JPH01259689A - サンプリング周波数変換回路 - Google Patents
サンプリング周波数変換回路Info
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- JPH01259689A JPH01259689A JP63086678A JP8667888A JPH01259689A JP H01259689 A JPH01259689 A JP H01259689A JP 63086678 A JP63086678 A JP 63086678A JP 8667888 A JP8667888 A JP 8667888A JP H01259689 A JPH01259689 A JP H01259689A
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-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/01—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level
- H04N7/0102—Conversion of standards, e.g. involving analogue television standards or digital television standards processed at pixel level involving the resampling of the incoming video signal
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、第１のサンプリング周波数のディジタル信号
を第２のサンプリング周波数のディジタル信号に変換す
るサンプリング周波数変換回路に関し、特にディジタル
・カラー映像信号のサンプリング・レート変換等に用い
て好適なサンプリング周波数変換回路に関する。
を第２のサンプリング周波数のディジタル信号に変換す
るサンプリング周波数変換回路に関し、特にディジタル
・カラー映像信号のサンプリング・レート変換等に用い
て好適なサンプリング周波数変換回路に関する。
（発明の概要〕
本発明は、第１のサンプリング周波数の第１のディジタ
ル信号のデータ列を第２のサンプリング周波数の第２の
ディジタル信号のデータ列に変換するサンプリング周波
数（データ・レート）変換回路において、上記第１のデ
ィジタル信号のデータ列を所定の遅延量制御信号に応じ
た遅延を持たせて第２のディジタル信号のデータ列に変
換することにより、サンプリング周波数変換時に高い精
度での群遅延補正を可能とするものである。
ル信号のデータ列を第２のサンプリング周波数の第２の
ディジタル信号のデータ列に変換するサンプリング周波
数（データ・レート）変換回路において、上記第１のデ
ィジタル信号のデータ列を所定の遅延量制御信号に応じ
た遅延を持たせて第２のディジタル信号のデータ列に変
換することにより、サンプリング周波数変換時に高い精
度での群遅延補正を可能とするものである。
ディジタル・カラー・ビデオ信号の一規格としてのいわ
ゆる４：’２：２規格は、Ｄ−１規格とも称され、輝度
（Ｙ）信号のサンプリング周波数ｆ。
ゆる４：’２：２規格は、Ｄ−１規格とも称され、輝度
（Ｙ）信号のサンプリング周波数ｆ。
を１３．５ＭＩＩｚとし、Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙの各色差信
号のサンプリング周波数をそれぞれ上記ｆ、の１／２の
６．７５ＭＨｚとするディジタル・コンポーネント信号
を用いているのに対して、ＮＴＳＣ方式のコンポジット
・カラー信号をそのままディジタル化する場合のサンプ
リング周波数ｆ２は、色副搬送波周波数ｒｓｃの整数倍
、例えば４ ｆ ｓｃ （＃１４．３１８ＭＩＩｚ）に
設定される。従って、これらの間で信号変換を行う際に
は、サンプリング周波￥ｌ（サンプリング・レート）を
上記ｆ、とｒ２との間で変換することが必要とされる。
号のサンプリング周波数をそれぞれ上記ｆ、の１／２の
６．７５ＭＨｚとするディジタル・コンポーネント信号
を用いているのに対して、ＮＴＳＣ方式のコンポジット
・カラー信号をそのままディジタル化する場合のサンプ
リング周波数ｆ２は、色副搬送波周波数ｒｓｃの整数倍
、例えば４ ｆ ｓｃ （＃１４．３１８ＭＩＩｚ）に
設定される。従って、これらの間で信号変換を行う際に
は、サンプリング周波￥ｌ（サンプリング・レート）を
上記ｆ、とｒ２との間で変換することが必要とされる。
すなわち、第４図は上記ＮＴＳＣ方式のディジタル・コ
ンポジット信号から上記４１１規格（Ｄ−１規格）のデ
ィジタル・コンポーネント信号に変換するための方式変
換回路の一例を示している。この第４図の入力端子１０
１に供給された上記ＮＴＳＣ方式のディジタル・コンポ
ジット信号（サンプリング周波数ｈ＝４ｆｓｃ）は、デ
ィジタルＹ／Ｃ分離回路１０２にてＹ、ア信号とＣＭ？
信号（添え字のＮＴはＮＴＳＣ方式を示す）とに分離さ
れる。ＹＮＴ信号は、第５図に示すように上記周波数ｆ
ｔ＝４ｆｓｃ、すなわち１／４ｆｓｃ周朋のサンプル・
データ列から成っており、このＹＮ、信号はサンプリン
グ周波数変換回路（サンプリング・レート・コンバータ
）１０３に送られ、上記Ｄ−１規格のサンプリング周波
数Ｌ （＝１３．５ＭＨｚ）の輝度信号ＹＨに変換され
てＹ出力端子１０４から取り出される。Ｙ／Ｃ分離回路
１０２からのＣ１ＩＴ信号は、デコード回路１０７に送
られて復調されることにより、ディジタルのＩＮ？信号
及びＱ１信号が得られる。このときの！、Ｑ復調（デコ
ード）について説明すると、ＮＴＳＣ方式における元の
アナログの搬送色信号Ｃが、 Ｃ＝ Ｉ ｃｏｓ（ωｓｃ ｔ＋φ） ＋ Ｑｓ＋ｎ（
ωｗｅ ｔ＋φ）ただし、ω、＝２πｆ、。
ンポジット信号から上記４１１規格（Ｄ−１規格）のデ
ィジタル・コンポーネント信号に変換するための方式変
換回路の一例を示している。この第４図の入力端子１０
１に供給された上記ＮＴＳＣ方式のディジタル・コンポ
ジット信号（サンプリング周波数ｈ＝４ｆｓｃ）は、デ
ィジタルＹ／Ｃ分離回路１０２にてＹ、ア信号とＣＭ？
信号（添え字のＮＴはＮＴＳＣ方式を示す）とに分離さ
れる。ＹＮＴ信号は、第５図に示すように上記周波数ｆ
ｔ＝４ｆｓｃ、すなわち１／４ｆｓｃ周朋のサンプル・
データ列から成っており、このＹＮ、信号はサンプリン
グ周波数変換回路（サンプリング・レート・コンバータ
）１０３に送られ、上記Ｄ−１規格のサンプリング周波
数Ｌ （＝１３．５ＭＨｚ）の輝度信号ＹＨに変換され
てＹ出力端子１０４から取り出される。Ｙ／Ｃ分離回路
１０２からのＣ１ＩＴ信号は、デコード回路１０７に送
られて復調されることにより、ディジタルのＩＮ？信号
及びＱ１信号が得られる。このときの！、Ｑ復調（デコ
ード）について説明すると、ＮＴＳＣ方式における元の
アナログの搬送色信号Ｃが、 Ｃ＝ Ｉ ｃｏｓ（ωｓｃ ｔ＋φ） ＋ Ｑｓ＋ｎ（
ωｗｅ ｔ＋φ）ただし、ω、＝２πｆ、。
と表され、上記ｆ＊＝４ｆｓｃのサンプリング周波数で
サンプリングするときの位相（あるいは時間軸上の位置
）が０、π／２、π、・・・のようにＯからπ／２（−
９０°）単位で増加するとき、上記ディジタル搬送色信
号ＣＮＴ自体が１／４ｆｓｃ毎に■、Ｑ、−１、−Ｑ、
・・・を示すものとなっているから、デコード回路１０
７においては、例えば入力された色信号ＣＭ？のデータ
列に対して順次±１を乗算しながら１／４ｆｓ’ｃ毎に
■とＱとに（１／２ｆｓｃ周期で）４Ｉｉり分けること
により第５図に示すような信号■、Ｉ７及び信号ＣＮア
を得ることができる。これらの信号■８ア、Ｑｌは、サ
ンプリング周波数が２ｆ８．で互いに等しく、各信号の
データの間の時間差（オフセント）が１／４ｆｓｃとな
っている。このようにサンプリング時点のずれたｉＱ信
号データを用いてＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ等を求めるためのマト
リクス演算を行うことはできないため、補間回路１０８
．１０９によりそれぞれ他の信号のサンプリング時点く
第５図の信号１ｎｙ、Ｑｌの×印参照）でのデータを補
間して、第５図の信号１（ｚｓ、Ｑｒｔに示すように、
周波数がいずれもｆ ｚ（＝４ｆｓｃ）で等しく、各サ
ンプル・データのサンプリング時点も等しい信号を得て
いる。これらの信号■、工、ＱＢに基づいてマトリクス
演算回路１１０にてマトリクス演算を行うことにより、
同じサンプリング周波数ｂ（＝４ｆｓｃ）の信号（Ｒ−
Ｙ） ｒｚ及び信号（Ｂ−Ｙ）ｒｚを得ている。これら
の信号（Ｒ−Ｙ） ｔｚ （Ｂ−Ｙ） ｔｔは、それぞ
れサンプリング周波ａ変換回路１１１．１１２により、
第５図に示すように互いに等しいサンプリング周波数ｒ
、／２で同じサンプリング時点の信号（Ｒ−Ｙ）ＤＩ及
び信号（Ｂ−Ｙ）□に変換され、出力端子１１３．１１
４からそれぞれ取り出される。
サンプリングするときの位相（あるいは時間軸上の位置
）が０、π／２、π、・・・のようにＯからπ／２（−
９０°）単位で増加するとき、上記ディジタル搬送色信
号ＣＮＴ自体が１／４ｆｓｃ毎に■、Ｑ、−１、−Ｑ、
・・・を示すものとなっているから、デコード回路１０
７においては、例えば入力された色信号ＣＭ？のデータ
列に対して順次±１を乗算しながら１／４ｆｓ’ｃ毎に
■とＱとに（１／２ｆｓｃ周期で）４Ｉｉり分けること
により第５図に示すような信号■、Ｉ７及び信号ＣＮア
を得ることができる。これらの信号■８ア、Ｑｌは、サ
ンプリング周波数が２ｆ８．で互いに等しく、各信号の
データの間の時間差（オフセント）が１／４ｆｓｃとな
っている。このようにサンプリング時点のずれたｉＱ信
号データを用いてＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ等を求めるためのマト
リクス演算を行うことはできないため、補間回路１０８
．１０９によりそれぞれ他の信号のサンプリング時点く
第５図の信号１ｎｙ、Ｑｌの×印参照）でのデータを補
間して、第５図の信号１（ｚｓ、Ｑｒｔに示すように、
周波数がいずれもｆ ｚ（＝４ｆｓｃ）で等しく、各サ
ンプル・データのサンプリング時点も等しい信号を得て
いる。これらの信号■、工、ＱＢに基づいてマトリクス
演算回路１１０にてマトリクス演算を行うことにより、
同じサンプリング周波数ｂ（＝４ｆｓｃ）の信号（Ｒ−
Ｙ） ｒｚ及び信号（Ｂ−Ｙ）ｒｚを得ている。これら
の信号（Ｒ−Ｙ） ｔｚ （Ｂ−Ｙ） ｔｔは、それぞ
れサンプリング周波ａ変換回路１１１．１１２により、
第５図に示すように互いに等しいサンプリング周波数ｒ
、／２で同じサンプリング時点の信号（Ｒ−Ｙ）ＤＩ及
び信号（Ｂ−Ｙ）□に変換され、出力端子１１３．１１
４からそれぞれ取り出される。
次に、第６図は、上述の変換とは逆向きに、上記Ｄ−１
規格（４： ２ ： ２規格）からＮ Ｔ Ｓ ’Ｃ方
式のディジタル・コンポジット信号に変換するための方
式変換回路の一例を示している。この場合、入力端子１
２１に供給される信号Ｙ、はそのままサンプリング周波
数変換回路１２２に送られて上記周波数ｆ１からｒｔに
変換され、上記信号ＹＮＴとなって加算器１２３に送ら
れている。また、各入力端子１３１及び１３２にそれぞ
れ供給される色差信号（Ｒ−Ｙ）。１及び色差信号（Ｂ
−Ｙ）。、は、それぞれサンプリング周波数変換回路１
３３及び１３４にて周波数「１／２からｒｚ／２ （＝
２ｆ、ｃ）に変換された後、補間回路１３５．１３６に
よりそれぞれサンプリング周波数がｆ！ （＝４ｆ、ｃ
）の信号（Ｒ−Ｙ）ｒ、及び信号（Ｂ−Ｙ） ｔｔとな
るように補間処理される。これらのサンプリング周波数
が４ｆｓｃの信号（Ｒ−Ｙ）ｒｚ及び信号（Ｂ−Ｙ）
ｔｔは、マトリクス演算回路１３７に送られて演算され
ることにより、サンプリング周波数がｆ＊ （＝４ｆ−
ｃ）の信号■、及び信号Ｑ０が求められ、これらが変温
回路１３８に送られて周波数ｆ ｓｃの信号を搬送波と
する変調処理が施されることによりディジタル搬送色信
号ＣＮアとなる。この場合の具体的な変調動作は、上述
したアナログ搬送色信号の式 ％式％） ただし、ω１＝２πｆ ｓｃ における各ｃｏｓ値及びｓｉｎ値に、サンプリング周期
１／４ｆ、ｃ毎に順次（１，０）、（０，１）、（−１
，０）、（０，−１）の値を、１／ ｆ 、ｃを繰り返
し周期として代入することに対応し、これは上記１／４
ｒ□毎に■信号データとＱ信号データとが交互に表れる
ことに相当する。
規格（４： ２ ： ２規格）からＮ Ｔ Ｓ ’Ｃ方
式のディジタル・コンポジット信号に変換するための方
式変換回路の一例を示している。この場合、入力端子１
２１に供給される信号Ｙ、はそのままサンプリング周波
数変換回路１２２に送られて上記周波数ｆ１からｒｔに
変換され、上記信号ＹＮＴとなって加算器１２３に送ら
れている。また、各入力端子１３１及び１３２にそれぞ
れ供給される色差信号（Ｒ−Ｙ）。１及び色差信号（Ｂ
−Ｙ）。、は、それぞれサンプリング周波数変換回路１
３３及び１３４にて周波数「１／２からｒｚ／２ （＝
２ｆ、ｃ）に変換された後、補間回路１３５．１３６に
よりそれぞれサンプリング周波数がｆ！ （＝４ｆ、ｃ
）の信号（Ｒ−Ｙ）ｒ、及び信号（Ｂ−Ｙ） ｔｔとな
るように補間処理される。これらのサンプリング周波数
が４ｆｓｃの信号（Ｒ−Ｙ）ｒｚ及び信号（Ｂ−Ｙ）
ｔｔは、マトリクス演算回路１３７に送られて演算され
ることにより、サンプリング周波数がｆ＊ （＝４ｆ−
ｃ）の信号■、及び信号Ｑ０が求められ、これらが変温
回路１３８に送られて周波数ｆ ｓｃの信号を搬送波と
する変調処理が施されることによりディジタル搬送色信
号ＣＮアとなる。この場合の具体的な変調動作は、上述
したアナログ搬送色信号の式 ％式％） ただし、ω１＝２πｆ ｓｃ における各ｃｏｓ値及びｓｉｎ値に、サンプリング周期
１／４ｆ、ｃ毎に順次（１，０）、（０，１）、（−１
，０）、（０，−１）の値を、１／ ｆ 、ｃを繰り返
し周期として代入することに対応し、これは上記１／４
ｒ□毎に■信号データとＱ信号データとが交互に表れる
ことに相当する。
このようにして得られたサンプリング周波数４ｆ０のデ
ィジタル搬送色信号Ｃ１は、加算器１２３に送られて上
記ディジタル輝度信号ｙＮｔと加算されて重畳され、サ
ンプリング周波数４ｆ、ｃのＮＴＳ Ｃ方式ディジタル
・コンポジット信号が出力端子１２４から取り出される
。
ィジタル搬送色信号Ｃ１は、加算器１２３に送られて上
記ディジタル輝度信号ｙＮｔと加算されて重畳され、サ
ンプリング周波数４ｆ、ｃのＮＴＳ Ｃ方式ディジタル
・コンポジット信号が出力端子１２４から取り出される
。
ところで、このような方式変換回路構成において、例え
ば第４図のＮＴＳＣ方式のコンポジット信号から４１：
２規格のコンポーネント信号に変換する場合に、輝度信
号（Ｙ、Ｉア）系とクロマ信号（ＣＮア）系のそれぞれ
の周波数特性が異なることにより、サンプリング周波数
変換用のフィルタの特性が異なり、輝度信号とクロマ信
号間の群遅延が異なってくる。これらの両者の群遅延の
ずれの補正をサンプル遅延等の通常の方法で行う場合の
補正誤差は、出力側（４： ２ ： ２規格）のサンプ
リング周期をＴ＋（＝１＃＋、ｆ＋”１３．５ＭＨｚよ
り約７４ｎｓ）とするとき、最大上Ｔ、／２（＝約３７
ｎｓ）となる。このため、再生画像において色ずれ等の
悪影響が生ずる虞れがある。また、第６図のように、４
１１規格からＮＴＳＣ方式に変換する場合においては、
各種映像信号処理特性や記録再生特性等の影響等により
、入力されるディジタル・コンポーネント信号の輝度信
号と色差信号との間で群遅延が生じていることがあるが
、この群遅延のずれについてもサンプリング周期単位で
補正を行うのみでは画像に悪影響を与える虞れがある。
ば第４図のＮＴＳＣ方式のコンポジット信号から４１：
２規格のコンポーネント信号に変換する場合に、輝度信
号（Ｙ、Ｉア）系とクロマ信号（ＣＮア）系のそれぞれ
の周波数特性が異なることにより、サンプリング周波数
変換用のフィルタの特性が異なり、輝度信号とクロマ信
号間の群遅延が異なってくる。これらの両者の群遅延の
ずれの補正をサンプル遅延等の通常の方法で行う場合の
補正誤差は、出力側（４： ２ ： ２規格）のサンプ
リング周期をＴ＋（＝１＃＋、ｆ＋”１３．５ＭＨｚよ
り約７４ｎｓ）とするとき、最大上Ｔ、／２（＝約３７
ｎｓ）となる。このため、再生画像において色ずれ等の
悪影響が生ずる虞れがある。また、第６図のように、４
１１規格からＮＴＳＣ方式に変換する場合においては、
各種映像信号処理特性や記録再生特性等の影響等により
、入力されるディジタル・コンポーネント信号の輝度信
号と色差信号との間で群遅延が生じていることがあるが
、この群遅延のずれについてもサンプリング周期単位で
補正を行うのみでは画像に悪影響を与える虞れがある。
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり
、サンプリング周波数変換出力のサンプリング周期単位
よりも細かい単位で群遅延補正が可能なサンプリング周
波数変換回路の提供を目的とする。
、サンプリング周波数変換出力のサンプリング周期単位
よりも細かい単位で群遅延補正が可能なサンプリング周
波数変換回路の提供を目的とする。
本発明に係るサンプリング周波数変換回路は、上述した
ような課題を解決するために、第１のサンプリング周波
数を有する第１のディジタル信号のデータ列を第２のサ
ンプリング周波数を有する第２のディジタル信号のデー
タ列に変換するサンプリング周波数変換回路であって、
上記第１のディジタル信号のデータ列を所定の遅延量制
御信号に応じた遅延を持たせて第２のディジタル信号の
データ列に変換することを特徴としている。
ような課題を解決するために、第１のサンプリング周波
数を有する第１のディジタル信号のデータ列を第２のサ
ンプリング周波数を有する第２のディジタル信号のデー
タ列に変換するサンプリング周波数変換回路であって、
上記第１のディジタル信号のデータ列を所定の遅延量制
御信号に応じた遅延を持たせて第２のディジタル信号の
データ列に変換することを特徴としている。
具体的には、例えば、第１のディジタル信号のデータ列
を第２のサンプリング周波数の整数倍の周波数でオーバ
・サンプリングして、このオーバ・サンプリングされた
データ列から第２のサンプリング周波数のデータ列を抜
き出す際の抜き出しタイミングを、上記遅延量制御信号
に応じて変化させることにより、群遅延量を変化させる
ことができる。
を第２のサンプリング周波数の整数倍の周波数でオーバ
・サンプリングして、このオーバ・サンプリングされた
データ列から第２のサンプリング周波数のデータ列を抜
き出す際の抜き出しタイミングを、上記遅延量制御信号
に応じて変化させることにより、群遅延量を変化させる
ことができる。
第１のディジタル信号のサンプリング周波数の変換の際
のデータ列の出力タイミングが上記遅延量制御信号に応
じて所定の群遅延を生ずるように変換処理することによ
り、高い精度で群遅延量の調整が行える。
のデータ列の出力タイミングが上記遅延量制御信号に応
じて所定の群遅延を生ずるように変換処理することによ
り、高い精度で群遅延量の調整が行える。
以下、本発明に係る好ましい実施例について、凹面を参
照しながら説明する。
照しながら説明する。
先ず第１図は、本発明に係るサンプリング周波数変換回
路の一実施例を示すブロック回路図であり、入力端子ｌ
には第１のサンプリング周波数ｆａのディジタル入力信
号りいが供給されている。例えば前記第４図のＮＴＳＣ
方式のコンポジット信号から４：２：２規格のコンポー
ネント信号に変換する場合には、サンプリング周波数ｆ
２のディジタル輝度信号ＹＮＴあるいは周波数ｆ２／２
のディジタル色差信号ＩＮＴ、ＱＮＴ等である。サンプ
リング周波数変換回路は、上記サンプリング周波数ｆａ
（例えばｆｔ＝４ｆｓｃ）を第２のサンプリング周波
数ｆｂ、例えば４：２７２規格のサンプリング周波数ｆ
、のディジタル出力信号Ｉ）ｏｕｔに変換して出力端子
２より出力するものである。
路の一実施例を示すブロック回路図であり、入力端子ｌ
には第１のサンプリング周波数ｆａのディジタル入力信
号りいが供給されている。例えば前記第４図のＮＴＳＣ
方式のコンポジット信号から４：２：２規格のコンポー
ネント信号に変換する場合には、サンプリング周波数ｆ
２のディジタル輝度信号ＹＮＴあるいは周波数ｆ２／２
のディジタル色差信号ＩＮＴ、ＱＮＴ等である。サンプ
リング周波数変換回路は、上記サンプリング周波数ｆａ
（例えばｆｔ＝４ｆｓｃ）を第２のサンプリング周波
数ｆｂ、例えば４：２７２規格のサンプリング周波数ｆ
、のディジタル出力信号Ｉ）ｏｕｔに変換して出力端子
２より出力するものである。
このサンプリング周波数変換回路内には、各種タイミン
グ・パルスを発生するためのタイミング・パルス発生回
路１１が設けられている。入力端子ｌに供給される上記
ディジタル入力信号ＤＩＮは、Ｄフリップフロップ１２
を介して例えばオーバ・サンプリング・フィルタ１３に
送られることにより、上記各サンプリング周波数ｆａ、
「ｂの最小公倍数の周波数ｒ、のデータ列に変換される
。この場合これらの周波数ｔａＳｆｂ及びｒ、は、互い
に素となる自然数ｎいｎ、により、 ｎ ｓｆａ ” ｎ ｂｆｂ ＝ ｆ ｓの関係を満足
し、上記自然数ｎいｎ、は、ｎ、： ｎｌ、＝ｆ４：
ｆ。
グ・パルスを発生するためのタイミング・パルス発生回
路１１が設けられている。入力端子ｌに供給される上記
ディジタル入力信号ＤＩＮは、Ｄフリップフロップ１２
を介して例えばオーバ・サンプリング・フィルタ１３に
送られることにより、上記各サンプリング周波数ｆａ、
「ｂの最小公倍数の周波数ｒ、のデータ列に変換される
。この場合これらの周波数ｔａＳｆｂ及びｒ、は、互い
に素となる自然数ｎいｎ、により、 ｎ ｓｆａ ” ｎ ｂｆｂ ＝ ｆ ｓの関係を満足
し、上記自然数ｎいｎ、は、ｎ、： ｎｌ、＝ｆ４：
ｆ。
となっている０例えば入力側のサンプリング周波数ｆｌ
ｌをＮＴＳＣ方式のｆ２＝４ｆ、、とじ、出力側のサン
プリング周波数ｆ、をＤ−１（４：２：２）規格のｆ、
とするとき、上記自然数ｎ ＠ 、ｎ ｂの具体的数値
は、ｎ、＝３３、ｎｂ＝３５となる。このようなオーバ
・サンプリング・フィルタ１３がらのサンプリング周波
数がｆ ｓ （”３３ｈ＝３５ｆ＋）の信号は、選択
ゲート１４によりサンプリング周波数ｆｂ （＝Ｌ）
のレートでデータが選択され、Ｄフリップフロップ１５
を介して出力される。ここで入力側Ｄフリップフロフプ
１２のクロック周波数はｆ、 ＜＝ｆ□）、出力側Ｄ
フリップフロフプ１５にクロック周波数はｆ ｂ （
−ｆｔ）となっており、これらのクロック信号やオーバ
・サンプリング・フィルタ１３のクロック信号及び選択
ゲート１４への選択信号等は、上記タイミング・パルス
発生回路１１から出力される。
ｌをＮＴＳＣ方式のｆ２＝４ｆ、、とじ、出力側のサン
プリング周波数ｆ、をＤ−１（４：２：２）規格のｆ、
とするとき、上記自然数ｎ ＠ 、ｎ ｂの具体的数値
は、ｎ、＝３３、ｎｂ＝３５となる。このようなオーバ
・サンプリング・フィルタ１３がらのサンプリング周波
数がｆ ｓ （”３３ｈ＝３５ｆ＋）の信号は、選択
ゲート１４によりサンプリング周波数ｆｂ （＝Ｌ）
のレートでデータが選択され、Ｄフリップフロップ１５
を介して出力される。ここで入力側Ｄフリップフロフプ
１２のクロック周波数はｆ、 ＜＝ｆ□）、出力側Ｄ
フリップフロフプ１５にクロック周波数はｆ ｂ （
−ｆｔ）となっており、これらのクロック信号やオーバ
・サンプリング・フィルタ１３のクロック信号及び選択
ゲート１４への選択信号等は、上記タイミング・パルス
発生回路１１から出力される。
タイミング・パルス発生回路１１には、遅延量制御信号
が入力端子３を介して供給されており、この遅延量制御
信号に応じて上記選択ゲート１４への選択信号のタイミ
ング（位相あるいは群遅延Ｎ）が制御されるようになっ
ている。
が入力端子３を介して供給されており、この遅延量制御
信号に応じて上記選択ゲート１４への選択信号のタイミ
ング（位相あるいは群遅延Ｎ）が制御されるようになっ
ている。
ここでオーバ・サンプリング・フィルタ１３としては、
従来から知られている例えば第２図に示すような構成の
回路を用いればよい、この第２図の例においては、非巡
回型あるいはＦＩＲディジタル・フィルタ構成のオーバ
・サンプリング・フィルタを示しており、複数個、例え
ばＮ個（Ｎはｎ１以上の整数）の遅延素子り、・・・、
Ｄが直列接続され、これらの遅延素子の各接続点（直列
接続回路の入力端及び出力端も含むＮ＋１個の点）から
の出力をＮ＋１個の係数乗算器Ｍ、・・・１Ｍにそれぞ
れ送って係数ａｌｌ＋ａｌ＋・・・＋ａＮをそれぞれ乗
算し、これらの乗算出力を加算器Σに送って加算してい
る。
従来から知られている例えば第２図に示すような構成の
回路を用いればよい、この第２図の例においては、非巡
回型あるいはＦＩＲディジタル・フィルタ構成のオーバ
・サンプリング・フィルタを示しており、複数個、例え
ばＮ個（Ｎはｎ１以上の整数）の遅延素子り、・・・、
Ｄが直列接続され、これらの遅延素子の各接続点（直列
接続回路の入力端及び出力端も含むＮ＋１個の点）から
の出力をＮ＋１個の係数乗算器Ｍ、・・・１Ｍにそれぞ
れ送って係数ａｌｌ＋ａｌ＋・・・＋ａＮをそれぞれ乗
算し、これらの乗算出力を加算器Σに送って加算してい
る。
上記遅延素子り、・・・、Ｄの各遅延時間は互いに等し
くＴ、とされ、この遅延時間Ｔ、は、上記オーバ・サン
プリング周波数ｒ、の逆数である１ ／ ｆ ｓ（サン
プリング周期）とされている。このオーバ・サンプリン
グ・フィルタ１３への入力信号ＳＩＮは、上記ディジク
ル入力信号ＤＩＮ（サンプリング周波数ｆ、）のＤフリ
ップフロップ１２を介した信号であり、第３図に示すよ
うに各データ（図中のＯ印）の間隔が１／ｒ、となって
いる。このフィルタ入力信号ＳＩＮがオーバ・サンプル
されることによって、第３図のｏｖＳに示すようなＴ８
周期の各タイミング毎に、すなわちオーバ・サンプリン
グ周波数ｒ、の各サンプリング時点毎にオーバ・サンプ
ル・フィルタ出力が得られる。これらのデータのうちか
ら、選択ゲート１４により周期１／ ｆ ｂのサンプリ
ング時点毎のデータを抜き出すことにより、信号Ｓ。ｌ
Ｉ？を得ている。このときのデータ抜き出しタイミング
が上記入力端子３からの遅延量制御信号に応じて制御さ
れることによって、信号の群遅延量を制御することがで
きる。これは、サンプリング周波数変換回路からの最終
的な出力信号り。。７の各データの出力タイミングは、
出力側Ｄフリツプフロツプ１５により決定されており、
上記信号Ｓ。、Ｔの各データの出力位相変化に応して信
号Ｓ。ＵＴと信号り。Ｕ、との間の遅延量が変化するか
らである。この場合の遅延量の調整量は、第３図からも
明らかなように、オーバ・サンプリング周期１／ｆ、単
位で制御でき、従来と比較して精度をｎ１倍（上記具体
例では３５倍）にまで高めることができる。従って、こ
の実施例のようなサンプリング周波数変換回路を前述し
た第４図の方式変換回路のサンプリング周波数変換回路
１０３．１１１及び１１２として用いることにより、前
述した輝度信号と色差信号との間の群遅延補正誤差を最
大約±１．０５ｎｓに制限することができ、この程度の
群遅延誤差では再生画像に対して何ら影響を及ぼさない
。
くＴ、とされ、この遅延時間Ｔ、は、上記オーバ・サン
プリング周波数ｒ、の逆数である１ ／ ｆ ｓ（サン
プリング周期）とされている。このオーバ・サンプリン
グ・フィルタ１３への入力信号ＳＩＮは、上記ディジク
ル入力信号ＤＩＮ（サンプリング周波数ｆ、）のＤフリ
ップフロップ１２を介した信号であり、第３図に示すよ
うに各データ（図中のＯ印）の間隔が１／ｒ、となって
いる。このフィルタ入力信号ＳＩＮがオーバ・サンプル
されることによって、第３図のｏｖＳに示すようなＴ８
周期の各タイミング毎に、すなわちオーバ・サンプリン
グ周波数ｒ、の各サンプリング時点毎にオーバ・サンプ
ル・フィルタ出力が得られる。これらのデータのうちか
ら、選択ゲート１４により周期１／ ｆ ｂのサンプリ
ング時点毎のデータを抜き出すことにより、信号Ｓ。ｌ
Ｉ？を得ている。このときのデータ抜き出しタイミング
が上記入力端子３からの遅延量制御信号に応じて制御さ
れることによって、信号の群遅延量を制御することがで
きる。これは、サンプリング周波数変換回路からの最終
的な出力信号り。。７の各データの出力タイミングは、
出力側Ｄフリツプフロツプ１５により決定されており、
上記信号Ｓ。、Ｔの各データの出力位相変化に応して信
号Ｓ。ＵＴと信号り。Ｕ、との間の遅延量が変化するか
らである。この場合の遅延量の調整量は、第３図からも
明らかなように、オーバ・サンプリング周期１／ｆ、単
位で制御でき、従来と比較して精度をｎ１倍（上記具体
例では３５倍）にまで高めることができる。従って、こ
の実施例のようなサンプリング周波数変換回路を前述し
た第４図の方式変換回路のサンプリング周波数変換回路
１０３．１１１及び１１２として用いることにより、前
述した輝度信号と色差信号との間の群遅延補正誤差を最
大約±１．０５ｎｓに制限することができ、この程度の
群遅延誤差では再生画像に対して何ら影響を及ぼさない
。
なお、前記第４図の方式変換回路における色差信号ＩＮ
Ｔ、Ｑ、４Ｔのレート変換用に上記実施例のサンプリン
グ周波数変換回路を用いる場合には、上記選択ゲート１
４でのデータ抜き出しタイミングを■信号とＱ信号との
間で前記オフセント（時間差）分の１／４ｆｓｃだけず
らして信号Ｓ。Ｕアを得るようにすることにより、前記
第４図の補間回路１０８及び１０９を省略することが可
能であり、このようなサンプリング周波数変換回路は、
デコード回路１０７とマトリクス演算回路１１０との間
の各Ｉ信号系、Ｑ信号系に挿入接続すればよい。このと
き、これらの■信号系、Ｑ信号系の各サンプリング周波
数変換回路からは、周波数がｆ ｌ／２で同しサンプリ
ング時点のデータ列から成るＩ信号、Ｑ信号を得ること
ができる。
Ｔ、Ｑ、４Ｔのレート変換用に上記実施例のサンプリン
グ周波数変換回路を用いる場合には、上記選択ゲート１
４でのデータ抜き出しタイミングを■信号とＱ信号との
間で前記オフセント（時間差）分の１／４ｆｓｃだけず
らして信号Ｓ。Ｕアを得るようにすることにより、前記
第４図の補間回路１０８及び１０９を省略することが可
能であり、このようなサンプリング周波数変換回路は、
デコード回路１０７とマトリクス演算回路１１０との間
の各Ｉ信号系、Ｑ信号系に挿入接続すればよい。このと
き、これらの■信号系、Ｑ信号系の各サンプリング周波
数変換回路からは、周波数がｆ ｌ／２で同しサンプリ
ング時点のデータ列から成るＩ信号、Ｑ信号を得ること
ができる。
また、本発明の上記実施例を、前述した第６図の方式変
換回路のサンプリング周波数変換回路１２２．１３３及
び１３４として用いることにより、群遅延誤差を大幅に
低減することができ、この場合も補間回路１３５．１３
６を省略することができる。
換回路のサンプリング周波数変換回路１２２．１３３及
び１３４として用いることにより、群遅延誤差を大幅に
低減することができ、この場合も補間回路１３５．１３
６を省略することができる。
このように従来の補間回路を省略することにより、回路
構成が簡略化されてコスト・ダウンが図れると共に、信
号処理回数が少ないため信号劣化を少なくできる。
構成が簡略化されてコスト・ダウンが図れると共に、信
号処理回数が少ないため信号劣化を少なくできる。
なお本発明は、上記実施例のみに限定されるものではな
い０例えば、オーバ・サンプリング・フィルタの具体的
構成は第２図の例に限定されず、係数乗算器の各係数値
を１サンプル時間毎に変化させて構成を簡略化するもの
や、巡回型あるいはｒｌＲディジタル・フィルタ構成の
もの等を用いることができる。また、サンプリング周波
数変換回路は、オーバ・サンプリング・フィルタを用い
なくとも例えば補間処理回路により構成することもでき
、この補間回路により変換周波数の各データ出力タイミ
ングに相当するデータを順次求めてゆき、フリップフロ
ツブ等のランチ・タイミングを変換周波数に一致させる
ことにより、サンプリング周波数（データ・レート）変
換を行わせてもよい、さらに、上述した輝度信号と色差
信号との間の群遅延補正のみならず、２つの色差信号間
の群遅延のずれの補正や、各種信号の遅延量制御に適用
可能である。この他本発明の要旨を逸脱しない範囲内に
おいて種々の変更が可能であることは勿論である。
い０例えば、オーバ・サンプリング・フィルタの具体的
構成は第２図の例に限定されず、係数乗算器の各係数値
を１サンプル時間毎に変化させて構成を簡略化するもの
や、巡回型あるいはｒｌＲディジタル・フィルタ構成の
もの等を用いることができる。また、サンプリング周波
数変換回路は、オーバ・サンプリング・フィルタを用い
なくとも例えば補間処理回路により構成することもでき
、この補間回路により変換周波数の各データ出力タイミ
ングに相当するデータを順次求めてゆき、フリップフロ
ツブ等のランチ・タイミングを変換周波数に一致させる
ことにより、サンプリング周波数（データ・レート）変
換を行わせてもよい、さらに、上述した輝度信号と色差
信号との間の群遅延補正のみならず、２つの色差信号間
の群遅延のずれの補正や、各種信号の遅延量制御に適用
可能である。この他本発明の要旨を逸脱しない範囲内に
おいて種々の変更が可能であることは勿論である。
本発明に係るサンプリング周波数変換回路によれば、第
１のサンプリング周波数のディジタル信号を第２のサン
プリング周波数のディジタル信号に変換する際のデータ
列の出力タイミングが遅延量制御信号に応じて所定の群
遅延を生ずるように変換処理することにより、例えばオ
ーバ・サンプリング周期程度を最大誤差とする高い精度
で群遅延量の調整が行える。
１のサンプリング周波数のディジタル信号を第２のサン
プリング周波数のディジタル信号に変換する際のデータ
列の出力タイミングが遅延量制御信号に応じて所定の群
遅延を生ずるように変換処理することにより、例えばオ
ーバ・サンプリング周期程度を最大誤差とする高い精度
で群遅延量の調整が行える。
また、２系列のディジタル信号の各データ間に所定のオ
フセントが存在する場合でも、サンプリング周波数の変
換の際に、一方のディジタル信号の周波数変換の入出力
タイミングに対して、他方のディジタル信号の周波数変
換の入出力タイミングが上記オフセット分の時間ずれを
生ずるように変換することにより、サンプリング周波数
変換と同時に補間処理を行うことができ、補間回路とサ
ンプリング周波数変換回路の両者を個別に設ける必要が
なくなり、信号劣化の防止や回路構成の簡略化が可能と
なる。
フセントが存在する場合でも、サンプリング周波数の変
換の際に、一方のディジタル信号の周波数変換の入出力
タイミングに対して、他方のディジタル信号の周波数変
換の入出力タイミングが上記オフセット分の時間ずれを
生ずるように変換することにより、サンプリング周波数
変換と同時に補間処理を行うことができ、補間回路とサ
ンプリング周波数変換回路の両者を個別に設ける必要が
なくなり、信号劣化の防止や回路構成の簡略化が可能と
なる。
第１図は本発明の一実施例となるサンプリング周波数変
換回路を示すブロック回路図、第２図はオーバ・サンプ
リング・フィルタの具体例を示すブロック回路図、第３
図は該実施例の動作を説明するためのタイミング・チャ
ート、第４図はＮＴＳＣ方式のディジタル・コンポジッ
ト信号から４：２：２規格（Ｄ−１規格）のディジタル
・コンポーネント信号に変換するための方式変換回路の
一例を示すブロック回路図、第５図はこの第４図の回路
の動作を説明するためのタイミング・チャート、第６図
は４：２：２規格（Ｄ−１規格）のディジタル・コンポ
ーネント信号からＮＴＳＣ方式のディジタル・コンポジ
ット信号に変換するための方式変換回路の一例を示すブ
ロック回路図である。 １・・・・・・・・信号ＤＩＮ入力端子２・・・・・・
・・信号り。ＬＩ？出力端子３・・・・・・・・遅延量
制御信号入力端子１２．１５・・・・・・Ｄフリップフ
ロップ１３・・・・・・・・オーバ・サンプリング・フ
ィルタ１４・・・・・・・・選択ゲート
換回路を示すブロック回路図、第２図はオーバ・サンプ
リング・フィルタの具体例を示すブロック回路図、第３
図は該実施例の動作を説明するためのタイミング・チャ
ート、第４図はＮＴＳＣ方式のディジタル・コンポジッ
ト信号から４：２：２規格（Ｄ−１規格）のディジタル
・コンポーネント信号に変換するための方式変換回路の
一例を示すブロック回路図、第５図はこの第４図の回路
の動作を説明するためのタイミング・チャート、第６図
は４：２：２規格（Ｄ−１規格）のディジタル・コンポ
ーネント信号からＮＴＳＣ方式のディジタル・コンポジ
ット信号に変換するための方式変換回路の一例を示すブ
ロック回路図である。 １・・・・・・・・信号ＤＩＮ入力端子２・・・・・・
・・信号り。ＬＩ？出力端子３・・・・・・・・遅延量
制御信号入力端子１２．１５・・・・・・Ｄフリップフ
ロップ１３・・・・・・・・オーバ・サンプリング・フ
ィルタ１４・・・・・・・・選択ゲート
Claims (1)
- 第１のサンプリング周波数を有する第１のディジタル信
号のデータ列を第２のサンプリング周波数を有する第２
のディジタル信号のデータ列に変換するサンプリング周
波数変換回路であって、上記第１のディジタル信号のデ
ータ列を所定の遅延量制御信号に応じた遅延を持たせて
第２のディジタル信号のデータ列に変換することを特徴
とするサンプリング周波数変換回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8667888A JP2696901B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
| DE1989627304 DE68927304T2 (de) | 1988-04-08 | 1989-04-03 | Abtastfrequenz-Konverter |
| EP19890303242 EP0336669B1 (en) | 1988-04-08 | 1989-04-03 | Sampling frequency converter |
| US07/332,899 US4990911A (en) | 1988-04-08 | 1989-04-04 | Sampling frequency converter |
| KR1019890004497A KR0161678B1 (ko) | 1988-04-08 | 1989-04-06 | 샘플링 주파수 변환기 |
| CA 595867 CA1305214C (en) | 1988-04-08 | 1989-04-06 | Sampling frequency converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8667888A JP2696901B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01259689A true JPH01259689A (ja) | 1989-10-17 |
| JP2696901B2 JP2696901B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=13893680
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8667888A Expired - Lifetime JP2696901B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | サンプリング周波数変換回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4990911A (ja) |
| EP (1) | EP0336669B1 (ja) |
| JP (1) | JP2696901B2 (ja) |
| KR (1) | KR0161678B1 (ja) |
| CA (1) | CA1305214C (ja) |
| DE (1) | DE68927304T2 (ja) |
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- 1989-04-06 CA CA 595867 patent/CA1305214C/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-04-06 KR KR1019890004497A patent/KR0161678B1/ko not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002064362A (ja) * | 2000-08-16 | 2002-02-28 | Fujitsu Ltd | オーバサンプリングｆｉｒフィルタ、オーバサンプリングｆｉｒフィルタの制御方法、およびオーバサンプリングｆｉｒフィルタを有する半導体集積回路、オーバサンプリングｆｉｒフィルタでフィルタリングされたデータを送信する通信システム |
| JP4722266B2 (ja) * | 2000-08-16 | 2011-07-13 | 富士通セミコンダクター株式会社 | オーバサンプリングｆｉｒフィルタ、オーバサンプリングｆｉｒフィルタの制御方法、およびオーバサンプリングｆｉｒフィルタを有する半導体集積回路、オーバサンプリングｆｉｒフィルタでフィルタリングされたデータを送信する通信システム |
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