JPS5846788A - デジタル・カラ−・テレビジヨン信号復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の目的〉 この発明５、検波されたビデオ信号力げジタル回路によ
って処理されるテレ−ジョン受像＠に関するものであシ
、さらに詳しく言えば復調されたカラー信号の濾波を行
なうデジタルΦカラー信号復調器に関するものである。

〈発明の背景〉 帯域幅、動作速度、複雑さ等に関する理由から、テレビ
ジョン信号処理回路は通常アナログ形式で構成されてい
る。しかしながら、最近ではアナログ−デジタル変換速
度の向上、大規模集積回路技術の進歩によってデジタル
技術を使用したテレビジョン回路の実現が可能゛になっ
た。必要な帯域幅の関係から、テレビジョンの中間周波
回路は今でもアナログ形式の構造に制限さｈているが、
ベースバンドのビデオ信号の処理にはデジタル技術を使
用することができる。

デジタル・ベースバンド受像機では、検波されたビデオ
信号はアナログ−デジタル変換器によってデジタル信号
に変換される。このアナログ−デジタル変換器は、ビデ
オ信号帯域に対するナイキストサンプリング率よりも−
高いか等しい率（例えば、　　４．２ＭＨｚのＮＴＳＣ
ビデオ信号の場合は少なくとも８．４ＭＨｚの周波数で
サンプルしなけ九ばならない）でビデオ信号をサンプル
する。ナイキストのサンプリング率あるいはそれ以上で
アナログ信号゛をサンプリングすると、サンプリング処
理にょ　゛る情報の損失？防止することができる。デジ
タル化されたビデオ信号は、デジタル〈′シ型フィルタ
のようなデジタル・フィルタによってルミナンス成分と
クロミナンス成分とに分離される。ルミナンス成分とク
ロミナンス成分君各別のデジタル信号路Ｋ　Ｌ−いて処
理され、アナログ形式に復元さｈ１マトリックスで再合
成されて赤（Ｒ）、緑（Ｇ）、青（Ｂ）の各信号が生成
されて受像機の映像管に供給される。

合成ビデオ信号のクロミナンス成分は、直角振幅変馴さ
九た副搬送波抑圧信、号からなっている。

２つの色を表わす信号（例えばＮＴＳＣビデオ信号では
Ｉ信号とＱ信号）は、副搬送波の９９’位相の異なる成
分を振幅変調する。ＮＴＳＣビデオ信号では、副搬送波
の周波数は３．５８ＭＨｚである。位相ノ基準となる信
号も合成ビケオ信最中で伝送さｈ、それは所定の位相（
例えば、ＮＴＳ　Ｃビデオ信号では−（Ｂ−Ｙ）である
）を持った副搬送波のバーストである。従って、クロミ
ナンス成分からＲｌＧ、Ｂ信号をひき出すためには、そ
の成分は復調さｉ″ＬＬ濾波ねばならない。

−クロミナンス−チャンネルでは、デジタル・カラー信
号は一般には復調に先立らて増幅され、帯域通過濾波あ
るいはピーキングされる。次いで、このカラー信号はカ
ラー副搬送波信号の選択さり。

た位相角で復調され、′■およびＱカラー混合信号ある
いはＲ−ＹおよびＢ−Ｙカラー混合Ｃ色差）信号のｈず
れかが生成される。復調さ九たカラー混合信号／′ｉ濾
波さ九て、信号から高周波ノイズヵ；除去される。■お
よびＱ信号の場合は、■信号は１．５ＭＨｚの帯域幅を
持ち、Ｑ信号は０．５ＭＨｚの帯域幅を持って、いる。

色差信号の帯域幅は共に０．５ＭＨｚである。色差信号
は合成されてＧ−Ｙ色差信号が生成され、３つの色差信
号はすべてアナログ形式に変換され、サンプリング周波
数成分を除去するために濾波され、ルミナンス信号（Ｙ
）とマトリックスされてｒｔ、　Ｇ、　Ｂ信号が生成さ
れる。

７！！ｆ波さり、た工およびＱ信号の場合は、これらの
信号はアナログ形式に変換され、サンプリング周波数成
分を除去するために濾波され、Ｙ信号とマトリックスさ
れてＲ，Ｇ、Ｂ信号が生成される。

〈発明の概説〉 この発明の原理によれば、デジタル情報を持った信号を
復調し濾波するための装置が設けられている。この装置
は、復調され、濾波さ九る及き情報を持ったデジタル信
号源、および情報を持った信号と所定の位相関係にある
基準信号源を含む装置中に設けらハる。この装置は、基
準信号に応答して基準信号と所定の位相関係を持ったク
ロシフ信号を発生するための手段を含んで−る。この装
置はまたデジタル信号およびクロック信号に応答する人
力を有し、゛出力に復調され濾波された情報の信号を発
生するデジタル・フィルタを含んでいる。

この発明の一実施例では、テレビジョン受像機中でカラ
ー混合信号を復調し、濾波するデジタル有限インパルス
応答（ＦＩＲ）フィルタ装置が設けられている。このよ
うなフィルタは入力タップに重みの付けられた構成、出
力タップに重みの付けられた構成のいずれかとす暮こと
ができる。この発明のこの実施例では、出力タップに重
台の付けられたＦＩＲ，が設けられておシ、とのＦＩＲ
において分離されたデジタル・クロミナンス信号のサン
プルが第１および第２のレジスタにクロックによって導
かれ、それによって第１のレジスタは第１のカラー混合
信号を含み、第２のレジスタが第２のカラー混合信号を
含むようにする。出力タップは第１および第２のレジス
タの段の各１つの出力と重み付は関数回路との間に接続
される。各レジスタに関連する重み付は関数回路は加算
器の各梯子回路網に結合さｈておシ、梯子回路網は、出
力段加算器において各カラー混合信号に対して適正な低
域応答特性が現われるように重み付けされた信号サンプ
ル４合成する。２個のデジタル・レジスタが各インパル
ス応答特性に従って丁度良い時間関係をもって配列され
、適正−な時間関係で濾波されたカラー混合信号を生成
する。

サンプルをレジスタに送シ込むクロック信号は所定の時
間関係をもっている。この発明の別の特徴に従えば、ク
ロック信号はカラー・バースト信号と位相の合った信号
を発生する位相ロックさ九たループ信号から取出される
。位相ロックさｈたループ信号は色相（ｔｉｎｔ　）制
御回路によって可制御的に位相シフトさｈ、次いで所望
の公称復調角をもった信号と一致するように所定の、遅
延によって位相シフトされる。位相シフトされた信号は
副搬送波信号の何倍かに周波数逓倍され、そわによって
アナログ−デジタル変換器用のサンプリング信号が生成
さ九る。逓倍副搬送波信号は、位相シフトされたｄ号の
１サイクルと同じ期間に多くのサイクルを持っていＺ０
０倍副搬送波周波数の信号の何サイクルかは、２個のカ
ラー混合信号レジスタ用やクロック信号として使用され
るカラー副搬送波周波数でデジタ化・フィルタ回路にゲ
ートによって導、かれる。

〈実施例の説明〉 以下１図を参照しつ＼この発明の詳細な説明する。

第１図において、テレビジョン信号はアンテナｌＯによ
って受信さ九、チューナ１２．中間周波回路１４、ビデ
オ検波器１６によって順次処理される。これらは通常の
形式で構成されたものである。検波器１６の出力に現わ
ｈる検波されたビデオ信号はアナログ−デジタル（Ａ−
Ｄ）変換器２０の入力に供給される。Ａ−Ｄ変換器２０
はカラー副搬送波周波数の４倍に等しいサンプリング率
（４ｆ５ｏ）でビデオ信号をサンプルし、このサンプリ
ング率でビデオ信号のデジタル・サンプルを生成する。

各デジタル・サンプルすなわちワードは例えば並列に発
生された８ビツトからな句。８ビット方式では、ア丙ロ
グ・ビデオ信号は２５６の各レベルのいスレか１つのレ
ベルに量子化される。Ａ−Ｄ変換器２０用の４　ｆ３．
のサンプリング−クロックはクロック発生器２２によっ
て発生さ九る。このクロック発生器はビデオ検波器１６
によって発生されたアナログ中ビデオ信号のカラー・−
バースト信号と位相および周波数の同期した信号を発生
する。

Ａ−Ｄ変換器２０によって生成されたデジタル化すハタ
ヒテオ信号はデジタル＜シ型フィＡ１２４の入力に供給
される。このデジタルくし型フィルタはジョン　ピー　
ロシ（Ｊｏｈｎ　Ｐ、Ｒｏｓｓｉ）　ｃＤ論文ｒＤｉｇ
ｉｔａＪ　Ｔｅ１ｅｖｉｓｉｏｎ　Ｉｔ＊ａｇｅ　Ｅｎ
ｈａｎｃｅｍｅｎｔｊ、８４８ＭＰＴＥ、　５４５−５
１　（ｘ９７４）中に示さｈているように構成される。

くし型フィルタ２４けルミナンス信号処理回路２６に供
給される分離さｈたルミナンス信号・Ｙを発生する。ル
ミナンス信号処理回路２６は視聴者の調整によるコント
ラスト制御信号に応答し、処理さｈたルミナンス信号を
発生スル。

このルミナンス信号はデジタル−アナログ（Ｄ−Ａ）変
換器２８の入力に供給さ九冷。こ＼ではアナログ形式と
なったルミナンス信号は低域通過フィルタ３０で濾波さ
ｈてサンプリング周波数成分が除去さｈ、処理さ九たル
ミナンス信号Ｙ’ｎ　？　）リックス回路６００１つの
入力に供給さ九る。

くシ型フィルタ２４はまたクロマ増幅１３２ｃ７）入力
に供給さｈる分離されたクロミナンス信号Ｃを発生する
。クロマ増幅器３２は視聴者が調整するカラー飽和制御
信号に応答してクロミナンス信号を増幅し、増幅された
クロミナンス信号をデジタル・クロマ・ピーキング回路
３４の人力に供給する。クロマ・ピーキング回路３４ハ
、中間周波回路１４の応答特性を補償するために、この
点におけるクロミナンス信号が呈する応嚇特性を修正す
るデジタル・フィルタである。一般に中間周波回路は低
い周波数のカラー副搬送波周波数をＩＰ通過帯域のスロ
ープの部分に位置させ、そのためカラー側帯波はオクタ
ーブ当！１６′ｄｂの減衰（ロー歩オフ）特性を示す。

クロマ・ピーキング回路３４はこの減衰特性を補償・し
て、クロミナンス信号が本質的に平坦な振幅対周波数応
答性を示すようにする。もし中間周波回路１４がカラ°
−信号に対して本質的に平坦な振幅対周波数応答性を持
つように設計されてお九ば、クロマ・ピーキング回路３
４をカラー副搬送波周波数を中心として配置された応答
特性を持ったクロマ帯域通過フィルタと置き換えること
かできる。

ピーキング作用を受けた、あるいは帯域通過クロミナン
ス信号けＩ　−Ｑ復調器４００Å力に供給される。Ｉ−
Ｑ復調器４０はクロミナンス信号を復調して帯域通過Ｉ
信号成分とＱ信号成分とを生成する。復調された■信号
ＦｉＩ有限インパルス応答フィルタ（Ｉ−ＦＩＲ，７４
，シタ）４２０人力に供給さ九、復調されたＱ信号Ｉｒ
１Ｑ−ＦＩＲフィルタ４４の人力に供給される。Ｉ−Ｆ
ＩＲフィルタシタｉ０　Ｈ２から約１．５ＭＨｚＫわた
る帯域通過特性を有し、Ｑ−ＦＩＲフィルタ・Ｉ／１０
Ｈｚから０．５ＭＨｚ　Ｋ’わたる帯域通過特性を有す
る。■およびＱの各ＦＩＲフィルタは、前段の処理回路
１が広帯域故にカラー信号中に含まれている高周波ノイ
ズを除去する作用を有するものである。

濾波された工およびＱ信号ＦｉＤ−Ａ変換器４６および
４８によりてそれぞれアナログ信号に変換され、次いで
このアナログ信号は低域通過フィルタ５０お・よび５２
によって濾波されてサンプリング周波数成分が除去され
る。得られたＩおよびＱ信号はマド１　　　　　　　　
　− リツクス回路６０に供給されてＹ信号とマトリックスさ
れ、Ｒ％Ｇ、Ｂ出力信号が生成される。マトリックス回
路は例えば抵抗性信号合成マトリックスからなる。

第１図のクロック発生器２２が第２回に詳細に示されて
いる。ビデオ検波器１６は検波さ九たビデオ信号を同期
信号分離器２００およびクロマ帯域通過フィルタ２０２
に供給する。分離された同期パルスおよびクロミナンス
周波数をもった信号はゲート回路２０４０入力に供給さ
れる。ゲート回路２０４　Ｉ／ｉクロマ帯域通過フィル
タ２０２から供給されたカラー・バースト信号を位相検
波器２１２に通過させる。

位相検波器２１２　ｄ　フィルタ２１４と電圧制御発振
器２１６とによって位相ロックド・ループの形で接続さ
れておシ、カラー・バースト信号と位相の一致したカラ
ー副搬送波周波数の基準信号を発生する。

カラー基準信号は色相制御回路２２０に供給される。こ
の色相制御回路２２０は視聴者の制御する色相制御手段
２２２の設定に従って基準信号の位相をシフトすること
ができる。色相調整された基準信号ハ、−＋ヤ・ぐシタ
２２６と比較−２２８とを含むスクエアリング（２乗）
回路２２４に供給される。キャパシタ２２６／ｌｉ基ｎ
ＡＩＭ圧レベル（アース・レベル）を中心として振動す
る基準信号を比較器２２８の一方の入力に交流結合、す
る。比較器２２８の他方の゛入力はアースに結合されて
いるので、比較器２２８は基準信号の２乗波のンプリヵ
を生成することになる。

スフエアリ、ング回路２２４の出力は遅延２素子２３０
の入力および制御論理回路２５００Å力に結合されてい
る。遅延系子２３０　ｔ／ｉ基準信号の位相を、■軸お
よびＱ軸を中心とするカラー信号の復調のために５７°
だけシフトする。位相のシフトさｈた基準信号は位相ロ
ックド・ループ２４０の位相検波器２４２０人力に供給
さｈる。位相ロックド・ループ２４０１はさらにフィル
タ２４４、電圧制御発振器２４６、および分周器２４８
を備えている。かくして電圧制御発振器２４６は、位相
検波器２４２に供給された基準信号の位相と一致した位
相をもった基準信号周波数の４倍の周波数（４ｆ、、　
）、のサンプリング信号を発生する。ＮＴＳＣ方式では
基準信号の周波数は３．５８ＭＨ２であるから、サンプ
リング信号４　ｆ、、の周波数ｉ４１４．３２ＭＨ２で
ある。サンプリング信号４ｆｓｃは第１図に示すように
Ａ−Ｉ）変換器２０に供給され、また第２図に示すよう
にアンド・ゲート２５２および２ｉ５４の入力に供給さ
れる。制御論理回路２５０からの出力はまたアンド・ゲ
ート２５２および２５４の人力に供給され、サンプリン
グ信号パルスの選択されたものをＩおよびＱのＦＩＲ４
２，４４に伝送する。

制御論理回路２５０と、それとアンド・ゲート２５２゜
２５４との接続関係か第３図に詳しく示されている。

Ｄ型クリップ・７０ツブ２５６のＤＣデータ）入力は論
理−ＩＩｌ電圧源に結合され、Ｃ（クロック）入力はス
クエアリング回路２２４によって発生される２乗波であ
る３、５８ＭＨ２基単信号を受信するように結合さ九て
いる。フリップ−フロップ２５６のＱ出力はアンド・グ
ー）２５２１７；）入力に結合されている。

アンド・ゲート２５２の出力はＪＫクリップ・フロップ
２５８のクロック入力に結合されている。フリング・フ
ロップ２５８のＪ入力は論理１１１１！圧源に結合され
、そのに入力は論理＋１０１電圧源に結合されている。

フリップ・フロップ２５８のＱ出力はアンド・ゲート２
５４の人力に結合され、クリップ・７０ツブ２５８のＱ
出力はＤ型フリップｅフロップ２５６のリセット（Ｒ）
人力に結合さｈている。

アンド・ゲート２５４の出力は第２のＪＫフリップ・フ
ロップ２５９のクロック人力に結合されている。クリッ
プ・フロップ２５９のＪ入力は論理１１１電圧源に結合
さり、そのに入力は論理Ｉｔ　□　Ｉｆ電圧源に結合さ
ｈている。フリップｅ７０ツブ２５９のＱ出力はＪＫフ
リップ・フロップ２５８％２５９ノ各リセツ）（Ｒ）入
力に結合さｈている。

明する。位相ロックド・ループ２１０は、第６図（ａ）
の波形２６０によって表わされるカラー・バースト：□ 信号と位相および周波数のロックされた基準信号ｆｓｃ
を発生する。第５図は、バースト・ロックド基準信号ｆ
ｓｃに関して０°乃至１８０°にあるクロミナンス信号
を復調することによって色差信号−ＣＦ−Ｙ）および（
Ｂ−Ｙ）が生成さ九ることを示している。Ｒ−Ｙと−（
Ｒ，−Ｙ）の色差信号は基準信号ｆｓｃの位相に関して
＋９ｏ”１７９ｏｈクロミナンス信号を復調することに
よって再生される。基準信号ｆｓｃの位相か遅延素子２
３０によって５たけシフトさｈているときは、この位相
シフトさｈた基準信号に関してＯｏおよび１８０°にあ
るクロミナンス信号を復調することによってＩおよび一
■のカラー混合信号が再生される。同様にＱおよび−Ｑ
カラー混合信号は位相シフトさｈた基準信号に対して＋
９０°と一９０ｔあるクロミナンス信号を復調すること
によって再生される。こｈらの復調位相角は第６図（ａ
）のバースト・ロックド基準信号ｆｓｃ上に示されてい
る。

この例の説明の目的で、色相制御手段２２ハ、基準信号
ｆｓｃが色相制御回路２２０中で位相シ゛フトを受けな
いように設定されているものと仮定する。

ｆｓｃ基準信号はスゝクエアリング回路２２４によって
２乗され、第６図（ｄ）　Ｋ示され、第２図中に■で示
された波形２６６が生成される。２乗波基準信号２６６
は遅延素子２３０に供給され、遅延素子２３０け第６図
（ｅ）　Ｋ示さね第２図中ＫＯで示される位相シフトさ
れた２乗波２６８を生成する。位相ロックド・ループ２
４０は第６図（ｃ）　Ｋ示さｈたような１４．３２ＭＨ
ｚのサンプリング信号を発生する。こ九は第２図中では
■によって示されている。基準信号は遅延素子２３０に
よって１軸に位相シフトさｈでいるので、４ｆｓｃサン
プリング信号のパルスは、第６図（ａ’）の波形２６０
を基準として第６図（ｃ）　Ｋ示すように、Ｉ、Ｑ、−
Ｉおよび−Ｑをサンプルするように配列さｈている。も
し色差信号を復調することを希望する場合は、第２図の
回路から遅延素子２３０を取除き、４．、ｆｓｃサンプ
リング信号の位相を、第、６図（ｂ）　Ｋ示すように−
（Ｂ−Ｙ）、Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙ、および−（Ｒ，−Ｙ）を
再生するための位相とすればよい。

８ｇ６図（ｄ）のｆｓｃ基準信号２６６は第３図（７）
Ｄ型クリップ・フロップ２５６のＣ人力に供給さり、こ
の７リツプ・フロップ２５６を第６図（ｆ）のパルス２
７０によって示すように波形２６６の立上シ端の発生時
にセントさせる。波形２６４のＩノずルスカ；発生する
と、アンド・ゲート２５２０両方の入力力（付勢され、
このアンド・ゲートはパルス２７０の斜−で示したよう
にＩパルスの持続期間中、出力）９ルスを発生する。■
パルスの終了時にエフロツク・、＜ルスは終了し、フリ
ップ・クロック２５８をクロックしてセット状態にする
。フリ、ツブ・フロップ２５８がセラ、トされるとその
Ｑ出力は第６図（ｇ）の／々ルス２７２によって示すよ
うに高レベルになる。同様に７リツプ・フロップ２５８
のＱ出力は低レベルになシ、第６図（ｆ）のパルス２７
０の終了によって表わされるようにフリップ、フロップ
２５６をリセットする。波形２６４のＱパルスが発生す
るとアンド・ゲート２５４の両方の入力が付勢され、こ
のアンド・ゲート２５４はＱパルスの持続期間中、／ク
ルス２７２の斜線で示すようにＱクロック舎ノぐルスを
発生する。波形２６４のＱパルスが終了すると％Ｑクロ
ック・パルスは低レベルになシ、７リツプ・クロック２
５９をセットし、第６図（ｈ）のパルス２９４によって
示すようにその互出力を低レベルにする。

フリップ−フロップ２５９の低レベルに向うＱ出力は第
６図（ｇ）のパルス２７２．第６図（ｈ）のパルス２７
４の終了によって示すようにフリップ・７０ツフ２５８
，２５９をリセットする。従って、アンド・ゲート２５
２および２５４は、基準信号ｆｓｃの周波数をもも、第
１図の回路のデジタル・クロミナンス信号から工および
Ｑ信号を再生するのに適した時点でパルスを発生する。

クロック発生回路語、「デジタル・カラ−９テレビジヨ
ン信号受像機用クロレク発生器（ＣＬＯＣＫ　ＧＥＮＥ
ＲＡＴＯＲＦＯ几　ＡＤＩＧＩＴＡＬ　　Ｃ０ＬＯＲＴ
ＢＬＥＶＩＳＩＯＮ　　５ＩＧＮＡＬＲＥｃＥＩｖＥＲ
）Ｊという名称の米国特許出願第２’９８２７０号明細
書中に詳しく述べられている。

第１図のＩ−Ｑ復調器４ｏ、　Ｉ−ＦＺＲフィルタ４２
、およびＱ　−１’Ｒフイルタ４４は＠４図、７図、８
図に示すようにこの発明の原理に従って構成される。

第４図を参照すると、デジタル・クロマφピーキング回
路３４によって生成された８ビツト・クロミナンス信号
は、８ビツト語をシフトすることのできる２個のシフト
・レジスタ４２０および４４０に並列に供給される。残
シの図面において、幅の広い条片状の接続線は多数の並
列デジタル情報線を示す。

クロミナンス信号の８ビツト語は、エフロツクによって
エレジスタ４２０の第１段τＩ工に導入さｈｌこのエフ
ロツクはまた語をレジスタ４２０を通して最終段τ　に
シフトする。新しいデータ語は第６図（ｃ）の各■パル
ス期間中、第１段τＩ工に供給さ九る。この■パルスは
第６図（ａ）のカラー・ノ（−スト信号に対して５７′
′の位相角で発生する。従って％　Ｉ７’−夕語ｉ　３
．５８ＭＨｚの周波数でレジスタを通ってクロックされ
る。

９ 示すように重み付は関数回路に８ビツト出力語を供給す
るようにタップが設けられている。各重み付は関数回路
は、第４図の各ブロックで示される重゛み付け、係数に
よってタップから取出さ九た７７ト・レジスタの信号を
何倍かにする。重み付けされた中間タップから取出さｈ
た信号は加算回路４２４に供給される。加算回路４２４
は重み付けされた信号を組合わせて濾波された工信号を
生成する。濾波された■信号は信号平均化回路４２６の
入力に供給される。信号平均化回路については後述する
。

信号平均化回路は供給された信号の信号対雑音比を改善
し、その出力はＩ信号をアナログ形式に復元するＤ　＝
Ａ変変換器４６大 同様にＱ信号のサンプルは、Ｑクロックによって３．５
８ＭＩ（ｚでＱレジスタ４４０に導入□さ九且っこｈを
通って伝送される。このレジースタの段（０，τ明は、
タップ段τＱ３乃至τＱ７の前に遅延を与えるものであ
る。段τＱ３乃至τＱ７からの出力信号は４４２で示す
重み付は関数回路に供給さり，゛重み付けさｈた中間タ
ップからの信号は加算回路網４４４で合成される。加算
回路網４４４の出力の濾波．されたＱ信号は第２の信号
平均化回路４４６　Ｖｃ供給される。

その出力はＤ−Ａ変換器４８の人力に供給されて。

濾波さｈたＱ信号はアナログ信号に変換される。

第４図のデジタ）し■およびＱ′倍信号、■およびＱク
ロックによシ、レジスタ４２０，　４４０のクロッキン
グでそれぞれＩ，Ｑの復調を行なう。各クロックはＩ信
号サンプルを■レジスタ４２０にシフトし、Ｑ信号サン
プルをＱレジスタ４４０にシフトする。レジスタは共Ｋ
　３．５８ＭＨｚの周波数でクロックさｈるので、２個
のフィルタは等しい群遅延を与え、復調された信号の位
相を適性化する。また重み付は関数の値は２個のフィル
タの中央タップを中心として対称であるので、フィルタ
は直線的位相特性を示す。Ｉ−ＦＩＲフ゛イルタシタは
Ｉ信号通過帯域の１．５ＭＨｚよシも高い周波数の部分
を減衰し、カラー混合信号から白ノイズのような高い周
波数のノイズを除去する。同様ＫＱーＦＩＲフィルタ４
４ＩシタＱ信号の０．５ＭＨｚよシも高い周波数のノイ
ズを除去する。図示の実施例〆は、Ｉ−ＦＩＲフィルタ
ーは９個の重み付は関数回路４２２を有し．　Ｑ　−Ｆ
ＩＲフィルタシタ′ｉ５個の重み付は関数回路４４２を
有している。図示の重み付は関数回路の数Ｉ／′ｉ１回
路の数が必要以上に多くなることなく２の逆乗（２のべ
き乗の逆数）を使用した■およびＱフィルタに対して好
ましい応答特性を与えることができることか判った。重
み付は関数回路の数が少な−くなれば応答特性は不満足
なものとなシ、重み付は関数回路の数が多くなれば性能
の点で充分な改善をすることができないことが判った。

さらに復調されたＩ信号とＱ信号との間の適正な位相関
係は、そのインパルス応答特性に従ってＦＩＲフィルタ
を時間合せして配列することによシ維持される。２個の
ＦＩＲフィルタのインパルス応答特性は、そわらの中央
タップ、すなわちＩフィルタ４２ｔｔｃ６いては段τ■
５のタップ、Ｑフィルタ４４については段τＱ５のタッ
プを中心として対称になっている。こｈらのタップを時
間的に合わせるために、段τ　およびτ明は、タップ付
きのＱツ叩 イルタ段τＱ３乃至τＱ７の前に結合されて“いる。

Ｄ−Ａ変換器４６および４８によ、って生成されるアナ
ログエおよびＱ信号の実質的に等しい群遅延は、実質的
に等しい応答特性を持つ低域通過フィルタ５０および５
２を構成することによって維持される。

こｈらのフィルタは■およびＱ信号からタロツク周波数
の信号を除去するために使用され、従って３．５８Ｍ）
ＴｚのＩ　ｉ−よびＱクロック信号の周波数をもった信
号を減衰させる必要がある。さらにクロック周波数の第
１低調波周波数の成分を減衰させることが望ましい。従
って、フィルタ５０および５２は各々１．５乃至１．６
ＭＨ２の近傍に３ｄＢ点を持つように設計さ九る。

第４図のＱ−ＦＩＲフィルタの重み付は関数回路４４２
および加算回路４４４が第９図にさらに詳細に示さｈて
いる。重み付は関数回路および加算回路網はシフトおよ
び別の加算ツリー配列に構成さ九ている。シフト・レジ
スタ４４０からの８ビツト線は、最上位ビン）（ＭＳＢ
）から最下位ピッ）（ＬＳＢ）へ向けて２７・・・・・
・２°として示されている。第４図の回路の重み付は関
数の値はすべて２の逆乗、すなわち２のべき乗の逆数の
倍数になっている。

従って７例えば８／６４の重みはシフト自レジスタから
の８ビツト語を右へ３段シフトすることによって与えら
ワ、２７人人力ットは２４の出力ビツト位置に、２人力
ピッ）Ｉｉ２出力ビント位置、以下同様な関係で生成さ
れる。−さらに、シフト・レジスタはこのシフトを行な
うためには必要でない。実ピント入力に、２ビツトを加
算器の２３ビツト人カに、以下同様の関係で供給さｈる
ことにょシ第７図の回路構成で同様な効果か得らｈる。

第７図の１み付は関数回路はこの結合を意味しておシ、
重み付は関数回路４６１．４６２卦よび４６３は段τＱ
４ゝ τＱ６’およびτＱ７の出力を加算器４７０および４７
２の人力に結合している。

同様に重み行は関数回路４６４．４６５は段τＱ４およ
びτＱ６からの信号を、とｈらの信号を右へ２段シフト
して加算器４７４の入力に結合することによって１６７
６４　　で割っている。重み付は関数回路４６６は段τ
Ｑ５からの信号を、この信号を右へ１段シフトして加算
器４７８に結合することによって３２／／６４で割って
いる。

加算器４７０．４７２．４７４および４７８は、ＬＳＢ
が２　の値を持つように率の定められた重み付けられた
語を受信する。より低い桁のビットは使用されない。段
τＱ４およびτＱ６からの信号Ｉｒ１２４／６４に重み
付けされていることが第４図に示されている。

この重みは、回路４６１．４６４，４６２および４６５
にら２つの重み付けさｔた信号を加算することによって
最終出力に２４７６４　に重み付けされた信号成分が発
生される。

加算ツリー中では、加算器４７０および４７２の出力は
加算器４７６の人力に結合され、加算器４７６の出力は
加算器４８０の人力に結合されている。加算器４７４の
出力は加算器４７８の第２の入力に結合され、加算器４
７８の出力は加算器４８０の第２の人力に結合されて込
る。１０ビツトのＱ信号（２８・・・２−１）は、８ビ
ツト・データ語を受信するように構成された信号平均化
回路４６６で使用される。Ｑ　−ＦＩＲフィルタが第４
図および第７図に示されているように構成さｈていると
きは、第１０図に示すような応答特性を示す。第１０図
の応答特性にはノイズを含む約１．２５ＭＨｚ乃至１．
６ＭＨｚの間に第２の応答性のあることが判る。しかし
この第２の応答性は０乃至０．５ＭＨ２の帯域幅中のＱ
信号に比して少なくとも３ｏｄＢ減衰されている。この
ノイズは信号平均化回路４４６によってさらに減衰され
る。

第４図のＩ−ＦＩＲフィルタの重み付は関数回路４２２
および加算回路網４２４　ｉｊ第８図にさらに詳細に示
されている。第７図の回路構成と同様に、使用される重
み付は関数はすべて２の逆乗の倍数であシ、信号の重み
付は用と４してシフトおよび加算技術を使用することが
できる。信号の重み付けはシフト・レジスタ４２０から
のデータ語の選定された最上位ビットを加算ツリー回路
の加算器の第１段に供給することによって与えらｈる。

この場合。

ＬＳＢは２　の値である。

第８図において、段τ　およびτ工。からのデーエ１ り飴は、重み付は関数ブロック５０２およ、び５０４に
よって示されるように、加算器５４０の入力にこれらの
語の３個の最上位ビットを供給することによってｌ／６
４に重み付けさｈる。ブロック５０６および５０８は段
τ　およびτ　から′のデータ語に同じＩ８　　　　　
　　Ｉ９ 重みが与えられることを示している。これらのデータ語
は加算器５４１０人力に供給される。同様にブロック５
１８および５２０によって示されるように段τ■３およ
びτ　からのデータ語は１／６４に重み工？ 付けされ、加算器５４４の人力に供給されるＯ段τ　お
よびτ　からのデータ語は、これらの１２　　　　　　
Ｉ８ 語の４個の最上位ビットをカロ算器５４２０入力に供給
することによって２７６４に重み付けされる。段τ　お
よびτ　からのデータ語もまた２／６４に重Ｉ４．Ｉ６ み付けされ、加算器５４５０入力に供給される。

段τ　およびτ　からのデータ語は、これらのｉ３　　
　　　　Ｉ７ 段からの６個の最上位ビットを力０算器５４３０人力に
供給することによって８／６４に重み付けされる。

段τ　およびτ　からのデータ語は、これらの段Ｉ４　
　　　　　Ｉ６ からの語の７個の最上位ビットを力ロ算器５４６の入力
に供給することによって１６７６４に重み付けされる。

最後に段τＩ５からのデータ語は８個および７個の最上
、位ビットをそれぞれカロ算器５４９の入力に供給する
ことによって３２　／　６４．１６／　６４に重み付け
される。加算器５４７は次いで４Ｂ７６４に重み付けさ
れた段τ□５のデ」り語を発生し、このデータ語はこの
段６語に対する所望の重みとされている。

加算器５４０および５４１の出力は加算器５５０の入力
に結合さね、そ忌出力は加算器５６２０人力に結合さね
ている。加算器５４２の出力は加算器５５２の人力に結
合されている。加算器５４４および５４５の出力は加算
器５５４０人力に結合さｔている。加算器５４６および
５４７の出力は加算器５５６の人力に結合さり９、その
出力は加算器５６４０入力に結合さｈている。

第４図において、段で　お上びて■７からのデーエ３ り語は一９／６４に重み付けされている。このマイナス
符号は、これらの段からの重み付けさ九たデー表を第８
図の他のデータ語と減算的に合成することによって発生
さｈる。通常の算術針打と同様にデジタル語は、負のデ
ジタル語を゛加算的に合成することによって減算的に合
成される。デジタル語は２での補数化と呼ばわる操作に
よって否定される。デジタル語の２での補数化を行なう
ために幌、そのデジタル語のレットが反転され、その結
果に２進値ｌ１１１が加算される。これらの２つのタッ
プからの語は加算器５４３の出力ニオイテ８／６４に重
み付けされる。′これらの語は加算器５４２からの重み
付けさｈたデータ・と加算器５５２で合成される。加算
器５４３の出力データは、先づ最初に反転回路５３４に
おいてデータのすべてのビットを反転することによって
減算のための２での補数とされ、次いで加算器５５２の
人力においてキャリイに論理１１ｎを加えることによっ
て反転されたデータに１を加える。−ｇ／６４ｉＣ重み
付けさｈた２つの項を含む加算器５５２の出力は加算器
５６４の第２の人力に結合される。

同様に加算器５５４によって生成さハた出力データは、
反転回路５３６においてすべてのビットを反転し、反転
されたデータを論理″１１１のキャリイと共に加算器５
６２の第２の入力に供給することによって加算器ツリー
中のデータの残シのものと減算的に合成される。加算器
５６２および５６４の出力は加算器５６０の入力に結合
され、加算器５６０１ｄ濾波さｉ７＋ＣＩ信号を発生す
る。加算器５６０において、段τ　およびτ　から加算
器５６４によって結合さＩ３　　　　　Ｉ７ ハた一８／６４の重みの値をもった中間タップからの信
号は、同じ段から加算器５６２によって結合された一１
／６４の値の重みをもったタップからの信号と合成さｈ
、最終出力において段τ　およびτＩ７３ からのデータの一９／６４の所望の値の重みをもった信
号が生成される。同様に最終段加算器５６０け、段τＩ
４およびτ■６からの一２／６４の値の重みをもった信
号と、そわらの段からの１６７６４の値の重みをもった
信号とを合成して、最終出力として段τＩ４およびτＩ
６からのデータの所望の値の重み１４／６４をもった項
が生成される。■フィルタの周波数応答特性が第１１図
に示されている。

■およびＱクロッ６りが新しいデータ列をシフト・レジ
スタ４２０および４４０のタップ付き段にシフトする時
点と、安定した出力信号が加算器４８０（第７図）およ
び５６０（第８図）の出力に発生する時点との間で安定
するためＫＪｄ、Ｉ−ＦＩＲ，フィルタふ・よびＱ−Ｆ
ＩＲフィルタにある時間を必要とすることが判明した。

この安定化のための時間は、加算ツリー中のレベルすな
わち段数および加算器の伝播遅延時間の関数となる。さ
′らに、シフト・レジスタからフィルタの出力に至る種
々の信号路は色々な遅延時間をもっている。例えば第７
図のＱフィルタの重み付は関数回路および加算梯子回路
において、τＱ５からのデータ語はそれに関する２個の
加算器４７８および４８０のみを通過してそのフィルタ
出力に達する。こｈに対して他のすべ１ての信号は３個
の加算器を通過する。タップから取出された信号がその
出力に達するまでに要する時間中、フィルタの出力信号
は不安定で、フィルタか安定するとき出力にリプルが発
生することがある。

このりプルが出力信号を乱すのを防止するために、フィ
ルタの出力に信号平均化回路４２６および４４６（第４
図）が用いられてお１シ、安定化時間中、出力信号をラ
ッチし、連続した信号を平均化してＩおよびＱ信号の信
号対雑音比を３ｄＢ改善する。

信号平均化回路４４６は第９図に詳細に示されている。

信号平均化回路４２６は同じように構成さハている。第
９図において、Ｑ−ＦＩＲフィルタの最終加算器４８０
の出力は８ピント・ラッチ回路すなわち蓄積レジスタ６
０００Å力に結合さｔている。

８ビツト・ラッチ回路６００の出力は第２の８ピツト・
ランチ６０２の入力および加算器６０４に結合されてい
る。ランチ回路６０２の出力は加算器６０４の第２の入
力に結合さｈている。ランチ回路６ＱＯおよび６０２ハ
フイルタ・タロツク、この場合はＱクロックによってタ
ロツクさｈる。

動作について説明すると、Ｑデータ語をシフトレジスタ
４４０を通じてシフトするＱクロック変移はまた濾波さ
ｈｆｃＱ信号をラッチ回路６００にラッチさせる。新し
いシフト・レジスタのデータは加算ツリーを通過し始め
る。しかしその出力は、ラッチ回路が先Ｖｃ濾波さ＃、
＋Ｑ信号の値を蓄積しているので今では隔離さｈている
。ラッチ回路６００はとのＱ信号を蓄積しつ＼あるので
、ラッチ囲路６００に先に蓄積されたＱ信号はランチ回
路６Ｃ１２Ｋ同時にランチされる。２個のラッチ回路は
連続するＱ信号の値を保持しておち、このＱ信号は加速
器６００に供給される。２個のラッチ回路ｌ−１８ビツ
ト語（２８・・・２１）を加算器６０４に供給し、この
加算器は２個の語を加算して９ビツトの加算された語を
生成する。加算さｈた語（２９・・・２２）のうちの８
個の号平均化によって信号対雑音比が３ｄＢ改善される
。

信号平均化回路を使用することによって、Ｑフィルタ加
算ツリーは、　３．５８ＭＨ２のＱクロックのほとんど
ｌサイクル全体を使って安定化し、その後ソの出力が再
度サンプルされ、ラッチ回路６００内にランチさする。

このかなりの安定化期間によ２て加算ツリーとして比較
的低速の論理を使用することができる。さ・らにシフト
・レジスタおよび信号平均化回路の両方をクロックする
ために、単一のクロック信号、すなわちＱクロックを必
要とするにすぎない。信号平均化回路については、「信
号対雑音比増強デジタル・ビデオ信号処理フィルタ（、
Ｄ’ＩＧ’ＩＴＡＬ　ＶＩＤＥＯ’５ＩＧＮＡＬ　ＰＲ
ＯＣＥＳＳＩＮＧＦＩＬＴＥＲ８ＷＩＴ）Ｊ　　５ＩＧ
ＮＡＬ−Ｔｏ　−ＮＯＩＳＥＥＮＩ（ＡＮＣＥＭＥＮＴ
）Ｊ　、：いう名称の米国特許出願第２９８．２５５号
明細書中に詳しく説明されている。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理に従って構成されたデジタル・
ベースバンド処理回路を含むテレビジョン受像機の一部
をブロック図の形で示す図、第２図はこの発明の原理に
従って構成さｔた第１図のテレビジョン受像機において
使用するのに適したクロック発生器を、一部をブロック
図の形で、他の一部を概略回路図の形で示した図、第３
図は第２図のタロツク発生器において使用するのに適し
たＩおよびＱ論理回路を概略回路図の形で示す図、第４
図はこの発明の原理に従って構成さ九たデジタル・カラ
ー信号復調器およびフィルタをブロック図の形で示した
図、第５図はカラー復調器の位相関係を示す図、第６図
は第２図乃至第番図の回路の動作を説明するための波形
を示す図、第７図は第４図のＱフィルタの重み付は関数
および加算梯子回路網をブロック図の形で示す図、第８
図は第４図のＩフィルタの重み付は関数および加算回路
網をブロック図の形で示す図、第９図は第４図の信号平
均化回路の更に詳細な構成をブロック図の形で示した図
、第１０図は第４図のＱフィルタの振幅対周波数応答特
性を示す図、第１１図は第４図の１フイルタの振幅対周
波数応答特性を示す図である。 ２０・・・デジタル信号源、２２・・・クロック発生器
、４０・・・Ｉ−Ｑ復調器、４２・・・Ｉ−ＦＩＲ低域
通過フィルタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　復調さｉ′Ｌ濾波さｈるべき情報をもったデ
   ジタル信号の信号源と、復調さ九るべぎ情報をもったデ
   ジタル信号に対して予め定めらｈた位相関係をもった基
   準信号の信号源と、復調および濾波回路とからなシ、 上記復調および濾波回路は、上記基準信号に応答して、
   この基準信号と予め定められた位相関係をもったクロッ
   ク信号を発生する手段と、上記デジタル信号およびクロ
   ック信号に応答する入力を有し、出力に復調され濾波さ
   れた情報信号を発生するデジタ化・フィルタとからなる
   、 デジタル・カラー−テレビジョン信号復調器。