JPH02276371A - 映像信号のクランプ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、映像信号のクランプ回路に関する。

〔発明の概要〕

本発明は、映像信号のクランプ回路において、入力映像
信号の水平ブランキング期間内でその入力映像信号が黒
レベルである間に所定のサンプリング周波数でその入力
映像信号をデジタル化して得られる複数のデジタルサン
プルデータを記憶する記憶手段と、この記憶手段から供
給されるデジタルサンプルデータと参照黒レベルとの間
の誤差を表わすデジタル誤差信号を発生する誤差信号発
生器と、この誤差信号発生器より供給されるデジタル誤
差信号を累積して累積デジタル誤差信号を発生するアキ
ュムレータと、その累積デジタル誤差信号をアナログ誤
差信号に変換するデジタル／アナログ変換器と、その水
平ブランキング期間に続く映像期間にそのサンプリング
周波数よりも小さいクロック周波数でその記憶手段から
連続的にそれら記憶された複数のデジタルサンプルデー
タがその誤差信号発生器に供給されるようにそれら記憶
された複数のデジタルサンプルデータの供給を制御する
クロック手段と、その入力映像信号がそ”の参照黒レベ
ルに近づくようにそのアナログ誤差信号をその入力映像
信号に結合する結合手段とを有し、デジタル信号の領域
でその入力映像信号の直流再生及び所謂電源ハムの除去
ができるようにしたものである。

〔従来の技術〕

第１図は水平ブランキング期間の領域にあるビデオ信号
波形の一部を示す。その水平ブランキング期間において
は、（黒レベルよりも黒い）水平同期パルスが存在する
区間を除いてその信号波形は画像の黒レベルに相当する
レベルで一定に保持しなければならない。従来その黒レ
ベルを成る参照黒レベルにクランプすることが周知であ
る。そのクランプでは２つの機能が実行される。第１の
機能は、例えばその黒レベルに（例えば６０　Ｈｚ又は
５０七の）歪んだ電源波形又は送電波形の形で重畳され
ているおそれのあるスプリアス信号（所謂ハム又はノイ
ズ）の除去である。第２の機能は直流再生即ち、その黒
レベルをそのレベルが画像の内容によって変化しないよ
うに成る参照レベルにクランプすることである。従来、
ビデオ信号のクランプを行なうためにアナログ回路が使
用されて来た。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、周知の如く、アナログ回路は温度に依っ
て不安定になる傾向がある。そこで、アナログのクラン
プ回路をデジタルのクランプ回路で補足することが既に
提案されていた。この提案によると、アナログ回路はそ
の歪んだ電源波形（電源ハム）を除去するという上述の
機能を実行し、デジタル回路は直流再生即ち直流レベル
の不安定さを解消するという上述の機能を実行する。

その既に提案されていたデジタル回路においてはアナロ
グ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器が使用されており、この
Ａ／Ｄ変換器は、時間的な基準として水平同期パルスの
先端側のエツジを用いることにより、水平ブランキング
期間のバックポーチ即ち水平同期パルスの後端のエツジ
から画像信号の開始点まで拡がるその波形の部分の所定
の位置でその信号レベルの１個のサンプルデータを保持
してデジタル化していた。そのデジタル化されたサンプ
ルデータがデジタル比較器の中で参照レベルと比較され
、その結果生じるデジタル誤差が長い時定数（例えば秒
のオーダ）を有するアナログ積分器で積分されて（画像
の多数のラインに亘って積分されて）アナログ誤差信号
が生成され、このアナログ誤差信号が黒レベルにおける
どのような誤差をも補償するために原ビデオ信号に結合
されていた。従って、その既に提案されていたデジタル
回路は１ラインにつき（バックポーチの部分で）その信
号の１個のサンプルデータだけを保持し非常に長い時間
に亘ってそれを積分する如くなしていた。そして、その
デジタル回路が直流再生だけを実行し、アナログのクラ
ンプ回路がスプリアスな電源ハムを除去する機能を実行
していた。

本発明は斯かる点に鑑み、デジタル信号の領域で直流再
生及び電源ハムの除去を行なえる映像信号のクランプ回
路を提案することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明による映像信号のクランプ回路は、例えば第２図
に示す如（、入力映像信号の水平ブランキング期間内で
その入力映像信号が黒レベルである間に所定のサンプリ
ング周波数でその入力映像信号をデジタル化して得られ
る複数のデジタルサンプルデータを記憶する記憶手段（
１８）と、この記憶手段（１８）から供給されるデジタ
ルサンプルデータと参照黒レベルとの間の誤差を表わす
デジタル誤差信号を発生する誤差信号発生器（２２）と
、この誤差信号発生器（２２）より供給されるデジタル
誤差信号を累積して累積デジタル誤差信号を発生するア
キュムレータ（２４）と、その累積デジタル誤差信号を
アナログ誤差信号に変換するデジタル／アナログ変換器
（２８）と、その水平ブランキング期間に続く映像期間
にそのサンプリング周波数よりも小さいクロック周波数
でその記憶手段（１８）から連続的にそれら記憶された
複数のデジタルサンプルデータがその誤差信号発生器（
２２）に供給されるようにそれら記憶された複数のデジ
タルサンプルデータの供給を制御するクロック手段（４
０）と、その入力映像信号がその参照黒レベルに近づく
ようにそのアナログ誤差信号をその入力映像信号に結合
する結合手段（３２，１２）とを有するものである。

〔作用〕

斯かる本発明によれば、上述の既に提案されていた構成
とは異なり、デジタル信号の領域において上述の２つの
クランプの機能即ち直流再生及び電源ハムの除去が行な
われる。そのため、その記憶手段（１８）は夫々のライ
ンの水平ブランキング期間に保持された複数のサンプル
データを記憶する。

これによってその信号にハム又はノイズが存在する場合
でも直流レベルのより正確な平均値を求めることができ
る。これらのサンプルデータはリアルタイムで得られる
。しかしながら、これらのサンプルデータの処理は水平
ブランキング期間に続く映像期間の間に実行されるので
、その処理回路は比較的遅いスピードで動作できるとい
う利点がある。個々のサンプルデータとその参照レベル
との間のどのような偏差又は誤差であってもその誤差信
号発生器（２２）の中で決定される。そして、そのアキ
ュムレータ（２４）　（これはデジタル積分器と考える
ことができる）はそれら個々の誤差を積算してそのデジ
タル／アナログ変換器（２８）に積分された誤差を供給
する。

その信号の水平ブランキング期間内のそれらサンプルデ
ータが得られる部分は好ましくはそのバックポーチ即ち
水平同期パルスの後端のエツジに続く部分である。

〔実施例］ 以下、本発明による映像信号のクランプ回路の一実施例
につき図面を参照して説明しよう。

第２図は本例のデジタル方式のビデオ信号のクランプ回
路を示し、この第２図において、信号ライン（１０）の
ビデオ人力信号をバッファアンプとして動作する差動増
幅器（１２）の非反転入力端子に供給する。その差動増
幅器（１２）の出力部をアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）
変換器（１４）の入力部に接続する。このＡ／Ｄ変換器
（１４）はその差動増幅器（１２）から供給されるその
ビデオ入力信号をサンプル化して８ビツトにデジタル化
されたビデオ信号を生成する。このデジタル化されたビ
デオ信号のサンプルデータを８ビツトのバス（１Ｇ）を
介してＦＩＦＯ（ｆｉｒｓｔ−ｉｎ＋　ｆｉｒｓｔ−ｏ
ｕｔ（先入れ先出し））レジスター（１８）の入力部に
供給する。このＦＩＦＯレジスター（１８）の出力を８
ビツトのバス（２０）を介しテ黒Ｌ／へ）Ｌ／の誤差を
プログラムできるＦＲＯＭ　（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌ
ｅ　ｒｅａｄ　ｏｎｌｙ　ｍｅｍｏｒｙ）　（２２）の
入力部に供給する。

このＦＲＯＭ　（２２）の出力をバス（２３）　（例え
ば５ビツト又はそれ以上のビットのバスである）を介し
てデジタルアキュムレータ（２４）の人力部に供給する
。

このアキュムレータ（２４）の出力部を８ビツトのバス
（２６）を介してこのアキュムレータ（２４）の入力部
に帰還するように接続する。このバス（２６）を低スピ
ードのデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器（２８）の
入力部にも接続する。このＤ／Ａ変換器（２８）の出力
を抵抗器（３０）を介して差動増幅器（３２）の非反転
入力端子に供給する。この差動増幅器（３２）の反転入
力端子に所定の参照電圧Ｖ　ｒｅｆを供給する。この差
動増幅器（３２）の出力端子を差動増幅器（１２）の反
転入力端子に接続する。コンデンサ（３４）及び縦続接
続された抵抗器（３６）よりなる周波数補償回路をその
差動増幅器（３２）の出力端子と非反転入力端子との間
に接続する。

第２図例のクランプ回路にはクランプ信号発生回路（４
０）も設けられており、このクロック信号発生回路（４
０）に入力ビデオ信号の水平同期パルス５ＹＮＣを供給
する。この水平同期パルス５ＹＮＣはその入力ビデオ信
号から周知の方法によって分離することができる。クロ
ック信号発生回路（４０）は、３種類のクロック信号即
ちビデオサンプリングクロック信号ＶＳＣＫ、バックポ
ーチサンプリングクロック信号ＢＰＳＣＫ及び処理クロ
ック信号ＰＣＫを発生する。これらの信号を夫々第３図
Ａ、　Ｂ及びＣに示す。

第２図例のデジタル方式のビデオ信号のクランプ回路は
次のように動作する。入力ビデオ信号は差動増幅器（１
２）で増幅された後に、第３図Ａに示されているビデオ
サンプリングクロック信号ＶＳＣＫによって定まる周波
数でＡ／Ｄ変換器（１４）によってデジタル化されて８
ビツトのサンプルデータに変換される。そのビデオサン
プリングクロック信号ＶＳＣＫは連続的なパルス列であ
り、これによって連続的な８ビツトのデジタル化された
ビデオ信号がバス（１６）上に供給される。バックポー
チサンプリングクロック信号ＢＰＳＣＫの制御によって
、それらサンプルデータ内の所定部分だけがＦＩＦＯレ
ジスター（１８）に供給されて書込まれる。より明確に
は、各水平ブランキング期間のバックポーチの間に予め
定められた数（例えば４個）のサンプルデータがＦＩＦ
Ｏレジスター（１８）に供給される。このため第３図Ｂ
に示す如く、その信号ＢＰＳＣＫは夫々が（例えば）４
パルスのビデオサンプリングクロック信号ＶＳＣＫより
なる一連のグループ又は連続的なまとまりより構成され
、個々のグループ又は連続的なまとまりは次のグループ
からビデオ入力信号の水平周期に等しい間隔ＩＨだけ離
れていると共に、個々のグループはバックポーチに生じ
るようにタイミング調整がなされている。

上述のように、各バックポーチで得られた入力ビデオ信
号の予め定められた数の一連のサンプルデータは各バッ
クポーチの間にリアルタイムで（即ち、デジタルビデオ
信号のサンプルスピードで）　ＦＩＦＯレジスター（１
８）に供給されて書込まれる。

その後、それらのサンプルデータが得られた水平ブラン
キング期間に続くビデオ信号の映像期間（水平ブランキ
ング期間を除く映像信号が有効な期間）に、上述の手順
でＦＩＦＯレジスター（１８）に書込まれ又は記憶され
た信号が比較的遅いスピードでそこから読出される。そ
の処理速度は処理クロック信号ＰＣＫ　（第３図Ｃ）の
周波数によって制御される。即ち、その処理クロック信
号ＰＣＫによってｐｔｐｏレジスター（１８）に記憶さ
れたサンプルデータのＰＲＯＭ　（２２）への読出しと
共に、ＰＲＯＮ　（２２）、アキュムレータ（２４）及
びＤ／Ａ変換器（２８）の動作が制御される。処理を映
像期間の全期間に亘って行なえるようにしてひいては処
理回路が可能な限り遅いスピードで動作できるようにす
るために、その処理クロック信号ＰＣＫの周波数はビデ
オ入力信号の水平周波数のｎ倍に等しく設定される。

この場合、ｎはＦＩＦＯレジスター（１８）に記憶され
るデジタルのサンプルデータの数である。従って本例で
は、そのＦＩＦＯレジスター（１８）に４個のサンプル
データが記憶されることが仮定されているため、クロッ
ク信号ＰＣＫの周波数は水平周波数の４倍になる。実際
には、この周波数は映像期間内に全てのサンプルデータ
の処理を行なうためにそのクロック信号ＰＣＫに要求さ
れる最小の周波数である。その周波数は実際にはより高
くともよい。代表的な例としては、１００ｋＨｚ付近の
周波数がその処理クロック信号ＰＣＫ用に使用できる。

黒レベル誤差用のＦＲＯＭ　（２２）はバス（２３）上
に（好ましくは２の補数の形式で）誤差信号を出力し、
この誤差信号はＦＩＦＯレジスター（１８）からそのＦ
ＲＯＭ（２２）に読出された各サンプルデータの参照黒
レベルからの何らかの誤差の大きさ及び符号を示す。

ビデオ入力信号が輝度信号Ｙである場合には、８ビツト
の信号を表わすＯ〜２５５の目盛を用いてその参照レベ
ルは１６に設定される。従って、例えば成るサンプルデ
ータのレベルが１５であるときにはバス（２３）上の誤
差信号は−１を表わし、そのサンプルデータのレベルが
１７であるときにはバス（２３）上の誤差信号は＋１の
レベルを表わす。そのサンプルデータのレベルはゼロ（
誤差では−１６に相当する）より小さくなり得ないため
、この特別な場合にはバス（２３）は５ビツトのバスで
ありさえすればよいが、他の場合にはバス（２３）とし
てより多ビットのバスを使用する方がよいことがある。

アキュムレータ（２４）に供給される一連の誤差信号は
、それまでの誤差の累積的な和をバス（２６）を介して
そのアキュムレータ（２４）の入力部にフィードバック
することによりそれまでの誤差の累積的な和に加算され
、そのアキュムレータの出力部に累積的なデジタル誤差
信号が生成される。この累積的なデジタル誤差信号はＤ
／Ａ変換器（２８）によって（処理クロック信号ＰＣＫ
のスピードで）アナログ信号に変換される。このアナロ
グの累積誤差信号はその後差動増幅器（３２）によって
増幅されて差動増幅器（１２）の反転入力端子に供給さ
れ、これによってフィードバックループが閉じてこの増
幅されたアナログの累積誤差信号は入力ビデオ信号の黒
レベルが参照黒レベルに近付くようにこの入力ビデオ信
号に結合される。

コンデンサ（３４）及び抵抗器（３６）によって構成さ
れる周波数補償回路によって上述のフィードバックルー
プの過渡応答特性が改善される。その周波数補償回路に
関して、差動増幅器（３２）は非常に短い時間（１０μ
ｓｅｃのオーダ）だけ積分を行なう積分器として動作す
る。この回路によって入力信号に重畳されている（６０
セ又は５０）［ｚの）略１■の電源又は送電ハムに対処
できるようになる。そのフィードバックループによって
５０　）ｆｚではＩＶの電圧変化に対処することができ
る。その結果化じるデジタル誤差によってはどのような
過負荷も発生しない。本例の回路は数１０Ｈｚの周波数
の変化を処理しているため、高い周波数成分の補償を行
ないそのフィードバックループを安定化するためにバン
ド幅制御を行なう必要がある。けだし、差動増幅器（３
２）はある範囲まで積分器として動作しているからであ
る。その周波数補償回路（３４，３６）によってこの機
能が実行されてそのフィードバックループの不安定な動
作が防止される。その周波数補償回路（３４，３６）に
よってＤ／Ａ変換器（２８）の出力部に生じる階段状の
電圧変化が滑らかな変化に変わり、差動増幅器（１２）
の反転入力端子に供給される補償信号へのその段階状の
電圧変化の混入が防止される。

第２図を参照して上述した回路は種々の入力ビデオ信号
を処理することができる。その入力ビデオ信号は例えば
複合カラービデオ信号であってもよい。この場合、バッ
クポーチは黒レベルの信号とこの黒レベルに重畳された
カラーバーストとよりなる。通常、このカラーバースト
はクランプを行なうためフィルタによって除かれる。本
例の回路によればそのカラーバーストが除去されている
か否かに拘らず有効にクランプが行なわれる。しかしな
がら、そのカラーバーストが除去されていない場合には
、本例の回路を有効にカラー副搬送波信号自体が除去で
きるように調整する必要がある。これは次のようにして
実行される。即ち、Ａ／Ｄ変換器（１４）にて実行され
るサンプリングの周波数ｆｓがｐｆｓｃに等しくｆ８．
がカラー副搬送周波数である場合、ＦＩＦＯレジスター
（１８）の中に記憶されるサンプルデータの数をそのｐ
自体又はそのｐの整数倍に等しくなるように設定すれば
よい。

こうすることにより（他の場合には誤差を生じるおそれ
がある）カラーバーストの消去がなされる。

即ち、これによって実質的に副搬送波信号用のノツチフ
ィルタ動作が実行される。

第２図の回路が複合カラー人カビデオ信号を処理してい
る場合、ＦＲＯＭ　（２２）内で設定される参照黒レベ
ルはＮＴＳＣ方式に対しては６０．ＰＡＬ方式に対して
は６４になる。

第２図例の回路はコンポーネントビデオ信号をも扱うこ
とができる。例えば、その回路はＲＧＢ信号を扱うこと
ができ、この場合にはそのＦＲＯＭ（２２）内で°設定
される黒参照レベルは°Ｒ，Ｇ及びＢの何れの信号に対
しても１６になる。その回路は輝度信号Ｙ及び色差信号
（例えばＵ／Ｖ）をも扱うことができ、この場合、その
ＦＲＯＭ　（２２）内で設定される参照黒レベルは輝度
信号に対しては１６、色差信号に対しては１２８になる
。

コンポーネントビデオ信号を処理するためには、第２図
例の回路を各コンポーネント毎に用意してもよい、即ち
、例えば３個の同じような回路を用意して個々の回路が
夫々Ｒ，Ｇ及びＢの色信号を処理するか、又はＹ、　Ｕ
及び■の信号を処理するようになしてもよい。一方、上
述の回路では処理速度が遅い部分が含まれているので、
冗長な回路構成を最小限にするためにそれら複数のコン
ポーネント間で処理速度が遅くとも要素を共通化するこ
とができる。より詳細に述べるに、そのような回路は第
２図を参照して述べた３個の回路から構成されるが、Ｐ
ＲＯＭ　（２２）、アキュムレータ（２４）及びＤ／Ａ
変換器（２８）はそれら３個の回路の間で時分割多重的
に共通に使用される。

上述の回路に関して、複数の８ビツトの信号が供給でき
、これら複数の信号が変換されて異なる出力部に供給さ
れると共にこれら出力部の何れをも選択できるマルチポ
ート型のＤ／Ａ変換器を標準品として使用することがで
き、この場合、そのようなり／Ａ変換器によって３組の
信号のマルチプレクス処理を問題なく行なうことができ
る。同様に、３個の入力信号のマルチプレクス処理を１
個のＦＲＯＭで問題なく行なうことができる。従って例
えば、３個の個別のＦＩＦＯレジスターから夫々出力さ
れるＲ、Ｇ及びＢ信号は円滑に個別の出力部から多重的
に共通のバスに供給されて、そのパスから共通の黒レベ
ル誤差用のＲＰＯＭへ供給される。

このＦＲＯＭから出力される信号は３組の処理結果を記
憶するために（１個ではなく）３個のレジスター分の遅
延時間を有するアキュムレータに供給され、これら３組
の処理結果はその後連続的に３個の出力部に夫々処理結
果を出力する共通のＤ／Ａ変換器に供給され、これら３
個の出力部に生じる信号は夫々別体の３個の回路中の差
動増幅器（３２）に供給される。

そのような多重処理を行なう回路のアキュムレータにつ
いてより詳細に検討するに、１個の回路用のアキュムレ
ータの回路構成としては第４図に示す如く加算器（４０
）にレジスター（４２）を図示の如（接続した構成が考
えられる。Ｒ，Ｇ及びＢ信号を多重処理するためには、
第５図に示すアキュムレータを使用することができる。

この第５図例はＲ，Ｇ及びＢ信号用に夫々（計３個の）
レジスター（４２）が配されて、Ｒ，Ｇ及びＢ信号が順
次処理される点を除いて第４図例と同じである。

第２図を参照して説明した回路を組立てて試験した結果
、良好に動作することが確認された。その回路は全てデ
ジタル信号の領域で直流再生及び電源ハム又はノイズの
除去を行なうためにビデオ信号のクランプを行なう。

従って、アナログ信号の領域での処理が大きく簡略化さ
れ、複雑なハードウェアを使用する必要がない。本例の
回路はまた本質的にリニア領域で動作し、大きな入力信
号の誤差に対しても通常の線形方程式に従って動作する
。更に、各バックポーチで数個のサンプルデータを得る
ようにした場合には、純粋にアナログのクランプ回路を
用いる場合よりもノイズ誤差を良好に平均化することが
できる。

尚、本発明は上述実施例に限定されず、本発明の要旨を
逸脱しない範囲で種々の構成を取り得ることは勿論であ
る。

〔発明の効果］ 本発明によれば、デジタル信号の領域で直流再生及び電
源ハム等の除去が実行できる利益がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は水平ブランキング期間の領域にあるビデオ信号
波形の一部を示す信号波形図、第２図は本発明の一実施
例のデジタル方式のビデオ信号のクランプ回路を示す構
成図、第３図は第２図例で生成される種々のクロック信
号のタイミングチャート図、第４図は第２図例で使用さ
れるアキュムレータの一例を示す構成図、第５図はビデ
オ信号の複数のコンポーネントのクランプを行なう回路
であって且つ所定の部分を共通に使用する回路に使用で
きるアキュムレータの変形例を示す構成図である。 （１６）はＡ／Ｄ変換器、（１８）はＦＩＦＯレジスタ
ー（２２）は黒レベル誤差用ＦＲＯＭ、（２４）はアキ
ュムレータ、（２８）はＤ／Ａ変換器、（３２）は差動
増幅器、（４０）はクロック信号発生回路である。 Ａ −一用且用且し−−−−＝ｌ用且−−−■ＳＣに 第 図 第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力映像信号の水平ブランキング期間内で上記入力映像
   信号が黒レベルである間に所定のサンプリング周波数で
   上記入力映像信号をデジタル化して得られる複数のデジ
   タルサンプルデータを記憶する記憶手段と、 該記憶手段から供給されるデジタルサンプルデータと参
   照黒レベルとの間の誤差を表わすデジタル誤差信号を発
   生する誤差信号発生器と、 該誤差信号発生器より供給されるデジタル誤差信号を累
   積して累積デジタル誤差信号を発生するアキュムレータ
   と、 上記累積デジタル誤差信号をアナログ誤差信号に変換す
   るデジタル／アナログ変換器と、 上記水平ブランキング期間に続く映像期間に上記サンプ
   リング周波数よりも小さいクロック周波数で上記記憶手
   段から連続的に上記記憶された複数のデジタルサンプル
   データが上記誤差信号発生器に供給されるように上記記
   憶された複数のデジタルサンプルデータの供給を制御す
   るクロック手段と、 上記入力映像信号が上記参照黒レベルに近づくように上
   記アナログ誤差信号を上記入力映像信号に結合する結合
   手段と を有することを特徴とする映像信号のクランプ回路。