DE3232357C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Farbsignaldemodulator- und -filterschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Aus verschiedenen Gründen, die mit Faktoren wie Bandbreite, Arbeitsgeschwindigkeit und Kompliziertheit zusammenhängen, sind Verarbeitungsschaltungen für Fernsehsignale üblicherweise in Analogtechnik ausgeführt. Mit der Entwicklung immer schnellerer Analog/Digital-Wandler und mit den jüngsten Fortschritten in der Technik der Großintegrationsschaltungen ist jedoch die Realisierung von Fernsehschaltungen in Digitaltechnik möglich geworden. Während man beim Bau von Fernseh- ZF-Schaltungen aus Gründen der Bandbreite immer noch auf die Analogtechnik angewiesen ist, hat sich für die Demodulation und die Basisgeschwindigkeit bereits die Digitaltechnik eingeführt. Digital arbeitende Farbdemodulatoren sind beispielsweise aus der GB 20 59 711 A oder der US 42 70 139 bekannt.

In einem Empfänger mit digitaler Basisband-Verarbeitung erfolgt die Umwandlung des demodulierten Videosignals in ein Digitalsignal mittels eines Analog/Digital-Wandlers (A/D- Wandler), der das Videosignal mit einer Frequenz abtastet, die größer oder gleich der Nyquist-Abtastfrequenz ist (z. B. muß ein NTSC-Videosignal von 4,2 MHz mit einer Frequenz von mindestens 8,4 MHz abgetastet werden). Das Abtasten eines analogen Signals mit der Nyquist-Abtastfrequenz oder einer höheren Frequenz stellt sicher, daß durch den Abtastvorgang keine Information verlorengeht. Das digitalisierte Videosignal wird dann durch digitale Filterung, z. B. mittels eines digitalen Kammfilters, in seine Leuchtdichte- und Farbartkomponenten getrennt. Die Leuchtdichte- und Farbartkomponenten können dann in gesonderten digitalen Signalwegen verarbeitet werden, in Analogform rückgewandelt und in einer Matrixschaltung wiedervereinigt werden, um die Rot-, Grün- und Blau- Farbsignale R, G und B für die Ansteuerung der Bildröhre im Empfänger zu erzeugen.

Die Farbartkomponente des zusammengesetzten Videosignals erscheint als Quadratur-Amplitudenmodulation eines unterdrückten Farbträgers. Sie enthält zwei für die Farbe charakteristische Signale (z. B. das I-Signal und das Q-Signal bei einem NTSC-Videosignal), die zwei um 90° zueinander versetzten Phasen des Farbträgers als Amplitudenmodulation aufgeprägt sind (in einem NTSC-Videosignal hat dieser Farbträger eine Frequenz von 3,58 MHz). Im zusammengesetzten Videosignal wird außerdem eine Phasenbezugsinformation übertragen, und zwar als Schwingungsimpuls oder "Burst" des Farbträgers mit einer vorbestimmten Phase (z. B. -(B-Y) in einem NTSC-Videosignal). Um die R-, G- und B-Farbinformationen aus der Farbartkomponente abzuleiten, muß diese Komponente daher sowohl demoduliert als auch gefiltert werden.

Im Farbartkanal werden die digitalen Farbsignale vor der Demodulation im allgemeinen einer Verstärkung und Bandfilterung oder Versteilerung unterworfen. Anschließend erfolgt eine Demodulation bei gewählten Phasenwinkeln des Farbträgersignals, um entweder die beiden Signale I und Q (In-Phase- Signal und Quadratur-Signal) oder die beiden Signale R-Y und B-Y zu erzeugen. Die demodulierten Signale werden dann gefiltert, um hochfrequentes Rauschen aus den Signalen zu entfernen. Im Falle der I- und Q-Signale hat das I-Signal eine Bandbreite von 1,5 MHz und das Q-Signal eine Bandbreite von 0,5 MHz. Die Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y haben beide jeweils eine Bandbreite von 0,5 MHz. Sie können dann miteinander kombiniert werden, um das dritte Differenzsignal G-Y zu bilden, und alle drei Farbdifferenzsignale können dann in Analogform rückgewandelt, zur Entfernung von Abtastfrequenz- Komponenten gefiltert und mit dem Leuchtdichtesignal Y matriziert werden, um die Farbsignale R, G und B zu erzeugen. Bei Verwendung der gefilterten I- und Q-Signale können diese Signale in Analogform rückgewandelt, zur Unterdrückung von Abtastfrequenz-Komponenten gefiltert und dann mit dem Leuchtdichtesignal Y matriziert werden, um die Signale R, G und B zu bilden.

Die Aufgabe der Erfindung liegt in einer Vereinfachung des Aufbaus eines digital arbeitenden Farbdemodulators. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Bei dem erfindungsgemäßen Demodulator werden zwei digitale Filter mit je einem angezapften Schieberegister verwendet, die mit Taktsignalen von gegenüber der Farbträgerschwingung jeweils unterschiedlicher Phasenlage getaktet werden, so daß die von ihren Anzapfungen abgenommenen Signale nach passender Gewichtung zu den gewünschten demodulierten und gefilterten Farbsignalgemischen kombiniert werden, die dann als I- und Q-Signale bzw. als Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y in Analogsignale umgewandelt und mit dem Leuchtdichtesignal matriziert werden können. Durch geeignete Wahl der Taktsignale für die Schieberegister der Digitalfilter wirken diese selbst als Demodulator, so daß beispielsweise auf Multiplizierschaltungen verzichtet werden kann, wie sie beim Stande der Technik zu finden sind.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein digitales FIR-Filter (Finite Impulse Response Filter) vorgesehen, welches die Farbsignalgemische in einem Fernsehempfänger sowohl demoduliert als auch filtert. Ein solches Filter kann eine Anordnung mit gewichteten Eingangs- oder Ausgangs- Anzapfungen sein. Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein FIR-Filter mit gewichteten Ausgangs- Anzapfungen verwendet, wobei Abtastwerte des abgetrennten digitalen Farbartsignals in ein erstes und ein zweites Register derart eingegeben werden, daß das erste Register Abtastwerte eines ersten und das zweite Register Abtastwerte eines zweiten Farbsignalgemisches enthält. Ausgangs-Anzapfungen führen von den Ausgängen verschiedener Stufen des ersten und des zweiten Registers zu Gewichtungsstufen, und die den beiden Registern zugeordneten Gewichtungsstufen sind ihrerseits mit zugehörigen, in Tannenbaumstruktur angeordneten Addierern gekoppelt, welche die gewichteten Abtastwerte kombinieren, um an einem letzten oder Ausgangs-Addierer eine Tiefpaßcharakteristik zu erhalten, die für das jeweilige Farbsignalgemisch geeignet ist. Die beiden digitalen Register werden entsprechend ihrer jeweiligen Impulscharakteristik zeitlich so angesteuert, daß sie die gefilterten Farbsignalgemische in richtiger zeitlicher Beziehung zueinander liefern.

Die Taktsignale, mit welchen die Abtastwerte in die Register eingegeben werden, stehen in einer vorbestimmten zeitlichen Beziehung zueinander. Gemäß einem besonderen Merkmal der Erfindung werden die Taktsignale von einer phasensynchronisierten Schleife (PLL-Schleife) abgeleitet, die ein Signal erzeugt, welches in seiner Phase mit dem Farbsynchronsignal (Farbburst) ausgerichtet ist. Die Phase dieses PLL-Signals kann durch eine Farbton-Steuerschaltung verstellt und dann um ein gegebenes Verzögerungsmaß phasenverschoben werden, um das Signal mit dem gewünschten nominellen Demodulationswinkel auszurichten. Das phasenverschobene Signal wird in seiner Frequenz auf ein Vielfaches der Farbträgerfrequenz umgesetzt, um ein Abtastsignal für den Analog/Digital-Wandler zu erzeugen. Dieses Abtastsignal hat mehrere Perioden innerhalb einer Periode des phasenverschobenen Signals. Bestimmte Perioden dieses höherfrequenten Signals werden mit der Frequenz des Farbträgers ausgeblendet und zur digitalen Filterschaltung durchgelassen, wo sie als Taktsignale für die beiden Register verwendet werden.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in Blockform einen Teil eines Fernsehempfängers, der eine erfindungsgemäße digitale Verarbeitungsschaltung für Basisband-Signale enthält;

Fig. 2 zeigt, teilweise in Blockform, einen Taktgeber, der sich zur Verwendung im Fernsehempfänger nach Fig. 1 eignet und gemäß der Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer im Taktgeber nach Fig. 2 verwendbaren logischen Schaltungsanordnung für I- und Q-Taktsignale;

Fig. 4 zeigt, teilweise in Blockform, eine erfindungsgemäß aufgebaute digitale Demodulator- und Filterschaltung für Farbsignale;

Fig. 5 ist ein Zeigerdiagramm des Farbdemodulators;

Fig. 6 zeigt Wellenformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltungen nach den Fig. 2 bis 4;

Fig. 7 zeigt in Blockform die Anordnung der Gewichtungs- und Addiererschaltungen des Q-Filters nach Fig. 4;

Fig. 8 zeigt in Blockform die Anordnung der Gewichtungs- und Addiererschaltungen des I-Filters nach Fig. 4;

Fig. 9 zeigt in Blockform nähere Einzelheiten der Mittelwertbildungsschaltungen nach Fig. 4;

Fig. 10 zeigt den Amplitudenfrequenzgang des Q-Filters nach Fig. 4;

Fig. 11 zeigt den Amplitudenfrequenzgang des I-Filters nach Fig. 4.

Beim Fernsehempfänger nach Fig. 1 wird ein Fernsehsignal von einer Antenne 10 empfangen und nacheinander in einem Tuner 12, in ZF-Schaltungen 14 und in einem Videodetektor 16 verarbeitet, wobei diese Einheiten in herkömmlicher Weise aufgebaut seien. Das demodulierte Videosignal am Ausgang des Detektors 16 wird auf den Eingang eines Analog/Digital-Wandlers (A/D- Wandler) 20 gegeben, der das Videosignal mit einer Frequenz abtastet, die gleich dem Vierfachen der Farbträgerfrequenz ist (gleich 4f_sc), und liefert mit dieser Abtastfrequenz digitale Abtastwerte. Jeder Abtastwert ist ein Digitalwort aus z. B. 8 Bits, die parallel erscheinen. Bei einem 8-Bit- System wird das analoge Videosignal in 256 diskrete Pegel quantisiert. Der 4f_sc-Abtasttakt für den A/D-Wandler 20 wird durch einen Taktgeber 22 erzeugt, der das entsprechende Taktsignal in Phasen- und Frequenzsynchronisation mit dem Farbburst des vom Videodetektor 16 kommenden analogen Videosignals liefert.

Das vom A/D-Wandler 20 erzeugte digitalisierte Videosignal wird auf einen Eingang eines digitalen Kammfilters 24 gegeben, das so aufgebaut sein kann, wie es in der Arbeit "Digital Television Image Enhancement" von John P. Rossi, erschienen in 84 SMPTE, Seiten 545-551 (1975), beschrieben ist. Das Kammfilter 24 liefert ein abgetrenntes Leuchtdichtesignal Y, das an eine Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschaltung 26 gelegt wird. Diese Verarbeitungsschaltung 26 spricht auf ein Kontraststeuersignal an, das von einem durch den Benutzer eingestellten Kontrasteinsteller kommt, und erzeugt ein verarbeitetes Leuchtdichtesignal, das an die Eingänge eines Digital/Analog-Wandlers (D/A-Wandler) 28 gelegt wird. Das nun in Analogform vorliegende Leuchtdichtesignal wird in einem Tiefpaßfilter 30 gefiltert, um Komponenten der Abtastfrequenz zu entfernen, und gelangt anschließend als verarbeitetes Leuchtdichtesignal Y′ an einen Eingang einer Matrixschaltung 60.

Das Kammfilter 24 liefert außerdem ein abgetrenntes Farbartsignal C, das an den Eingang eines Farbartsignalverstärkers 32 gelegt wird. Dieser Verstärker 32 verstärkt das Farbartsignal abhängig von einem Farbsättigungs-Steuersignal, das von einem durch den Benutzer gesteuerten Farbsättigungseinsteller kommt, und liefert das verstärkte Farbartsignal an den Eingang einer digitalen Farbartsignal-Versteilerungsschaltung 34. Diese Versteilerungsschaltung 34 ist ein digitales Filter, welches die an dieser Stelle gültige Verarbeitungscharakteristik für das Farbartsignal modifiziert, um die Charakteristik der ZF-Schaltungen 14 zu kompensieren. Die ZF-Schaltungen legen nämlich im allgemeinen die Farbträgerfrequenz auf die untere (d. h. an der niedrigfrequenten Seite befindliche) Flanke des ZF- Durchlaßbereichs, wodurch die Farbseitenbänder um 6 dB pro Oktave gedämpft werden. Die Farbartsignal-Versteilerungsschaltung 34 kompensiert diese Dämpfung, um dem Farbartsignal einen im wesentlichen flachen Amplituden-Frequenzgang zu geben. Wenn die ZF-Schaltungen 14 so ausgelegt sind, daß sie einen im wesentlichen flachen Frequenzgang für Farbartsignale bringen, dann kann die Versteilerungsschaltung 34 durch ein Farbart-Bandfilter ersetzt werden, dessen Durchlaßkurve um die Farbträgerfrequenz liegt.

Die versteilerten oder bandpaßgefilterten Farbartsignale werden dann an den Eingang eines I-Q-Demodulators 40 gelegt. Der I-Q-Demodulator demoduliert das Farbartsignal in seine Basisband-Signalkomponenten I und Q. Das demodulierte I-Signal wird auf den Eingang eines FIR-Filters 42 für die I-Signale gegeben, und das demodulierte Q-Signal wird an den Eingang eines Q- Filters 44 gelegt, das ebenfalls ein FIR-Filter ist. Das I-Filter hat einen Durchlaßbereich, der sich von 0 bis ungefähr 1,5 MHz erstreckt, während sich der Durchlaßbereich des Q-Filters von 0 bis 0,5 MHz erstreckt. Das I- und das Q-Filter unterdrücken hochfrequente Rauschanteile, die in den Signalen I und Q enthalten sind, und zwar wegen der großen Bandbreite der vorangehenden Verarbeitungsschaltungen.

Die gefilterten I- und Q-Signale werden in jeweils einem zugehörigen D/A-Wandler 46 bzw. 48 in Analogsignale umgewandelt, und diese Analogsignale werden anschließend in Tiefpaßfiltern 50 und 52 gefiltert, um Komponenten der Abtastfrequenz zu entfernen. Die resultierenden Signale I′ und Q′ werden auf die Matrixschaltung 60 gegeben, worin sie mit dem Signal Y′ matriziert werden, um die Ausgangssignale R, G und B zu bilden. Die Matrixschaltung 60 kann z. B. mit ohmschen Widerständen gebildet sein.

Der Taktgeber 22 nach Fig. 1 ist ausführlicher in Fig. 2 dargestellt. Der Videodetektor 16 liefert das demodulierte Videosignal an eine Synchronsignal-Abtrennstufe 200 und an ein Farbart-Bandfilter 202. Die in der Stufe 200 abgetrennten Ablenk-Synchronsignale (Synchronimpulse) steuern eine Torschaltung 204 an, so daß diese den Farbburst des vom Farbart-Bandfilter 202 gelieferten Farbartsignals an einen Phasendetektor 212 durchläßt. Der Phasendetektor 212 liegt mit einem Filter 214 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 216 in einer PLL-Schleife, um den Oszillator 216, ein Bezugssignal mit der Farbträgerfrequenz erzeugen zu lassen, welches mit dem Farbburst phasensynchronisiert ist.

Dieses Bezugssignal wird einer Farbton-Steuerschaltung 220 zugeführt, welche seine Phase entsprechend der Einstellung eines vom Benutzer verstellbaren Farbtoneinstellers 222 verschiebt. Das auf diese Weise farbtonjustierte Bezugssignal wird auf einen Rechteckumformer 224 gegeben, der einen Kondensator 226 und einen Vergleicher 228 enthält. Der Kondensator koppelt das Bezugssignal wechselstrommäßig auf einen Eingang des Vergleichers 228, so daß das Signal dort um einen Referenzspannungspegel (Massepotential) schwingt. Da der zweite Eingang des Vergleichers mit Masse gekoppelt ist, liefert der Vergleicher am Ausgang eine rechteckwellenförmige Version des Bezugssignals.

Der Ausgang des Rechteckumformers 224 ist mit dem Eingang eines Verzögerungsgliedes 230 und mit dem Eingang einer Steuerlogik 250 gekoppelt. Das Verzögerungsglied 230 verschiebt die Phase des Bezugssignals um 57° zur Demodulation des Farbartsignals entlang der I- und Q-Achsen. Das so phasenverschobene Bezugssignal wird auf den Eingang eines Phasendetektors 242 gegeben, der Bestandteil einer PLL-Schleife 240 ist. Diese PLL-Schleife 240 enthält außerdem ein Filter 244, einen spannungsgesteuerten Oszillator 246 und einen Frequenzteiler 248. Die Anordnung ist so getroffen, daß der Oszillator 246 ein Abtastsignal erzeugt, dessen Frequenz gleich dem Vierfachen der Frequenz des Bezugssignals ist (also gleich 4f_sc) und dessen Phase mit der Phase des an den Phasendetektor 242 gelegten Bezugssignals synchronisiert ist. Beim NTSC-System hat das Bezugssignal eine Frequenz von 3,58 MHz, so daß in diesem Fall das Abtastsignal 4f_sc eine Frequenz von 14,32 MHz hat. Das Abtastsignal 4f_sc wird, wie in Fig. 1 gezeigt, dem A/D-Wandler 20 zugeführt und außerdem an Eingänge von UND-Gliedern 252 und 254 gelegt, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Die UND-Glieder 252 und 254 empfangen außerdem Ausgangssignale von der Steuerlogik 250, um ausgewählte Exemplare der Impulse des Abtastsignals an die I- und Q-FIR-Filter 42 und 44 durchzugeben.

Die Steuerlogik 250 und ihre Verbindungen mit den UND- Gliedern 252 und 254 sind ausführlicher in Fig. 3 dargestellt. Ein Flipflop 256 vom D-Typ ist mit seinem D-Eingang (Dateneingang) an eine den Logikpegel (Binärwert) "1" liefernde Spannungsquelle angeschlossen, während sein C- Eingang (Takteingang) das vom Rechteckumformer 224 kommende rechteckwellenförmige 3,58 MHz-Bezugssignal empfängt. Der Q-Ausgang des Flipflops 256 ist mit einem Eingang des UND-Gliedes 252 verbunden.

Der Ausgang des UND-Gliedes 252 ist mit dem Takteingang eines JK-Flipflops 258 gekoppelt. Der J-Eingang dieses Flipflops 258 liegt an einer den Logikpegel "1" liefernden Spannungsquelle, und sein K-Eingang ist mit einer den Logikpegel "0" liefernden Spannungsquelle verbunden. Der Q-Ausgang des Flipflops 258 führt zu einem Eingang des UND-Gliedes 254, und der -Ausgang des Flipflops ist mit dem Rücksetzeingang R des D-Flipflops 256 gekoppelt.

Der Ausgang des UND-Gliedes 254 ist mit dem Takteingang eines zweiten JK-Flipflops 259 gekoppelt. Der J-Eingang des Flipflops 259 ist an eine den Logikpegel "1" liefernde Spannungsquelle angeschlossen, und der K-Eingang dieses Flipflops ist an eine den Logikpegel "0" liefernde Spannungsquelle angeschlossen. Der -Ausgang des Flipflops 259 ist mit den Rücksetzeingängen R der JK-Flipflops 258 und 259 gekoppelt.

Die Arbeitsweise des Taktsignalgenerators nach den Fig. 2 und 3 sei nachstehend anhand des Zeigerdiagramms nach Fig. 5 und anhand der Wellenformen nach Fig. 6 erläutert. Die PLL-Schleife 210 erzeugt ein Bezugssignal f_sc, welches in Phase und Frequenz mit dem Farbburst synchronisiert und durch die Wellenform 260 in Fig. 6a dargestellt ist. Die Fig. 5 zeigt, daß die Farbdifferenzsignale -(B-Y) und B-Y wiedergewonnen werden können, indem man das Farbartsignal bei 0° und 180° der Phase des mit dem Farbburst synchronisierten Bezugssignals f_sc demoduliert. Die Farbdifferenzsignale R-Y und -(R-Y) können wiedergewonnen werden, indem man das Farbartsignal bei +90° und -90° der Phase des Bezugssignals f_sc demoduliert. Wenn die Phase des Bezugssignals f_sc um 57° verschoben ist, wie es durch das Verzögerungsglied 230 bewirkt wird, dann können die Signale I und -I wiedergewonnen werden, indem man das Farbartsignal bei 0° und 180° der Phase des phasenverschobenen Bezugssignals demoduliert. In ähnlicher Weise können die Signale Q und -Q wiedergewonnen werden, indem man das Farbartsignal bei +90° und -90° der Phase des phasenverschobenen Bezugssignals demoduliert. Diese Demodulations-Phasenwinkel sind in Fig. 6a an dem mit dem Farbburst synchronisierten Bezugssignal f_sc eingetragen.

Für das hier beschriebene Beispiel sei angenommen, daß der Farbtoneinsteller 222 eine Einstellung hat, bei welcher das Bezugssignal f_sc keine Phasenverschiebung in der Farbton- Steuerschaltung 220 erfährt. Das Bezugssignal f_sc wird im Rechteckumformer 224 zu einer Rechteckwelle umgeformt, wie sie mit der Wellenform 266 in Fig. 6d dargestellt und mit dem eingekreisten Buchstaben d in Fig. 2 symbolisiert ist. Das rechteckwellenförmige Bezugssignal 266 wird an das Verzögerungsglied 230 gelegt, welches eine phasenverschobene Rechteckwelle erzeugt, wie sie mit der Wellenform 268 in Fig. 6e dargestellt und mit dem eingekreisten Buchstaben e in Fig. 2 symbolisiert ist. Die PLL-Schleife 240 erzeugt ein 14,32 MHz-Abtastsignal, wie es in Fig. 6c mit der Wellenform 264 dargestellt und in Fig. 2 mit dem eingekreisten Buchstaben c symbolisiert ist. Da das Bezugssignal durch das Verzögerungsglied 230 auf die I-Achse phasenverschoben wurde, sind die Impulse des Abtastsignals 4f_sc so ausgerichtet, daß sie die Signale I, Q, -I und -Q in einer Weise abtasten wie es die Fig. 6c in Bezug auf die Wellenform 260 nach Fig. 6a zeigt. Wenn es gewünscht ist, die Farbdifferenzsignale zu demodulieren, dann kann das Verzögerungsglied 230 aus der Anordnung nach Fig. 2 entfernt werden, wodurch das Abtastsignal 4f_sc ein solche Phase bekommt, daß die Signale -(B-Y), R-Y, B-Y und (-R-Y) wiedergewonnen werden, wie es die Fig. 6b zeigt.

Das mit der Wellenform 266 in Fig. 6d gezeigte Bezugssignal f_sc wird an den C-Eingang des D-Flipflops 256 in Fig. 3 gelegt, so daß dieses Flipflop beim Erscheinen einer ansteigenden Flanke der Wellenform 266 "gesetzt" wird, wie es mit dem Impuls 270 in Fig. 6f veranschaulicht ist. Wenn der I- Impuls der Wellenform 264 erscheint, werden beide Eingänge des UND-Gliedes 252 angesteuert, so daß dieses Glied einen Ausgangsimpuls für die Dauer des I-Impulses erzeugt, wie es mit dem schraffierten Bereich des Impulses 270 angedeutet ist. Am Ende des I-Impulses hört der I-Taktimpuls auf, wodurch das Flipflop 259 in den "gesetzten" Zustand gebracht wird. Wird das Flipflop 259 gesetzt, dann wird sein Q-Ausgang "hoch", wie es mit dem Impuls 272 in Fig. 6g veranschaulicht ist. Gleichzeitig wird der -Ausgang des Flipflops 258 "niedrig", wodurch das Flipflop 256 zurückgesetzt wird, wie es die Beendigung des Impulses 270 in Fig. 6f zeigt. Wenn der Q-Impuls der Wellenform 264 erscheint, dann sind beide Eingänge des UND-Gliedes 254 angesteuert, wodurch ein Q-Taktimpuls für die Dauer das Q-Impulses erzeugt wird, wie es mit dem schraffierten Bereich des Impulses 272 angedeutet ist. Wenn der Q-Impuls der Wellenform 264 aufhört, dann wird der Q- Taktimpuls niedrig, das Flipflop 259 wird gesetzt, und sein -Ausgang wird niedrig, wie es mit dem Impuls 274 in Fig. 6h gezeigt ist. Mit dem Niedrigwerden des -Ausgangs des Flipflops 259 werden die Flipflops 258 und 259 zurückgesetzt, wie es die Beendigung der Impulse 272 und 274 in den Fig. 6g und 6h zeigt. Die UND-Glieder 252 und 254 erzeugen also Impulse, die mit der Frequenz des Bezugssignals f_sc aufeinanderfolgen und jeweils die richtige zeitliche Lage haben, um die I- und Q-Signale aus dem digitalen Farbartsignal in der Anordnung nach Fig. 1 wiederzugewinnen. Die taktsignalerzeugende Anordnung ist ausführlicher in der prioritätsgleichen US-PS 44 02 005 beschrieben.

Der I-Q-Demodulator 40, das I-FIR-Filter 42 und das Q-FIR- Filter 44 nach Fig. 1 sind gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung aufgebaut, wie es in den Fig. 4, 7 und 8 gezeigt ist. Gemäß der Fig. 4 wird das von der digitalen Farbartsignal-Versteilerungsschaltung 34 gelieferte 8-Bit- Farbartsignal parallel auf zwei Schieberegister 420 und 440 gegeben, die in der Lage sind, 8-Bit-Wörter zu verschieben. (Wie in der Fig. 4 bedeuten auch in den anderen Figuren die als breite Streifen gezeichneten Verbindungen jeweils Mehrfach- Parallelleitungen für digitale Informationen.)

Die 8-Bit-Wörter des Farbartsignals werden durch das I- Taktsignal in die erste Stufe τ_I1 des I-Registers 420 eingegeben; dieses Taktsignal schiebt auch die Wörter durch das Register 420 zur letzten Stufe τ_I9. Während jedes I- Impulses der Wellenform nach Fig. 6c, der beim Phasenwinkel von 57° des Farbburstsignals nach Fig. 6a erscheint, wird ein neues Datenwort in die erste Stufe τ_I1 eingegeben. Die I-Datenwörter werden also mit einer Taktfrequenz von 3,58 MHz durch das Register geschoben.

Die Schieberegister τ_I1 bis τ_I9 sind jeweils angezapft, um 8-Bit-Ausgangswörter für Gewichtungsschaltungen zu liefern, wie sie bei 422 in Fig. 4 dargestellt sind. Jede der Gewichtungsschaltungen multipliziert das aus dem Schieberegister entnommene Signal mit einem Gewichtungskoeffizienten (Bewertungsfaktor), der im jeweils betreffenden Block in Fig. 4 eingetragen ist. Die gewichteten Signale werden dann an eine summierende Kombinationsschaltung 424 gelegt, worin sie zu einem gefilterten I-Signal kombiniert werden. Das gefilterte I-Signal wird an den Eingang einer Mittelwertbildungs-Schaltung 426 gelegt, die weiter unten beschrieben wird. Diese Schaltung verbessert den Rauschabstand des angelegten Signals, und ihr Ausgang ist mit dem Eingang des D/A-Wandlers 46 gekoppelt, der das I-Signal in Analogform wiedergibt.

In ähnlicher Weise werden Abtastwerte des Q-Signals mittels des Q-Taktsignals mit einer Frequenz von 3,58 MHz in und durch das Q-Register 440 getaktet. Zwei Stufen τ_Q1 und τ_Q2 dieses Registers bewirken eine Verzögerung vor den angezapften Stufen τ_Q3 bis τ_Q7. Aus den Stufen τ_Q3 bis τ_Q7 entnommene Ausgangssignale werden auf Gewichtungsschaltungen 442 gegeben, und die gewichteten Signale werden dann in einer Kombinationsschaltung 444 summiert. Das am Ausgang der Schaltung 444 erscheinende gefilterte Q-Signal wird an eine zweite Mittelwertbildungs-Schaltung 446 gelegt, deren Ausgang mit dem Eingang des D/A-Wandlers 48 gekoppelt ist, um das gefilterte Q-Signal in ein Analogsignal umzuwandeln.

Die digitalen I- und Q-Filter nach Fig. 4 bewirken eine I- und Q-Demodulation durch Taktsteuerung der Register 420 und 440 mit den I- und Q-Taktsignalen, die I-Signalabfragewerte in das I-Register 420 und Q-Signalabfragewerte in das Q- Register 440 takten. Da beide Register mit der Frequenz 3,58 MHz taktgesteuert werden, haben die beiden Filter gleiche Gruppenlaufzeiten für richtige Phaseneinstellung der demodulierten Signale, und da die Gewichtsfaktoren symmetrisch zu den mittleren Anzapfungen der beiden Filter sind, haben die Filter lineare Phasencharakteristiken. Das I-FIR-Filter 42 dämpft Frequenzen oberhalb der oberen Grenzfrequenz 1,5 MHz des Durchlaßbereichs für das I-Signal, um hochfrequentes Rauschen wie etwa weißes Rauschen aus dem Farbsignalgemisch zu eliminieren. In ähnlicher Weise eliminiert das Q-FIR-Filter 44 Rauschanteile oberhalb der oberen Grenzfrequenz 0,5 MHz des Q-Signals. Bei der dargestellten Ausführungsform hat das I-FIR-Filter neun Gewichtungsstufen 422, und das Q-FIR-Filter hat fünf Gewichtungsstufen 442. Es hat sich gezeigt, daß diese Anzahl von Gewichtungsstufen bei Verwendung von reziproken Zweierpotenzen in den Gewichtsfaktoren zu wünschenswerten Charakteristiken der I- und Q-Filter führt, ohne daß übermäßige Schaltungsanforderungen zu erfüllen sind. Es wurde gefunden, daß eine geringere Anzahl von Gewichtungsstufen zu unbefriedigenden Charakteristiken führt, während andererseits eine größere Anzahl von Gewichtungsstufen keine wesentliche Verbesserung bringt.

Außerdem wird die richtige Phasenbeziehung der demodulierten I- und Q-Signale dadurch bewahrt, daß die FIR-Filter in ihrem jeweiligen Impulsverhalten zeitlich aufeinander abgestimmt sind. Die Impulsansprachen der beiden FIR- Filter sind um die jeweiligen Mittelanzapfungen zentriert: beim I-Filter 42 um die angezapfte Stufe τ_I5 und beim Q- Filter 44 um die angezapfte Stufe τ_Q5. Um diese Anzapfungen zeitlich miteinander auszurichten, sind beim Q-Filter die beiden Stufen τ_Q1 und τ_Q2 den angezapften Stufen τ_Q3 bis τ_Q7 vorgeschaltet.

Die im wesentlichen gleichen Gruppenlaufzeiten der von den D/A-Wandlern 46 und 48 gelieferten analogen I- und Q-Signale werden bewahrt, indem man die Tiefpaßfiler 50 und 52 so auslegt, daß sie praktisch gleich Ansprechcharakteristiken haben. Diese Filter werden verwendet, um Taktsignalfrequenzen aus den I- und Q-Signalen zu eliminieren, und daher müssen sie Signale der I- und Q-Taktsignalfrequenz von 3,58 MHz dämpfen. Außerdem ist es wünschenswert, die erste Subharmonische der Taktfrequenz, also die Frequenz 1,79 MHz zu dämpfen. Daher sind die Filter 50 und 52 jeweils so ausgelegt, daß sie ihre Grenzfrequenz (3-db-Punkt) in der Nähe von 1,5 bis 1,6 MHz haben.

Die Gewichtungsschaltungen 442 und die Kombinationsschaltung 444 des Q-Filters nach Fig. 4 sind ausführlicher in Fig. 7 dargestellt. Sie sind in einer stellenverschiebenden und addierenden Tannenbaumkonfiguration angeordnet. Die 8-Bit-Leitungen vom Schieberegister 440 sind vom höchstwertigen Bit zum niedrigstwertigen Bit mit 2⁷ . . . 2⁰ bezeichnet. Man erkennt, daß alle Gewichtsfaktoren der Gewichtungsschaltungen 442 nach Fig. 4 Vielfache von reziproken Zweierpotenzen sind. Somit kann z. B. die Bewertung 8/64 realisiert werden, indem man das 8-Bit-Wort vom Schieberegister um drei Stellen nach rechts verschiebt, so daß das 2⁷-Eingangsbit an der Stelle des 2⁴-Ausgangsbits ist, das 2⁶-Eingangsbit an der Stelle des 2³-Ausgangsbits, usw. Schieberegister sind für diese Verschiebung nicht erforderlich. In der Praxis wird der gleiche Effekt in der Anordnung nach Fig. 7 erzielt, indem das 2⁷-Bit vom Ausgang der Stufe τ_Q3 an den 2⁴-Biteingang eines Addierers 470 gelegt wird, das 2⁶-Bit an den 2³-Biteingang des Addierers, usw. Die Gewichtungsstufe 460 schließt diese Kopplung in sich, ebenso wie die Gewichtungsstufen 461, 462 und 463, welche die Ausgänge der Stufen τ_Q4, τ_Q6 und τ_Q7 mit den Eingängen der Addierer 470 und 472 koppeln.

In ähnlicher Weise multiplizieren die Gewichtungsstufen 464 und 465 die Ausgangssignale der Stufen τ_Q4 und τ_Q6 mit 16/64, indem sie die Signale bei ihrer Kopplung zu den Eingängen eines Addierers 474 um zwei Stellen nach rechts verschieben. Die Gewichtungsstufe 466 multipliziert das Signal von der Stufe τ_Q5 mit 32/64, indem sie das Signal bei der Kopplung zum Addierer 448 um eine Stelle nach rechts verschiebt.

Die Addierer 470, 472, 474 und 478 erhalten die gewichteten Wörter in einem solchen Maßstab, daß das niedrigstwertige Bit den Stellenwert 2^-1 hat. Bits mit niedrigerem Stellenwert werden nicht verwendet.

In der Fig. 4 ist auch zu erkennen, daß die Signale von den Stufen τ_Q4 und τ_Q6 mit dem Gewicht 24/64 bewertet werden. Dieses Gewicht wird erzielt, indem man die Ausgänge der Stufen τ_Q4 und τ_Q5 unter Verwendung der Stufen 461, 464 bzw. 462, 465 zunächst jeweils mit 8/64 und 16/64 multipliziert, die Addition dieser beiden gewichteten Signale im Addierer-Tannenbaum führt dann am Endausgang zu Signalkomponenten mit dem Gewicht 24/64.

Im Addierer-Tannenbaum werden die Ausgänge der Addierer 470 und 472 auf die Eingänge eines Addierers 476 gekoppelt, dessen Ausgang auf einen Eingang eines Addierers 480 gegeben wird. Der Ausgang des Addierers 474 ist mit einem zweiten Eingang des Addierers 478 gekoppelt, dessen Ausgang zu einem zweiten Eingang des Addierers 480 führt. Ein aus zehn Bits bestehendes Q-Signal (2⁸ . . . 2^-1) wird zur Mittelwertbildungs- Schaltung 466 gegeben, die zum Empfang von 8-Bit- Datenwörtern ausgelegt ist. Das Q-FIR-Filter hat, wenn es gemäß den Fig. 4 und 7 konstruiert ist, die in Fig. 10 dargestellte Kennlinie. Man erkennt in dieser Figur, daß eine Nebenkennlinie zwischen ungefähr 1,25 und 1,6 MHz besteht, worin Rauschkomponenten enthalten sind, die jedoch um mindestens 30 dB gegenüber dem Q-Signal im Band von 0 bis 0,5 MHz gedämpft sind. Diese Rauschkomponenten werden durch die Mittelwertbildungs-Schaltung 446 noch weiter reduziert.

Die Gewichtungsschaltungen 422 und die Summierungs-Kombinationsschaltung 424 des I-FIR-Filters nach Fig. 4 sind ausführlicher in Fig. 8 dargestellt. Wie bei der Anordnung nach Fig. 7 sind alle verwendeten Gewichtsfaktoren Vielfache reziproker Zweierpotenzen, so daß zur Signalbewertung die Methode der Stellenverschiebung und Addition verwendet werden kann. Die Signalbewertung geschieht auch hier dadurch, daß ausgewählte höchstwertige Bits der vom Schieberegister 420 kommenden Datenwörter an den ersten Rang von Addierern in einem Addierer-Tannenbaum gelegt werden, worin das niedrigstwertige Bit einen Stellenwert von 2^-1 hat.

Gemäß der Fig. 8 werden von den Stufen τ_I1 und τ_I2 kommende Datenwörter mit dem Gewicht 1/64 bewertet, indem die drei höchstwertigen Bits dieser Wörter an die Eingänge eines Addierers 540 gelegt werden, wie es mit den Gewichtungsstufen 502 und 504 veranschaulicht ist. Die Stufen 506 und 508 zeigen an, daß die gleiche Gewichtung auch für die Datenwörter aus den Stufen τ_I8 und τ_I9 vorgenommen wird, die auf die Eingänge eines Addierers 541 gegeben werden. In ähnlicher Weise werden, wie es die Stufen 518 und 520 zeigen, Datenwörter aus den Stufen τ_I3 und τ_I7 mit dem Gewicht 1/64 bewertet und auf die Eingänge eines Addierers 544 gegeben.

Datenwörter von den Stufen τ_I1 und τ_I8 werden mit dem Gewicht 2/64 bewertet, indem die vier höchstwertigen Bits dieser Wörter auf die Eingänge eines Addierers 542 gegeben werden. Datenwörter von den Stufen τ_I4 und τ_I6 werden ebenfalls mit dem Gewicht 2/64 bewertet und auf die Eingänge eines Addierers 545 gegeben.

Datenwörter von den Stufen τ_I3 und τ_I7 werden mit dem Gewicht 8/64 bewertet, indem die sechs höchstwertigen Bits dieser Wörter auf die Eingänge eines Addierers 543 gekoppelt werden. Datenwörter von den Stufen τ_I4 und τ_I6 werden mit dem Gewicht 16/64 bewertet, indem die sieben höchstwertigen Bits dieser Wörter an die Eingänge eines Addierers 564 gelegt werden. Schließlich werden Datenwörter aus der Stufe τ_I5 mit dem Gewicht 32/64 und mit dem Gewicht 16/64 bewertet, indem zum einen die acht höchstwertigen Bits und zum anderen die sieben höchstwertigen Bits auf die Eingänge eines Addierers 547 gekoppelt werden. Der Addierer 547 liefert dann die von der Stufe τ_I5 kommenden Datenwörter mit dem Bewertungsgewicht 48/64, was die gewünschte Gewichtung für Wörter dieser Stufe ist.

Die Ausgänge der Addierer 540 und 541 sind mit Eingängen eines Addierers 550 gekoppelt, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Addierers 562 verbunden ist. Der Ausgang des Addierers 242 ist mit einem Eingang eines Addierers 552 gekoppelt. Die Ausgänge der Addierer 544 und 545 sind mit Eingängen eines Addierers 554 gekoppelt. Die Ausgänge der Addierer 546 und 547 sind mit Eingängen eines Addierers 556 gekoppelt, dessen Ausgang zu einem Eingang eines Addierers 564 führt.

In der Fig. 4 ist zu erkennen, daß die Datenwörter von den Stufen τ_I3 und τ_I7 mit dem Gewicht -9/64 bewertet werden. Das Minuszeichen wird erzeugt, indem bewertete Daten von diesen Stufen mit den anderen Datenwörtern in Fig. 8 subtraktiv kombiniert werden. Wie bei der gewöhnlichen Arithmetik können Digitalwörter subtraktiv kombiniert werden, indem man das Negativ eines Digitalworts additiv hinzufügt. Das Negativ eines Digitalworts wird durch eine Operation erhalten, die als Zweierkomplementbildung bezeichnet wird. Um das Zweierkomplement eines Digitalworts zu bilden, werden die Bits dieses Worts invertiert, und dem Ergebnis wird eine binäre "1" hinzuaddiert. Wörter aus den beiden erwähnten angezapften Stufen sind mit dem Gewicht 8/64 am Ausgang des Addierers 543 bewertet. Diese Wörter werden dann im Addierer 552 mit den bewerteten Wörtern vom Addierer 542 kombiniert. Vom ausgangsseitigen Datenwort des Addierers 543 wird das Zweierkomplement für die Subtraktion gebildet, indem zuerst alle Bits des Datenworts in der Invertierungsschaltung 534 invertiert werden und dann eine "Eins" zum invertierten Datenwort hinzuaddiert wird, indem eine logische "1" an den Übertragungseingang des Addierers 552 gelegt wird. Der Ausgang des Addierers 552, der zwei mit dem Gewicht -(8/64) bewertete Ausdrücke enthält, wird auf einen zweiten Eingang des Addierers 546 gekoppelt.

In ähnlicher Weise wird das am Ausgang des Addierers 554 gelieferte Datenwort subtraktiv mit dem Rest der Daten im Addierer-Tannenbaum kombiniert, indem alle Bits in einer Invertierungsschaltung 536 invertiert werden und dann die invertierten Daten auf einen zweiten Eingang des Addierers 562 gegeben werden, gemeinsam mit einer Übertrag-"1". Die Ausgänge der Addierer 562 und 564 sind mit den Eingängen eines Addierers 560 verbunden, der das gefilterte I- Signal liefert. Im Addierer 560 erfolgt eine Kombinierung der über den Addierer 564 kommenden und mit dem Gewicht -(8/64) bewerteten Datenwörter von den Stufen τ_I3 und τ_I7 mit den über den Addierer 562 kommenden und mit dem Gewicht -(1/64) bewerteten Datenwörtern von denselben Stufen, um am Endausgang die Daten von den Stufen τ_I3 und τ_I7 mit dem gewünschten Gewicht -(9/64) zu liefern. In ähnlicher Weise kombiniert der Endaddierer 560 Gewichte -(2/64) der Datenwörter von den Stufen τ_I4 und τ_I6 mit Gewichten (16/64) der Datenwörter von diesen Stufen, um im Signal am Endausgang den Anteil der von den Stufen τ_I4 und τ_I6 kommenden Daten mit dem gewünschten Gewicht (14/64) zu liefern. Der Frequenzgang des I-Filters ist in Fig. 11 dargestellt.

Es wurde gefunden, daß die I- und Q-FIR-Filter eine gewisse Übergangszeit benötigen zwischen demjenigen Zeitpunkt, zu dem die I- und Q-Taktsignale eine neue Datenreihe in die angezapften Stufen der Schieberegister 420 und 440 (Fig. 4) einschieben, und demjenigen Zeitpunkt, zu dem stabile Ausgangssignale an den Ausgängen der Addierer 480 (Fig. 7) und 560 (Fig. 8) erhalten werden. Diese Übergangszeit hängt davon ab, wie groß die Anzahl der Ränge von Addierern in der Tannenbaumanordnung ist und wie lang die Laufzeiten der Addierer sind. Außerdem haben verschiedene Signalwege von den Schieberegistern zu den Filterausgängen unterschiedliche Laufzeiten. In der Bewertungsschaltung und Addiereranordnung des Q-Filters nach Fig. 7 beispielsweise durchlaufen die Datenwörter von der Stufe τ_Q5 auf dem Weg zum Filterausgang nur zwei Addierer (478 und 480), während alle anderen Signale durch drei Addierer laufen müssen. Während der Zeit, welche die den Anzapfungen entnommenen Signale für den Durchlauf bis zu den Ausgängen benötigen, sind die Ausgangssignale des Filters unzuverlässig und können Welligkeiten in den Ausgangssignalen verursachen, wenn sich die Filter einstellen. Um zu verhindern, daß diese Welligkeiten das Ausgangssignal stören, werden die Mittelwertbildungs-Schaltungen 426 und 446 (Fig. 4) an den Filterausgängen verwendet, welche die Ausgangssignale während stabiler Zeitspannen verriegeln und den Mittelwert aufeinanderfolgender Signale bilden, wodurch der Rauschabstand der I- und Q-Signale um 3 dB verbessert wird.

Die Mittelwertbildungs-Schaltung 446 ist ausführlicher in Fig. 9 gezeigt. Die Schaltung 426 ist in gleicher Weise aufgebaut. Gemäß der Fig. 9 ist der Ausgang des Endaddierers 480 des Q-FIR-Filters mit dem Eingang eines 8-Bit-Zwischenspeicherregisters 600 gekoppelt. Der Ausgang des Zwischenspeichers 600 ist mit dem Eingang eines zweiten 8-Bit-Zwischenspeichers 602 und mit einem Addierer 604 gekoppelt. Der Ausgang des Zwischenspeichers 602 ist mit einem zweiten Eingang des Addierers 604 verbunden. Die Zwischenspeicher 600 und 602 werden durch das Filter-Taktsignal taktgesteuert, im vorliegenden Fall durch das Q-Taktsignal.

Im Betrieb bewirkt diejenige Flanke des Q-Taktsignals, welche die Q-Datenwörter durch das Schieberegister 440 schiebt, auch die Einspeicherung des gefilterten Q-Signals in den Zwischenspeicher 600. Die neuen Schieberegisterdaten beginnen nun, durch den Addierer-Tannenbaum zu laufen, jedoch ist der Ausgang zu diesem Zeitpunkt entkoppelt, weil der Zwischenspeicher den vorherigen Wert des gefilterten Q-Signals gespeichert hat. Wenn der Zwischenspeicher 600 dieses Q-Signal speichert, dann wird das vorher im Zwischenspeicher 600 gespeicherte Q- Signal gleichzeitig in den Zwischenspeicher 602 übertragen.

Die Zwischenspeicher enthalten nun aufeinanderfolgende Werte des Q-Signals, die auf den Addierer 604 gegeben werden. Die Zwischenspeicher geben 8-Bit-Wörter (2⁸ . . . 2¹) auf den Addierer 604, der die beiden Wörter addiert, um ein 9-Bit- Summenwort zu erzeugen. Nur die acht höchstwertigen Bits (2⁹ . . . 2²) dieses Summenworts werden zum A/D-Wandler durchgelassen, so daß effektiv ein Mittelwert der zwischengespeicherten Q-Wörter gebildet wird. Durch diese Mittelwertbildung wird eine Verbesserung des Rauschabstandes um 3 dB erreicht.

Durch Verwendung der Mittelwertbildungs-Schaltung hat der Addierer-Tannenbaum nahezu eine volle Periode des Q-Taktsignals (3,58 MHz) als Einstellzeit zur Verfügung, bevor sein Ausgangssignal erneut abgefragt und in den Zwischenspeicher 600 übertragen wird. Diese recht lange Zeitspanne für die Einstellung erlaubt die Verwendung relativ langsamer Logikschaltungen im Addierer-Tannenbaum. Außerdem erkennt man, daß nur ein einziges Taktsignal, das Q-Taktsignal, benötigt wird, um sowohl das Schieberegister als auch die Mittelwertbildungs-Schaltung taktzusteuern. Letztere sind ausführlicher in der US-PS 43 95 729 beschrieben.

Claims (11)

1. Farbsignaldemodulator- und -filterschaltung für einen Farbfernsehempfänger, der je eine Quelle eines Farbhilfsträgersignals und eines digitalen Farbartsignals enthält, mit einem ersten Taktsignalgenerator (250, 252) zur Erzeugung eines ersten Taktsignals, das zum Farbhilfsträgersignal eine erste vorbestimmte Phasenbeziehung aufweist, und mit einem zweiten Taktsignalgenerator (250, 254) zur Erzeugung eines zweiten Taktsignals, das zum Farbhilfsträgersignal eine zweite vorbestimmte Phasenbeziehung aufweist, gekennzeichnet durch
ein erstes digitales Filter (40, 42), dessem Eingang das digitale Farbartsignal und das erste Taktsignal zugeführt werden und das an seinem Ausgang ein erstes demoduliertes und gefiltertes Farbsignal (I) liefert, mit einem ersten, mit Anzapfungen versehenen Schieberegister (420), durch welches Abtastwerte des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das erste Taktsignal verschoben werden und an dessen Anzapfungen erste Gewichtungsschaltungen (422) angeschlossen sind, von denen gewichtete Anzapfungssignale einer ersten Kombinationsschaltung (424) zugeführt werden zur Bildung des ersten demodulierten und gefilterten Farbsignals an ihrem Ausgang
und durch ein zweites digitales Filter (40, 44), dessem Eingang das digitale Farbartsignal und das zweite Taktsignal zugeführt werden und das an seinem Ausgang ein zweites demoduliertes und gefiltertes Farbsignal (Q) liefert, mit einem zweiten, mit Anzapfungen versehenen Schieberegister (440), durch welches Abtastwerte des digitalen Farbartsignals unter Steuerung durch das zweite Taktsignal verschoben werden und an dessen Anzapfungen zweite Gewichtungsschaltungen (442) angeschlossen sind, von denen gewichtete Anzapfungssignale einer zweiten Kombinationsschaltung (444) zugeführt werden zur Bildung des zweiten demodulierten und gefilterten Farbsignals an ihrem Ausgang.

2. Schaltung nach Anspruch 1 für einen eine Quelle eines analogen Videosignals mit einer Farbsynchronsignalkomponente vorbestimmter Frequenz enthaltenden Farbfernsehempfänger, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle des digitalen Farbartsignals enthält:
einen Abtastsignalgenerator (22), der bei Zuführung der Farbsynchronsignalkomponente ein Abtastsignal erzeugt, dessen Frequenz ein Vielfaches der Frequenz der Farbsynchronsignalkomponente beträgt und zu dieser in einer vorbestimmten Phasenbeziehung steht,
einen Abtaster (20), der das ihm zugeführte analoge Videosignal entsprechend dem Abtastsignal abtastet und digitale Videosignalabtastwerte liefert, und
eine Signaltrennschaltung (24), welche aus den digitalen Videosignalabtastwerten digitale Farbartsignale abtrennt.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Abtastsignalgenerator (22) eine Mehrzahl von Impulsen während eines Zeitintervalls der Dauer einer Periode der Farbsynchronsignalkomponente erzeugt und daß der erste bzw. zweite Taktsignalgenerator (250, 252; 250, 254) für jede Farbsynchronsignalperiode unter Steuerung durch einen ersten bzw. zweiten aus der Mehrzahl von Abtastsignalimpulsen einen Taktimpuls erzeugt.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste digitale Filter (40, 42) ein FIR-Filter aufweist, daß das erste angezapfte Schieberegister (420) eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Stufen enthält, deren erster das digitale Farbartsignal zugeführt wird und die eine Mehrzahl von Ausgangsanzapfungen aufweisen, daß die erste Kombinationsschaltung (424) eine erste Tannenbaumanordnung aus Addierern enthält und daß die erste Gewichtungsschaltung (422) Koppelelemente zur derartigen Kopplung von Ausgängen des ersten Schieberegisters mit der ersten Addierer-Tannenbaumanordnung enthält, daß die Gewichtung durch Stellenverschiebung und Addition erfolgt.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite digitale Filter (40, 44) ein FIR-Filter aufweist, daß das zweite angezapfte Schieberegister (440) eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Stufen enthält, deren erster das digitale Farbartsignal zugeführt wird und die eine Mehrzahl von Ausgangsanzapfungen aufweisen, daß die zweite Kombinationsschaltung (444) eine zweite Tannenbaumanordnung aus Addierern enthält und daß die zweite Gewichtungsschaltung (442) Koppelelemente zur derartigen Kopplung von Ausgängen des zweiten Schieberegisters mit der zweiten Addierer-Tannenbaumanordnung enthält, daß die Gewichtung durch Stellenverschiebung und Addition erfolgt.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Gruppenlaufzeiten des ersten und des zweiten FIR-Filters (42 bzw. 44) jeweils zwischen ihrem Eingang und der mittleren der mit den jeweiligen Gewichtungsschaltungen (422 bzw. 442) verbundenen Anzapfungen (τ_I5 bzw. τ_Q5) im wesentlichen gleich sind.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der angezapften Schieberegisterstufen und Gewichtungsstufen des ersten FIR-Filters (42) größer als die Anzahl der angezapften Schieberegisterstufen und Gewichtungsstufen des zweiten FIR-Filters (44) ist und daß das Schieberegister (440) des zweiten FIR-Filters eine zwischen seine Eingangsstufe und seine angezapften Stufen geschaltete unangezapfte Schieberegisterstufe (τ_Q1, τ_Q2) enthält.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des ersten FIR-Filters eine erste Signalverarbeitungsschaltung (426, 46) angeschlossen ist, die an ihrem Ausgang ein entsprechend verarbeitetes erstes analoges Farbsignal liefert, welches einem an diesen Ausgang angeschlossenen ersten Tiefpaßfilter (50) zugeführt wird, welches einen vorbestimmten Phasenfrequenzgang hat, und daß an den Ausgang des zweiten FIR-Filters eine zweite Signalverarbeitungsschaltung (446, 48) angeschlossen ist, die an ihrem Ausgang ein entsprechend verarbeitetes zweites analoges Farbsignal liefert, das einem an diesem Ausgang angeschlossenen zweiten Tiefpaßfilter (52) zugeführt wird, welches praktisch den gleichen Phasenfrequenzgang wie das erste Tiefpaßfilter hat.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Taktsignal im wesentlichen die gleiche Frequenz wie das zweite Taktsignal hat und daß das erste und zweite Tiefpaßfilter (50 bzw. 52) so aufgebaut sind, daß ihre Durchlaßbänder unterhalb der zweiten Subharmonischen der Taktsignalfrequenz liegen.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des ersten und zweiten Taktsignals gleich der Frequenz des Farbsynchronsignals sind, daß das erste FIR-Register (42) neun und das zweite FIR-Filter (44) fünf Schieberegisterstufen aufweisen.

11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister des zweiten FIR-Filters (44) zwischen der Eingangsstufe und den angezapften Stufen zwei unangezapfte Stufen (τ_Q1, τ_Q2) enthält.