AT396044B - Schaltungsanordnung zur demodulation und filterung digitaler farbartsignale - Google Patents

Description

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DieErfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Demodulation und Filterung digitaler Farbartsignale in einem Farbfernsehempfänger mit einer Quelle von Farbbezugssignalen, einer Quelle von digitalen Farbartsignalen, einem ersten Taktsignalgenerator, der ein erstes Taktsignal mit einer ersten Phasenlage in Bezug auf das Farbbezugssignal erzeugt, und einem zweiten Taktsignalgenerator, der ein zweites Taktsignal mit einer zweiten Phasenlage in Bezug auf das Farbbezugssignal erzeugt, einem Farbsignal-Demodulator und einer Filteranordnung.

Aus verschiedenen Gründen, die mit Faktoren wie Bandbreite, Arbeitsgeschwindigkeit und Kompliziertheit Zusammenhängen, sind Verarbeitungsschaltungen für Femsehsignale üblicherweise in Analogtechnik ausgeführt. Mit der Entwicklung immer schnellerer Analog/Digital-Wandler und mit den jüngsten Fortschritten in der Technik der Großintegrationsschaltungen ist jedoch die Realisierung von Femsehschaltungen in Digitaltechnik möglich geworden. Während man beim Bau von Femseh-ZF-Schaltungen aus Gründen der Brandbeite immer noch auf die Analogtechnik angewiesen ist, kann man zur Verarbeitung der Basisband-Videosignale gut die Digitaltechnik anwenden. ln einem Empfänger mitdigitaler Basisband-VerarbeitungerfolgtdieUmwandlung des demodulierten Videosignals in ein Digitalsignal mittels eines Analog/Digital-Wandlers (A/D-Wandler), der das Videosignal mit einer Frequenz abfragt, die größer oder gleich der Nyquist-Samplingfrequenz ist (z. B. muß ein NTSC-Videosignal von 4,2 MHz mit einer Frequenz von mindestens 8,4 MHz abgefragt werden). Das Abfragen eines analogen Signals mit der Nyquist-Samplingfrequenz oder einer höheren Frequenz stellt sicher, daß durch den Abfragevorgang keine Information verlorengeht. Das digitalisierte Videosignal wird dann durch digitale Filterung, z. B. mittels eines digitalen Kammfilters, in seine Leuchtdichte- und Farbartkomponenten getrennt. Die Leuchtdichte und Farbartkomponenten können dann in gesonderten digitalen Signalwegen verarbeitet werden, in Analogform nickgewandelt und in einer Matrixschaltung wiedervereinigt werden, um die Rot-, Grün- und Blau-Farbsignale R, G und B für die Ansteuerung der Bildröhre im Empfänger zu erzeugen.

Die Farbartkomponente des zusammengesetzten Videosignals erscheint als Quadratur-Amplitudenmodulation eines unterdrückten Hilfsträgers. Sie enthält zwei für die Farbe charakteristische Signale (z. B. das I-Signal und das Q-Signal bei einem NTSC-Videosignal), die zwei um 90° zueinander versetzten Phasen des Hilfsträgers als Amplitudenmodulation aufgeprägt sind (in einem NTSC-Videosignal hat dieser Farbhilfsträger eine Frequenz von 3,58 MHz). Im zusammengesetzten Videosignal wird außerdem eine Phasenbezugsinformation übertragen, und zwar als Schwingungsimpuls oder "Burst" des Hilfsträgers mit einer vorbestimmten Phase (z. B. -(B-Y) in einem NTSC-Videosignal). Um die R-, G- und B-Farbinformationen aus der Farbartkomponente abzuleiten, muß diese Komponente daher sowohl demoduliert als auch gefiltert werden.

Im Farbartkanal werden die digitalen Farbsignale vor der Demodulation im allgemeinen einer Verstärkung und Bandfilterung oder Versteilerung unterworfen. Anschließend erfolgt eine Demodulation bei gewählten Phasenwinkeln desFarbhilfsträgersignals, um entweder die beiden "Farbmischungssignale" I undQ (In-Phase-Signal und Quadratur-Signal) oder die beiden Farbmischungssignale R-Y und B-Y (Farbdifferenzsignale) zu erzeugen. Die demodulierten Farbmischungssignale werden dann gefiltert, um hochfrequentes Rauschen aus den Signalen zu entfernen. Im Falle der I- und Q-Signale hat das-I-Signal eine Bandbreite von 1,5 MHz und das Q-Signal eine Bandbreite von 0,5 MHz. Die Farbdifferenzsignale haben beide jeweils eine Bandbreite von 0,5 MHz. Die Farbdifferenzsignale können dann miteinander kombiniert werden, um das Differenzsignal G-Y zu bilden, und alle drei Differenzsignale können dann in Analogform rückgewandelt, zur Entfernung von Abffageffequenz-Komponen-ten gefiltert und mit dem Leuchtdichtesignal Y matriziert werden, um die Farbsignale R, G und B zu erzeugen. Bei Verwendung der gefilterten I- und Q-Signalekönnen diese Signale in Analogform rückgewandelt, zurUnterdrückung von Abfragefrequenz-Komponenten gefiltert und dann mit dem Leuchtdichtesignal Y matriziert werden, um die Signale R, G und B zu bilden.

Ziel der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art vorzuschlagen, die eine sichere Verarbeitung digitaler Farbartsignale ermöglicht.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß ein erstes digitales Filter vorgesehen ist, dessen Eingänge mit da- Quelle der digitalen Farbartsignale und dem ersten Taktsignalgenerator verbunden sind und dessen Ausgang ein erstes demoduliertes und gefiltertes Farbmischsignal liefert, welches Filter ein als Folge von Zeitverzögerungs-gliedem dienendes erstes Schieberegister, durch welches Abtastsignaledes digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das erste Taktsignal geschoben werden, eine mit den Ausgängen des ersten Schieberegisters verbundene Bewertungseinrichtung, die die an den Ausgängen des Schieberegisters auftretenden Signale unterschiedlich bewertet und eine Kombiniereinrichtung aufweist, die mit den Ausgängen der Bewertungseinrichtung verbunden ist und die an diesen erscheinenden Signalen nach deren Wertigkeit miteinander kombiniert und an ihrem Ausgang ein erstes demoduliertes und gefiltertes Farbmischsignal liefert, daß ein zweites digitales Filter vorgesehen ist, dessen Eingänge mit der Quelle des digitalen Farbartsignals und dem zweiten Taktsignalgenerator verbunden sind und das an seinem Ausgang ein zweites demoduliertes und gefiltertes Farbmischsignal liefert, welches Filter ein zweites Schieberegister, durch welches Abtastsignale des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das zweite Taktsignal geschoben werden, eine zweite Bewertungseinrichtung, die mit den Ausgängen des zweiten Schiebe- -2- 55

AT 396 044 B registers verbunden ist und an diesen Ausgängen erscheinende Signale bewertet, und eine Kombinationseinrichtung aufweist, die mit den Ausgängen der Bewertungseinrichtung verbunden ist und die an deren Ausgängen erscheinenden Signale nach deren Wertigkeit kombiniert und deren Ausgang das zweite demodulierte und gefilterte Farbmischungssignal liefert. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist Bestandteil eines Systems, welches 5 eine Quelle der zu demodulierenden und zu filternden Digitalsignale und eine Quelle für Bezugssignale enthält, die eine vorbestimmte Phasenbeziehung gegenüber den S ignalen haben. Die erfindungsgemäße Anordnung enthält eine Einrichtung, die auf die Bezugssignale anspricht, um ein Taktsignal mit einer vorbestimmten Phasenbeziehung zu den Bezugssignalen zu erzeugen. Die Anordnung enthält außerdem ein digitales Filter, welches Eingänge zum Empfang der Digitalsignale und des Taktsignals aufweist und welches an seinem Ausgang die demodulierten und 10 gefilterten Signale liefert.

Es kann ein digitales "Filter mit begrenzter Impulsansprache" (abgekürzt FIR-Filter von engl.: Finite Impulses Response) vorgesehen werden, welches die Farbmischungssignale in einem Fernsehempfänger sowohl demoduliert als auch filtert Ein solches Filter kann eine Anordnung mit bewerteten (gewichteten) Eingangs-Anzapfungen oder mit bewerteten Ausgangs-Anzapfungen sein. Bei der hier behandelten Ausführungsform der Erfindung wird ein FIR-15 Filter mit bewerteten Ausgangs-Anzapfungen verwendet, wobei Abfragewerte des abgetrennten digitalen Farbartsignals in ein erstes und ein zweites Register derart eingeschleust werden, daß das erste Register Abfragewerte eines ersten Farbmischungssignals und das zweite Register Abfragewerte eines zweiten Farbmischungssignals enthält Ausgangs-Anzapfungen führen von den Ausgängen verschiedener Stufen des ersten und des zweiten Registers zu Bewertungsfunktionsschaltungen. Die jedem Register zugeordneten Bewertungsfunktionsschaltungen 20 sind ihrerseits mit zugehörigen Kettenschaltungen aus Addierern gekoppelt, welche die bewerteten Abfragewerte kombinieren, um an einem letzten oder Ausgangs-Addierer eine Tiefpaßcharakteristik zu erhalten, die für das jeweilige Farbmsichungssignal geeignet ist. Die beiden digitalen Register sind entsprechend ihrer jeweiligen Impulsansprache-Charakteristik zeitlich miteinander ausgerichtet, um die gefilterten Farbmischungssignale in einer richtigen zeitlichen Beziehung zueinander zu erzeugen. 25 Die Taktsignale, welche die Abfragewerte in die Register einschleusen, stehen in einer vorbestimmten zeitlichen

Beziehung zueinander. Die Taktsignale können von von einer phasensynchronisierten Schleife abgeleitet werden, die ein Signal erzeugt, welches in seiner Phase mit dem Farbsynchronsignal (Farbburst) ausgerichtet ist. Die Phase des Signals der phasensynchronisierten Schleife kann durch eine Farbton-Steuerschaltung verstellt und dann um ein gegebenes Verzögerungsmaß phasenverschoben werden, um das Signal mit dem gewünschten nominellen 30 Demodulations winkel auszurichten. Das phasenverschobene Signal wird in seiner Frequenz auf ein Vielfaches der

Hilfsträgerfrequenz umgesetzt, um ein Abffagesignal für den Analog/Digital-Wandler zu erzeugen. Das mit dem Vielfachen der Hilfsträgerfrequenz auftretende Signal hat mehrere Perioden während der Zeit einer Periode des phasenverschobenen Signals. Bestimmte Perioden des mit dem Vielfachen der Hilfsträgerfrequenz auftretenden Signals werden mit der Frequenz des Farbhilfsträgers durch eine Torschaltung zur digitalen Filteranordnung 35 durchgelassen, wo sie als Taktsignale für die beiden Register der Farbmischungssignale verwendet werden.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert. Fig. 1 zeigt in Blockform einen Teil eines Fernsehempfängers, der eine erfmdungsgemäße digitale Verarbeitungseinrichtung für Basisband-Signale enthält; Fig. 2 zeigt, teilweise in Blockform, eine Taktgeberanordnung, die sich zur Verwendung im Fernsehempfänger nach Fig. 1 eignet und gemäß der Erfindung aufgebaut ist; Fig. 3 zeigt das 40 Schaltbild einer im Taktgeber nach Fig. 2 verwendbaren logischen Schaltungsanordnung für I- und Q-Taktsignale;

Fig. 4 zeigt, teilweise in Blockform eine erfmdungsgemäß aufgebaute digitale Demodulator- und Filteranordnung fiirFarbsignale;Fig.5ist ein Zeigerdiagramm desFarbdemodulators;Fig.6zeigt Wellenformen zur Veranschaulichung des Betriebs der Anordnungen nach den Figuren 2 bis 4; Fig. 7 zeigt in Blockform das Netzwerk der Bewertungsund Addierer-Schaltungen des Q-Filters nach Fig. 4; Fig. 8 zeigt in Blockform das Netzwerk der Bewertungs- und 45 Addiererschaltungen des I-Filters nach Fig. 4; Fig. 9 zeigt in Blockform nähere Einzelheiten der mittelwertbildenden

Schaltungen nach Fig. 4; Fig. 10 zeigt den Frequenzgang der Amplitude des Q-Filters nach Fig. 4; Fig. 11 zeigt den Frequenzgang der Amplitude des I-Filters nach Fig. 4.

Beim Fernsehempfänger nach Fig. 1 wird ein Femsehsignal von einer Antenne (10) aufgefangen und nacheinander in einem Tuner (12), in ZF-Schaltungen (14) und in einem Videodetektor (16) verarbeitet, wobei diese 50 Einheiten in herkömmlicher Weise aufgebaut sind. Das demodulierte Videosignal am Ausgang des Detektors (16) wird auf den Eingang eines Analog/Digital-Wandlers (A/D-Wandler) (20) gegeben. Der A/D-Wandler (20) fragt das Videosignal miteiner Frequenz ab, die gleich dem Vierfachen der Farbhilfsträgerfrequenz ist (gleich 4fgc), und liefert mit dieser Abfragefrequenz digitale Abfragewerte. Jeder Abfragewert ist ein Digitalwort aus z. B. 8 Bits, die parallel erscheinen. Bei einem 8-Bit-System wird das analoge Videosignal in 256 diskrete Pegel quantisien. Der 4fsc-Ab-55 fiagetakt für den A/D-Wandler (20) wird durch einen Taktgeber (22) erzeugt, der das entsprechende Taktsignal in Phasen- und Frequenzsynchronisation mit dem Farbburst des vom Videodetektor (16) kommenden analogen Videosignals liefert. -3-

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Das vom A/D-Wandler (20) erzeugte digitalisierte Videosignal wird auf einen Eingang eines digitalen Kammfilters (24) gegeben, das so aufgebaut sein kann, wie es in der Arbeit "Digital Television Image Enhancement" von John P. Rossi, erschienen in 84 SMPTE, Seiten 545-51 (1974), beschrieben ist. Das Kammfilter (24) liefert ein abgetrenntes Leuchtdichtesignal (Y), das an eine Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschaltung (26) gelegt wird. Diese Verarbeitungsschaltung (26) spricht auf ein Kontraststeuersignal an, das von einem durch den Benutzer eingestellten Kontrastregler kommt, und erzeugt ein verarbeitetes Leuchtdichtesignal, das an die Eingänge eines Digital/Analog-Wandlers (D/A-Wandler) (28) gelegt wird. Das nun in Analogform vorliegende Leuchtdichtesignal wird in einem Tiefpaßfilter (30) gefiltert, um Komponenten der Abfragefrequenz zu entfernen, und gelangt anschließend als verarbeitetes Leuchtdichtesignal (Y') an einen Eingang einer Matrixschaltung (60).

Das Kammfilter (24) liefert außerdem ein abgetrenntes Farbartsignal (C), das an den Eingang eines Farbartsignalverstärkers (32) gelegt wird. Dieser Verstärker (32) verstärkt das Farbartsignal abhängig von einem Farbsättigungs-Steuersignal, das von einem durch den Benutzer gesteuerten Farbsättigungsregler kommt, und liefert das verstärkte Farbartsignal an den Eingang einer digitalen Farbartsignal-Versteilerungsschaltung (34). Diese Versteilerungsschaltung (34) ist ein digitales Filter, welches die an dieser Stelle gültige Ansprachecharakteristik für das Farbartsignal modifiziert, um die Ansprachecharakteristik der ZF-Schaltungen (14) zu kompensieren. Die ZF-Schaltungen legen nämlich im allgemeinen dieFarbhilfsträgerfrequenz auf die untere (d. h. an der niedrigfrequenten Seite befindliche) Flanke des ZF-Durchlaßbereichs, wodurch die Farbseitenbänder eine Dämpfung von 6dB pro Oktave bekommen. Die Farbartsignal-Versteilerungsschaltung (34) kompensiert diese Dämpfung, um dem Farbartsignal einen im wesentlichen flachen Frequenzgang der Amplitude zu geben. Wenn die ZF-Schaltungen (14) so ausgelegt sind, daß sie einen im wesentlichen flachen Frequenzgang der Amplitude für Farbartsignale bringen, dann kann die Versteilerungsschaltung (34) durch ein Farbart-Bandfilter ersetzt werden, dessen Durchlaßkurve um die Farbhilfsträgerfrequenz liegt.

Die versteilerten oderbandpaß-gefilterten Farbartsignale werden dann an den Eingang eines I-Q-Demodulators (40)gelegt.DerI-Q-DemodulatordemoduliertdasFarbartsignalinseineBasisband-Signalkomponenten(I)und(Q). Das demodulierte I-Signal wird auf den Eingang eines I-Filters (42) mit begrenzter Impulsansprache (FIR-Filter) gegeben, und das demodulierte Q-Signal wird an den Eingang eines Q-Filters (44) gelegt, das ebenfalls ein Filter mit begrenzter Impulsansprache ist (FIR-Filter). Das I-Filter hat einen Durchlaßbereich, der sich von 0 bis ungefähr 1,5 MHz erstreckt, während sich der Durchlaßbereich des Q-Filters von 0 bis 0,5 MHz erstreckt. Das I- und das Q-Filter unterdrücken hochfrequente Rauschanteile, die in den Farbmischungssignalen (I) und (Q) enthalten sind, und zwar wegen der großen Bandbreite der vorangehenden Verarbeitungsschaltungen.

Die gefilterten I- und Q-Signale werden in jeweils einem zugehörigen D/A-Wandler (46) bzw (48) in Analogsignale umgewandelt, und diese Analogsignale werden anschließend in Tiefpaßfiltem (SO) und (52) gefiltert, um Komponenten der Abfragefrequenz zu entfernen. Die resultierenden Signale (I') und (Q') werden auf die Matrixschaltung (60) gegeben, worin sie mit dem Signal (Y') matriziert werden, um die Ausgangssignale (R, G) und (B) zu bilden. Die Matrixschaltung (60) kann z. B. eine mit ohmschen Widerständen gebildete signalkombinierende Matrix sein.

Der Taktgeber (22) nach Fig. 1 ist ausführlicher in Fig. 2 dargestellt. .Der Videodetektor (16) liefert das demodulierte Videosignal an eine Synchronsignal-Abtrennstufe (200) undan einFarbart-Bandfilter (202). Die in der Stufe (200) abgetrennten Ablenk-Synchronsignale (Synchronimpulse) steuern eine Torschaltung (204) an, so daß diese den Farbburst des vom Farbart-Bandfilter (202) gelieferten Farbartsignals an einen Phasendetektor (212) durchläßt. Der Phasendetektor (212) ist mit einem Filter (214) und einem spannungsgesteuerten Oszillator (216) in einer phasensynchronisierten Schleife angeordnet, um den Oszillator (216) zu veranlassen, ein Bezugssignal mitder Farbhilfsträgerfrequenz zu erzeugen, welches mit dem Farbburst phasensynchronisiert ist.

Dieses Farbbezugssignal wird einer Farbton-Steuerschaltung (220) zugeführt, welche die Phase des Bezugssignals entsprechend derEinstellung eines vom Benutzer verstellbaren Farbtonreglers (222) verschiebt Das auf diese Weise farbtonjustierte B ezugssignal wird auf einen Rechteckumformer (224) gegeben, der einen Kondensator (226) und einen Vergleicher (228) enthält. Der Kondensator koppelt das Bezugssignal wechselstrommäßig auf einen Eingang des Vergleichers (228), so daß das Signal dort um einen Referenzspannungspegel (Massepotential) schwingt Da der zweite Eingang des Vergleichers mit Masse gekoppelt ist, liefert der Vergleicher am Ausgang eine rechteckwellenförmige Version des Bezugssignals.

Der Ausgang des Rechteckumformers (224) ist mit dem Eingang eines Verzögerungsgliedes (230) und mit dem Eingang einer Steuerlogik (250) gekoppelt. Das Verzögerungsglied (230) verschiebt diePhasedes Bezugssignals um 57° zur Demodulation des Farbartsignals entlang der I- und Q-Achsen. Das so phasenverschobene Bezugssignal wird auf den Eingang eines Phasendetektors (242) gegeben, der Bestandteil einer phasensynchronisierten Schleife (240) ist Die phasensynchronisierte Schleife (240) enthält außerdem ein Filter (244), einen spannungsgesteuerten Oszillator (246) und einen Frequenzteiler (248). Die Anordnung ist so getroffen, daß der spannungsgesteuerte Oszillator (246) ein Abfragesignal erzeugt, dessen Frequenz gleich dem Vierfachen der Frequenz des Bezugssignals -4-

AT 396 044 B ist (also gleich 4fgc) und dessen Phase mit der Phase des an den Phasendetektor (242) gelegten Bezugssignals ausgerichtet (d. h. synchronisiert) ist. Beim NTSC-System hat das Bezugssignal eine Frequenz von 3,58 MHz, so daß in diesem Fall das Abfragesignal 4fsc eine Frequenz von 14,32 MHz hat, Das Abfragesignal 4fgc wird, wie in Fig. 1 gezeigt, dem A/D-Wandler (20) zugeführt und außerdem an Eingänge von UND-Gliedern (252) und (254) gelegt, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Die UND-Glieder (252) und (254) empfangen außerdem Ausgangssignale von der Steuerlogik (250), um ausgewählte Exemplare der Impulse des Abfragesignals an die I- und Q-FIR-Filter (42) und (44) durchzugeben.

Die Steuerlogik (250) und ihre Verbindungen mit den UND-Gliedern (252) und (254) sind ausführlicher in Fig. 3 dargestellt. Ein Flipflop (256) vom D-Typ ist mit seinem D-Eingang (Dateneingang) an eine den Logikpegel (Binärwert) "1" liefernden Spannungsquelle angeschlossen, während sein C-Eingang (Takteingang) das vom Rechteckumformer (224) kommende rechteckwellenförmige 3,58 MHz-Bezugssignal empfängt. Der Q-Ausgang des Flipflops (256) ist mit einem Eingang des UND-Gliedes (252) verbunden.

Der Ausgang des UND-Gliedes(252)istmitdemTakteingangeinesJK-Flipflops(258) gekoppelt. Der J-Eingang dieses Flipflops (258) liegt an einer denLogikpegel" 1" liefernden Spannungsquelle, und sein K-Eingang ist mit einer den Logikpegel "0" liefernden Spannungsquelle verbunden. Der Q-Ausgang des Flipflops (258) führt zu einem Eingang des UND-Gliedes (254), und der Q-Ausgang des Flipflops ist mit dem Rücksetzeingang (R) des D-Flipflops (256) gekoppelt.

Der Ausgang des UND-Gliedes (254) ist mit dem Takteingang eines zweiten JK-Flipflops (259) gekoppelt. Der J-Eingang des Flipflops (259) ist an eine den Logikpegel "1" liefernde Spannungsquelle angeschlossen, und der K-Eingang dieses Flipflops ist an eine den Logikpegel "0" liefernde Spannungsquelle angeschlossen. Der Q-Ausgang des Flipflops (259) ist mit den Rücksetzeingängen (R) der JK-Flipflops (258) und (259) gekoppelt

Die Arbeitsweise der taktsignalerzeugenden Anordnung nach den Figuren 2 und 3 sei nachstehend anhand des Zeigerdiagramms nach Fig. 5 und anhand der Wellenform nach Fig. 6 erläutert. Die phasensynchronisierte Schiede (210) erzeugt ein Bezugssignal fsc, welches in Phase und Frequenz mit dem Farbburst synchronisiert und durch die Wellenform (260) in Fig. 6a dargestellt ist. Die Fig. 5 zeigt, daß die Farbdifferenzsignale -(B-Y) und B-Y wiedergewonnen werden könne, indem man das Farbartsignal bei 0° und 180° der Phase des mit dem Farbburst synchronisierten Bezugssignals fgc demoduliert. Die Farbdifferenzsignale R-Y und -(R-Y) können wiedergewonnen werden, indem man das Farbartsignal bei +90° und -90° der Phase des Bezugssignals fsc demoduliert. Wenn die Phase des Bezugssignals fsc um 57° verschoben ist, wie es durch das Verzögerungsglied (230) bewirkt wird, dann können die Farbmischungssignale (I) und (-1) wiedergewonnen werden, indem man dasFarbartsignal bei 0° und 180° derPhasedes phasen verschobenen Bezugssignals demoduliert. In ähnlicher Weise können dieFarbmischungssignale (Q) und (-Q) wiedergewonnen werden, indem man das Farbartsignal bei +90° und -90° der Phase des phasenverschobenen Bezugssignals demoduliert. Diese Demodulations-Phasenwinkel sind in Fig. 6a an dem mit dem Farbburst synchronisierten Bezugssignal fsc eingetragen. Für das hier beschriebene Beispiel sei angenommen, daß der Farbtonregler (222) eine Einstellung hat, bei welcher das Bezugssignal fsc keine Phasenverschiebung in der Farbton-Steuerschaltung (220) erfahrt. Das Bezugssignal fsc wird im Rechteckumformer (224) zu einer Rechteckwelle umgeformt, wie sie mit der Wellenform (266) in Fig. 6d dargestellt und mit dem eingekreisten Buchstaben (d) in Fig. 2 symbolisiert ist. Das rechteckwellenförmige Bezugssignal (266) wird an das Verzögerungsglied (230) gelegt, welches eine phasenverschobene Rechteckwelle eizeugt, wie sie mit der Wellenform (268) in Fig. 6e dargestellt und mit dem eingekreisten Buchstaben (e) in Fig. 2 symbolisiert ist. Die phasensynchronisierte Schleife (240) erzeugt ein 14,32 MHz-Abfragesignal, wie es in Fig. 6c mit der Wellenform (264) dargestellt und in Fig. 2 mit dem eingekreisten Buchstaben (c) symbolisiert ist. Da das Bezugssignal durch das Verzögerungsglied (230) auf die I-Achse phasenverschoben wurde, sind die Impulse des Abffagesignals 4fgc so ausgerichtet, daß sie die Signale (I, Q, -I) und (-Q) in einer Weise abfragen wie es die Fig. 6c in Bezug auf die Wellenform (260) nach Fig. 6a zeigt. Wenn es gewünscht ist, die Farbdifferenzsignale zu demodulieren, dann kann das Verzögerungsglied (230) aus der Anordnung nach Fig. 2 entfernt werden, wodurch das Abfragesignal 4^ eine solche Phase bekommt, daß die Signale -(B-Y), R-Y, B-Y und (-R-Y) wiedergewonnen werden, wie es die Fig. 6b zeigt

Das mit der Wellenform (266) in Fig. 6d gezeigte Bezugssignal fgc wird an den C-Eingang des D-Flipflops (256) in Fig. 3 gelegt, so daß dieses Flipflop beim Erscheinen einer ansteigenden Flanke der Wellenform (266) "gesetzt” wird, wie es mit dem Impuls (270) in Fig. 6f veranschaulicht ist. Wenn der I-Impuls der Wellenform (264) erscheint, sind beide Eingänge des UND-Gliedes (252) erregt, so daß dieses Glied einen Ausgangsimpuls für die Dauer des I-Impulses erzeugt, wie es mit dem schraffierten Bereich des Impulses (270) angedeutet ist Am Ende des I-Impulses hört der I-Taktimpuls auf, wodurch das Flipflop (259) in den "gesetzten" Zustand gebracht wird. Wird das Flipflop (259) gesetzt, dann wird sein Q-Ausgang "hoch", wie es mit dem Impuls (272) in Fig. 6g veranschaulicht ist Gleichzeitig wird der Q-Ausgang des Hipflops (258) "niedrig", wodurch das Flipflop (256) zurückgesetzt wird, wie es die Beendigung des Impulses (270) in Fig. 6f zeigL Wenn der Q-Impuls der Wellenform (264) erscheint, dann sind -5-

AT 396 044 B beide Eingänge des UND-Gliedes (254) erregt, wodurch ein Q-Taktimpuls für die Dauer des Q-Impulses erzeugt wird, wie es mit dem schraffierten Bereich des Impulses (272) angedeutet ist. Wenn der QJmpuls der Wellenform (264) aufhört, dann wird der Q-Taktimpuls niedrig, das Flipflop (259) wird gesetzt, und sein Q-Ausgang wird niedrig, wie es mit dem Impuls (274) in Fig. 6h gezeigt ist. Mit dem Niedrigwerden des Q-Ausgangs des Flipflops (259) werden die Flipflops (258) und (259) zurückgesetzt, wie es die Beendigung der Impulse (272) und (274) in den Figuren 6g und 6h zeigt Die UND-Glieder (252) und (254) erzeugen also Impulse, die mit der Frequenz des Bezugssignals fgc aufeinanderfolgen und jeweils die richtige zeitliche Lage haben, um die I- und Q-Signale aus dem digitalen Farbartsignal in der Anordnung nach Fig. 1 wiederzugewinnen. Die taktsignalerzeugende Anordnung ist ausführlicher in der US-PS 4 402 005 beschrieben.

Der I-Q-Demodulator (40), das I-FIR-Filter (42) und das Q-FIR-Filter (44) nach Fig. 1 sind gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung aufgebaut, wie es in den Figuren 4,7 und 8 gezeigt ist. Gemäß der Fig. 4 wird das von der digitalen Farbartsignal-Versteilerungsschaltung (34) gelieferte 8-Bit-Farbartsignal parallel auf zwei Schieberegister (420) und (440) gegeben, die in der Lage sind, 8-Bit-Wörter zu verschieben. (Wie in der Fig. 4 bedeuten auch in den anderen Figuren die als breite Streifen gezeichneten Verbindungen jeweils Mehrfach-Parallelleitungen für digitale Informationen.)

Die 8-Bit-Wörter des Farbartsignals werden durch das I-Taktsignal in die erste Stufe Xjj des I-Registers (420) geschleust; dieses Taktsignal schiebt auch die Wörter durch das Register (420) zur letzten Stufet^. Während jedes I-Impulses der Wellenform nach Fig. 6c, der beim Phasen Winkel von 57° des Farbburstsignals nach Fig. 6a erscheint, wird ein neues Datenwort in die erste Stufe Xjj eingegeben. Die I-Datenwörter werden also mit einer Taktfrequenz von 3,58 MHz durch das Register geschoben.

Die Schieberegisterstufen x^ bis x^ sind jeweils angezapft, um 8-Bit-Ausgangswörter für Bewertungsschaltungen zu liefern, wie sie bei (422) in Fig. 4 dargestellt sind. Jede der Bewertungsschaltungen multipliziert das aus dem Schieberegister gezapfte Signal mit einem Gewichtskoeffizienten (Bewertungsfaktor), der im jeweils betreffenden Block in Fig. 4 eingetragen ist. Die bewerteten Zapfsignale werden dann an ein Summierungsnetzwerk (424) gelegt, worin sie kombiniert werden, um ein gefiltertes I-Signal zu erzeugen. Das gefilterte I-Signal wird an den Eingang einer mittelwertbildenden Schaltung (426) gelegt, die weiter unten beschrieben wird. Die mittelwertbildende Schaltung verbessert den Rauschabstand des angelegten Signals, und ihr Ausgang ist mit dem Eingang des D/A-Wandlers (46) gekoppelt, der das I-Signal in Analogform wiedergibt.

In ähnlicher Weise werden Abfragewerte des Q-Signals mittels des Q-Taktsignals mit einer Frequenz von 3,58 MHz in und durch das Q-Register (440) geschleust. Zwei Stufen Tqj und Xq2 dieses Registers bewirken eine Verzögerung vor den angezapften Stufen Xq-j bis Xq^. Aus den Stufen Xqg bis Xq^ gezapfte Ausgangssignale werden auf Bewertungsschaltungen (442) gegeben, und die bewerteten Zapfsignale werden dann in einem Summierungsnetzwert (444) kombiniert. Das am Ausgang des Summierungsnetzwerks (444) erscheinende gefilterte Q-Signal wird an eine zweite mittelwertbildende Schaltung (446) gelegt, deren Ausgang mit dem Eingang des D/A-Wandlers (48) gekoppelt ist, um das gefilterte Q-Signal in ein Analogsignal umzuwandeln.

Die digitalen I- und Q-Filter nach Fig. 4 bewirken eine I- und Q-Demodulation durch Taktsteuerung der Register (420) und (440) mit den I- und Q-Taktsignalen, die I-Signalabfragewerte in das I-Register (420) und Q-Signalab-fragewerte in das Q-Register (440) schleusen. Da beide Register mit der Frequenz 3,58 MHz taktgesteuert werden, haben die beiden Filter gleiche Gruppenlaufzeiten für richtige Phaseneinstellung der demodulierten Signale, und da die Bewertungsfaktoren symmetrisch zu den mittleren Anzapfungen der beiden Filter sind, haben die Filter lineare Phasencharakteristiken. Das I-FIR-Filter (42) dämpft Frequenzen oberhalb der oberen Grenzfrequenz 1,5 MHz des Durchlaßbereichs für das I-Signal, um hochfrequentes Rauschen wie etwa weißes Rauschen aus dem Farbmischungssignal zu eliminieren. In ähnlicher Weise eliminiert das Q-FIR-Filter (44) Rauschanteile oberhalb der oberen Gienzfrequenz 0,5 MHz des Q-Signals. Bei der dargestellten Ausführungsform hat das I-FIR-Filter neuen Bewertnngsschaltungen (422), und das Q-FIR-Filter hat fünf Bewertungsschaltungen (442). Es hat sich gezeigt, daß diese Anzahl von Bewertungsschaltungen bei Verwendung von reziproken Zweierpotenzen in den Bewertungs-fäktoien zu wünschenswerten Ansprechcharakteristiken der I- und Q-Filter führt, ohne daß übermäßige Schaltung-sanforderungen zu erfüllen sind. Es wurde gefunden, daß eine geringere Anzahl von Bewertungsschaltungen zu unbefriedigenden Ansprechcharakteristiken führt, während andererseits eine größere Anzahl von Bewertungs-schaltungen keine wesentliche Verbesserung bringt

Außerdem wird die richtige Phasenbeziehung der demodulierten I- und Q-Signale dadurch bewahrt, daß die FIR-Filter in ihrer jeweiligen Impulsansprache zeitlich miteinander ausgerichtet sind. Die Impulsansprachen der beiden FIR-Filter sind um die jeweiligen Mittelanzapfungen zentriert: beim I-Filter (44) um die angezapfte Stufe Xj$ und beim Q-Filter (44) um die angezapfte Stufe Xq^. Um diese Anzapfungen zeitlich miteinander auszurichten, sind beim Q-Filter die beiden Stufen Xqj und Xq2 den angezapften Stufen Xq^ bis Xgy vorgeschaltet.

Die im wesentlichen gleichen Gruppenlaufzeiten der von den D/A-Wandlem (46) und (48) gelieferten analogen I- und Q-Signale werden bewahrt, indem man die Tiefpaßfilter (50) und (52) so auslegt, daß sie im wesentlichen -6-

AT 396 044 B gleiche Ansprechcharakteristiken haben. Diese Filter werden verwendet, um Taktsignalfrequenzen aus den I- und Q-Signalen zu eliminieren, und daher müssen sie Signale der I- und Q-Taktsignalfrequenz von 3,58 MHz dämpfen. Außerdem ist es wünschenswert, die erste Subharmonische der Taktfrequenz, also die Frequenz 1,79 MHz zu dämpfen. Daher sind die Filter (50) und (52) jeweils so ausgelegt, daß sie ihre Grenzfrequenz (3-db-Punkt) in der Nähe von 1,5 bis 1,6 MHz haben.

Die Bewertungsschaltungen (442) und das Summierungsnetzwerk (444) des Q-Filters nach Fig. 4 sind ausführlicher in Fig. 7 dargestellt. Die Bewertungsschaltungen und das Summierungsnetzwerk sind in einem stellenverschiebenden und addierenden Addierer-Tannenbaum angeordnet. Die 8-Bit-Leistungen vom Schieberegister (440) sind vom höchstwertigen Bit zum niedrigstwertigen Bit mit 2^... 2® bezeichnet Man erkennt, daß alle Bewertungsfaktoren der Bewertungsschaltungen (442) nach Fig. 4 Vielfache von reziproken Zweierpotenzen sind. Somit kann z. B. die Bewertung 8/64 realisiert werden, indem man das 8-Bit-Wort vom Schieberegister um drei Stellen nach rechts verschiebt, so daß das 2^-Eingangsbit an der Stelle des 24-Ausgangsbits ist, das 2-Eingangsbit an der Stelle des 2^-Ausgangsbits, usw. Schieberegister sind für diese Verschiebung nicht erforderlich. In der Praxis wird der gleiche Effekt in der Anordnung nach Fig. 7 erzielt, indem das 2^-Bit vom Ausgang der Stufe Tqj an den 2-Biteingang eines Addierers (470) gelegt wird, das 2^-Bit an den 2^-Biteingang des Addierers, usw. Die Bewertungsschaltung (460) schließt diese Kopplung in sich, ebenso wie die Bewertungsschaltungen (461,462) und (463), welche die Ausgänge der Stufen x™, Xq^ und Xqy mit den Eingängen der Addierer (470) und (472) koppeln.

In ähnlicherWeise multiplizieren dieBewertungsschaltungen (464) und (465) die Ausgangssignale der Stufen Xq4 und Xqg mit 16/64, indem sie die Signale bei ihrer Kopplung zu den Eingängen eines Addierers (474) um zwei Stellen nach rechts verschieben. Die Bewertungsschaltung (466) multipliziert das Signal von der Stufe Xq^ mit 32/64, indem sie das Signal bei der Kopplung zum Addierer (448) um eine Stelle nach rechts verschiebt.

Die Addierer (470, 472,474) und (478) empfangen die bewerteten ("gewichteten") Wörter in einem solchen Maßstab, daß das niedrigstwertige Bit den Stellenwert 2'1 hat. Bits mit niedrigerem Stellenwert werden nicht verwendet.

In der Fig. 4 ist auch zu erkennen, daß die Signale von den Stufen XQ4 und Xgg mit dem Gewicht24/64 bewertet werden. Dieses Gewicht wird erzielt, indem man die Ausgänge der Stufen XQ4 und Xqj unter Verwendung der Schaltungen (461,464) bzw. (462,465) zunächst jeweils mit 8/64 und 16/64 multipliziert/aie Addition dieser beiden bewerteten Signale im Addierer-Tannenbaum führt dann am Endausgang zu Signalkomponenten mit dem Gewicht 24/64.

Im Addierer-Tannenbaum werden die Ausgänge der Addierer (470) und (472) auf die Eingänge eines Addierers (476) gekoppelt, dessen Ausgang auf einenEingang eines Addierers (480) gegeben wird. Der Ausgang des Addierers (474) ist mit einem zweiten Eingang des Addierers (478) gekoppelt, dessen Ausgang zu einem zweiten Eingang des Addierers (480) führt. Ein aus zehn Bits bestehendes Q-Signal (2^... 2**) wird zur mittelwertbildenden Schaltung (466) gegeben, die' zum Empfang von 8-Bit-Datenwörtem ausgelegt ist Das Q-FIR-Filter hat, wenn es gemäß den Figuren 4 und 7 konstruiert ist, die in Fig. 10 dargestellte Ansprechcharakteristik. Man erkennt in dieser Figur, daß eine Nebencharakteristik zwischen ungefähr 1,25 und 1,6 MHz besteht, worin Rauschkomponenten enthalten sind, die jedoch um mindestens 30 dB gegenüber dem Q-Signal im Band von 0 bis 0,5 MHz gedämpft sind. Diese Rauschkomponenten werden durch die mittelwertbildende Schaltung (446) noch weiter reduziert

Die Bewertungsschaltungen (422) und das Summierungsnetzwerk (424) des I-FIR-Filters nach Fig, 4 sind ausführlicher in Fig. 8 dargestellt. Wie bei der Anordnung nach Fig. 7 sind alle verwendeten Bewertungsfaktoren Vielfache reziproker Zweierpotenzen, so daß zur Signalbewertung die Methode der Stellenverschiebung und Addition verwendetwerdenkann. Die Signalbewertung geschieht auch hier dadurch, daß ausgewählte höchstwertige Bits der vom Schieberegister (420) kommenden Datenwörter an den ersten Rang von Addierern in einem Addierer-Tannenbaum gelegt werden, worin das niedrigstwertige Bit einen Stellenwert von 2'1 hat.

Gemäß der Fig. 8 werden von den Stufen x^ und Xß kommende Datenwörter mit dem Gewicht 1/64 bewertet, indem die drei höchstwertigen Bits dieser Wörter an die Eingänge eines Addierers (540) gelegt werden, wie es mit den Bewertungsblöcken (502) und (504) veranschaulicht ist. Die Blöcke (506) und (508) zeigen an, daß die gleiche Bewertung auch für die Datenwörter aus den Stufen Xjg und x^ vorgenommen wird, die auf die Eingänge eines Addierers (541) gegeben werden. In ähnlicher Weise werden, wie es die Blöcke (518) und (520) zeigen, Datenwörter aus den Stufen Xjj und Xjγ mit dem Gewicht 1/64 bewertet und auf die Eingänge eines Addierers (544) gegeben.

Datenwörter von den Stufen Xj j und Xjg werden mit dem Gewicht 2/64 bewertet, indem die vier höchstwertigen Bits dieser Wörter auf die Eingänge eines Addierers (542) gegeben werden. Datenwörter von den S tufen Xj^ und Xjg werden ebenfalls mit dem Gewicht 2/64 bewertet und auf die Eingänge eines Addierers (545) gegeben.

Datenwörter von den Stufen x^ und %yj werden mit dem Gewicht 8/64 bewertet, indem die sechs höchstwertigen Bits dieser Wörter auf die Eingänge eines Addierers (543) gekoppelt werden. Datenwörter von den Stufen Xj^ und Xjg werden mit dem Gewicht 16/64 bewertet, indem die sieben höchstwertigen Bits dieser Wörter an die Eingänge eines Addierers (564) gelegt werden. Schließlich werden Datenwörter aus der Stufe Xjj mit dem Gewicht 32/64 und -7-

AT 396 044 B mit Gewicht 16/64 bewertet, indem zum einen die acht höchstwertigen Bits und zum andern die sieben höchstwertigen Bits auf die Eingänge eines Addierers (547) gekoppelt werden. Der Addierer (547) liefert dann die von der Stufe Xß kommenden Datenwörter mit dem Bewertungsgewicht 48/64, was die gewünschte Bewertung für Wörter dieser Stufe ist 5 Die Ausgängeder Addierer (540) und (541) sind mitEingängeneines Addierers (550) gekoppelt, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Addierers (562) verbunden ist. Der Ausgang des Addierers (242) ist mit einem Eingang seines Addierers (552) gekoppelt Die Ausgänge der Addierer (544) und (545) sind mit Eingängen eines Addierers (554) gekoppelt. Die Ausgänge der Addierer (546) und (547) sind mit Eingängen eines Addierers (556) gekoppelt, dessen Ausgang zu einem Eingang eines Addierers (564) führt 10 ln der Fig. 4 ist zu erkennen, daß die Datenwörter von den Stufen Xß und xI7 mit dem Gewicht -9/64 bewertet werden. Das Minuszeichen wird erzeugt indem bewertete Daten von diesen Stufen mit den anderen Datenwörtem in Fig. 8 subtraktiv kombiniert werden. Wie bei der gewöhnlichen Arithmetik können Digitalwörter subtraktiv kombiniert werden, indem man das Negativ eines Digitalworts additiv hinzufügt. Das Negativ eines Digitalworts wird durch eine Operation erhalten, die als Zweierkomplementbildung bezeichnet wird. Um das Zweierkomplement 15 eines Digitalworts zu bilden, werden die Bits dieses Worts invertiert, und dem Ergebnis wird eine binäre "1" hinzuaddiert. Wörter aus den beiden erwähnten angezapften Stufen sind mit dem Gewicht 8/64 am Ausgang des Addierers (543) bewertet. Diese Wörter werden dann im Addierer (552) mit den bewerteten Wörtern vom Addierer (542) kombiniere. Vom ausgangsseitigen Datenwort des Addierers (543) wird das Zweierkomplement für die Subtraktion gebildet, indemzuerstalleBits des Datenworts in der Invertierungsschaltung (534) invertiert werden und 20 dann eine "Eins" zum invertierten Datenwort hinzuaddiere wird, indem eine logische "1" an den Übertrageingang des

Addierers (552) gelegt wird. Der Ausgang des Addierers (552), der zwei mit dem Gewicht -8/64 bewertete Ausdrücke enthält, wird auf einen zweiten Eingang des Addierers (546) gekoppelt.

In ähnlicherWeise wird das am Ausgang des Addierers (554) gelieferte Datenwort subtraktiv mit dem Rest der Daten im Addierer-Tannenbaum kombiniert, indem alle Bits in einer Invertierungsschaltung (536) invertiert werden 25 und dann die invertierten Daten auf einen zweiten Eingang des Addierers (562) gegeben werden, gemeinsam mit einer Übertrag-"!". Die Ausgänge der Addierer (562) und (564) sind mit den Eingängen eines Addierers (560) verbunden, der das gefilterte I-Signal liefert. Im Addierer (560) erfolgt eine Kombinierung der über den Addierer (564) kommenden und mit dem Gewicht -8/64 bewerteten Datenwörter von den Stufen Xß und Xj7 mit den über den Addierer (562) kommenden und mit dem Gewicht -(1/64) bewerteten Datenwörtem von denselben Stufen, um am 30 Endausgang die Daten von den Stufen Xß und Xj7 mit dem gewünschten Gewicht -9/64 zu liefern. In ähnlicherWeise kombiniert der Endaddierer (560) Gewichte -2/64 der Datenwörter den Stufen xI4 und Xjg mit Gewichten (16/64) der Datenwörter von diesen Stufen, um im Signal am Endausgang den Anteü der von den Stufen Xj4 und Xjg kommenden Daten mit dem gewünschten Gewicht 14/64 zu liefern. Der Frequenzgang des I-Filters ist in Fig. 11 dargestellt. 35 Es wurde gefunden, daß die I- und Q-FIR-Filter eine gewisse Übergangszeit benötigen zwischen demjenigen

Zeitpunkt, zu dem die I- und Q-Taktsignale eine neue Datenreihe in die angezapften Stufen der Schieberegister (420) und (440) (Fig. 4) einschieben, und demjenigen Zeitpunkt, zu dem stabile Ausgangssignale an den Ausgängen der Addierer (480) (Fig. 7) und (560) (Fig. 8) erhalten werden. Diese Übergangszeit hängt davon ab, wie groß die Anzahl der Ränge von Addierern in der Tannenbaumanordnung ist und wie lang die Laufzeiten der Addierer sind. Außerdem 40 haben verschiedene Signalwege von den Schieberegistern zu den Filterausgängen unterschiedliche Laufzeiten. In der

Bewertungsschaltung und Addiereranordnung des Q-Filters nach Fig. 7 beispielsweise durchlaufen die Datenwörter von der Stufe Xq$ auf dem Weg zum Filterausgang nur zwei Addierer (478) und (480), während alle anderen Signale durch drei Addierer laufen müssen. Während der Zeit, welche die Zapfsignale für den Durchlauf bis zu den Ausgängen benötigen, sind die Ausgangssignale des Filters unzuverlässig und können Welligkeiten in den 45 Ausgangssignalen verursachen, wenn sich die Filter einstellen. Um zu verhindern, daß diese Welligkeiten das Ausgangssignal stören, werden die mittelwertbildenden Schaltungen (426) und (446) (Fig. 4) an den Filterausgängen verwendet, welche die Ausgangssignale während stabiler Zeitspannen verriegeln und den Mittelwert aufeinanderfolgender Signale bilden, wodurch der Rauschabstand der I- und Q-Signale um 3dB verbessert wird.

Die mittelwertbildende Schaltung (446) ist ausführlicher in Fig. 9 gezeigt. Die mittelwertbildende Schaltung 50 (426) ist in gleicher Weise aufgebaut, Gemäß der Fig. 9 ist der Ausgang des Endaddierers (480) des Q-FIR-Filters mitdemEingang eines 8-Bit-Zwischenspeicheiregisters (600) gekoppelt. Der Ausgang desZwischenspeichers (600) ist mit dem Eingang eines zweiten 8-Bit-Zwischenspeichers (602) und mit einem Addierer (604) gekoppelt Der Ausgang des Zwischenspeichers (602) ist mit einem zweiten Eingang des Addierers (604) verbunden. Die Zwischenspeicher (600) und (602) werden durch das Filter-Taktsignal taktgesteuert, im vorliegenden Fall durch das 55 Q-Taktsignäl.

Im Betrieb bewirkt diejenige Flanke des Q-Taktsignals, welche die Q-Datenwörter durch das Schieberegister (440) schiebt, auch die Einspeicherung des gefilterten Q-Signals in den Zwischenspeicher (600). Die neuen -8-

Claims (4)

1. AT 396 044 B Schieberegisterdaten beginnen nun, durch den Addierer-Tannenbaum zu laufen, jedoch ist der Ausgang zu diesem Zeitpunkt entkoppelt, weil der Zwischenspeicher den vorherigen Wert des gefilterten Q-Signals gespeichert hat. Wenn der Zwischenspeicher (600) dieses Q-Signal speichert, dann wird das vorher im Zwischenspeicher (600) gespeicherte Q-Signal gleichzeitig in den Zwischenspeicher (602) übertragen. Die Zwischenspeicher enthalten nun aufeinanderfolgende Werte des Q-Signals, die auf den Addierer (604) gegeben werden. Die Zwischenspeicher geben 8-Bit-Wörter (2^... 21) auf den Addierer (6040, der die beiden Wörter addiert, um ein 9-Bit-Summenwort zu erzeugen. Nur die acht höchstwertigen Bits (2^... Tr) dieses Summenworts werden zum D/A-Wandler durchgelassen, so daß effektiv ein Mittelwert der zwischengespeicherten Q-Wörter gebildet wird. Durch diese Mittelwertbildung wird eine Verbesserung des Rauschabstandes um 3dB erreicht. Durch Verwendung der mittelwertbildenden Schaltung hat der Addierer-Tannenbaum nahezu eine volle Periode des Q-Taktsignals (3,58 MHz) als Einstellzeit zur Verfügung, bevor sein Ausgangssignal erneut abgefragt und in den Zwischenspeicher (600) übertragen wird. Diese recht lange Zeitspanne für die Einstellung erlaubt die Verwendung relativ langsamer Logikschaltungen im Addierer-Tannenbaum. Außerdem erkennt man, daß nur ein einziges Taktsignal, benötigt wird, um sowohl das Schieberegister als auch die mittelwertbildende Schaltung taktzusteuem. Die mittelwertbildenden Schaltungen sind ausführlicher in der US-PS 4 395 729 beschrieben. PATENTANSPRÜCHE 1. Schaltungsanordnung zur Demodulation und Filterung digitaler Farbartsignale in einem Farbfernsehempfänger mit einer Quelle von Farbbezugssignalen, einer Quelle von digitalen Farbartsignalen, einem ersten Taktsignalgenerator, der ein erstes Taktsignal mit einer ersten Phasenlage in Bezug auf das Farbbezugssignal erzeugt, und einem zweitenTaktsignalgenerator,dereinzweitesTaktsignalmiteinerzweitenPhasenlageinBezugaufdasFaibbezugssignal erzeugt, einem Farbsignal-Demodulator und einer Filteranordnung, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes digitales Filter (42) vorgesehen ist, dessen Eingänge mit der Quelle (40) der digitalen Farbartsignale und dem ersten Taktsignalgenerator (230, 240, 250, 254) verbunden sind und dessen Ausgang ein erstes demoduliertes und gefiltertes Farbmischsignal liefert, welches Filter (42) ein als Folge von Zeitverzögerungsgliedem dienendes erstes Schieberegister (420), durch welches Abtastsignale des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das erste Taktsignal geschoben werden, eine mit den Ausgängen des ersten Schieberegisters verbundene Bewertungseinrichtung (422), die die an den Ausgängen des Schieberegisters (420) auftretenden Signale unterschiedlich bewertet und eine Kombiniereinrichtung (424) aufweist, die mit den Ausgängen der Bewertungseinrichtung (422) verbunden ist und die an diesen erscheinenden Signale nach deren Wertigkeit miteinander kombiniert und an ihrem Ausgang ein erstes demoduliertes und gefiltertes Farbmischsignal liefert, daß ein zweites digitales Filter (44) vorgesehen ist, dessen Eingänge mit der Quelle (40) des digitalen Farbartsignals und dem zweiten Taktsignalgenerator (230,240,250,254) verbunden sind und das an seinem Ausgang ein zweites demoduliertes und gefiltertes Farbmischsignal liefert, welches Filter (44) ein zweites Schieberegister (440), durch welches Abtastsignale des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das zweite Taktsignal geschoben werden, eine zweite Bewertungseinrichtung (442), die mit den Ausgängen des zweiten Schieberegisters (440) verbunden ist und an diesen Ausgängen erscheinende Signale bewertet, und eine Kombinationseinrichtung (444) aufweist, die mit den Ausgängen der Bewertungseinrichtung (442) verbunden ist und die an deren Ausgängen erscheinenden Signale nach deren Wertigkeit kombiniert und deren Ausgang das zweite demodulierte und gefilterte Farbmischungssignal liefert.
2. 2. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schieberegister (420) neun Stufen aufweist.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schieberegister (440) fünf Stufen auf weist.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schieberegister (440) zwei weitere Stufen aufweist, die den mit ihren Ausgängen mit der zweiten Bewertungseinrichtung (442) verbundenen Stufen vorgeordnet sind. Hiezu 7 Blatt Zeichnungen -9-