JP2696901B2 - サンプリング周波数変換回路 - Google Patents
サンプリング周波数変換回路Info
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- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level
- H04N7/0102—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level involving the resampling of the incoming video signal
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、第１のサンプリング周波数のディジタル信
号を第２のサンプリング周波数のディジタル信号に変換
するサンプリング周波数変換回路に関し、特にディジタ
ル・カラー映像信号のサンプリング・レート変換等に用
いて好適なサンプリング周波数変換回路に関する。
号を第２のサンプリング周波数のディジタル信号に変換
するサンプリング周波数変換回路に関し、特にディジタ
ル・カラー映像信号のサンプリング・レート変換等に用
いて好適なサンプリング周波数変換回路に関する。
本発明は、第１のサンプリング周波数の第１のディジ
タル信号のデータ列を第２のサンプリング周波数の第２
のディジタル信号のデータ列に変換するサンプリング周
波数（データ・レート）変換回路において、上記第１の
ディジタル信号のデータ列を所定の遅延量制御信号に応
じた遅延を持たせて第２のディジタル信号のデータ列に
変換することにより、サンプリング周波数変換時に高い
精度での群遅延補正を可能とするものである。
タル信号のデータ列を第２のサンプリング周波数の第２
のディジタル信号のデータ列に変換するサンプリング周
波数（データ・レート）変換回路において、上記第１の
ディジタル信号のデータ列を所定の遅延量制御信号に応
じた遅延を持たせて第２のディジタル信号のデータ列に
変換することにより、サンプリング周波数変換時に高い
精度での群遅延補正を可能とするものである。
〔従来の技術〕 ディジタル・カラー・ビデオ信号の一規格としてのい
わゆる4:2:2規格は、Ｄ−１規格とも称され、輝度
（Ｙ）信号のサンプリング周波数ｆ1を13.5MHzとし、Ｒ
−Ｙ及びＢ−Ｙの各色差信号のサンプリング周波数をそ
れぞれ上記ｆ1の1/2の6.75MHzとするディジタル・コン
ポーネント信号を用いているのに対して、NTSC方式のコ
ンポジット・カラー信号をそのままディジタル化する場
合のサンプリング周波数ｆ2は、色副搬送波周波数ｆSC
の整数倍、たとえば4fSC（≒14.318MHz）に設定され
る。従って、これらの間で信号変換を行う際には、サン
プリング周波数（サンプリング・レート）を上記ｆ1と
ｆ2との間で変換することが必要とされる。
わゆる4:2:2規格は、Ｄ−１規格とも称され、輝度
（Ｙ）信号のサンプリング周波数ｆ1を13.5MHzとし、Ｒ
−Ｙ及びＢ−Ｙの各色差信号のサンプリング周波数をそ
れぞれ上記ｆ1の1/2の6.75MHzとするディジタル・コン
ポーネント信号を用いているのに対して、NTSC方式のコ
ンポジット・カラー信号をそのままディジタル化する場
合のサンプリング周波数ｆ2は、色副搬送波周波数ｆSC
の整数倍、たとえば4fSC（≒14.318MHz）に設定され
る。従って、これらの間で信号変換を行う際には、サン
プリング周波数（サンプリング・レート）を上記ｆ1と
ｆ2との間で変換することが必要とされる。
すなわち、第４図は上記NTSC方式のディジタル・コン
ポジット信号から上記4:2:2規格（Ｄ−１規格）のディ
ジタル・コンポーネント信号に変換するための方式変換
回路の一例を示している。この第４図の入力端子101に
供給された上記NTSC方式のディジタル・コンポジット信
号（サンプリング周波数ｆ2＝4fSC）は、ディジタルY/C
分離回路102にてＹNT信号とＣNT信号（添え字のNTはNTS
C方式を示す）とに分離される。ＹNT信号は、第５図に
示すように上記周波数ｆ2＝4fSC、すなわち1/4fSC周期
のサンプル・データ列から成っており、このＹNT信号は
サンプリング周波数変換回路（サンプリング・レート・
コンバータ）103に送られ、上記Ｄ−１規格のサンプリ
ング周波数ｆ1（＝13.5MHz）の輝度信号ＹD1に変換され
てＹ出力端子104から取り出される。Y/C分離回路102か
らのＣNT信号は、デコード回路107に送られて復調され
ることにより、ディジタルのＩNT信号及びＱNT信号が得
られる。このときのＩ、Ｑ復調（デコード）について説
明すると、NTSC方式における元のアナログの搬送色信号
Ｃが、 Ｃ＝Icos（ωSCｔ＋φ）＋Qsin（ωSCｔ＋φ） ただし、ωSC＝２πｆSC と表され、上記ｆ2＝4fSCのサンプリング周波数でサン
プリングするときの位相（あるいは時間軸上の位置）が
０、π/2、π、……のように０からπ/2（＝90°）単位
で増加するとき、上記ディジタル搬送色信号ＣNT自体が
1/4fSC毎にＩ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑ、……を示すものとなっ
ているから、デコード回路107においては、例えば入力
された色信号ＣNTのデータ列に対して順次±１を乗算し
ながら1/4fSC毎にＩとＱとに（1/2fSC周期で）振り分け
ることにより第５図に示すような信号ＩNT及び信号ＱNT
を得ることができる。これらの信号ＩNT、ＱNTは、サン
プリング周波数が2fSCで互いに等しく、各信号のデータ
の間の時間差（オフセット）が1/4fSCとなっている。こ
のようにサンプリング時点のずれたＩ、Ｑ信号データを
用いてＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ等を求めるためのマトリクス演算
を行うことはできないため、補間回路108、109によりそ
れぞれ他の信号のサンプリング時点（第５図の信号
ＩNT、ＱNTの×印参照）でのデータを補間して、第５図
の信号Ｉf2、Ｑf2に示すように、周波数がいずれもｆ2
（＝4fSC）で等しく、各サンプル・データのサンプリン
グ時点も等しい信号を得ている。これらの信号Ｉf2、Ｑ
f2に基づいてマトリクス演算回路110にてマトリクス演
算を行うことにより、同じサンプリング周波数ｆ2（＝4
fSC）の信号（Ｒ−Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2を得て
いる。これらの信号（Ｒ−Ｙ）f2（Ｂ−Ｙ）f2は、それ
ぞれサンプリング周波数変換回路111、112により、第５
図に示すように互いに等しいサンプリング周波数ｆ1/2
で同じサンプリング時点の信号（Ｒ−Ｙ）D1及び信号
（Ｂ−Ｙ）D1に変換され、出力端子113、114からそれぞ
れ取り出される。
ポジット信号から上記4:2:2規格（Ｄ−１規格）のディ
ジタル・コンポーネント信号に変換するための方式変換
回路の一例を示している。この第４図の入力端子101に
供給された上記NTSC方式のディジタル・コンポジット信
号（サンプリング周波数ｆ2＝4fSC）は、ディジタルY/C
分離回路102にてＹNT信号とＣNT信号（添え字のNTはNTS
C方式を示す）とに分離される。ＹNT信号は、第５図に
示すように上記周波数ｆ2＝4fSC、すなわち1/4fSC周期
のサンプル・データ列から成っており、このＹNT信号は
サンプリング周波数変換回路（サンプリング・レート・
コンバータ）103に送られ、上記Ｄ−１規格のサンプリ
ング周波数ｆ1（＝13.5MHz）の輝度信号ＹD1に変換され
てＹ出力端子104から取り出される。Y/C分離回路102か
らのＣNT信号は、デコード回路107に送られて復調され
ることにより、ディジタルのＩNT信号及びＱNT信号が得
られる。このときのＩ、Ｑ復調（デコード）について説
明すると、NTSC方式における元のアナログの搬送色信号
Ｃが、 Ｃ＝Icos（ωSCｔ＋φ）＋Qsin（ωSCｔ＋φ） ただし、ωSC＝２πｆSC と表され、上記ｆ2＝4fSCのサンプリング周波数でサン
プリングするときの位相（あるいは時間軸上の位置）が
０、π/2、π、……のように０からπ/2（＝90°）単位
で増加するとき、上記ディジタル搬送色信号ＣNT自体が
1/4fSC毎にＩ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑ、……を示すものとなっ
ているから、デコード回路107においては、例えば入力
された色信号ＣNTのデータ列に対して順次±１を乗算し
ながら1/4fSC毎にＩとＱとに（1/2fSC周期で）振り分け
ることにより第５図に示すような信号ＩNT及び信号ＱNT
を得ることができる。これらの信号ＩNT、ＱNTは、サン
プリング周波数が2fSCで互いに等しく、各信号のデータ
の間の時間差（オフセット）が1/4fSCとなっている。こ
のようにサンプリング時点のずれたＩ、Ｑ信号データを
用いてＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ等を求めるためのマトリクス演算
を行うことはできないため、補間回路108、109によりそ
れぞれ他の信号のサンプリング時点（第５図の信号
ＩNT、ＱNTの×印参照）でのデータを補間して、第５図
の信号Ｉf2、Ｑf2に示すように、周波数がいずれもｆ2
（＝4fSC）で等しく、各サンプル・データのサンプリン
グ時点も等しい信号を得ている。これらの信号Ｉf2、Ｑ
f2に基づいてマトリクス演算回路110にてマトリクス演
算を行うことにより、同じサンプリング周波数ｆ2（＝4
fSC）の信号（Ｒ−Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2を得て
いる。これらの信号（Ｒ−Ｙ）f2（Ｂ−Ｙ）f2は、それ
ぞれサンプリング周波数変換回路111、112により、第５
図に示すように互いに等しいサンプリング周波数ｆ1/2
で同じサンプリング時点の信号（Ｒ−Ｙ）D1及び信号
（Ｂ−Ｙ）D1に変換され、出力端子113、114からそれぞ
れ取り出される。
次に、第６図は、上述の変換とは逆向きに、上記Ｄ−
１規格（4:2:2規格）からNTSC方式のディジタル・コン
ポジット信号に変換するための方式変換回路の一例を示
している。この場合、入力端子121に供給される信号Ｙ
D1はそのままサンプリング周波数変換回路122に送られ
て上記周波数ｆ1からｆ2に変換され、上記信号ＹNTとな
って加算器123に送られている。また、各入力端子131及
び132にそれぞれ供給される色差信号（Ｒ−Ｙ）D1及び
色差信号（Ｂ−Ｙ）D1は、それぞれサンプリング周波数
変換回路133及び134にて周波数ｆ1/2からｆ2/2（＝2
fSC）に変換された後、補間回路135、136によりそれぞ
れサンプリング周波数がｆ2（＝4fSC）の信号（Ｒ−
Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2となるように補間処理され
る。これらのサンプリング周波数が4fSCの信号（Ｒ−
Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2は、マトリクス演算回路13
7に送られて演算されることにより、サンプリング周波
数がｆ2（＝4fSC）の信号Ｉf2及び信号Ｑf2が求めら
れ、これらが変調回路138に送られて周波数ｆSCの信号
を搬送波とする変調処理が施されることによりディジタ
ル搬送色信号ＣNTとなる。この場合の具体的な変調動作
は、上述したアナログ搬送色信号の式 Ｃ＝Icos（ωSCｔ＋φ）＋Qsin（ωSCｔ＋φ） ただし、ωSC＝２πｆSC における各cos値及びsin値に、サンプリング周波数1/4f
SC毎に順次（1,0）、（0,1）、（−1,0）、（0,−１）
の値を、1/fSCを繰り返し周期として代入することに対
応し、これは上記1/4fSC毎にＩ信号データとＱ信号デー
タとが交互に表れることに相当する。このようにして得
られたサンプリング周波数4fSCのディジタル搬送色信号
ＣNTは、加算器123に送られて上記ディジタル輝度信号
ＹNTと加算されて重畳され、サンプリング周波数4fSCの
NTSC方式ディジタル・コンポジット信号が出力端子124
から取り出される。
１規格（4:2:2規格）からNTSC方式のディジタル・コン
ポジット信号に変換するための方式変換回路の一例を示
している。この場合、入力端子121に供給される信号Ｙ
D1はそのままサンプリング周波数変換回路122に送られ
て上記周波数ｆ1からｆ2に変換され、上記信号ＹNTとな
って加算器123に送られている。また、各入力端子131及
び132にそれぞれ供給される色差信号（Ｒ−Ｙ）D1及び
色差信号（Ｂ−Ｙ）D1は、それぞれサンプリング周波数
変換回路133及び134にて周波数ｆ1/2からｆ2/2（＝2
fSC）に変換された後、補間回路135、136によりそれぞ
れサンプリング周波数がｆ2（＝4fSC）の信号（Ｒ−
Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2となるように補間処理され
る。これらのサンプリング周波数が4fSCの信号（Ｒ−
Ｙ）f2及び信号（Ｂ−Ｙ）f2は、マトリクス演算回路13
7に送られて演算されることにより、サンプリング周波
数がｆ2（＝4fSC）の信号Ｉf2及び信号Ｑf2が求めら
れ、これらが変調回路138に送られて周波数ｆSCの信号
を搬送波とする変調処理が施されることによりディジタ
ル搬送色信号ＣNTとなる。この場合の具体的な変調動作
は、上述したアナログ搬送色信号の式 Ｃ＝Icos（ωSCｔ＋φ）＋Qsin（ωSCｔ＋φ） ただし、ωSC＝２πｆSC における各cos値及びsin値に、サンプリング周波数1/4f
SC毎に順次（1,0）、（0,1）、（−1,0）、（0,−１）
の値を、1/fSCを繰り返し周期として代入することに対
応し、これは上記1/4fSC毎にＩ信号データとＱ信号デー
タとが交互に表れることに相当する。このようにして得
られたサンプリング周波数4fSCのディジタル搬送色信号
ＣNTは、加算器123に送られて上記ディジタル輝度信号
ＹNTと加算されて重畳され、サンプリング周波数4fSCの
NTSC方式ディジタル・コンポジット信号が出力端子124
から取り出される。
ところで、これらの方式変換回路構成においては、例
えば第４図のNTSC方式のコンポジット信号から4:2:2規
格のコンポーネント信号に変換する場合に、輝度信号
（ＹNT）系とクロマ信号（ＣNT）系のそれぞれの周波数
特性が異なることにより、サンプリング周波数変換用の
フィルタの特性が異なり、輝度信号とクロマ信号間の群
遅延が異なり、輝度信号とクロマ信号間の群遅延が異な
ってくる。これらの両者の群遅延のずれの補正をサンプ
ル遅延等の通常の方法で行う場合の補正誤差は、出力側
（4:2:2規格）のサンプリング周期をＴ1（＝1/f1、ｆ1
＝13.5KHzより約74ns）とするとき、最大±Ｔ1/2（＝約
37ns）となる。このため、再生画像において色ずれ等の
悪影響が生ずる虞れがある。また、第６図のように、4:
2:2規格からNTSC方式に変換する場合においては、各種
映像信号処理特性や記録再生特性等の影響等により、入
力されるディジタル・コンポーネント信号の輝度信号と
色差信号との間で群遅延が生じていることがあるが、こ
の群遅延のずれについてもサンプリング周期単位で補正
を行うのみでは画像に悪影響を与える虞れがある。
えば第４図のNTSC方式のコンポジット信号から4:2:2規
格のコンポーネント信号に変換する場合に、輝度信号
（ＹNT）系とクロマ信号（ＣNT）系のそれぞれの周波数
特性が異なることにより、サンプリング周波数変換用の
フィルタの特性が異なり、輝度信号とクロマ信号間の群
遅延が異なり、輝度信号とクロマ信号間の群遅延が異な
ってくる。これらの両者の群遅延のずれの補正をサンプ
ル遅延等の通常の方法で行う場合の補正誤差は、出力側
（4:2:2規格）のサンプリング周期をＴ1（＝1/f1、ｆ1
＝13.5KHzより約74ns）とするとき、最大±Ｔ1/2（＝約
37ns）となる。このため、再生画像において色ずれ等の
悪影響が生ずる虞れがある。また、第６図のように、4:
2:2規格からNTSC方式に変換する場合においては、各種
映像信号処理特性や記録再生特性等の影響等により、入
力されるディジタル・コンポーネント信号の輝度信号と
色差信号との間で群遅延が生じていることがあるが、こ
の群遅延のずれについてもサンプリング周期単位で補正
を行うのみでは画像に悪影響を与える虞れがある。
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであ
り、サンプリング周波数変換出力のサンプリング周期単
位よりも細かい単位で群遅延補正が可能なサンプリング
周波数変換回路の提供を目的とする。
り、サンプリング周波数変換出力のサンプリング周期単
位よりも細かい単位で群遅延補正が可能なサンプリング
周波数変換回路の提供を目的とする。
本発明に係るサンプリング周波数変換回路は、上述し
たような課題を解決するために、第１のサンプリング周
波数を有する第１のディジタル信号のデータ列を第２の
サンプリング周波数を有する第２のディジタル信号のデ
ータ列に変換するサンプリング周波数変換回路であっ
て、上記第１、第２のサンプリング周波数よりも高い第
３の周波数に対応する周期を単位とする補間処理により
上記第１のディジタル信号のデータ列を補間処理して上
記第２のサンプリング周波数のデータ列を得る構成を有
し、上記補間処理の際の遅延量を所定の遅延量制御信号
に応じて上記第３の周波数に対応する周期単位で制御す
ることを特徴としている。
たような課題を解決するために、第１のサンプリング周
波数を有する第１のディジタル信号のデータ列を第２の
サンプリング周波数を有する第２のディジタル信号のデ
ータ列に変換するサンプリング周波数変換回路であっ
て、上記第１、第２のサンプリング周波数よりも高い第
３の周波数に対応する周期を単位とする補間処理により
上記第１のディジタル信号のデータ列を補間処理して上
記第２のサンプリング周波数のデータ列を得る構成を有
し、上記補間処理の際の遅延量を所定の遅延量制御信号
に応じて上記第３の周波数に対応する周期単位で制御す
ることを特徴としている。
具体的には、例えば、第１のディジタル信号のデータ
列を、第１、第２のサンプリング周波数の最小公倍数で
これらの第１、第２のサンプリング周波数よりも高い第
３の周波数でオーバ・サンプリングして、このオーバ・
サンプリングされたデータ列から第２のサンプリング周
波数のデータ列を抜き出す際の抜き出しタイミングを、
上記遅延量制御信号に応じて変化させることにより、群
遅延量を変化させることができる。
列を、第１、第２のサンプリング周波数の最小公倍数で
これらの第１、第２のサンプリング周波数よりも高い第
３の周波数でオーバ・サンプリングして、このオーバ・
サンプリングされたデータ列から第２のサンプリング周
波数のデータ列を抜き出す際の抜き出しタイミングを、
上記遅延量制御信号に応じて変化させることにより、群
遅延量を変化させることができる。
第１のディジタル信号のサンプリング周波数の変換の
際のデータ列の出力タイミングが上記遅延量制御信号に
応じて所定の群遅延を生ずるように変換処理することに
より、高い精度で群遅延量の調整が行える。
際のデータ列の出力タイミングが上記遅延量制御信号に
応じて所定の群遅延を生ずるように変換処理することに
より、高い精度で群遅延量の調整が行える。
以下、本発明に係る好ましい実施例について、図面を
参照しながら説明する。
参照しながら説明する。
先ず第１図は、本発明に係るサンプリング周波数変換
回路の一実施例を示すブロック回路図であり、入力端子
１には第１のサンプリング周波数faのディジタル入力信
号ＤINが供給されている。例えば前記第４図のNTSC方式
のコンポジット信号から4:2:2規格のコンポーネント信
号に変換する場合には、サンプリング周波数ｆ2のディ
ジタル輝度信号ＹNTあるいは周波数ｆ2/2のディジタル
色差信号ＩNT、ＱNT等である。サンプリング周波数変換
回路は、上記サンプリング周波数fa（例えばｆ2＝4
fSC）を第２のサンプリング周波数fb、例えば4:2:2規格
のサンプリング周波数ｆ1のディジタル出力信号ＤOUTに
変換して出力端子２より出力するものである。
回路の一実施例を示すブロック回路図であり、入力端子
１には第１のサンプリング周波数faのディジタル入力信
号ＤINが供給されている。例えば前記第４図のNTSC方式
のコンポジット信号から4:2:2規格のコンポーネント信
号に変換する場合には、サンプリング周波数ｆ2のディ
ジタル輝度信号ＹNTあるいは周波数ｆ2/2のディジタル
色差信号ＩNT、ＱNT等である。サンプリング周波数変換
回路は、上記サンプリング周波数fa（例えばｆ2＝4
fSC）を第２のサンプリング周波数fb、例えば4:2:2規格
のサンプリング周波数ｆ1のディジタル出力信号ＤOUTに
変換して出力端子２より出力するものである。
このサンプリング周波数変換回路内には、各種タイミン
グ・パルスを発生するためのタイミング・パルス発生回
路11が設けられている。入力端子１に供給される上記デ
ィジタル入力信号ＤINは、Ｄフリップフロップ12を介し
て例えばオーバ・サンプリング・フィルタ13に送られる
ことにより、上記各サンプリング周波数fa,fbの最小公
倍数でこれらの周波数fa,fbよりも高い第３の周波数ｆS
のデータ列に変換される。この場合これらの周波数fa、
fb及びｆSは、互いに素となる自然数ｎa、ｎbにより、 ｎaｆa＝ｎbｆb＝ｆS の関係を満足し、上記自然数ｎa、ｎbは、 ｎa:nb＝ｆb:fa となっている。例えば入力側のサンプリング周波数ｆa
をNTSC方式のｆ2＝4fSCとし、出力側のサンプリング周
波数ｆbをＤ−１（4:2:2）規格のｆ1とするとき、上記
自然数ｎa、ｎbの具体的数値は、ｎa＝33、ｎb＝35とな
る。このようなオーバ・サンプリング・フィルタ13から
のサンプリング周波数がｆS（＝33f2＝35f1）の信号
は、選択ゲート14によりサンプリング周波数ｆb（＝
ｆ1）のレートでデータが選択され、Ｄフリップフロッ
プ15を介して出力される。ここで入力側Ｄフリップフロ
ップ12のクロック周波数はｆa（＝ｆ2）、出力側Ｄフリ
ップフロップ15にクロック周波数はｆb（＝ｆ1）となっ
ており、これらのクロック信号やオーバ・サンプリング
・フィルタ13のクロック信号及び選択ゲート14への選択
信号等は、上記タイミング・パルス発生回路11から出力
される。
グ・パルスを発生するためのタイミング・パルス発生回
路11が設けられている。入力端子１に供給される上記デ
ィジタル入力信号ＤINは、Ｄフリップフロップ12を介し
て例えばオーバ・サンプリング・フィルタ13に送られる
ことにより、上記各サンプリング周波数fa,fbの最小公
倍数でこれらの周波数fa,fbよりも高い第３の周波数ｆS
のデータ列に変換される。この場合これらの周波数fa、
fb及びｆSは、互いに素となる自然数ｎa、ｎbにより、 ｎaｆa＝ｎbｆb＝ｆS の関係を満足し、上記自然数ｎa、ｎbは、 ｎa:nb＝ｆb:fa となっている。例えば入力側のサンプリング周波数ｆa
をNTSC方式のｆ2＝4fSCとし、出力側のサンプリング周
波数ｆbをＤ−１（4:2:2）規格のｆ1とするとき、上記
自然数ｎa、ｎbの具体的数値は、ｎa＝33、ｎb＝35とな
る。このようなオーバ・サンプリング・フィルタ13から
のサンプリング周波数がｆS（＝33f2＝35f1）の信号
は、選択ゲート14によりサンプリング周波数ｆb（＝
ｆ1）のレートでデータが選択され、Ｄフリップフロッ
プ15を介して出力される。ここで入力側Ｄフリップフロ
ップ12のクロック周波数はｆa（＝ｆ2）、出力側Ｄフリ
ップフロップ15にクロック周波数はｆb（＝ｆ1）となっ
ており、これらのクロック信号やオーバ・サンプリング
・フィルタ13のクロック信号及び選択ゲート14への選択
信号等は、上記タイミング・パルス発生回路11から出力
される。
タイミング・パルス発生回路11には、遅延量制御信号
が入力端子３を介して供給されており、この遅延量制御
信号に応じて上記選択ゲート14への選択信号のタイミン
グ（位相あるいは群遅延量）が制御されるようになって
いる。
が入力端子３を介して供給されており、この遅延量制御
信号に応じて上記選択ゲート14への選択信号のタイミン
グ（位相あるいは群遅延量）が制御されるようになって
いる。
ここでオーバ・サンプリング・フィルタ13としては、
従来から知られている例えば第２図に示すような構成の
回路を用いればよい。この第２図の例においては、非巡
回型あるいはFIRディジタル・フィルタ構成のオーバ・
サンプリング・フィルタを示しており、複数個、例えば
Ｎ個（Ｎはｎa以上の整数）の遅延素子D,…,Dが直列接
続され、これらの遅延素子の各接続点（直列接続回路の
入力端及び出力端も含むＮ＋１個の点）からの出力をＮ
＋１個の係数乗算器M,…,Mにそれぞれ送って係数ａ0,
a1，…,aNをそれぞれ乗算し、これらの乗算出力を加算
器Σに送って加算している。上記遅延素子D,…,Dの各遅
延時間は互いに等しくＴSとされ、この遅延時間ＴSは、
上記オーバ・サンプリング周波数ｆSの逆数である1/fS
（サンプリング周期）とされている。このオーバ・サン
プリング・フィルタ13への入力信号ＳINは、上記ディジ
タル入力信号ＤIN（サンプリング周波数ｆa）のＤフリ
ップフロップ12を介した信号であり、第３図に示すよう
に各データ（図中の○印）の間隔が1/faとなっている。
このフィルタ入力信号ＳINがオーバ・サンプルされるこ
とによって、第３図のOVSに示すようなＴS周期の各タイ
ミング毎に、すなわちオーバ・サンプリング周波数ｆS
の各サンプリング時点毎にオーバ・サンプル・フィルタ
出力が得られる。これらのデータのうちから、選択ゲー
ト14により周期1/fbのサンプリング時点毎のデータを抜
き出すことにより、信号ＳOUTを得ている。このときの
データ抜き出しタイミングが上記入力端子３からの遅延
量制御信号に応じて制御されることによって、信号の群
遅延量を制御することができる。これは、サンプリング
周波数変換回路からの最終的な出力信号ＤOUTの各デー
タの出力タイミングは、出力側Ｄフリップフロップ15に
より決定されており、上記信号ＳOUTの各データの出力
位相変化に応じて信号ＳOUTと信号ＤOUTとの間の遅延量
が変化するからである。この場合の遅延量の調整量は、
第３図からも明らかなように、オーバ・サンプリング周
期1/fS単位で制御でき、従来と比較して精度をｎb倍
（上記具体例では35倍）にまで高めることができる。従
って、この実施例のようなサンプリング周波数変換回路
を前述した第４図の方式変換回路のサンプリング周波数
変換回路103、111及び112として用いることにより、前
述した輝度信号と色差信号との間の群遅延補正誤差を最
大約±1.05nsに制限することができ、この程度の群遅延
誤差では再生画像に対して何ら影響を及ぼさない。
従来から知られている例えば第２図に示すような構成の
回路を用いればよい。この第２図の例においては、非巡
回型あるいはFIRディジタル・フィルタ構成のオーバ・
サンプリング・フィルタを示しており、複数個、例えば
Ｎ個（Ｎはｎa以上の整数）の遅延素子D,…,Dが直列接
続され、これらの遅延素子の各接続点（直列接続回路の
入力端及び出力端も含むＮ＋１個の点）からの出力をＮ
＋１個の係数乗算器M,…,Mにそれぞれ送って係数ａ0,
a1，…,aNをそれぞれ乗算し、これらの乗算出力を加算
器Σに送って加算している。上記遅延素子D,…,Dの各遅
延時間は互いに等しくＴSとされ、この遅延時間ＴSは、
上記オーバ・サンプリング周波数ｆSの逆数である1/fS
（サンプリング周期）とされている。このオーバ・サン
プリング・フィルタ13への入力信号ＳINは、上記ディジ
タル入力信号ＤIN（サンプリング周波数ｆa）のＤフリ
ップフロップ12を介した信号であり、第３図に示すよう
に各データ（図中の○印）の間隔が1/faとなっている。
このフィルタ入力信号ＳINがオーバ・サンプルされるこ
とによって、第３図のOVSに示すようなＴS周期の各タイ
ミング毎に、すなわちオーバ・サンプリング周波数ｆS
の各サンプリング時点毎にオーバ・サンプル・フィルタ
出力が得られる。これらのデータのうちから、選択ゲー
ト14により周期1/fbのサンプリング時点毎のデータを抜
き出すことにより、信号ＳOUTを得ている。このときの
データ抜き出しタイミングが上記入力端子３からの遅延
量制御信号に応じて制御されることによって、信号の群
遅延量を制御することができる。これは、サンプリング
周波数変換回路からの最終的な出力信号ＤOUTの各デー
タの出力タイミングは、出力側Ｄフリップフロップ15に
より決定されており、上記信号ＳOUTの各データの出力
位相変化に応じて信号ＳOUTと信号ＤOUTとの間の遅延量
が変化するからである。この場合の遅延量の調整量は、
第３図からも明らかなように、オーバ・サンプリング周
期1/fS単位で制御でき、従来と比較して精度をｎb倍
（上記具体例では35倍）にまで高めることができる。従
って、この実施例のようなサンプリング周波数変換回路
を前述した第４図の方式変換回路のサンプリング周波数
変換回路103、111及び112として用いることにより、前
述した輝度信号と色差信号との間の群遅延補正誤差を最
大約±1.05nsに制限することができ、この程度の群遅延
誤差では再生画像に対して何ら影響を及ぼさない。
なお、前記第４図の方式変換回路における色差信号Ｉ
NT、ＱNTのレート変換用に上記実施例のサンプリング周
波数変換回路を用いる場合には、上記選択ゲート14での
データ抜き出しタイミングをＩ信号とＱ信号との間で前
記オフセット（時間差）の分の1/4fSCだけずらして信号
ＳOUTを得るようにすることにより、前記第４図の補間
回路108及び109を省略することが可能であり、このよう
なサンプリング周波数変換回路は、デコード回路107と
マトリクス演算回路110との間の各Ｉ信号系、Ｑ信号系
に挿入接続すればよい。このとき、これらのＩ信号系、
Ｑ信号系の各サンプリング周波数変換回路からは、周波
数がｆ1/2で同じサンプリング時点のデータ列から成る
Ｉ信号、Ｑ信号を得ることができる。
NT、ＱNTのレート変換用に上記実施例のサンプリング周
波数変換回路を用いる場合には、上記選択ゲート14での
データ抜き出しタイミングをＩ信号とＱ信号との間で前
記オフセット（時間差）の分の1/4fSCだけずらして信号
ＳOUTを得るようにすることにより、前記第４図の補間
回路108及び109を省略することが可能であり、このよう
なサンプリング周波数変換回路は、デコード回路107と
マトリクス演算回路110との間の各Ｉ信号系、Ｑ信号系
に挿入接続すればよい。このとき、これらのＩ信号系、
Ｑ信号系の各サンプリング周波数変換回路からは、周波
数がｆ1/2で同じサンプリング時点のデータ列から成る
Ｉ信号、Ｑ信号を得ることができる。
また、本発明の上記実施例を、前述した第６図の方式
変換回路のサンプリング周波数変換回路122、133及び13
4として用いることにより、群遅延誤差を大幅に低減す
ることができ、この場合も補間回路135、136を省略する
ことができる。
変換回路のサンプリング周波数変換回路122、133及び13
4として用いることにより、群遅延誤差を大幅に低減す
ることができ、この場合も補間回路135、136を省略する
ことができる。
このように従来の補間回路を省略することにより、回
路構成が簡略化されてコスト・ダウンが図れると共に、
信号処理回路が少ないため信号劣化を少なくできる。
路構成が簡略化されてコスト・ダウンが図れると共に、
信号処理回路が少ないため信号劣化を少なくできる。
なお本発明は、上記実施例のみに限定されるものでは
ない。例えば、オーバ・サンプリング・フィルタの具体
的構成は第２図の例に限定されず、係数乗算器の各係数
値を１サンプル時間毎に変化させて構成を簡略化するも
のや、巡回型あるいはIIRディジタル・フィルタ構成の
もの等を用いることができる。また、サンプリング周波
数変換回路は、オーバ・サンプリング・フィルタを用い
なくとも例えば補間処理回路により構成することもで
き、この補間回路により変換周波数の各データ出力タイ
ミングに相当するデータを順次求めてゆき、フリップフ
ロップ等のラッチ・タイミングを変換周波数に一致させ
ることにより、サンプリング周波数（データ・レート）
変換を行わせてもよい。さらに、上述した輝度信号と色
差信号との間の群遅延補正のみならず、２つの色差信号
間の群遅延のずれの補正や、各種信号の遅延量制御に適
用可能である。この他本発明の要旨を逸脱しない範囲内
において種々の変更が可能であることは勿論である。
ない。例えば、オーバ・サンプリング・フィルタの具体
的構成は第２図の例に限定されず、係数乗算器の各係数
値を１サンプル時間毎に変化させて構成を簡略化するも
のや、巡回型あるいはIIRディジタル・フィルタ構成の
もの等を用いることができる。また、サンプリング周波
数変換回路は、オーバ・サンプリング・フィルタを用い
なくとも例えば補間処理回路により構成することもで
き、この補間回路により変換周波数の各データ出力タイ
ミングに相当するデータを順次求めてゆき、フリップフ
ロップ等のラッチ・タイミングを変換周波数に一致させ
ることにより、サンプリング周波数（データ・レート）
変換を行わせてもよい。さらに、上述した輝度信号と色
差信号との間の群遅延補正のみならず、２つの色差信号
間の群遅延のずれの補正や、各種信号の遅延量制御に適
用可能である。この他本発明の要旨を逸脱しない範囲内
において種々の変更が可能であることは勿論である。
本発明に係るサンプリング周波数変換回路によれば、
第１のサンプリング周波数のディジタル信号を、第１、
第２のサンプリング周波数よりも高い第３の周波数の精
度で補間処理して第２のサンプリング周波数のディジタ
ル信号に変換する際、例えば、オーバ・サンプリングに
より第３の周波数のデータ列に変換した後に第２のサン
プリングのタイミングでデータを取り出す際に、出力デ
ータ列の群遅延量を遅延量制御信号に応じて制御するこ
とにより、第３の周波数に対応する周期の精度で群遅延
量の制御が行える。
第１のサンプリング周波数のディジタル信号を、第１、
第２のサンプリング周波数よりも高い第３の周波数の精
度で補間処理して第２のサンプリング周波数のディジタ
ル信号に変換する際、例えば、オーバ・サンプリングに
より第３の周波数のデータ列に変換した後に第２のサン
プリングのタイミングでデータを取り出す際に、出力デ
ータ列の群遅延量を遅延量制御信号に応じて制御するこ
とにより、第３の周波数に対応する周期の精度で群遅延
量の制御が行える。
また、２系列のディジタル信号の各データ間に所定の
オフセットが存在する場合でも、サンプリング周波数の
変換の際に、一方のディジタル信号の周波数変換の入出
力タイミングに対して、他方のディジタル信号の周波数
変換の入出力タイミングが上記オフセット分の時間ずれ
を生ずるように変換することにより、サンプリング周波
数変換と同時に補間処理を行うことができ、補間回路と
サンプリング周波数変換回路の両者を個別に設ける必要
がなくなり、信号劣化の防止や回路構成の簡略化が可能
となる。
オフセットが存在する場合でも、サンプリング周波数の
変換の際に、一方のディジタル信号の周波数変換の入出
力タイミングに対して、他方のディジタル信号の周波数
変換の入出力タイミングが上記オフセット分の時間ずれ
を生ずるように変換することにより、サンプリング周波
数変換と同時に補間処理を行うことができ、補間回路と
サンプリング周波数変換回路の両者を個別に設ける必要
がなくなり、信号劣化の防止や回路構成の簡略化が可能
となる。
第１図は本発明の一実施例となるサンプリング周波数変
換回路を示すブロック回路図、第２図はオーバ・サンプ
リング・フィルタの具体例を示すブロック回路図、第３
図は該実施例の動作を説明するためのタイミング・チャ
ート、第４図はNTSC方式のディジタル・コンポジット信
号から4:2:2規格（Ｄ−１規格）のディジタル・コンポ
ーネント信号に変換するための方式変換回路の一例を示
すブロック回路図、第５図はこの第４図の回路の動作を
説明するためのタイミング・チャート、第６図は4:2:2
規格（Ｄ−１規格）のディジタル・コンポーネント信号
からNTSC方式のディジタル・コンポジット信号に変換す
るための方式変換回路の一例を示すブロック回路図であ
る。 １……信号ＤIN入力端子 ２……信号ＤOUT出力端子 ３……遅延量制御信号入力端子 12、15……Ｄフリップフロップ 13……オーバ・サンプリング・フィルタ 14……選択ゲート
換回路を示すブロック回路図、第２図はオーバ・サンプ
リング・フィルタの具体例を示すブロック回路図、第３
図は該実施例の動作を説明するためのタイミング・チャ
ート、第４図はNTSC方式のディジタル・コンポジット信
号から4:2:2規格（Ｄ−１規格）のディジタル・コンポ
ーネント信号に変換するための方式変換回路の一例を示
すブロック回路図、第５図はこの第４図の回路の動作を
説明するためのタイミング・チャート、第６図は4:2:2
規格（Ｄ−１規格）のディジタル・コンポーネント信号
からNTSC方式のディジタル・コンポジット信号に変換す
るための方式変換回路の一例を示すブロック回路図であ
る。 １……信号ＤIN入力端子 ２……信号ＤOUT出力端子 ３……遅延量制御信号入力端子 12、15……Ｄフリップフロップ 13……オーバ・サンプリング・フィルタ 14……選択ゲート
フロントページの続き (72)発明者 黒瀬 悦和 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (72)発明者 稲場 義明 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (56)参考文献 特開 平１−109813（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−126894（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】第１のサンプリング周波数を有する第１の
ディジタル信号のデータ列を第２のサンプリング周波数
を有する第２のディジタル信号のデータ列に変換するサ
ンプリング周波数変換回路であって、 上記第１、第２のサンプリング周波数よりも高い第３の
周波数に対応する周期を単位とする補間処理により上記
第１のディジタル信号のデータ列を補間処理して上記第
２のサンプリング周波数のデータ列を得る構成を有し、 上記補間処理の際の遅延量を所定の遅延量制御信号に応
じて上記第３の周波数に対応する周期単位で制御するこ
と を特徴とするサンプリング周波数変換回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8667888A JP2696901B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
| EP19890303242 EP0336669B1 (en) | 1988-04-08 | 1989-04-03 | Sampling frequency converter |
| DE1989627304 DE68927304T2 (de) | 1988-04-08 | 1989-04-03 | Abtastfrequenz-Konverter |
| US07/332,899 US4990911A (en) | 1988-04-08 | 1989-04-04 | Sampling frequency converter |
| KR1019890004497A KR0161678B1 (ko) | 1988-04-08 | 1989-04-06 | 샘플링 주파수 변환기 |
| CA 595867 CA1305214C (en) | 1988-04-08 | 1989-04-06 | Sampling frequency converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8667888A JP2696901B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01259689A JPH01259689A (ja) | 1989-10-17 |
| JP2696901B2 true JP2696901B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=13893680
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8667888A Expired - Lifetime JP2696901B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4990911A (ja) |
| EP (1) | EP0336669B1 (ja) |
| JP (1) | JP2696901B2 (ja) |
| KR (1) | KR0161678B1 (ja) |
| CA (1) | CA1305214C (ja) |
| DE (1) | DE68927304T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3089630B2 (ja) * | 1989-03-30 | 2000-09-18 | ソニー株式会社 | サンプリングレート変換装置 |
| DE3918866A1 (de) * | 1989-06-09 | 1990-12-13 | Blaupunkt Werke Gmbh | Anordnung zur umsetzung eines signals mit einer ersten abtastrate in ein signal mit einer zweiten abtastrate |
| US5057911A (en) * | 1989-10-19 | 1991-10-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | System and method for conversion of digital video signals |
| JP3094419B2 (ja) * | 1990-02-19 | 2000-10-03 | ソニー株式会社 | サンプリングレート変換装置 |
| JP3143907B2 (ja) * | 1990-02-27 | 2001-03-07 | ソニー株式会社 | サンプリング周波数乗換フィルタ回路 |
| JPH0562495A (ja) * | 1991-09-02 | 1993-03-12 | Pioneer Electron Corp | サンプリング周波数変換器 |
| JPH05235699A (ja) * | 1992-02-24 | 1993-09-10 | Kenwood Corp | サンプリング周波数変換装置 |
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-
1988
- 1988-04-08 JP JP8667888A patent/JP2696901B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-04-03 DE DE1989627304 patent/DE68927304T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-04-03 EP EP19890303242 patent/EP0336669B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-04-04 US US07/332,899 patent/US4990911A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-04-06 KR KR1019890004497A patent/KR0161678B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-04-06 CA CA 595867 patent/CA1305214C/en not_active Expired - Lifetime
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