27322185 A JP 27322185A JP H0628472 B2 JPH0628472 B2 JP H0628472B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ビデオ信号をディジタル処理するディジタル
テレビジョン受像機に係り、特に複合カラーテレビジョ
ン信号から色信号を復調するディジタル色信号処理回路
に関する。
テレビジョン受像機に係り、特に複合カラーテレビジョ
ン信号から色信号を復調するディジタル色信号処理回路
に関する。
ＮＴＳＣ方式ビデオ信号では、色を表わす２つの色差信
号（Ｉ信号，Ｑ信号）が副搬送波ｆｓｃ（＝約３．５８
MHz）で直交２相変調されて、輝度信号に多重され伝送
される。受像機側で画像を再生するには、輝度信号と色
信号を分離し、色信号についてはベースバンドのＩ信
号，Ｑ信号に復調する必要がある。
号（Ｉ信号，Ｑ信号）が副搬送波ｆｓｃ（＝約３．５８
MHz）で直交２相変調されて、輝度信号に多重され伝送
される。受像機側で画像を再生するには、輝度信号と色
信号を分離し、色信号についてはベースバンドのＩ信
号，Ｑ信号に復調する必要がある。
色信号を復調する際、一般に選択される復調軸として
は、色基準バースト信号に対して０゜および−90゜の位
相点、あるいは-57゜，-147゜の位相点に相当するもの
がある。前者は一般に−（Ｂ−Ｙ）軸および（Ｒ−Ｙ）
軸、後者はＩ軸およびＱ軸と称される。−（Ｂ−Ｙ）軸
および（Ｒ−Ｙ）軸に対応する信号は共に０．５MHzの
帯域幅を持つのに対し、Ｉ軸に対応する信号は１．５MH
z，Ｑ軸に対応する信号は０．５MHzの帯域幅を持ってい
る。また、人の眼はオレンジ，シアン系（Ｉ軸）に対し
て色の解像度がすぐれているという視覚特性を有する。
したがって、色復調の基準としてはＩ軸，Ｑ軸を用いる
事が望ましい。
は、色基準バースト信号に対して０゜および−90゜の位
相点、あるいは-57゜，-147゜の位相点に相当するもの
がある。前者は一般に−（Ｂ−Ｙ）軸および（Ｒ−Ｙ）
軸、後者はＩ軸およびＱ軸と称される。−（Ｂ−Ｙ）軸
および（Ｒ−Ｙ）軸に対応する信号は共に０．５MHzの
帯域幅を持つのに対し、Ｉ軸に対応する信号は１．５MH
z，Ｑ軸に対応する信号は０．５MHzの帯域幅を持ってい
る。また、人の眼はオレンジ，シアン系（Ｉ軸）に対し
て色の解像度がすぐれているという視覚特性を有する。
したがって、色復調の基準としてはＩ軸，Ｑ軸を用いる
事が望ましい。
Ｉ軸およびＱ軸による色復調を行なうディジタルテレビ
ジョン受像機の一例として、特開昭５８−４６７８８号
公報に示されるように、アナログビデオ信号をアナログ
−ディジタル変換器（以下、A/D変換器と略記する。）
にて標本化し、ディジタルビデオ信号に変換して、色信
号を復調する回路と復調後のＩ信号，Ｑ信号を１．５MH
z０．５MHzに帯域制限するための帯域通過特性を有する
非巡回型（ＦＩＲ）ディジタルフィルタが設けられてい
る。
ジョン受像機の一例として、特開昭５８−４６７８８号
公報に示されるように、アナログビデオ信号をアナログ
−ディジタル変換器（以下、A/D変換器と略記する。）
にて標本化し、ディジタルビデオ信号に変換して、色信
号を復調する回路と復調後のＩ信号，Ｑ信号を１．５MH
z０．５MHzに帯域制限するための帯域通過特性を有する
非巡回型（ＦＩＲ）ディジタルフィルタが設けられてい
る。
上記従来技術では、復調したＩ信号およびＱ信号を各々
帯域制限する低域通過特性を有するディジタルフィル
タ、また色復調信号への被色復調信号のクロストーク成
分を抑圧するために色信号を帯域制限する帯域通過特性
を有するディジタルフィルタも必要であり、色復調処理
に対して３種類のＦＩＲ型ディジタルフィルタを必要と
する。良く知られるようにこの種のディジタルフィルタ
は、複数のタップ遅延回路，係数器，加算器を必要とす
るので回路規模の増大を招き、ＩＣ化してもコスト的に
高くなるという問題があった。
帯域制限する低域通過特性を有するディジタルフィル
タ、また色復調信号への被色復調信号のクロストーク成
分を抑圧するために色信号を帯域制限する帯域通過特性
を有するディジタルフィルタも必要であり、色復調処理
に対して３種類のＦＩＲ型ディジタルフィルタを必要と
する。良く知られるようにこの種のディジタルフィルタ
は、複数のタップ遅延回路，係数器，加算器を必要とす
るので回路規模の増大を招き、ＩＣ化してもコスト的に
高くなるという問題があった。
本発明の目的は、ディジタルテレビジョン受像機におい
てできるだけ簡単な回路構成によって、Ｉ軸，Ｑ軸での
復調を実現できるディジタル色信号処理回路を提供する
事にある。
てできるだけ簡単な回路構成によって、Ｉ軸，Ｑ軸での
復調を実現できるディジタル色信号処理回路を提供する
事にある。
本発明では、ビデオ信号中の色基準バースト信号をもと
にＩ軸，Ｑ軸に位相ロックした４ｆｓｃ（＝約１４．３
２MHz）の標本化クロックを導き出す手段と、この標本
化クロックでA/D変換したディジタルビデオ信号から輝
度成分を除去したものを入力とする前記ディジタル帯域
通過フィルタを２つのディジタルフィルタを縦続接続す
る形で構成し、前段部分を構成する第１のディジタルフ
ィルタの出力より得られるＩ軸，−Ｉ軸の位相点に相当
する標本値と後段部分を構成する第２のディジタルフィ
ルタの出力より得られるＱ軸，−Ｑ軸の位相点に相当す
る標本値とを時分割に多重し、復調回路へ供給する。
にＩ軸，Ｑ軸に位相ロックした４ｆｓｃ（＝約１４．３
２MHz）の標本化クロックを導き出す手段と、この標本
化クロックでA/D変換したディジタルビデオ信号から輝
度成分を除去したものを入力とする前記ディジタル帯域
通過フィルタを２つのディジタルフィルタを縦続接続す
る形で構成し、前段部分を構成する第１のディジタルフ
ィルタの出力より得られるＩ軸，−Ｉ軸の位相点に相当
する標本値と後段部分を構成する第２のディジタルフィ
ルタの出力より得られるＱ軸，−Ｑ軸の位相点に相当す
る標本値とを時分割に多重し、復調回路へ供給する。
例えば、前記のディジタル帯域通過フィルタの前段部分
を構成する第１のディジタルフィルタ（以下、前段ＢＰ
Ｆと略記する。）の周波数特性を第４図(a)，後段部を
構成する第２のディジタルフィルタ（以下、後段ＢＰＦ
と略記する。）の周波数特性を第４図(b)とした場合、
後段ＢＰＦの出力では第４図(c)のような周波数特性と
なる。よって、前段ＢＰＦの出力からは比較的広帯域な
フィルタ処理を施した信号が、後段ＢＰＦの出力からは
狭帯域なフィルタ処理の施された信号を得ることができ
る。
を構成する第１のディジタルフィルタ（以下、前段ＢＰ
Ｆと略記する。）の周波数特性を第４図(a)，後段部を
構成する第２のディジタルフィルタ（以下、後段ＢＰＦ
と略記する。）の周波数特性を第４図(b)とした場合、
後段ＢＰＦの出力では第４図(c)のような周波数特性と
なる。よって、前段ＢＰＦの出力からは比較的広帯域な
フィルタ処理を施した信号が、後段ＢＰＦの出力からは
狭帯域なフィルタ処理の施された信号を得ることができ
る。
また、入力するＮＴＳＣビデオ信号を前述のような位相
と周期で標本化すると、Ｉ軸，Ｑ軸に対して０゜，90
゜，180゜，270゜の位相点に相当する信号の標本値が得
られるので、この標本値列の色成分については、Ｉ１，
Ｑ１，−Ｉ２，−Ｑ２，Ｉ３…………というＩ成分の標
本値とＱ成分の標本値が時分割で時系列に配列されたも
のとして得られる。
と周期で標本化すると、Ｉ軸，Ｑ軸に対して０゜，90
゜，180゜，270゜の位相点に相当する信号の標本値が得
られるので、この標本値列の色成分については、Ｉ１，
Ｑ１，−Ｉ２，−Ｑ２，Ｉ３…………というＩ成分の標
本値とＱ成分の標本値が時分割で時系列に配列されたも
のとして得られる。
したがって、前段ＢＰＦおよび後段ＢＰＦのタップ間の
遅延量を常に標本化周期の２倍に選べばＩ成分はＩ成分
同志、Ｑ成分はＱ成分同志の処理となりＩ成分とＱ成分
間のクロストークなしにフィルタ処理が行なえる。
遅延量を常に標本化周期の２倍に選べばＩ成分はＩ成分
同志、Ｑ成分はＱ成分同志の処理となりＩ成分とＱ成分
間のクロストークなしにフィルタ処理が行なえる。
よって、前段ＢＰＦの出力よりＩ成分の標本値を、後段
ＢＰＦの出力よりＱ成分の標本値を抜き取ることによっ
て、復調後の帯域制限フィルタによらずともディジタル
帯域通過フィルタによってＩ信号，Ｑ信号各々に適切な
復調帯域を決定することができる。また、後段ＢＰＦで
はＱ信号の通過帯域を決定する程度の簡単なものであっ
ても、しや断帯域については前段ＢＰＦの特性によって
改善できるので、Ｉ信号用の帯域通過フィルタとＱ信号
用の帯域通過フィルタとを並列に構成するよりも回路を
簡略化できる。さらに復調後の帯域制限フィルタが不要
となるので回路規模の削減が図れる。
ＢＰＦの出力よりＱ成分の標本値を抜き取ることによっ
て、復調後の帯域制限フィルタによらずともディジタル
帯域通過フィルタによってＩ信号，Ｑ信号各々に適切な
復調帯域を決定することができる。また、後段ＢＰＦで
はＱ信号の通過帯域を決定する程度の簡単なものであっ
ても、しや断帯域については前段ＢＰＦの特性によって
改善できるので、Ｉ信号用の帯域通過フィルタとＱ信号
用の帯域通過フィルタとを並列に構成するよりも回路を
簡略化できる。さらに復調後の帯域制限フィルタが不要
となるので回路規模の削減が図れる。
ディジタル信号処理は、連続時間信号であるビデオ信号
を標本化によって離散時間信号に変換し処理するもので
あり、標本値から信号を復元するには標本値間を補間す
る必要がある。これは、通常特別な処理を行なわずとも
ディジタル−アナログ変換器（以下、D/A変換器と略記
する。）において、Ｏ次ホールド近似による補間がなさ
れている。
を標本化によって離散時間信号に変換し処理するもので
あり、標本値から信号を復元するには標本値間を補間す
る必要がある。これは、通常特別な処理を行なわずとも
ディジタル−アナログ変換器（以下、D/A変換器と略記
する。）において、Ｏ次ホールド近似による補間がなさ
れている。
今、前述のディジタル帯域通過フィルタを通過した色信
号に復調処理を行ないベースバンドのＩ信号，Ｑ信号を
得ると、各々の標本値の間隔は標本化周期の２倍（1/2f
sc）となり、D/A変換器ではこの周期でＯ次ホールドが
行なれる。Ｏ次ホールドは周知のように一種のローパス
効果があり、この場合には第５図に示すような周波数特
性を有することになる。したがって、復調に伴って生じ
る高調波成分は、このＯ次ホールドの効果によって抑圧
され、復調後の帯域制限フィルタがなくとも問題はな
い。
号に復調処理を行ないベースバンドのＩ信号，Ｑ信号を
得ると、各々の標本値の間隔は標本化周期の２倍（1/2f
sc）となり、D/A変換器ではこの周期でＯ次ホールドが
行なれる。Ｏ次ホールドは周知のように一種のローパス
効果があり、この場合には第５図に示すような周波数特
性を有することになる。したがって、復調に伴って生じ
る高調波成分は、このＯ次ホールドの効果によって抑圧
され、復調後の帯域制限フィルタがなくとも問題はな
い。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。１は
入力端子，２はA/D変換器，３は前段ＢＰＦ，５は後段
ＢＰＦ，８，10は第１，第２の選択回路，９は復調回
路，11はクロック発生回路、301〜304は前段ＢＰＦ３を
構成するタップ遅延回路，305〜307は前段ＢＰＦ３を構
成する係数器，308，309は前段ＢＰＦ３を構成する加算
器，501〜508は後段ＢＰＦ５を構成するタップ遅延回
路，509〜511は後段ＢＰＦを構成する係数器，512，513
は後段ＢＰＦを構成する加算器である。
入力端子，２はA/D変換器，３は前段ＢＰＦ，５は後段
ＢＰＦ，８，10は第１，第２の選択回路，９は復調回
路，11はクロック発生回路、301〜304は前段ＢＰＦ３を
構成するタップ遅延回路，305〜307は前段ＢＰＦ３を構
成する係数器，308，309は前段ＢＰＦ３を構成する加算
器，501〜508は後段ＢＰＦ５を構成するタップ遅延回
路，509〜511は後段ＢＰＦを構成する係数器，512，513
は後段ＢＰＦを構成する加算器である。
ＮＴＳＣビデオ信号は、入力端子１より入力しA/D変換
器２へ導かれる。このA/D変換器２はクロック発生回路1
1より出力される周波数4fscの標本化クロックにより駆
動し、入力ビデオ信号を標本化するとともにディジタル
信号に変換する。A/D変換器より出力されるディジタル
ビデオ信号は前段ＢＰＦ３，クロック発生回路11の入力
となる。クロック発生回路11は、ディジタルビデオ信号
中に含まれる色基準バースト信号を抽出する手段と、発
振器を色基準バースト信号の副搬送波周波数ｆｓｃの４
倍にロックさせる位相同期ループ（ＰＬＬ）によって構
成され、標本化クロックの位相がＩ軸，Ｑ軸にそろうよ
うに制御を行なう。
器２へ導かれる。このA/D変換器２はクロック発生回路1
1より出力される周波数4fscの標本化クロックにより駆
動し、入力ビデオ信号を標本化するとともにディジタル
信号に変換する。A/D変換器より出力されるディジタル
ビデオ信号は前段ＢＰＦ３，クロック発生回路11の入力
となる。クロック発生回路11は、ディジタルビデオ信号
中に含まれる色基準バースト信号を抽出する手段と、発
振器を色基準バースト信号の副搬送波周波数ｆｓｃの４
倍にロックさせる位相同期ループ（ＰＬＬ）によって構
成され、標本化クロックの位相がＩ軸，Ｑ軸にそろうよ
うに制御を行なう。
前段ＢＰＦ３では、Ｉ信号の復調帯域を決定するために
必要な帯域通過特性を得るための演算を行なう。これ
は、タップ遅延回路301〜304を縦続に接続し、入力する
ディジタルビデオ信号を標本化周期Ｔｓ（＝1/4fsc）の
単位で遅延させることによって、０Ｔｓ（遅延なし），
２Ｔｓ，４Ｔｓ遅延した信号を得、各々に係数−1/4，1
/2，−1/4を係数器305〜307によって乗じた後、これら
を加算器308，309で加算することによって得られる。こ
の場合の前段ＢＰＦ３の周波数特性Ｂ１(f)は、 で与えられ広帯域に帯域制限された色信号列（Ｉ1W，Ｑ
JW，−Ｉ2W，−Ｑ2W，Ｉ3W………）が得られる。この前
段ＢＰＦ３の出力４は、後段ＢＰＦ５の入力となる。後
段ＢＰＦ５は、Ｑ信号の通過帯域を決定するために必要
な演算を行なう。これは、タップ遅延回路501〜508を縦
続しに接続、前段ＢＰＦ３の出力４を標本化周期Ｔｓの
単位で遅延させて、０Ｔｓ，４Ｔｓ，８Ｔｓ遅延した信
号に各々係数1/4，1/2，1/4を係数器509〜511によって
乗じた後、これらを加算器512，513で加算することで得
られる。この後段のＢＰＦ５の出力で得られる周波特性
Ｂ２(f)は、 で与えられ狭帯域に帯域制限された色信号列（Ｉ1n，Ｑ
1n，−Ｉ2n，−Ｑ2n，Ｉ3n……）が得られる。前段ＢＰ
Ｆ３の処理から得られる広帯域色信号列４と後段ＢＰＦ
５の処理から得られる狭帯域色信号列７では、遅延量が
異なるので広帯域色信号列としては、後段ＢＰＦ５の位
相中心となるタップ遅延回路504からの出力６を用いる
ことで位相（遅延量）を合わせる。
必要な帯域通過特性を得るための演算を行なう。これ
は、タップ遅延回路301〜304を縦続に接続し、入力する
ディジタルビデオ信号を標本化周期Ｔｓ（＝1/4fsc）の
単位で遅延させることによって、０Ｔｓ（遅延なし），
２Ｔｓ，４Ｔｓ遅延した信号を得、各々に係数−1/4，1
/2，−1/4を係数器305〜307によって乗じた後、これら
を加算器308，309で加算することによって得られる。こ
の場合の前段ＢＰＦ３の周波数特性Ｂ１(f)は、 で与えられ広帯域に帯域制限された色信号列（Ｉ1W，Ｑ
JW，−Ｉ2W，−Ｑ2W，Ｉ3W………）が得られる。この前
段ＢＰＦ３の出力４は、後段ＢＰＦ５の入力となる。後
段ＢＰＦ５は、Ｑ信号の通過帯域を決定するために必要
な演算を行なう。これは、タップ遅延回路501〜508を縦
続しに接続、前段ＢＰＦ３の出力４を標本化周期Ｔｓの
単位で遅延させて、０Ｔｓ，４Ｔｓ，８Ｔｓ遅延した信
号に各々係数1/4，1/2，1/4を係数器509〜511によって
乗じた後、これらを加算器512，513で加算することで得
られる。この後段のＢＰＦ５の出力で得られる周波特性
Ｂ２(f)は、 で与えられ狭帯域に帯域制限された色信号列（Ｉ1n，Ｑ
1n，−Ｉ2n，−Ｑ2n，Ｉ3n……）が得られる。前段ＢＰ
Ｆ３の処理から得られる広帯域色信号列４と後段ＢＰＦ
５の処理から得られる狭帯域色信号列７では、遅延量が
異なるので広帯域色信号列としては、後段ＢＰＦ５の位
相中心となるタップ遅延回路504からの出力６を用いる
ことで位相（遅延量）を合わせる。
ここで使われるタップ遅延回路301〜304，501〜508は、
量子化されたディジタルビデオ信号を表現し得るビット
数分の標本化クロック4fscにて動作するフィリップフロ
ップにて構成できる。また、ここで用いた前段ＢＰＦ３
の係数−1/4，1/2および後段ＢＰＦ５の係数1/4，1/2は
２のべき乗の数であるので、係数器305〜307，509〜511
は実際には配線操作で済み、負の係数の場合は否定回路
が付加されるだけである。
量子化されたディジタルビデオ信号を表現し得るビット
数分の標本化クロック4fscにて動作するフィリップフロ
ップにて構成できる。また、ここで用いた前段ＢＰＦ３
の係数−1/4，1/2および後段ＢＰＦ５の係数1/4，1/2は
２のべき乗の数であるので、係数器305〜307，509〜511
は実際には配線操作で済み、負の係数の場合は否定回路
が付加されるだけである。
この位相調整された広帯域色信号列６と狭帯域色信号列
７は、第１の選択回路８の入力となる。第１の選択回路
８では、クロック発生回路11により供給されるIQ選択信
号12によって前記広帯域色信号列６からＩ成分の標本値
を、狭帯域色信号列７からＱ成分の標本値を選択するこ
とによって選択した前記Ｉ成分とＱ成分の標本値が時分
割多重され、各々所望の帯域に制限された色信号列14
（Ｉ1W，Ｑ1n，−Ｉ2W，−Ｑ2n，Ｉ3W………）が得られ
る。前記色信号列14は、復調回路９へ与えられ復調処理
を行なう。前述したように標本化はＩ軸，Ｑ軸に対して
０゜，90゜，180゜，270゜の位相点について行なうの
で、180゜，270゜の位相点のＩ成分，Ｑ成分の情報は符
号が逆転した形で得られる。復調回路９では、クロック
発生回路11より供給される符号反転信号13によって、こ
の符号が逆転している位相点の符号をもとにもどす処理
を行なう。この処理は、例えば前記色信号列14を表現す
るビット数分の排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）を用
い、各々の排他的論理和回路の一方の入力に前記色信号
列を表わす各ビット線を、他方の入力に符号反転信号13
を与えることによって実現できる。以上の処理によって
復調された色信号列15（Ｉ1W，Ｑ1n，Ｉ2W，Ｑ2n，Ｉ3W
………）は、第２の選択回路10の入力となり、クロック
発生回路12より供給されるＩＱ選択信号12によってＩ成
分の標本値のみを前記第２の選択回路10の一方の出力端
子から出力し、Ｑ成分の標本値のみを他方の出力端子か
ら出力し、Ｉ信号列（Ｉ1W，Ｉ2W……）とＱ信号列（Ｑ
1n，Ｑ2n………）が得られる。
７は、第１の選択回路８の入力となる。第１の選択回路
８では、クロック発生回路11により供給されるIQ選択信
号12によって前記広帯域色信号列６からＩ成分の標本値
を、狭帯域色信号列７からＱ成分の標本値を選択するこ
とによって選択した前記Ｉ成分とＱ成分の標本値が時分
割多重され、各々所望の帯域に制限された色信号列14
（Ｉ1W，Ｑ1n，−Ｉ2W，−Ｑ2n，Ｉ3W………）が得られ
る。前記色信号列14は、復調回路９へ与えられ復調処理
を行なう。前述したように標本化はＩ軸，Ｑ軸に対して
０゜，90゜，180゜，270゜の位相点について行なうの
で、180゜，270゜の位相点のＩ成分，Ｑ成分の情報は符
号が逆転した形で得られる。復調回路９では、クロック
発生回路11より供給される符号反転信号13によって、こ
の符号が逆転している位相点の符号をもとにもどす処理
を行なう。この処理は、例えば前記色信号列14を表現す
るビット数分の排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）を用
い、各々の排他的論理和回路の一方の入力に前記色信号
列を表わす各ビット線を、他方の入力に符号反転信号13
を与えることによって実現できる。以上の処理によって
復調された色信号列15（Ｉ1W，Ｑ1n，Ｉ2W，Ｑ2n，Ｉ3W
………）は、第２の選択回路10の入力となり、クロック
発生回路12より供給されるＩＱ選択信号12によってＩ成
分の標本値のみを前記第２の選択回路10の一方の出力端
子から出力し、Ｑ成分の標本値のみを他方の出力端子か
ら出力し、Ｉ信号列（Ｉ1W，Ｉ2W……）とＱ信号列（Ｑ
1n，Ｑ2n………）が得られる。
本実施例によれば、復調後に帯域制限フィルタを設ける
ことなく帯域通過フィルタを２段縦続接の形で構成する
ことにより前段ＢＰＦ３の出力と後段ＢＰＦ５の出力か
らＩ信号、Ｑ信号各々に適切な復調帯域が決定でき回路
規模の削減が図れる。また、Ｑ信号については後段ＢＰ
Ｆ５で通過帯域を決める程度のものでもしや断帯域につ
いては、前段ＢＰＦ３によって改善できるのでＩ信号
用，Ｑ信号用の帯域通過フィルタを並列に構成したもの
より回路を簡略化できる。さらに、Ｉ信号とＱ信号の遅
延量調整が後段ＢＰＦ５のタップ遅延回路によってでき
るので、別に遅延回路を用意する必要もない。また、第
１の選択回路８を設けて前記広帯域色信号列６中のＩ成
分と前記狭帯域色信号列７中のＱ成分を時分割多重を行
なうことによって、以後の処理（例えば、復調処理、色
飽和度調整等）を一系統にすることができる。
ことなく帯域通過フィルタを２段縦続接の形で構成する
ことにより前段ＢＰＦ３の出力と後段ＢＰＦ５の出力か
らＩ信号、Ｑ信号各々に適切な復調帯域が決定でき回路
規模の削減が図れる。また、Ｑ信号については後段ＢＰ
Ｆ５で通過帯域を決める程度のものでもしや断帯域につ
いては、前段ＢＰＦ３によって改善できるのでＩ信号
用，Ｑ信号用の帯域通過フィルタを並列に構成したもの
より回路を簡略化できる。さらに、Ｉ信号とＱ信号の遅
延量調整が後段ＢＰＦ５のタップ遅延回路によってでき
るので、別に遅延回路を用意する必要もない。また、第
１の選択回路８を設けて前記広帯域色信号列６中のＩ成
分と前記狭帯域色信号列７中のＱ成分を時分割多重を行
なうことによって、以後の処理（例えば、復調処理、色
飽和度調整等）を一系統にすることができる。
なお本発明の特徴は、帯域通過フィルタを２段縦続接続
の形で構成し、Ｉ信号，Ｑ信号各々に異なる帯域制限を
加えることにあり、その詳細な特性については本実施例
に限定されるものではない。
の形で構成し、Ｉ信号，Ｑ信号各々に異なる帯域制限を
加えることにあり、その詳細な特性については本実施例
に限定されるものではない。
次に本発明の他の実施例を第２図に示す。16は係数器，
17は減算器である。その他の構成は先の実施例とほぼ同
様であり、入力端子１より入力されるＮＴＳＣビデオ信
号は、A/D変換器２にて標本化されディジタル信号化さ
れた標本値列となってクロック発生回路11へ入力され
る。クロック発生回路11は、先の実施例と同様な機能を
有し、標本化クロック、ＩＱ選択信号および符号反転信
号13を出力する。また、前記A/D変換器２より出力され
るディジタルビデオ信号列は、先の実施例と同様に前段
ＢＰＦ３、後段ＢＰＦ５によって帯域制限され、後段Ｂ
ＰＦ５から遅延量の一致した広帯域色信号列６と狭帯域
色信号列７が出力される。広帯域色信号列６は、係数器
16によって係数２が乗ぜられ減算器17の一方の入力とな
り、もう一方の入力である狭帯域色信号列７との減算が
行なわれ、その結果は第１の選択回路８の一方の入力と
なる。また、前記狭帯域色信号列７が前記選択回路８の
もう一方の入力となり、前記減算器17の出力から得られ
るＩ成分の標本値と前記狭帯域色信号列７中のＱ成分の
標本値を前記ＩＱ選択信号12によって選択し、時分割多
重を行なう。この時分割多重された色信号列には、復調
回路９、第２の選択回路10にて先の実施例と同様な処理
が行なわれ、復調されたＩ信号列とＱ信号列が得られ
る。
17は減算器である。その他の構成は先の実施例とほぼ同
様であり、入力端子１より入力されるＮＴＳＣビデオ信
号は、A/D変換器２にて標本化されディジタル信号化さ
れた標本値列となってクロック発生回路11へ入力され
る。クロック発生回路11は、先の実施例と同様な機能を
有し、標本化クロック、ＩＱ選択信号および符号反転信
号13を出力する。また、前記A/D変換器２より出力され
るディジタルビデオ信号列は、先の実施例と同様に前段
ＢＰＦ３、後段ＢＰＦ５によって帯域制限され、後段Ｂ
ＰＦ５から遅延量の一致した広帯域色信号列６と狭帯域
色信号列７が出力される。広帯域色信号列６は、係数器
16によって係数２が乗ぜられ減算器17の一方の入力とな
り、もう一方の入力である狭帯域色信号列７との減算が
行なわれ、その結果は第１の選択回路８の一方の入力と
なる。また、前記狭帯域色信号列７が前記選択回路８の
もう一方の入力となり、前記減算器17の出力から得られ
るＩ成分の標本値と前記狭帯域色信号列７中のＱ成分の
標本値を前記ＩＱ選択信号12によって選択し、時分割多
重を行なう。この時分割多重された色信号列には、復調
回路９、第２の選択回路10にて先の実施例と同様な処理
が行なわれ、復調されたＩ信号列とＱ信号列が得られ
る。
ＮＴＳＣ方式では、第６図に示すようにＩ信号について
はＱ信号の帯域（０Hz〜０．５MHz）までは両側帯波伝
送されるが、それより高域（０．５MHz〜１．５MHz）に
ついては単側帯波伝送となる。したがって、復調したＩ
信号は高域が低域に対して６ｄＢ減衰した形となる。
はＱ信号の帯域（０Hz〜０．５MHz）までは両側帯波伝
送されるが、それより高域（０．５MHz〜１．５MHz）に
ついては単側帯波伝送となる。したがって、復調したＩ
信号は高域が低域に対して６ｄＢ減衰した形となる。
本実施例によって得られるＩ信号列は、前記係数器16お
よび前記減算器17による処理によって、この伝送特性に
よる高域の周波数特性の劣化を補正できる。今、前記広
帯域色信号列６および狭帯域色信号列７中に含まれるＩ
成分についてのみ考え、Ｉ成分の高域成分をＩＨ、低域
成分をＩＬとすると、前記広帯域色信号列６中のＩ成分
は（ＩＨ＋ＩＬ）、前記狭帯域色信号列７中のＩ成分は
ＩＬと表わせる。したがって前記減算器17では、 ２（ＩＨ＋ＩＬ）−ＩＬ＝２ＩＨ＋ＩＬ………(3) なる処理が行なわれことになり高域成分を６ｄＢ補正で
きる。また、前記係数器16の係数は２であるので実際に
は前線操作だけで済み、特別な回路を設ける必要はな
い。
よび前記減算器17による処理によって、この伝送特性に
よる高域の周波数特性の劣化を補正できる。今、前記広
帯域色信号列６および狭帯域色信号列７中に含まれるＩ
成分についてのみ考え、Ｉ成分の高域成分をＩＨ、低域
成分をＩＬとすると、前記広帯域色信号列６中のＩ成分
は（ＩＨ＋ＩＬ）、前記狭帯域色信号列７中のＩ成分は
ＩＬと表わせる。したがって前記減算器17では、 ２（ＩＨ＋ＩＬ）−ＩＬ＝２ＩＨ＋ＩＬ………(3) なる処理が行なわれことになり高域成分を６ｄＢ補正で
きる。また、前記係数器16の係数は２であるので実際に
は前線操作だけで済み、特別な回路を設ける必要はな
い。
本実施例によると先の実施例と同様の効果が得られると
ともに先の実施例に減算器を追加するだけでＩ信号の高
域補正が可能となる。
ともに先の実施例に減算器を追加するだけでＩ信号の高
域補正が可能となる。
次に本発明のディジタル色信号処理回路を用いて構成す
るディジタルテレビジョン装置の一例を第３図に示す。
18はタイミング発生回路、19は色くし形フィルタ、20は
自動色飽和度調整回路（以下、ＡＣＣ回路と略記す
る。）21は遅延回路、22は減算器、23は輝度処理回路、
24，25，26はD/A変換器、27はマトリクス回路、28，2
9，30は出力端子、31はゲート回路である。
るディジタルテレビジョン装置の一例を第３図に示す。
18はタイミング発生回路、19は色くし形フィルタ、20は
自動色飽和度調整回路（以下、ＡＣＣ回路と略記す
る。）21は遅延回路、22は減算器、23は輝度処理回路、
24，25，26はD/A変換器、27はマトリクス回路、28，2
9，30は出力端子、31はゲート回路である。
入力端子１より入力するＮＴＳＣビデオ信号は先の実施
例と同様に動作するクロック発生器11から発生する標本
化クロックにて標本化され、ディジタル信号化された標
本値列となる。この標本値列で表わされるディジタルビ
デオ信号列はクロック発生回路11、タイミング発生回路
18色くし形フィルタ19、遅延回路21の入力となる。タイ
ミング発生回路18は、入力するディジタルビデオ信号列
から水平，垂直の同期信号を抽出する手段を有し、この
同期情報をもとにバーストゲートパルスＢＦ等の種々の
タイミング信号を発生する。
例と同様に動作するクロック発生器11から発生する標本
化クロックにて標本化され、ディジタル信号化された標
本値列となる。この標本値列で表わされるディジタルビ
デオ信号列はクロック発生回路11、タイミング発生回路
18色くし形フィルタ19、遅延回路21の入力となる。タイ
ミング発生回路18は、入力するディジタルビデオ信号列
から水平，垂直の同期信号を抽出する手段を有し、この
同期情報をもとにバーストゲートパルスＢＦ等の種々の
タイミング信号を発生する。
色くし形フィルタ19は、画像のもつ相関性を利用して入
力するディジタルビデオ信号列から輝度信号成分を減衰
させ色信号成分の標本値列を出力する色くし形フィルタ
である。この色くし形フィルタ19によって得られた色信
号列は本発明の要旨に従って前段ＢＰＦ３および後段Ｂ
ＰＦ５を縦続接続した帯域通過フィルタと第１の選択回
路８によってＩ成分，Ｑ成分各々に異なった帯域制限が
加えられた色信号列が得られる。この色信号列は、ＡＣ
Ｃ（Automaatic Color Control）回路20へ与えられる。
ＡＣＣ回路0では、前記色信号列中に含まれる色基準バ
ースト信号の振幅値と基準値との差を検出し、伝送路特
性に伴って変化する色信号の振幅を一定に伴って処理を
行なう。したがって、色基準バースト信号が挿入されて
いる期間は、ゲート回路31に供給されるバーストゲート
パルスＢＦによって前記第１の選択回路８を制御する前
記ＩＱ選択信号12を狭帯域色信号列７を選択する論理に
強制的に固定し、狭帯域に帯域制限処理したバースト信
号をＡＣＣ回路20へ与える。これによって、ＡＣＣ回路
20ではノイズによる振幅検出誤差を低減できる。
力するディジタルビデオ信号列から輝度信号成分を減衰
させ色信号成分の標本値列を出力する色くし形フィルタ
である。この色くし形フィルタ19によって得られた色信
号列は本発明の要旨に従って前段ＢＰＦ３および後段Ｂ
ＰＦ５を縦続接続した帯域通過フィルタと第１の選択回
路８によってＩ成分，Ｑ成分各々に異なった帯域制限が
加えられた色信号列が得られる。この色信号列は、ＡＣ
Ｃ（Automaatic Color Control）回路20へ与えられる。
ＡＣＣ回路0では、前記色信号列中に含まれる色基準バ
ースト信号の振幅値と基準値との差を検出し、伝送路特
性に伴って変化する色信号の振幅を一定に伴って処理を
行なう。したがって、色基準バースト信号が挿入されて
いる期間は、ゲート回路31に供給されるバーストゲート
パルスＢＦによって前記第１の選択回路８を制御する前
記ＩＱ選択信号12を狭帯域色信号列７を選択する論理に
強制的に固定し、狭帯域に帯域制限処理したバースト信
号をＡＣＣ回路20へ与える。これによって、ＡＣＣ回路
20ではノイズによる振幅検出誤差を低減できる。
また前記クロック発生回路11は、このＡＣＣ回路20の出
力を用いて前記クロック発生回路11内の位相同期ループ
を構成することができる。この場合には、バースト振幅
が常に一定にに保たれたものが得られるので前記位相同
期ループの位相検特性の安定化が図れる。逆にこのＡＣ
Ｃ回路20のバースト振幅検出を前記クロック発生回路11
で行なうことも可能であり、この場合には色基準バース
ト信号を抜き取る回路を兼用でき前記ゲート回路31を不
要にできる。
力を用いて前記クロック発生回路11内の位相同期ループ
を構成することができる。この場合には、バースト振幅
が常に一定にに保たれたものが得られるので前記位相同
期ループの位相検特性の安定化が図れる。逆にこのＡＣ
Ｃ回路20のバースト振幅検出を前記クロック発生回路11
で行なうことも可能であり、この場合には色基準バース
ト信号を抜き取る回路を兼用でき前記ゲート回路31を不
要にできる。
前記復調回路９は、先の実施例で述べたような処理を行
なうことから考えて、このＡＣＣ回路20と前記復調回路
９を入れ替えても問題ない事は明らかであろう。このＡ
ＣＣ回路20で一定振幅に制御された色信号列は復調回路
９、第２の選択回路10によって、先の実施例で述べた処
理が行なわれ、復調されたＩ信号列とＱ信号列が得られ
る。このＩ信号列およびＱ信号列は各々第１，第２のD/
A変換器25，26へ与えられ重続したアナログ信号に変換
される。
なうことから考えて、このＡＣＣ回路20と前記復調回路
９を入れ替えても問題ない事は明らかであろう。このＡ
ＣＣ回路20で一定振幅に制御された色信号列は復調回路
９、第２の選択回路10によって、先の実施例で述べた処
理が行なわれ、復調されたＩ信号列とＱ信号列が得られ
る。このＩ信号列およびＱ信号列は各々第１，第２のD/
A変換器25，26へ与えられ重続したアナログ信号に変換
される。
一方、減算器22において遅延回路21の出力より得られる
ディジタルビデオ信号列と前段ＢＰＦ３の出力より得ら
れる色信号列４との減算によって前記ディジタルビデオ
信号列から色信号成分が除去され輝度信号が得られる。
前記遅延回路21は、前記色信号列４とA/D変換器２より
得られるディジタル信号列との位相を合わせるものであ
る。前記減算器22より得られる輝度信号列は、輝度処理
回路23を介して第３のD/A変換器24へ与えられ連続した
アナログ信号に変換される。このD/A変換された輝度信
号は、D/A変換されたＩ信号，Ｑ信号とともにマトリク
ス回路27へ入力されＲ（赤），Ｇ（緑），Ｂ（青）の３
原色信号に変換された出力端子28，29，30より表示装置
へ供給される。
ディジタルビデオ信号列と前段ＢＰＦ３の出力より得ら
れる色信号列４との減算によって前記ディジタルビデオ
信号列から色信号成分が除去され輝度信号が得られる。
前記遅延回路21は、前記色信号列４とA/D変換器２より
得られるディジタル信号列との位相を合わせるものであ
る。前記減算器22より得られる輝度信号列は、輝度処理
回路23を介して第３のD/A変換器24へ与えられ連続した
アナログ信号に変換される。このD/A変換された輝度信
号は、D/A変換されたＩ信号，Ｑ信号とともにマトリク
ス回路27へ入力されＲ（赤），Ｇ（緑），Ｂ（青）の３
原色信号に変換された出力端子28，29，30より表示装置
へ供給される。
前記輝度処理回路23では、手動による明るさコントラス
ト等の調整のための処理理が行なわれる。また、手動に
よる色飽和度調整は、前記ＡＣＣ回路20の基準値を変化
させることで、色相は標本化の位相を変化させることで
行なえる。
ト等の調整のための処理理が行なわれる。また、手動に
よる色飽和度調整は、前記ＡＣＣ回路20の基準値を変化
させることで、色相は標本化の位相を変化させることで
行なえる。
本実施例によると輝度信号に対して広帯域にわたってく
し形処理が行なえるので妨害の少ない再生画像を得るこ
とができる。また、色基準バースト信号期間中の標本値
列を狭帯域色信号列側から得るように選択回路８を操作
することによってノイズによるバーストの振幅検出誤差
を低減でき安定したＡＣＣ動作を得る事もできる。
し形処理が行なえるので妨害の少ない再生画像を得るこ
とができる。また、色基準バースト信号期間中の標本値
列を狭帯域色信号列側から得るように選択回路８を操作
することによってノイズによるバーストの振幅検出誤差
を低減でき安定したＡＣＣ動作を得る事もできる。
本実施例では、本発明の第１の実施例を適用したもので
あるが、第２の実施例も適用できることは明らかであ
る。
あるが、第２の実施例も適用できることは明らかであ
る。
本発明によれば、帯域通過フィルタを２段縦続接続する
事によって復調後に帯域制限フィルタを設けなくともＩ
信号，Ｑ信号各々に適切に帯域制限が行なえ、またＱ信
号の復調帯域を前段ＢＰＦと後段ＢＰＦを利用して決定
するので後段ＢＰＦの構成も簡略化できる。
事によって復調後に帯域制限フィルタを設けなくともＩ
信号，Ｑ信号各々に適切に帯域制限が行なえ、またＱ信
号の復調帯域を前段ＢＰＦと後段ＢＰＦを利用して決定
するので後段ＢＰＦの構成も簡略化できる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図 第２図は本発明の他の実施例を示すブロック図 第３図は本発明のディジタル色信号処理回路を用いたデ
ィジタルテレビジョン装置の一実施例を示すブロック
図、第４図は本発明の処理を示す特性図、第５図はＯ次
ホールド回路の周波数特性を示す特性図、第６図はＮＴ
ＳＣ信号の信号形式を示す周波数特性図、第７図はＮＴ
ＳＣのカラー位相を示すベクトル図である。 １……入力端子、２……A/D変換器 ３……前段ＢＰＦ、５……後段ＢＰＦ ８，10……選択回路、９……復調回路 11……クロック発生回路、16……係数器 17，22……減算器、18……タイミング発生回路 19……色くし形フィルタ、20……ＡＣＣ回路 21……遅延回路、23……輝度処理回路 24，25，26……D/A変換器 27……マトリクス回路 28，29，30……出力端子 31……ゲート回路
ィジタルテレビジョン装置の一実施例を示すブロック
図、第４図は本発明の処理を示す特性図、第５図はＯ次
ホールド回路の周波数特性を示す特性図、第６図はＮＴ
ＳＣ信号の信号形式を示す周波数特性図、第７図はＮＴ
ＳＣのカラー位相を示すベクトル図である。 １……入力端子、２……A/D変換器 ３……前段ＢＰＦ、５……後段ＢＰＦ ８，10……選択回路、９……復調回路 11……クロック発生回路、16……係数器 17，22……減算器、18……タイミング発生回路 19……色くし形フィルタ、20……ＡＣＣ回路 21……遅延回路、23……輝度処理回路 24，25，26……D/A変換器 27……マトリクス回路 28，29，30……出力端子 31……ゲート回路
Claims (3)
- 【請求項１】ＮＴＳＣビデオ信号をディジタル的に処理
する回路において、 入力する前記ビデオ信号を標本化し、ディジタル信号に
変換するアナログ−ディジタル変換器と、前記ビデオ信
号中に含まれる色基準バースト信号の４倍の周波数のク
ロックパルス列で前記アナログ−ディジタル変換器を駆
動する駆動手段と、前記クロックパルス列を前記色基準
バースト信号のＩ軸、Ｑ軸に位相同期させる制御手段
と、前記アナログ−ディジタル変換器の出力を入力とす
る第１のディジタルフィルタと、前記第１のディジタル
フィルタの出力を入力とする第２のディジタルフィルタ
と、前記第１のディジタルフィルタの出力を前記第２の
ディジタルフィルタの出力の位相に合わせる位相調整手
段と、前記位相調整手段の出力と前記第２のディジタル
フィルタ出力とを入力とする選択回路とを具備し、前記
位相調整手段の出力に含まれるＩ成分の標本値列と、前
記第２のディジタルフィルタの出力に含まれるＱ成分の
標本値列とを時分割多重して出力することを特徴とする
ディジタル色信号処理回路。 - 【請求項２】ＮＴＳＣビデオ信号をディジタル的に処理
する回路において、 入力する前記ビデオ信号を標本化し、ディジタル信号に
変換するアナログ−ディジタル変換器と、前記ビデオ信
号中に含まれる色基準バースト信号の４倍の周波数のク
ロックパルス列で前記アナログ−ディジタル変換器を駆
動する駆動手段と、前記クロックパルス列を前記色基準
バースト信号のＩ軸、Ｑ軸に位相同期させる制御手段
と、前記アナログ−ディジタル変換器の出力を入力とす
る第１のディジタルフィルタと、前記第１のディジタル
フィルタの出力を入力とする第２のディジタルフィルタ
と、前記第１のディジタルフィルタの出力を前記第２の
ディジタルフィルタの出力の位相に合わせる位相調整手
段と、前記位相調整手段の出力を２倍に増幅する増幅手
段と、前記増幅手段の出力と前記第２のディジタルフィ
ルタの出力とを入力とする減算器と、前記減算器の出力
と前記第２のディジタルフィルタ出力とを入力する選択
回路とを具備し、前記位相調整手段の出力に含まれるＩ
成分の標本値列と、前記第２のディジタルフィルタの出
力に含まれるＱ成分の標本値列とを時分割多重して出力
することを特徴とするディジタル色信号処理回路。 - 【請求項３】前記選択回路の出力に得られる搬送色信号
を復調し、時分割多重されたベースバンド色信号を出力
する色復調回路を具備することを特徴とする特許請求の
範囲第１項または第２項記載のディジタル色信号処理回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27322185A JPH0628472B2 (ja) | 1985-12-06 | 1985-12-06 | デイジタル色信号処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27322185A JPH0628472B2 (ja) | 1985-12-06 | 1985-12-06 | デイジタル色信号処理回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62133882A JPS62133882A (ja) | 1987-06-17 |
| JPH0628472B2 true JPH0628472B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=17524798
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27322185A Expired - Lifetime JPH0628472B2 (ja) | 1985-12-06 | 1985-12-06 | デイジタル色信号処理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0628472B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63198290U (ja) * | 1987-06-12 | 1988-12-20 | ||
| JP2008098917A (ja) * | 2006-10-11 | 2008-04-24 | Denso Corp | 信号分離装置 |
| JP4935288B2 (ja) * | 2006-10-11 | 2012-05-23 | 株式会社デンソー | 信号分離装置 |
-
1985
- 1985-12-06 JP JP27322185A patent/JPH0628472B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62133882A (ja) | 1987-06-17 |
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