JP2696900B2 - サンプリング周波数変換回路 - Google Patents
サンプリング周波数変換回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、第１のサンプリング周波数のディジタル信
号を第２のサンプリング周波数のディジタル信号に変換
するサンプリング周波数変換回路に関し、特にディジタ
ル・カラー映像信号のサンプリング・レート変換等に用
いて好適なサンプリング周波数変換回路に関する。
号を第２のサンプリング周波数のディジタル信号に変換
するサンプリング周波数変換回路に関し、特にディジタ
ル・カラー映像信号のサンプリング・レート変換等に用
いて好適なサンプリング周波数変換回路に関する。
本発明は、互いに等しい第１のサンプリング周波数を
有する第１、第２のディジタル信号を、互い等しい第２
のサンプリング周波数を有する第３、第４のディジタル
信号に変換するサンプリング周波数変換回路において、
上記第１、第２のディジタル信号の一方の信号について
は所定の遅延を持たせて周波数変換を行うことにより、
補間処理も含めたサンプリング周波数変換を可能とし、
信号劣化を防止するとともに回路構成の簡略化を図るも
のである。
有する第１、第２のディジタル信号を、互い等しい第２
のサンプリング周波数を有する第３、第４のディジタル
信号に変換するサンプリング周波数変換回路において、
上記第１、第２のディジタル信号の一方の信号について
は所定の遅延を持たせて周波数変換を行うことにより、
補間処理も含めたサンプリング周波数変換を可能とし、
信号劣化を防止するとともに回路構成の簡略化を図るも
のである。
ディジタル・カラー・ビデオ信号の一規格としてのい
わゆる4:2:2規格は、Ｄ−１規格とも称され、輝度
（Ｙ）信号のサンプリング周波数ｆ1を13.5MHzとし、Ｒ
−Ｙ及びＢ−Ｙの各色差信号のサンプリング周波数をそ
れぞれ上記ｆ1の1/2の6.75MHzとするディジタル・コン
ポーネント信号を用いているのに対して、NTSC方式のコ
ンポジット・カラー信号をそのままディジタル化する場
合のサンプリング周波数ｆ2は、色副搬送波周波数ｆSC
の整数倍、たとえば4fSC（≒14.318MHz）に設定され
る。従って、これらの間で信号変換を行う際には、サン
プリング周波数（サンプリング・レート）を上記ｆ1と
ｆ2との間で変換することが必要とされる。
わゆる4:2:2規格は、Ｄ−１規格とも称され、輝度
（Ｙ）信号のサンプリング周波数ｆ1を13.5MHzとし、Ｒ
−Ｙ及びＢ−Ｙの各色差信号のサンプリング周波数をそ
れぞれ上記ｆ1の1/2の6.75MHzとするディジタル・コン
ポーネント信号を用いているのに対して、NTSC方式のコ
ンポジット・カラー信号をそのままディジタル化する場
合のサンプリング周波数ｆ2は、色副搬送波周波数ｆSC
の整数倍、たとえば4fSC（≒14.318MHz）に設定され
る。従って、これらの間で信号変換を行う際には、サン
プリング周波数（サンプリング・レート）を上記ｆ1と
ｆ2との間で変換することが必要とされる。
ここで、上記4:2:2規格のＲ−Ｙ信号及びＢ−Ｙ信号
は、上記周波数ｆ1/2の同じタイミングでサンプリング
された信号であるのに対して、NTSC方式のコンポジット
信号は色副搬送波をいわゆるＩ、Ｑ信号で直角二相変調
した搬送色信号をＹ（輝度）信号に重畳したものである
から、このコンポジット信号を上記サンプリング周波数
ｆ2（＝4fSC）でサンプリングした信号をカラー・デコ
ードした場合には、後述するように1/f2毎（色副搬送波
の90°毎）に交互に上記Ｉ、Ｑ信号のデータが得られる
ことになる。すなわち、デコードされたディジタルのＩ
信号とＱ信号とは、それぞれのサンプリング周波数がｆ
2/2（＝2fSC）で、1/f2＝1/4fSC（色副搬送波の90°位
相）分のオフセットを有する信号となる。このようにＩ
信号のデータとＱ信号のデータのサンプリング時点が異
なることから、Ｉ、Ｑ信号からＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ信号をマ
トリクス演算により求める際には、サンプリング周波数
を変換する前あるいは変換した後に、上記Ｉ、Ｑ信号の
同じタイミングの成分を補間処理により求める必要があ
る。
は、上記周波数ｆ1/2の同じタイミングでサンプリング
された信号であるのに対して、NTSC方式のコンポジット
信号は色副搬送波をいわゆるＩ、Ｑ信号で直角二相変調
した搬送色信号をＹ（輝度）信号に重畳したものである
から、このコンポジット信号を上記サンプリング周波数
ｆ2（＝4fSC）でサンプリングした信号をカラー・デコ
ードした場合には、後述するように1/f2毎（色副搬送波
の90°毎）に交互に上記Ｉ、Ｑ信号のデータが得られる
ことになる。すなわち、デコードされたディジタルのＩ
信号とＱ信号とは、それぞれのサンプリング周波数がｆ
2/2（＝2fSC）で、1/f2＝1/4fSC（色副搬送波の90°位
相）分のオフセットを有する信号となる。このようにＩ
信号のデータとＱ信号のデータのサンプリング時点が異
なることから、Ｉ、Ｑ信号からＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ信号をマ
トリクス演算により求める際には、サンプリング周波数
を変換する前あるいは変換した後に、上記Ｉ、Ｑ信号の
同じタイミングの成分を補間処理により求める必要があ
る。
すなわち、第７図は上記NTSC方式のディジタル・コン
ポジット信号から上記4:2:2規格（Ｄ−１規格）のディ
ジタル・コンポーネント信号に変換するための方式変換
回路の一例を示している。この第７図の入力端子101に
供給された上記NTSC方式のディジタル・コンポジット信
号（サンプリング周波数ｆ2＝4fSC）は、ディジタルY/C
分離回路102にてＹNT信号とＣNT信号（添え字のNTはNTS
C方式を示す）とに分離される。ＹNT信号は、第８図に
示すように上記周波数ｆ2＝4fSC、すなわち1/4fSC周期
のサンプル・データ列から成っており、このＹNT信号は
サンプリング周波数変換回路（サンプリング・レート・
コンバータ）103に送られ、上記Ｄ−１規格のサンプリ
ング周波数ｆ1（＝13.5MHz）の輝度信号ＹD1に変換され
てＹ出力端子104から取り出される。Y/C分離回路102か
らのＣNT信号は、デコード回路107に送られて復調され
ることにより、ディジタルのＩNT信号及びＱNT信号が得
られる。このときのＩ、Ｑ復調（デコード）について説
明すると、NTSC方式における元のアナログの搬送色信号
Ｃが、 Ｃ＝Icos（ωSCｔ＋φ）＋Qsin（ωSCｔ＋φ） ただし、ωSC＝２πｆSC と表され、上記ｆ2＝4fSCのサンプリング周波数でサン
プリングするときの位相（あるいは時間軸上の位置）が
０、π/2、π、……のように０からπ/2（＝90°）単位
で増加するとき、上記ディジタル搬送色信号ＣNT自体が
1/4fSC毎にＩ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑ、……を示すものとなっ
ているから、デコード回路107においては、例えば入力
された色信号ＣNTのデータ列に対して順次±１を乗算し
ながら1/4fSC毎にＩとＱとに（1/2fSC周期で）振り分け
ることにより第８図に示すような信号ＩNT及び信号ＱNT
を得ることができる。これらの信号ＩNT、ＱNTは、サン
プリング周波数が2fSCで互いに等しく、各信号のデータ
の間の時間差（オフセット）が1/4fSCとなっている。こ
のようにサンプリング時点のずれたＩ、Ｑ信号データを
用いてＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ等を求めるためのマトリクス演算
を行うことはできないため、補間回路108、109によりそ
れぞれ他の信号のサンプリング時点（第８図の信号
ＩNT、ＱNTの×印参照）でのデータを補間して、第８図
の信号Ｉf2、Ｑf2に示すように、周波数がいずれもｆ2
（＝4fSC）で等しく、各サンプル・データのサンプリン
グ時点も等しい信号を得ている。これらの信号Ｉf2、Ｑ
f2に基づいてマトリクス演算回路110にてマトリクス演
算を行うことにより、同じサンプリング周波数ｆ2（＝4
fSC）の信号（Ｒ−Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2を得て
いる。これらの信号（Ｒ−Ｙ）f2（Ｂ−Ｙ）f2は、それ
ぞれサンプリング周波数変換回路111、112により、第８
図に示すように互いに等しいサンプリング周波数ｆ1/2
で同じサンプリング時点の信号（Ｒ−Ｙ）D1及び信号
（Ｂ−Ｙ）D1に変換され、出力端子113、114からそれぞ
れ取り出される。
ポジット信号から上記4:2:2規格（Ｄ−１規格）のディ
ジタル・コンポーネント信号に変換するための方式変換
回路の一例を示している。この第７図の入力端子101に
供給された上記NTSC方式のディジタル・コンポジット信
号（サンプリング周波数ｆ2＝4fSC）は、ディジタルY/C
分離回路102にてＹNT信号とＣNT信号（添え字のNTはNTS
C方式を示す）とに分離される。ＹNT信号は、第８図に
示すように上記周波数ｆ2＝4fSC、すなわち1/4fSC周期
のサンプル・データ列から成っており、このＹNT信号は
サンプリング周波数変換回路（サンプリング・レート・
コンバータ）103に送られ、上記Ｄ−１規格のサンプリ
ング周波数ｆ1（＝13.5MHz）の輝度信号ＹD1に変換され
てＹ出力端子104から取り出される。Y/C分離回路102か
らのＣNT信号は、デコード回路107に送られて復調され
ることにより、ディジタルのＩNT信号及びＱNT信号が得
られる。このときのＩ、Ｑ復調（デコード）について説
明すると、NTSC方式における元のアナログの搬送色信号
Ｃが、 Ｃ＝Icos（ωSCｔ＋φ）＋Qsin（ωSCｔ＋φ） ただし、ωSC＝２πｆSC と表され、上記ｆ2＝4fSCのサンプリング周波数でサン
プリングするときの位相（あるいは時間軸上の位置）が
０、π/2、π、……のように０からπ/2（＝90°）単位
で増加するとき、上記ディジタル搬送色信号ＣNT自体が
1/4fSC毎にＩ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑ、……を示すものとなっ
ているから、デコード回路107においては、例えば入力
された色信号ＣNTのデータ列に対して順次±１を乗算し
ながら1/4fSC毎にＩとＱとに（1/2fSC周期で）振り分け
ることにより第８図に示すような信号ＩNT及び信号ＱNT
を得ることができる。これらの信号ＩNT、ＱNTは、サン
プリング周波数が2fSCで互いに等しく、各信号のデータ
の間の時間差（オフセット）が1/4fSCとなっている。こ
のようにサンプリング時点のずれたＩ、Ｑ信号データを
用いてＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ等を求めるためのマトリクス演算
を行うことはできないため、補間回路108、109によりそ
れぞれ他の信号のサンプリング時点（第８図の信号
ＩNT、ＱNTの×印参照）でのデータを補間して、第８図
の信号Ｉf2、Ｑf2に示すように、周波数がいずれもｆ2
（＝4fSC）で等しく、各サンプル・データのサンプリン
グ時点も等しい信号を得ている。これらの信号Ｉf2、Ｑ
f2に基づいてマトリクス演算回路110にてマトリクス演
算を行うことにより、同じサンプリング周波数ｆ2（＝4
fSC）の信号（Ｒ−Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2を得て
いる。これらの信号（Ｒ−Ｙ）f2（Ｂ−Ｙ）f2は、それ
ぞれサンプリング周波数変換回路111、112により、第８
図に示すように互いに等しいサンプリング周波数ｆ1/2
で同じサンプリング時点の信号（Ｒ−Ｙ）D1及び信号
（Ｂ−Ｙ）D1に変換され、出力端子113、114からそれぞ
れ取り出される。
次に、第９図は、上述の変換とは逆向きに、上記Ｄ−
１規格（4:2:2規格）からNTSC方式のディジタル・コン
ポジット信号に変換するための方式変換回路の一例を示
している。この場合、入力端子121に供給される信号Ｙ
D1はそのままサンプリング周波数変換回路122に送られ
て上記周波数ｆ1からｆ2に変換され、上記信号ＹNTとな
って加算器123に送られている。また、各入力端子131及
び132にそれぞれ供給される色差信号（Ｒ−Ｙ）D1及び
色差信号（Ｂ−Ｙ）D1は、それぞれサンプリング周波数
変換回路133及び134にて周波数ｆ1/2からｆ2/2（＝2
fSC）に変換された後、補間回路135、136によりそれぞ
れサンプリング周波数がｆ2（＝4fSC）の信号（Ｒ−
Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2となるように補間処理され
る。これらのサンプリング周波数が4fSCの信号（Ｒ−
Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2は、マトリクス演算回路13
7に送られて演算されることにより、サンプリング周波
数がｆ2（＝4fSC）の信号Ｉf2及び信号Ｑf2が求めら
れ、これらが変調回路138に送られて周波数ｆSCの信号
を搬送波とする変調処理が施されることによりディジタ
ル搬送色信号ＣNTとなる。この場合の具体的な変調動作
は、上述したアナログ搬送色信号の式 Ｃ＝Icos（ωSCｔ＋φ）＋Qsin（ωSCｔ＋φ） ただし、ωSC＝２πｆSC における各cos値及びsin値に、サンプリング周波数1/4f
SC毎に順次（1,0）、（0,1）、（−1,0）、（0,−１）
の値を、1/fSCを繰り返し周期として代入することに対
応し、これは上記1/4fSC毎にＩ信号データとＱ信号デー
タとが交互に表れることに相当する。このようにして得
られたサンプリング周波数4fSCのディジタル搬送色信号
ＣNTは、加算器123に送られて上記ディジタル輝度信号
ＹNTと加算されて重畳され、サンプリング周波数4fSCの
NTSC方式ディジタル・コンポジット信号が出力端子124
から取り出される。
１規格（4:2:2規格）からNTSC方式のディジタル・コン
ポジット信号に変換するための方式変換回路の一例を示
している。この場合、入力端子121に供給される信号Ｙ
D1はそのままサンプリング周波数変換回路122に送られ
て上記周波数ｆ1からｆ2に変換され、上記信号ＹNTとな
って加算器123に送られている。また、各入力端子131及
び132にそれぞれ供給される色差信号（Ｒ−Ｙ）D1及び
色差信号（Ｂ−Ｙ）D1は、それぞれサンプリング周波数
変換回路133及び134にて周波数ｆ1/2からｆ2/2（＝2
fSC）に変換された後、補間回路135、136によりそれぞ
れサンプリング周波数がｆ2（＝4fSC）の信号（Ｒ−
Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2となるように補間処理され
る。これらのサンプリング周波数が4fSCの信号（Ｒ−
Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2は、マトリクス演算回路13
7に送られて演算されることにより、サンプリング周波
数がｆ2（＝4fSC）の信号Ｉf2及び信号Ｑf2が求めら
れ、これらが変調回路138に送られて周波数ｆSCの信号
を搬送波とする変調処理が施されることによりディジタ
ル搬送色信号ＣNTとなる。この場合の具体的な変調動作
は、上述したアナログ搬送色信号の式 Ｃ＝Icos（ωSCｔ＋φ）＋Qsin（ωSCｔ＋φ） ただし、ωSC＝２πｆSC における各cos値及びsin値に、サンプリング周波数1/4f
SC毎に順次（1,0）、（0,1）、（−1,0）、（0,−１）
の値を、1/fSCを繰り返し周期として代入することに対
応し、これは上記1/4fSC毎にＩ信号データとＱ信号デー
タとが交互に表れることに相当する。このようにして得
られたサンプリング周波数4fSCのディジタル搬送色信号
ＣNTは、加算器123に送られて上記ディジタル輝度信号
ＹNTと加算されて重畳され、サンプリング周波数4fSCの
NTSC方式ディジタル・コンポジット信号が出力端子124
から取り出される。
ところで、これらの方式変換回路構成においては、補
間回路とサンプリング周波数変換回路とがそれぞれ必要
であり、それぞれの回路での信号処理毎に何らかの特性
劣化が生じると共に、回路構成が複雑化することにな
る。
間回路とサンプリング周波数変換回路とがそれぞれ必要
であり、それぞれの回路での信号処理毎に何らかの特性
劣化が生じると共に、回路構成が複雑化することにな
る。
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであ
り、互いに異なるディジタル信号間の方式変換を行う際
の補間処理及びサンプリング周波数変換を簡単な構成に
て実現可能としたサンプリング周波数変換回路の提供を
目的とする。
り、互いに異なるディジタル信号間の方式変換を行う際
の補間処理及びサンプリング周波数変換を簡単な構成に
て実現可能としたサンプリング周波数変換回路の提供を
目的とする。
本発明に係るサンプリング周波数変換回路は、上述し
たような課題を解決するために、互いに等しい第１のサ
ンプリング周波数を有する第１、第２のディジタル信号
を、互いに等しい第２のサンプリング周波数を有する第
３、第４のディジタル信号に変換するサンプリング周波
数変換回路であって、上記第１又は第２のディジタル信
号の一方を他方に対して遅延を持たせて周波数変換を行
う周波数変換手段と、上記第１及び第２のディジタル信
号、又は上記周波数変換手段によって周波数変換された
ディジタル信号を用いてマトリクス演算を行い座標変換
を行う座標変換手段とを有することを特徴としている。
たような課題を解決するために、互いに等しい第１のサ
ンプリング周波数を有する第１、第２のディジタル信号
を、互いに等しい第２のサンプリング周波数を有する第
３、第４のディジタル信号に変換するサンプリング周波
数変換回路であって、上記第１又は第２のディジタル信
号の一方を他方に対して遅延を持たせて周波数変換を行
う周波数変換手段と、上記第１及び第２のディジタル信
号、又は上記周波数変換手段によって周波数変換された
ディジタル信号を用いてマトリクス演算を行い座標変換
を行う座標変換手段とを有することを特徴としている。
具体的には、例えば上記第１、第２のディジタル信号
のそれぞれのサンプリング時点が所定のオフセットを有
しており、これらをそれぞれのサンプリング時点が同時
の第３、第４のディジタル信号に変換する際に、上記第
１、第２のディジタル信号の一方の信号については上記
オフセット分だけずれた位置のデータを順次求めるよう
にしながら周波数変換を行うものである。
のそれぞれのサンプリング時点が所定のオフセットを有
しており、これらをそれぞれのサンプリング時点が同時
の第３、第４のディジタル信号に変換する際に、上記第
１、第２のディジタル信号の一方の信号については上記
オフセット分だけずれた位置のデータを順次求めるよう
にしながら周波数変換を行うものである。
サンプリング周波数の変換の際に、上記第２のディジ
タル信号の周波数変換の入出力タイミングに対して、第
１のディジタル信号の周波数変換の入出力タイミングが
所定の時間遅延を生ずるようにしているため、サンプリ
ング周波数変換と同時に補間処理を行うことができ、信
号劣化の防止や回路構成の簡略化が可能となる。
タル信号の周波数変換の入出力タイミングに対して、第
１のディジタル信号の周波数変換の入出力タイミングが
所定の時間遅延を生ずるようにしているため、サンプリ
ング周波数変換と同時に補間処理を行うことができ、信
号劣化の防止や回路構成の簡略化が可能となる。
以下、本発明に係る好ましい実施例として、前述した
NTSC方式のディジタル・コンポジット信号（サンプリン
グ周波数ｆ2＝4fSC）からＤ−１規格（4:2:2規格）のデ
ィジタル・コンポーネント信号（サンプリング周波数ｆ
1＝13.5MHz）に変換するための方式変換装置に用いられ
るサンプリング周波数変換回路について、図面を参照し
ながら説明する。
NTSC方式のディジタル・コンポジット信号（サンプリン
グ周波数ｆ2＝4fSC）からＤ−１規格（4:2:2規格）のデ
ィジタル・コンポーネント信号（サンプリング周波数ｆ
1＝13.5MHz）に変換するための方式変換装置に用いられ
るサンプリング周波数変換回路について、図面を参照し
ながら説明する。
先ず第１図は、本発明に係るサンプリング周波数変換
回路の第１の実施例を説明するためのブロック回路図で
あり、NTSC方式のＩ、Ｑ信号に対応して２つのサンプリ
ング周波数変換回路１、２が並列に設けられている。こ
れらのサンプリング周波数変換回路１、２の各入力端子
３、４には前記第７図のデコード回路107からの出力信
号ＩNT及びＱNT（すなわち、上記ディジタル・コンポジ
ット信号からY/C分離されて得られた搬送色信号ＣNTに
対してＩ、Ｑ軸復調を行った信号）がそれぞれ供給され
ている。これらの信号ＩNT及び信号ＱNTは、前述したよ
うにサンプリング周波数（データ・レート）がいずれも
ｆ2/2＝2fSCで互いに等しく、各信号のデータの間の時
間差（オフセット）が1/f2＝1/4fSCとなっている。これ
らの色差信号ＩNT、ＱNT及びY/C分離された輝度信号Ｙ
NTの各データ（図中の○印）のタイミングを第２図に示
している。このようにサンプリング時点にオフセット
（あるいは位相差）を有するＩ、Ｑ信号データを用いて
Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙ信号データ等を求めるための座標軸変換
マトリクス演算を直接的に行うことはできないため、従
来においては補間回路を用いてＩ、Ｑ信号データのそれ
ぞれ中央のタイミングのデータを補間することにより、
互いに等しいサンプリング周波数ｆ2＝4fSCを有しかつ
サンプリング時点も同じの信号（前記第８図の信号
Ｉf2、Ｑf2）を求めていたわけであるが、本実施例にお
いては、サンプリング周波数変換回路１、２により変換
出力タイミングに上記時間差（オフセット）Δが含まれ
る形態の変換を行わせ、各信号間での上記時間差（オフ
セット）が生じない周波数変換出力（第２図の信号
ＩD1、ＱD1）を得るようにしている。すなわち、サンプ
リング周波数変換回路１、２からは、サンプリング周波
数が前記ｆ1/2（＝6.75MHz）で、サンプリング時点が同
時のデータ列からなるＩ信号ＩD1及びＱ信号ＱD1が得ら
れている。これらの信号ＩD1、ＱD1はマトリクス演算回
路５に供給されてＩ、Ｑ軸からＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ軸への座
標変換のためのマトリクス演算が行われることにより、
前述したＤ−１規格（4:2:2規格）の各色差信号（Ｒ−
Ｙ）D1 及び（Ｂ−Ｙ）D1にそれぞれ変換されて、出力
端子７、８よりそれぞれ取り出される。従って、従来の
ように補間回路（前記第７図の回路108、109）を別個に
設ける必要がなく、信号処理回数が少なくなるため信号
劣化が少なく、回路構成も簡略化されてコストダウンが
図れる。
回路の第１の実施例を説明するためのブロック回路図で
あり、NTSC方式のＩ、Ｑ信号に対応して２つのサンプリ
ング周波数変換回路１、２が並列に設けられている。こ
れらのサンプリング周波数変換回路１、２の各入力端子
３、４には前記第７図のデコード回路107からの出力信
号ＩNT及びＱNT（すなわち、上記ディジタル・コンポジ
ット信号からY/C分離されて得られた搬送色信号ＣNTに
対してＩ、Ｑ軸復調を行った信号）がそれぞれ供給され
ている。これらの信号ＩNT及び信号ＱNTは、前述したよ
うにサンプリング周波数（データ・レート）がいずれも
ｆ2/2＝2fSCで互いに等しく、各信号のデータの間の時
間差（オフセット）が1/f2＝1/4fSCとなっている。これ
らの色差信号ＩNT、ＱNT及びY/C分離された輝度信号Ｙ
NTの各データ（図中の○印）のタイミングを第２図に示
している。このようにサンプリング時点にオフセット
（あるいは位相差）を有するＩ、Ｑ信号データを用いて
Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙ信号データ等を求めるための座標軸変換
マトリクス演算を直接的に行うことはできないため、従
来においては補間回路を用いてＩ、Ｑ信号データのそれ
ぞれ中央のタイミングのデータを補間することにより、
互いに等しいサンプリング周波数ｆ2＝4fSCを有しかつ
サンプリング時点も同じの信号（前記第８図の信号
Ｉf2、Ｑf2）を求めていたわけであるが、本実施例にお
いては、サンプリング周波数変換回路１、２により変換
出力タイミングに上記時間差（オフセット）Δが含まれ
る形態の変換を行わせ、各信号間での上記時間差（オフ
セット）が生じない周波数変換出力（第２図の信号
ＩD1、ＱD1）を得るようにしている。すなわち、サンプ
リング周波数変換回路１、２からは、サンプリング周波
数が前記ｆ1/2（＝6.75MHz）で、サンプリング時点が同
時のデータ列からなるＩ信号ＩD1及びＱ信号ＱD1が得ら
れている。これらの信号ＩD1、ＱD1はマトリクス演算回
路５に供給されてＩ、Ｑ軸からＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ軸への座
標変換のためのマトリクス演算が行われることにより、
前述したＤ−１規格（4:2:2規格）の各色差信号（Ｒ−
Ｙ）D1 及び（Ｂ−Ｙ）D1にそれぞれ変換されて、出力
端子７、８よりそれぞれ取り出される。従って、従来の
ように補間回路（前記第７図の回路108、109）を別個に
設ける必要がなく、信号処理回数が少なくなるため信号
劣化が少なく、回路構成も簡略化されてコストダウンが
図れる。
次に、上記サンプリング周波数変換回路１、２の内部
構成例について説明する。これらの回路１、２の内部構
成は互いに同じであるため、一方の回路（例えば回路
１）について以下説明する。
構成例について説明する。これらの回路１、２の内部構
成は互いに同じであるため、一方の回路（例えば回路
１）について以下説明する。
このサンプリング周波数変換回路１には、各種タイミ
ング・パルスを発生するためのタイミング・パルス発生
回路11が設けられている。入力端子３に供給される上記
信号ＩNTはＤフリップフロップ12を介して例えばオーバ
・サンプリング・フィルタ13に送られることにより、上
記各サンプリング周波数ｆ1/2、ｆ2/2の最小公倍数の周
波数ｆS/2のデータ列に変換される。この場合これらの
周波数ｆ1、ｆ2及びｆSは、互いに素となる自然数ｎ1、
ｎ2により、 ｎ1ｆ1＝ｎ2ｆ2＝ｆS あるいは、 ｎ1ｆ1/2＝ｎ2ｆ2/2＝ｆS/2 のような関係を満足し、上記自然数ｎ1、ｎ2は、 ｎ1:n2＝ｆ2:f1 となっている。上記Ｄ−１規格とNTSCの4fSCサンプリン
グとの間の変換の際の具体的数値は、ｎ1＝35、ｎ2＝33
となる。このようなオーバ・サンプリング・フィルタ13
からのサンプリング周波数がｆS/2の信号は、選択ゲー
ト14によりサンプリング周波数ｆ1/2のレートでデータ
が選択され、Ｄフリップフロップ15を介して出力され
る。ここで入力側Ｄフリップフロップ12のクロック周波
数はｆ2/2、出力側Ｄフリップフロップ15にクロック周
波数はｆ1/2となっており、これらのクロック信号やオ
ーバ・サンプリング・フィルタ13のクロック信号及び選
択ゲート14への選択信号等は、上記タイミング・パルス
発生回路11から出力される。
ング・パルスを発生するためのタイミング・パルス発生
回路11が設けられている。入力端子３に供給される上記
信号ＩNTはＤフリップフロップ12を介して例えばオーバ
・サンプリング・フィルタ13に送られることにより、上
記各サンプリング周波数ｆ1/2、ｆ2/2の最小公倍数の周
波数ｆS/2のデータ列に変換される。この場合これらの
周波数ｆ1、ｆ2及びｆSは、互いに素となる自然数ｎ1、
ｎ2により、 ｎ1ｆ1＝ｎ2ｆ2＝ｆS あるいは、 ｎ1ｆ1/2＝ｎ2ｆ2/2＝ｆS/2 のような関係を満足し、上記自然数ｎ1、ｎ2は、 ｎ1:n2＝ｆ2:f1 となっている。上記Ｄ−１規格とNTSCの4fSCサンプリン
グとの間の変換の際の具体的数値は、ｎ1＝35、ｎ2＝33
となる。このようなオーバ・サンプリング・フィルタ13
からのサンプリング周波数がｆS/2の信号は、選択ゲー
ト14によりサンプリング周波数ｆ1/2のレートでデータ
が選択され、Ｄフリップフロップ15を介して出力され
る。ここで入力側Ｄフリップフロップ12のクロック周波
数はｆ2/2、出力側Ｄフリップフロップ15にクロック周
波数はｆ1/2となっており、これらのクロック信号やオ
ーバ・サンプリング・フィルタ13のクロック信号及び選
択ゲート14への選択信号等は、上記タイミング・パルス
発生回路11から出力される。
ここでオーバ・サンプリング・フィルタ13としては、
従来から知られている例えば第３図に示すような構成の
回路を用いればよい。この第３図の例においては、非巡
回型あるいはFIRディジタル・フィルタ構成のオーバ・
サンプリング・フィルタを示しており、複数個、例えば
Ｎ個（Ｎはｎ2以上の整数）の遅延素子D,……,Dが直列
接続され、これらの遅延素子の各接続点（直列接続回路
の入力端及び出力端も含むＮ＋１個の点）からの出力を
Ｎ＋１個の係数乗算器M,……,Mにそれぞれ送って係数ａ
0,a1，……,aNをそれぞれ乗算し、これらの乗算出力を
加算器Σに送って加算している。上記遅延素子D,……,D
の各遅延時間は互いに等しくＴSとされている。この遅
延時間ＴSは、原理的には上記サンプリング周波数ｆSの
逆数である1/fS（サンプリング周期）とされるものであ
るが、入出力信号のサンプリング周波数が上述のように
いずれも1/2（ｆ1/2、ｆ2/2）にされておりオーバ・サ
ンプリング・クロックの周波数もｆS/2で済むことよ
り、2/fSとすればよい。このオーバ・サンプリング・フ
ィルタ13には、上記入力信号ＩNT又はＱNT（サンプリン
グ周波数ｆ2/2）がＤフリップフロップ12を介して供給
され、オーバ・サンプルされることによって、第４図の
OVSに示すような各タイミング毎に、すなわちｎ2倍の周
波数ｎ2ｆ2/2（＝ｆS/2）の各サンプリング時点毎にオ
ーバ・サンプル・データが出力される。これらのデータ
のうちから、周波数ｆ1/2のサンプリング・タイミング
毎のデータを出力側Ｄフリップフロップ15（あるいは第
１図の選択ゲート14）にて取り出すことにより、サンプ
リング周波数がｆ1/2のデータ列を得ることができる。
このときの変換データの取り出しタイミングを、Ｉ信号
とＱ信号と間で所定のオフセットΔ分だけずらすことに
より、第４図の信号ＩD1又はＱD1に示すように、同じサ
ンプリング時点のデータ列を得るようにすることができ
る。
従来から知られている例えば第３図に示すような構成の
回路を用いればよい。この第３図の例においては、非巡
回型あるいはFIRディジタル・フィルタ構成のオーバ・
サンプリング・フィルタを示しており、複数個、例えば
Ｎ個（Ｎはｎ2以上の整数）の遅延素子D,……,Dが直列
接続され、これらの遅延素子の各接続点（直列接続回路
の入力端及び出力端も含むＮ＋１個の点）からの出力を
Ｎ＋１個の係数乗算器M,……,Mにそれぞれ送って係数ａ
0,a1，……,aNをそれぞれ乗算し、これらの乗算出力を
加算器Σに送って加算している。上記遅延素子D,……,D
の各遅延時間は互いに等しくＴSとされている。この遅
延時間ＴSは、原理的には上記サンプリング周波数ｆSの
逆数である1/fS（サンプリング周期）とされるものであ
るが、入出力信号のサンプリング周波数が上述のように
いずれも1/2（ｆ1/2、ｆ2/2）にされておりオーバ・サ
ンプリング・クロックの周波数もｆS/2で済むことよ
り、2/fSとすればよい。このオーバ・サンプリング・フ
ィルタ13には、上記入力信号ＩNT又はＱNT（サンプリン
グ周波数ｆ2/2）がＤフリップフロップ12を介して供給
され、オーバ・サンプルされることによって、第４図の
OVSに示すような各タイミング毎に、すなわちｎ2倍の周
波数ｎ2ｆ2/2（＝ｆS/2）の各サンプリング時点毎にオ
ーバ・サンプル・データが出力される。これらのデータ
のうちから、周波数ｆ1/2のサンプリング・タイミング
毎のデータを出力側Ｄフリップフロップ15（あるいは第
１図の選択ゲート14）にて取り出すことにより、サンプ
リング周波数がｆ1/2のデータ列を得ることができる。
このときの変換データの取り出しタイミングを、Ｉ信号
とＱ信号と間で所定のオフセットΔ分だけずらすことに
より、第４図の信号ＩD1又はＱD1に示すように、同じサ
ンプリング時点のデータ列を得るようにすることができ
る。
次に第５図は、オーバ・サンプリング動作を周波数軸
上で説明するための図であり、上記入力信号ＩNT又はＱ
NTのサンプリング周波数がｆ2/2であることから、その
周波数スペクトルは第５図の実線のように元の（アナロ
グ信号の）スペクトル成分Ａが、サンプリング周波数ｆ
2/2の整数倍の各位置を中心としてそれぞれ折り返され
た形態で表れる。これに対して上記ｎ2倍のオーバ・サ
ンプリングを施すことは、第５図の破線に示すように、
ｎ2倍の周波数ｆS/2の整数倍の各位置を中心とする成分
のみを取り出すことに該当する。この周波数ｆS/2は、
上記周波数ｆ1/2のｎ1倍でもあるから、オーバ・サンプ
リングされたデータ列のうちの周波数ｆ1/2のサンプリ
ング時点のデータを取り出すことは、この周波数ｆ1/2
の整数倍の各位置を中心として元のスペクトル成分Ａが
折り返された形態（図示せず）の信号を得ることに相当
する。
上で説明するための図であり、上記入力信号ＩNT又はＱ
NTのサンプリング周波数がｆ2/2であることから、その
周波数スペクトルは第５図の実線のように元の（アナロ
グ信号の）スペクトル成分Ａが、サンプリング周波数ｆ
2/2の整数倍の各位置を中心としてそれぞれ折り返され
た形態で表れる。これに対して上記ｎ2倍のオーバ・サ
ンプリングを施すことは、第５図の破線に示すように、
ｎ2倍の周波数ｆS/2の整数倍の各位置を中心とする成分
のみを取り出すことに該当する。この周波数ｆS/2は、
上記周波数ｆ1/2のｎ1倍でもあるから、オーバ・サンプ
リングされたデータ列のうちの周波数ｆ1/2のサンプリ
ング時点のデータを取り出すことは、この周波数ｆ1/2
の整数倍の各位置を中心として元のスペクトル成分Ａが
折り返された形態（図示せず）の信号を得ることに相当
する。
以上は、前記第７図のデコード回路107以降の構成に
本発明のサンプリング周波数変換回路を適用した実施例
であるが、前記第９図のように、Ｄ−１規格（4:2:2規
格）からNTSC方式のディジタル・コンポジット信号に変
換するための方式変換回路にも本発明を適用することが
でき、第６図は前記第９図の入力端子131、132から変調
回路138までの構成と置換可能な回路構成を示してい
る。
本発明のサンプリング周波数変換回路を適用した実施例
であるが、前記第９図のように、Ｄ−１規格（4:2:2規
格）からNTSC方式のディジタル・コンポジット信号に変
換するための方式変換回路にも本発明を適用することが
でき、第６図は前記第９図の入力端子131、132から変調
回路138までの構成と置換可能な回路構成を示してい
る。
この第６図において入力端子31、32には、前記第９図
の入力端子131、132と同様に、Ｄ−１規格の各色差信
号、すなわちサンプリング周波数ｆ1/2の信号（Ｒ−
Ｙ）D1及び信号（Ｂ−Ｙ）D1がそれぞれ供給されてい
る。これらの信号は、先ずマトリクス演算回路33に送ら
れて、同周波数ｆ1/2でサンプリング時点も同時のＩ信
号ＩD1及びＱ信号ＱD1に変換された後、サンプリング周
波数変換回路35、36に送られる。これらのサンプリング
周波数変換回路35、36は、上記第１図の各サンプリング
周波数変換回路１、２の入力と出力とが逆転したのと同
様な変換動作を行うものであり、周波数がｆ1/2で同時
サンプリングの２系列のデータ列から成る信号ＩD1及び
ＱD1を、周波数がｆ2/2（＝2fSC）でサンプリング時点
が所定のオフセット、遅延あるいは位相差（1/f2＝1/4f
SC）を持った２系列のデータ列の信号ＩNT及びＱNTに変
換するものである。これらの信号ＩNT、ＱNTは、前記第
９図の変調回路138と同等の変調回路38で直角二相変調
されて、NTSCのディジタル搬送色信号ＣNTとなって出力
端子39より取り出される。このディジタル搬送色信号Ｃ
NTは、別個にサンプリング周波数変換されたディジタル
輝度信号ＹNTと重畳されてNTSC方式のディジタル・コン
ポジット信号となることは勿論である。
の入力端子131、132と同様に、Ｄ−１規格の各色差信
号、すなわちサンプリング周波数ｆ1/2の信号（Ｒ−
Ｙ）D1及び信号（Ｂ−Ｙ）D1がそれぞれ供給されてい
る。これらの信号は、先ずマトリクス演算回路33に送ら
れて、同周波数ｆ1/2でサンプリング時点も同時のＩ信
号ＩD1及びＱ信号ＱD1に変換された後、サンプリング周
波数変換回路35、36に送られる。これらのサンプリング
周波数変換回路35、36は、上記第１図の各サンプリング
周波数変換回路１、２の入力と出力とが逆転したのと同
様な変換動作を行うものであり、周波数がｆ1/2で同時
サンプリングの２系列のデータ列から成る信号ＩD1及び
ＱD1を、周波数がｆ2/2（＝2fSC）でサンプリング時点
が所定のオフセット、遅延あるいは位相差（1/f2＝1/4f
SC）を持った２系列のデータ列の信号ＩNT及びＱNTに変
換するものである。これらの信号ＩNT、ＱNTは、前記第
９図の変調回路138と同等の変調回路38で直角二相変調
されて、NTSCのディジタル搬送色信号ＣNTとなって出力
端子39より取り出される。このディジタル搬送色信号Ｃ
NTは、別個にサンプリング周波数変換されたディジタル
輝度信号ＹNTと重畳されてNTSC方式のディジタル・コン
ポジット信号となることは勿論である。
この第６図に示す実施例においても、上記第１図の実
施例と同様に、回路構成が簡略化されてコスト・ダウン
が図れると共に、信号処理回数が少ないため信号劣化を
少なくできる。
施例と同様に、回路構成が簡略化されてコスト・ダウン
が図れると共に、信号処理回数が少ないため信号劣化を
少なくできる。
なお本発明は、上記実施例のみに限定されるものでは
ない。例えば、オーバ・サンプリング・フィルタの具体
的構成は第３図の例に限定されず、係数乗算器の各係数
値を１サンプル時間毎に変化させて構成を簡略化するも
のや、巡回型あるいはIIRディジタル・フィルタ構成の
もの等を用いることができる。また、サンプリング周波
数変換回路は、オーバ・サンプリング・フィルタを用い
なくとも例えば補間処理回路により構成することもで
き、この補間回路により変換周波数の各データ出力タイ
ミングに相当するデータを順次求めてゆき、フリップフ
ロップ等のラッチ・タイミングを変換周波数に一致させ
ることにより、サンプリング周波数（データ・レート）
変換を行わせてもよい。さらに、上述した方式変換の他
にも、２以上のディジタル信号間で時間差（位相遅延）
を持たせながらサンプリング周波数変換する各種用途に
適用可能である。この他本発明の要旨を逸脱しない範囲
内において種々の変更が可能であることは勿論である。
ない。例えば、オーバ・サンプリング・フィルタの具体
的構成は第３図の例に限定されず、係数乗算器の各係数
値を１サンプル時間毎に変化させて構成を簡略化するも
のや、巡回型あるいはIIRディジタル・フィルタ構成の
もの等を用いることができる。また、サンプリング周波
数変換回路は、オーバ・サンプリング・フィルタを用い
なくとも例えば補間処理回路により構成することもで
き、この補間回路により変換周波数の各データ出力タイ
ミングに相当するデータを順次求めてゆき、フリップフ
ロップ等のラッチ・タイミングを変換周波数に一致させ
ることにより、サンプリング周波数（データ・レート）
変換を行わせてもよい。さらに、上述した方式変換の他
にも、２以上のディジタル信号間で時間差（位相遅延）
を持たせながらサンプリング周波数変換する各種用途に
適用可能である。この他本発明の要旨を逸脱しない範囲
内において種々の変更が可能であることは勿論である。
本発明に係るサンプリング周波数変換回路によれば、
サンプリング周波数の変換の際に、第２のディジタル信
号の周波数変換の入出力タイミングに対して、第１のデ
ィジタル信号の周波数変換の入出力タイミングが所定の
時間遅延を生ずるようにしているため、サンプリング周
波数変換と同時にタイミング調整のための補間処理を行
わせることができ、タイミング調整のための補間回路と
サンプリング周波数変換回路の両者を個別に設ける必要
がなくなり、信号劣化の防止や回路構成の簡略化が可能
となる。
サンプリング周波数の変換の際に、第２のディジタル信
号の周波数変換の入出力タイミングに対して、第１のデ
ィジタル信号の周波数変換の入出力タイミングが所定の
時間遅延を生ずるようにしているため、サンプリング周
波数変換と同時にタイミング調整のための補間処理を行
わせることができ、タイミング調整のための補間回路と
サンプリング周波数変換回路の両者を個別に設ける必要
がなくなり、信号劣化の防止や回路構成の簡略化が可能
となる。
第１図は本発明の一実施例となるサンプリング周波数変
換回路及びその周辺回路を示すブロック回路図、第２図
は該実施例の動作を説明するためのタイミング・チャー
ト、第３図はオーバ・サンプリング・フィルタの具体例
を示すブロック回路図、第４図及び第５図は該オーバ・
サンプリング・フィルタの動作を説明するためのタイミ
ング・チャート及び周波数特性図、第６図は本発明の他
の実施例となるサンプリング周波数変換回路及びその周
辺回路を示すブロック回路図、第７図はNTSC方式のディ
ジタル・コンポジット信号から4:2:2規格（Ｄ−１規
格）のディジタル・コンポーネント信号に変換するため
の方式変換回路の一例を示すブロック回路図、第８図は
この第７図の回路の動作を説明するためのタイミング・
チャート、第９図は4:2:2規格（Ｄ−１規格）のディジ
タル・コンポーネント信号からNTSC方式のディジタル・
コンポジット信号に変換するための方式変換回路の一例
を示すブロック回路図である。 １、２……サンプリング周波数変換回路 ３……信号ＩNT入力端子 ４……信号ＱNT入力端子 ５……マトリクス演算回路 ７……信号（Ｒ−Ｙ）D1入力端子 ８……信号（Ｒ−Ｙ）D1入力端子 12、15……Ｄフリップフロップ 13……オーバ・サンプリング・フィルタ 14……選択ゲート
換回路及びその周辺回路を示すブロック回路図、第２図
は該実施例の動作を説明するためのタイミング・チャー
ト、第３図はオーバ・サンプリング・フィルタの具体例
を示すブロック回路図、第４図及び第５図は該オーバ・
サンプリング・フィルタの動作を説明するためのタイミ
ング・チャート及び周波数特性図、第６図は本発明の他
の実施例となるサンプリング周波数変換回路及びその周
辺回路を示すブロック回路図、第７図はNTSC方式のディ
ジタル・コンポジット信号から4:2:2規格（Ｄ−１規
格）のディジタル・コンポーネント信号に変換するため
の方式変換回路の一例を示すブロック回路図、第８図は
この第７図の回路の動作を説明するためのタイミング・
チャート、第９図は4:2:2規格（Ｄ−１規格）のディジ
タル・コンポーネント信号からNTSC方式のディジタル・
コンポジット信号に変換するための方式変換回路の一例
を示すブロック回路図である。 １、２……サンプリング周波数変換回路 ３……信号ＩNT入力端子 ４……信号ＱNT入力端子 ５……マトリクス演算回路 ７……信号（Ｒ−Ｙ）D1入力端子 ８……信号（Ｒ−Ｙ）D1入力端子 12、15……Ｄフリップフロップ 13……オーバ・サンプリング・フィルタ 14……選択ゲート
Claims (1)
- 【請求項１】互いに等しい第１のサンプリング周波数を
有する第１、第２のディジタル信号を、互いに等しい第
２のサンプリング周波数を有する第３、第４のディジタ
ル信号に変換するサンプリング周波数変換回路であっ
て、 上記第１又は第２のディジタル信号の一方を他方に対し
て遅延を持たせて周波数変換を行う周波数変換手段と、 上記第１及び第２のディジタル信号、又は上記周波数変
換手段によって周波数変換されたディジタル信号を用い
てマトリクス演算を行い座標変換を行う座標変換手段と
を有すること を特徴とするサンプリング周波数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8667788A JP2696900B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8667788A JP2696900B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01259688A JPH01259688A (ja) | 1989-10-17 |
| JP2696900B2 true JP2696900B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=13893653
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8667788A Expired - Lifetime JP2696900B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2696900B2 (ja) |
-
1988
- 1988-04-08 JP JP8667788A patent/JP2696900B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01259688A (ja) | 1989-10-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080919 Year of fee payment: 11 |