DE3203852C2 - Anordnung zur digitalen Filterung von digitalisierten Chrominanzsignalen in einem Digitalkomponenten-Fernsehsystem - Google Patents

Abstract

In einem digitalen Fernsehsystem wird ein digitales Chrominanzsignal digital gefiltert, um zwischen den während einer Analog-Digital-Wandlung des Chrominanzsignals erzeugten Tastwerten Tastzwischenwerte zu erhalten, so daß die resultierende Anzahl von Chrominanztastwerten pro Sekunde im digitalisierten Chrominanzsignal der Anzahl von Luminanztastwerten pro Sekunde im digitalen Luminanzsignal entspricht. Die Tastwerte des digitalisierten Chrominanzsignals einschließlich der berechneten Zwischenwerte können durch ein digitales Filter so modifiziert werden, daß Fehldefinitionssignale, welche durch einen Analog-Digital-Korrekturtastprozeß erzeugt werden, minimal gehalten werden, um dieses Signal hinsichtlich von Sinus x/x-Verlusten in digitalisierten Chromi nanzsignal kompensiert wird, daß eine Gauß-Filterdämpfung des Chrominanzsignals vor dessen Analog-Digital-Wandlung kompensiert wird und daß andere Fehler im Chrominanzsignal kompensiert werden. Das digitale Filter enthält ein Netzwerk mit wenigstens einem Schieberegister (beispielsweise 52) und einer digitalen Additionsstufe (beispielsweise 66), wodurch kontinuierlich Zwischenwerte zwischen aufeinanderfolgenden Tastwerten eines digitalen Chrominanzsignals berechnet werden und die berechneten Werte in ein resultierendes Chrominanzsignal eingefügt werden.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur digitalen Filterung von digitalisierten Chrominanzsignalen in einem Digitalkomponenten-Fernsehsystem nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine neue weltweite Norm für Fernsehsignale ist die digitale Norm, bei der das Fernsehsignal zur Ausnutzung in Sendestudios oder zur Speicherung auf Bändern digitalisiert wird. Dabei wird das Signal lediglich unmittelbar vor seiner Codierung in eine der heute verwendeten Normen für eine Videoübertragung in ein analoges Signal rücküberführt. Die gebräuchlichsten Fernsehsignalnormen sind die NTSC-, PAL- und SECAM-Normen. Eine an sich bekannte Schwierigkeit bei diesen Normen besteht darin, daß es extrem schwierig ist, ein in einer Norm codiertes Fernsehsignal in eine andere Norm zu überführen. Beispielsweise kann ein nach der SECAM-Norm codiertes Fernsehprogramm in Ländern nicht verwendet werden, die eine andere Norm benutzen. Darüber hinaus besitzen die heutigen Normen unterschiedliche Zeilen-Gesamtzahlen pro Datenbild. So benutzen bestimmte Normen 525 Horizontalzeilen, andere Normen 625 Zeilen und wiederum andere Normen andere Zeilenzahlen. Eine digitale Norm würde eine relativ einfache Überführung von Fernsehprogrammen möglich machen, da sie vor einer derartigen Codierung in digitaler Form auf Videobändern aufgezeichnet werden können und da eine vertikale Interpolation unterschiedlicher Zeilenzahlformate in uncodierten Videosignalen wesentlich einfacher ist.

Videosysteme, in denen das Fernsehsignal digitalisiert ist, sind insbesondere im Bereich für spezielle Effekte bisher schon verwendet worden. Die Schwierigkeit in diesen Systemen besteht darin, daß dabei die codierten Signale, seien sie in der NTSC-, in der PAL- oder in einer anderen Norm codiert, digitalisiert werden. Die Digitalisierung macht bei diesen Videosignalen die Realisierung vieler unterschiedlicher Arten von speziellen

Effekten möglich. Es ergibt sich dabei jedoch der Nachteil, daß eine große Menge aufeinanderfolgender Fernsehsignal-Teilbilder in Gleichlauf gebracht werden muß, um Änderungen in einer vorgegebenen Videoszene durchführen zu können. Anfänglich sind zwei Teilbilder erforderlich, da lediglich eine Hälfte der Zeilen in jedem Videobild in einem Zeitpunkt abgetastet wird, wobei es sich um die ungeraden oder geraden Teilbilder handeln kann, so daß zwei Teilbilder zur Vervollständigung eines vorgegebenen Videobildes erforderlich sind. Kommt in der NTSC-Norm auch die Farbe ins Spiel, so sind vier Teilbilder erforderlich, da der Farbhilfsträger, welcher die im folgenden definierten Chrominanzsignale enthält, zu ungeraden Vielfachen führt In der PAL-Norm gestalten sich die Verhältnisse noch schwieriger, da acht Teilbilder zur Festlegung einer vorgegebenen Farbvideoszene erforderlich sind Wird ein vorgegebenes Bild in einem Speicher gespeichert, so müssen daher alle diese Teilbilder in der richtigen Reihenfolge erhalten bleiben, um das Bild richtig zu verarbeiten und/oder wiedergeben zu können. Ein Redigieren eines derartige Daten enthaltenden Videobandes ist daher extrem schwierig. Da es sich bei der SECAM-Norm um ein FM-Signalsystem handelt, gestaltet sich die Arbeit mit dieser Norm noch schwerer, da es unmöglich ist, in einem derartigen System die Chrominanzinformation in Form der digitalisierten Tastwerte zu definieren.

Es sei an dieser Stelle auf einige Grundlagen des Farbfernsehens hingewiesen. In einem Farbfernseh-Kamerasystem werden drei Kameraröhren zur Betrachtung einer gegebenen Szene verwendet, wobei jede Röhre auf eine der drei Primärfarben Rot, Grün und Blau anspricht Die durch diese Kameraröhren erzeugten elektrischen Signale werden derart kombiniert, daß die erforderliche Gesamtbandbreite reduziert wird. Zu diesem Zweck werden ein Luminanzsignal Y, das dem monochromatischen Helligkeitssignal proportional ist, sowie zwei Farbdifferenzsignale, beispielsweise (R-Y) und (B-Y) aus den Rot-Grün- und Blau-Signalen erzeugt. Die Farbdifferenzsignale werden auch als Chrominanzsignale bezeichnet. Die reduzierte Bandbreite wird dadurch möglich, daß in einem Farbfernsehsystem von der Tatsache Gebrauch gemacht wird, daß das Auge im Vergleich zu Änderungen in der Helligkeit ein sehr geringes Auflösungsvermögen hinsichtlich von Farbübergangsänderungen hat. In der PAL-Norm besitzen daher beispielsweise die Farbdifferenz- bzw. Chrominanzsignale jeweils eine Bandbreite von etwa 1,3 MHz. Die Bandbreite des Luminanzsignals ist dagegen etwa gleich 5,5 MHz.

Bei einer digitalen Norm werden die vorgenannten Probleme vermieden, da es notwendig ist, die Komponentensignale von den Kameraröhren, d. h., das Luminanzsignal und die beiden Chrominanzsignale unmittelbar vor der Verwendung einer der Fernseh-Normen zur Codierung dieser Signale zu digitalisieren. Der Vorteil dieses Systems besteht dabei darin, daß in uncodierten Videosignalen ein Bild für eine gegebene Szene immer durch lediglich zwei Teilbilder vervollständigt wird. Die Luminanz- und Chrominanztastfrequenzen werden Vorzugsweise so definiert, daß die digitalen Tastwerte (welche während einer Analog-Digital-Wandlung dieser Signale erhalten werden) sich über jede Horizontalzeile angleichen und damit zeilensynchron sind. Eine derartige Norm macht darüber hinaus eine leichte vertikale Information der Zeilen zur Erzeugung beispielsweise eines Videobildes mit 625 Zeilen aus einem Videobild mit 525 Zeilen und umgekehrt möglich.

Die in Analog-Digital-Wandlern zu verwendende Tastfrequenz zur Digitalisierung dieser Luminanz- und Chrominanzsignale ist bisher noch nicht festgelegt worden; es ist jedoch davon auszugehen, daß die beiden Chrominanzsignale aufgrund ihrer geringeren erforderlichen Bandbreite mit einer weit kleineren Tastfrequenz als das Luminanzsignal getastet werden. In der NTSC-Norm werden für die beiden Farbdifferenzsignale unterschiedliche Bandbreiten verwendet, wobei die Bandbreite des maximalen Kanals jedoch der Bandbreite von 1,3 MHz der PAL-Chrominanzkanäle entspricht. Für die Zwecke der digitalen Norm haben daher die beiden Farbdifferenzkanäle diese größere Bandbreite.

Es ist darauf hinzuweisen, daß gemäß dem Nyquist-Kriterium die minimale Tastfrequenz eines Analog-Digital-Wandlers mindestens gleich der doppelten Bandbreite des zu digitalisierenden Signals sein muß. Ist die Bandbreie gleich 1,3 MHz, so muß die Tastfrequenz daher größer als 2,6 MHz sein. Die Luminanzsignal-Bandbreite ist typischerweise etwa gleich 5,0 bis 5,5 MHz, so daß die Tastfrequenz für dieses Signal wenigstens gleich 11 MHz sein muß. Eine der für die digitale Tastung vorgeschlagenen Normen besteht daher darin, das Luminanzsignal mit 12 Megatastungen pro Sekunde und die beiden Chrominanzsignale mit 4 Megatastungen pro Sekunde zu tasten, d. h., für eine Gesamtheit von 20 Megatastungen pro Sekunde für den gesamten Block von Farbdaten ergibt sich eine Tastnorm von 12-4-4 Megatastungen pro Sekunde. Bei weiteren vorgeschlagenen Tastfrequenzen handelt es sich um Tastungen mit 12-6-6 Megatastungen pro Sekunde und 14-7-7 Megatastungen pro Sekunde. Eine Schwierigkeit hinsichtlich von Tastfrequenzen, welche größer als die minimale Tastfrequenz sind, die wahrscheinlich bei 12-4-4 Megatastungen pro Sekunde liegt, ergibt sich für Aufzeichnungsmedien, da offensichtlich um so mehr Aufzeicl.nungsraum pro Sekunde erforderlich ist, je mehr Tastwerte pro Sekunde zur Aufzeichnung erforderlich sind. Andererseits führt eine zu kleine Tastfrequenz zu einem Problem aufgrund der Effekte der Tastzeit des getasteten Analogsignals. Mit anderen Worten ausgedrückt, führt der Tastprozeß gewöhnlich zu Fehldefinitionen, die sich aus höherfrequenten Signalen in der Signalform ergeben, wenn diese durch einen Analog-Digital-Wandler umgewandelt wird. Diese Fehldefinitionssignale erscheinen als Verzerrung, wenn das Signal nachfolgend aus einem Digitalsignal in ein Analogsignal rücküberführt wird. Diese Verzerrung wird bei kleinen Tastfrequenzen weit mehr sichtbar.

Hat eine Information im digitalisierten Signal eine Frequenz oberhalb der Nyquist-Grenze von der halben Tastfrequenz, was auch so definiert wird, daß sie oberhalb der normalen Bandkante des Signals liegt, so erzeugt diese Information nach der Tastung eine Modulationskomponente, die gleich der Tastfrequenz Fc minus der Frequenz F_M dieser höherfrequenten Information ist. Für jede Frequenz F_M, welche größer als die Nyquist-Grenze FdI ist, führt die Fehldefinition zu einem Störsignal im burchlaßband, dessen Frequenz kleber als Feist. Dieses Fehldefinitionssignal bleibt während jeder weiteren Verarbeitung im Signal vorhanden. Wird das Signal in ein analoges Signal rücküberführt, so kann diese Verzerrung durch weitere Filterung aus dem gewünschten Signal nicht abgetrennt werden.

Um die Bildung von Fehldefinitionssignalen durch einen Analog-Digital-Wandler zu eliminieren, wäre ein

ideales Filter mit einer Charakteristik erforderlich, in der bei der Frequenz F_c/2, d. h., bei der halben Tastfrequenz, keine Dämpfung vorhanden ist und bei der für alle Frequenzen oberhalb des Nyquist-Punktes eine Signalsperre mit unendlicher Steigung vorhanden ist.

Für digitale Systeme ist es bekannt, daß vor der Analog-Digital-Wandlung ein Gauß-Filter erforderlich ist, um die Chrominanzsignale so zu filtern, daß das Fehldefinitionsproblem reduziert wird. Ein Gauß-Filter ist dabei wünschenswert, weil es mit gleichförmiger Verzögerung filtert. Das bedeutet, daß jede durch den Filterprozeß erzeugte Verzögerung für alle Frequenzen gleichförmig ist, so daß kein Überschwingen im gefilterten Signal erzeugt wird. Andere Filter erzeugen generell Signalverzögerungen, welche mit der Frequenz zunehmen. Gauß-Filter sind aufgrund der geringen Bandbreite der Chrominanzsignale noch wichtiger. Zusätzlich zum Gauß-Filter ist jedoch ein Tiefpaß-Filter mit einer scharfen Frequenzgrenze oberhalb der Grenzfrequenz der Chrominanzsignale hilfreich. Dieses letztgenannte Filter dient zur Reduzierung der Amplitude von Fehldefinitionssignalen außerhalb des Chrominanzdurchlaßbandes, das durch die relativ sanfte Dämpfungssteigung des Gauß-Filters erzeugt wird.

Die Schwierigkeit der bekannten Lösung besteht darin, daß im Durchlaßband der Chrominanzsignale dennoch eine Komponente der Fehldefinition erzeugt wird. Darüber hinaus wird durch den Tastprozeß selbst ein Sinus Vx-VeHuSt im Chrominanzsignal erzeugt, wobei das Gauß-Filter die Amplitude des Chrominanzsignals bei höheren Frequenzen innerhalb des Durchlaßbandes des Chrominanzsignals dämpft. Sinus x/x-Verluste, welche bei kleineren Tastfrequenzen größer sind, treten einfach deshalb auf, weil der Tastprozeß einer Analog-Digital-Wandlung lediglich ein Signal mit einer Energie erzeugt, die gleich dem Mittelwert des ursprünglichen Signals ist Dies führt zu einer Amplitudenfehlerkomponente, welche im Effekt mit zunehmender Frequenz abnimmt Die Steigung dieses Fehlers hat die Gestalt einer Sinus x/x-Kurve. Diese Nachteile im digitalisierten Chrominanzsignal sind bei gewöhnlicher Betrachtung nicht so schwerwiegend, wenn die Signale in eine analoge Form rücküberführt sind und durch den Sender zu einem Fernsehempfänger übertragen werden. Das Problem wird jedoch in den Fällen kritischer, wenn die digitalisierten Chrominanzsignale in einem Sender zur Erzielung verschiedener spezieller Effekte weiterverarbeitet werden. Beispielsweise bei derFarbtastung werden die Chrominanzsignale zur Erzeugung einer neuen Luminanzinformation verwendet. Bei der Chrominanztastung ist es grundsätzlich erforderlich, daß die Chrominanz- und Luminanzinformation miteinander multipliziert werden. Ist die Chrominanzinformation ein Signal mit wesentlich geringerer Bandbreite als die Luminanzinformation, so werden niederfrequente Störsignale erzeugt, welche im sichtbaren Spektrum des breitbandigen endgültigen Signals merkbar werden, was sich beispielsweise in visuell störenden fehlerhaften Farbänderungen, usw. bemerkbar macht.

Schließlich ist in bekannten Systemen zur Aufrechterhaltung der Übergangscharakteristik des Chrominanzsignals nach Vervollständigung der Digital-Analog-Wandlung ein zusätzliches Gauß-Filter erforderlich. Dieses Gauß-Filter kann eine Bandbreite haben, die nicht breiter oder schmaler als die des Eingangs-Gauß-Filters ist.

Eine schmalere Bandbreite würde die Amplitudencharakteristik des Chrominanzsignals weiter beeinträchtigen. Eine größere Bandbreite würde nicht zur Beherrschung der Fehldefinitionssignale führen, welche außerhalb des Durchlaßbandes des Chrominanzsignals vorhanden sind. Das Problem bei Verwendung eines Gauß-Filters besteht darin, daß es aufgrund seiner langsamen Dämpfungscharakteristik bei der Grenzfrequenz des Chrominanzdurchlaßbandes eine zusätzliche Dämpfung in jedem Punkt der Kurve erzeugt, der eine Amplitude besitzt, die gleich der durch das Eingangs-Gauß-Filter erzeugten unerwünschten Dämpfung ist. Anstelle eines Signals mit einer Bedämpfung von lediglich 3 dB am oberen Ende des Durchlaßbandes ergibt sich statt dessen eine Bedämpfung von 6 dB. Das Ergebnis ist ein System, dessen Chrominanzsignale außerhalb der gewünschten Funktionsspezifikation liegen.

Aus der DE-OS 28 37 i 20 ist bereits eine Anordnung der gattungsgemäßen Art bekannt geworden, bei der wenigstens ein Zwischenwert zwischen aufeinanderfolgenden Chrominanztastwerten digital berechnet werden kann. Dabei wird jedoch das digitalisierte Chrominanzsignal nachteilig beeinflußt, da es mit lediglich der halben Nyquist-Frequenz getastet werden. Eine höhere effektive Tastfolgefrequenz wird lediglich dadurch erzeugt, daß Zwischenwerte gewonnen werden, welche gleich dem Mittelwert von in einem zweidimensionalen Raum um den berechneten Zwischenwertpunkt auftretenden Tastwerten sind. Lediglich eine Mittelwertbildung ist jedoch nicht ausreichend, da die Amplitudencharakteristik eines dazu benutzten digitalen Filters mit zunehmender Frequenz abfällt. Da der Mittelwertbildungsprozeß eine Integration des Signals ist, ergibt sich eine Verzerrung im resultierenden Analogsignal. Darüber hinaus handelt es sich bei dem Vorgang um eine zweidimensionale Interpolation, d. h„ es werden Signale aus unterschiedlichen Zeilen des Fernsehbildes bei der Berechnung der Zwischenwerte ausgenutzt, was eine komplexe Signalverarbeitung darstellt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der in Rede stehenden Art zu schaffen, bei der eine unzulässige Dämpfung sin x/x und entsprechende Fehler eliminierbar sind und gleichzeitig eine höhere effektive Tastfolgefrequenz erreicht wird.

Diese Aufgabe wird bei einer Anordnung der eingangs genannten Art durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst

In der erfindungsgemäßen Anordnung wird eine Gauß-Filter-Dämpfung der Chrominanzsignale vor der Analog-Digital-Wandlung der Signale kompensiert und die Notwendigkeit eines Gauß-Filters nach der Rücküberführung der digitalisierten Chrominanzsignale in ein Analogsignal eliminiert

Weiterhin wird die scheinbare Tastfrequenz der digitalisierten Chrominanzsignale erhöht, so daß die vergrößerte Bandbreite der dadurch erhaltenen Signale in einer nachfolgenden digitalen Verarbeitung dieser digitalisierten Signale in der Weise verwendet werden kann, daß Verzerrungen im wesentlichen eliminiert werden.

Darüber hinaus ist auch die scheinbare Tastfrequenz der Chrominanzsignale derart erhöht, daß eine nachfolgende Digital-Analog-Wandlung dieser Signale mit höherer Frequenz durchgeführt wird, so daß die Filterung die normale Durchlaßbandcharakteristik der Chrominanzsignale nicht beeinflußt

Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt F i g. 1 ein Blockschaltbild eines grundlegenden bekannten digitalen Fernsehsystems,

F i g. 2A und 2B jeweils ein Diagramm des Frequenzspektrums von Luminanz- und Chrominanzsignalen im digitalen Fernsehsystem nach F i g. 1, 5

F i g. 3 ein Blockschaltbild eines grundlegenden idealen digitalen Filters gemäß der Erfindung, F i g. 4 ein Blockschaltbild eines grundlegenden bevorzugten Digitalfilters gemäß der Erfindung,

F i g. 5A ein Zeitdiagramm für grundlegende Zwischenwerte χ und y zwischen benachbarten Chrominanztastwerten A bis D,

Fig.5B eine Zeittakttabelle für die Wirkungsweise von Schaltern Sl und S2 im Digitalfilter nach Fig.4 io zwischen Zeitpunkten Tl und T4,

F i g. 6 ein Diagramm des Frequenzspektrums eines erfindungsgemäß verstärkten Chrominanzsignals als Ausgangssignal eines Analog-Digital-Wandlers und

F i g. 7 ein Diagramm von Frequenzcharakteristik-Kurven, aus dem der Effekt der durch das Digitalfilter nach F i g. 4 erreichten Sinus «/«-Verlustkompensation ersichtlich ist. is |

Generell gesprochen bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Anordnung und ein Verfahren zur §

digitalen Berechnung wenigstens eines Zwischenwertes in einem digitalen Chrominanzsignal zwischen benach- |

harten aufeinanderfolgenden Chrominanz-Tastwerten und weiterhin auf eine derartige Einwirkung auf diese S

Werte, daß eine Kompensation in der Charakteristik dieses Signals zum Zwecke der Kompensation von |

Sinus x/x-Verlusten möglich ist, welche in einem vorhergehenden Tastprozeß auftreten, in dem das Chrominanz- 20 %

signal zunächst digitalisiert wurde. Damit sollen Verluste und Dämpfungen kompensiert werden, die durch eine ||

Gauß-Filterung vor der Digitalisierung des Chrominanzsignals hervorgerufen werden, um Fehldefinitionsfehler jl

im Signal und andere Signalverzerrungen minimal zu halten. Ein derartiges verbessertes Chrominanzsignal ist J|

bei seiner nachfolgenden Verarbeitung für spezielle Effekte und andere Zwecke günstig. Es bietet Vorteile, die §

sich aus der erzeugten höheren effektiven Tastfrequenz ergeben, wobei eine nachfolgende Digital-Analog- 25 jf

Wandlung mit wesentlich reduzierter Verzerrung in Chrominanzsignal vollendet werden kann. Ist das Signal $|

einmal in eine Analogform überführt, so ist anstelle eines Gauß-Filters lediglich ein hochbandiges Tiefpaß-Filter '§

mit scharfer Flanke erforderlich. §j

Im Blockschaltbild eines grundlegenden bekannten digitalen Fernsehsystems nach Fig. 1 wird ein V-Lumi- if

nanzsignal in einen Tiefpaß-Filter 12 mit 5,2 MHz eingespeist, um Signale im Band oberhalb dieser Frequenz zu 30 ||

eliminieren, bevor es in einen Analog-Digital-Wandler 14 mit eine Tastfrequenz von 12 MHz eingespeist wird. '$

Nach der Analog-Digital-Wandlung wird das Luminanzsignal in digitale Sender-Verarbeitungssysteme, band- |f

Speichermedien, usw. eingespeist, die generell mit 16 bezeichnet sind. Die analogen Eingangs-Chrominanzsignale ;g

werden vor einer Analog-Digital-Wandlung entsprechend gefiltert; da sie jedoch eine kleinere Bandbreite ij

besitzen, werden die mit (R-Y) und (B-Y) bezeichneten Chrominanzsignale in Gauß-Filter 18 und 19 mit 35 ff

1,3 MHz und sodann in entsprechende Tiefpaß-Filter 20 und 21 eingespeist. Die Filter 20 und 21 gewährleisten ||

jeweils eine scharfe Sperrung bei einer Frequenz, die ausreichend außerhalb des Bandes (O/B) liegt, um die ||

Erzeugung von Fehldefinitions-Fehlersignalen zu begrenzen, die von den Fehlersignalen verschieden sind, %

welche in oder in der Nähe des Chrominanz-Durchlaßbandes der Gauß-Filter 18 und 19 erzeugt werden. Die ^

Ausgangssignale dieser Filter werden in entsprechende Analog-Digital-Wandler 22 und 23 mit 4 MHz einge- 40 1

speist, um sodann in das vorgenannte digitale Sender-Verarbeitungssystem 16 eingespeist zu werden. |

Wie oben bereits ausgeführt, ist die endgültige Tastfrequenznorm für die Analog-Digital-Wandler 14, 22 und g

23 noch nicht festgelegt. Die erfindungsgemäße Anordnung und das erfindungsgemäße Verfahren sind daher für \\

jede Tastfrequenznorm verwendbar. Das in Fig. 1 dargestellte Tastsystem mit einer Tastnorm von 12-4-4 g

Megatastwerten pro Sekunde stellt hier lediglich ein Beispiel dar. Zur Codierung und Übertragung des Fernseh- 45 |

signals werden das digitalisierte Luminanzsignal und die beiden digitalisierten Chrominanzsignale aus dem j|

digitalen Senderverarbeitungssystem 16 ausgegeben. Diese Signale werden in entsprechende Digital-Analog- Hj

Wandler 24, 26 und 27 eingespeist. Das digitalisierte Luminanzsignal wird in einen Digital-Analog-Wandler 24 mit 12 MHz eingespeist Das dabei erzeugte Analogsignal wird in einem Tiefpaß-Filter 28 mit 5,2 MHz gefiltert wobei die Sinus x/x-Verluste im Signa! nachfolgend durch einen Filter 30 mit 5,5 MHz entzerrt werden. Das 50 Ausgangssignal des Filters 30 ist ein kompensiertes analoges Luminanzsignal, das nachfolgend zwecks Ausgangsübertragung des Videosignals gemäß den Wünschen des Systemanwenders mit den rückumgewandelten analogen Chrominanzsignalen in die PAL-, NTSC- oder eine andere Fernsehnorm codiert werden kann.

Die beiden Chrominanzsignale werden durch Digital-Analog-Wandler 26 und 27 mit 4 MHz umgewandelt Die resultierenden Analog-Signale werden ebenfalls gefiltert, wobei in diesem Falle jedoch Gauß-Filter 32 und 55 33 mit 1,3 MHz und Sinus x/x-Entzerrerfilter 34 und 35 mit 1,5 MHz vorgesehen sind. Gauß-Füter sind ebenfalls erforderlich, um während des Filterprozesses eine gleichförmige Verzerrung zu gewährleisten.

Wie oben bereits ausgeführt, liegt der Nachteil dieses Systems für die Chrominanzsignale darin, daß durch die Verwendung von Gauß-Filtern sowohl auf der Eingangsseite als auch auf der Ausgangsseite des digitalen Systems bei höheren Frequenzen der Chrominanzsignal-Bandbreite unzulässige zusätzliche Dämpfungsverluste 60 im Signal erzeugt werden. Darüber hinaus werden sowohl aufgrund der Tastfrequenz der Analog-Digital-Wandler als auch aufgrund der geringen Steigung der Gauß-Filter Fehldefinitionssignale erzeugt. Diese Fehldefinitionssignale erzeugen in den digitalisierten Chrominanzsignalen Verzerrungen mit einer solchen Größe, daß sie in einem Videobild störend sichtbar sind, wenn die Signale für spezielle Effekte oder andere Verarbeitungszwekke verwendet werden, die eine größere Bandbreite oder einen geringeren Fehler erfordern. 65

Die F i g. 2A und 2B zeigen jeweils ein Diagramm des Frequenzspektrums der Luminanz- und Chrominanzsignale für das Fernsehsystem nach Fig. 1. Gemäß Fig.2A besitzt das Luminanzsignal eine im wesentlichen eerade Charakteristik bis 5,2 MHz und fällt bei der halben Tastfrequenz von 12 MHz des Analog-Digital-Wand-

lers 14 des vorliegenden Beispiels um etwa 30 dB ab. Dieser 6-MHz-Punkt ist der Nyquist-Punkt des Systems. Es ist festzuhalten, daß der Analog-Digital-Wandler 14 ebenfalls ein Fehldefinitionssignal erzeugt, das in F i g. 2A durch eine gestrichelte Kurve dargestellt ist. Dieses Fehldefinitionssignal hat jedoch lediglich eine kleine in das Luminanz- Durchlaßband unterhalb von 5,2 MHz reichende Komponente.

F i g. 2B zeigt das Frequenzspektrum der Chrominanzsignale, woraus ersichtlich ist, daß das Gauß-Filter 18 oder 19 das Chrominanzsignal bei höheren Frequenzen im Durchlaßband gedämpft wird, so daß die Frequenzcharakteristik am oberen Ende bei 1,3 MHz der Chrominanz-Bandbreite um 3 dB tiefer liegt. Die Bandpaß-Dämpfung des Gauß-Filters kann durch folgende Formel beschrieben werden:

^!0 Relative Dämpfung (dB) = 3 (

\ fc>-

wobei die Dämpfungsrate 12 dB pro Oktave beträgt. Es ist zu bemerken, daß das trennschärfere Sperrfilter außerhalb des Bandes oberhalb von etwa 2 MHz eine steilere Steigung in der Chrominanz-Charakteristikkurve hervorruft. Weiterhin ist zu bemerken, daß das Chrominanzsignal im Nyquist-Punkt von 2 MHz, welcher gleich der halben Tastfrequenz der Chrominanz-Analog-Digital-Wandler 22 und 23 ist, aufgrund der sanfteren Dämpfungssteigung des Gauß-Filters lediglich 20 dB tiefer liegt. Das durch die Tastung mit 4 MHz durch den Analog-Digital-Wandler als Ergebnis der sanfteren Steigung der Gauß-Filtercharakteristik erzeugte Fehldefinitionssignal ist in F i g. 2B durch eine gestrichelte Kurve dargestellt

Nach der Digital-Analog-Wandlung wird das Luminanzsignal durch ein weiteres Tiefpaß-Filter 28 mit 5,2 MHz gefiltert, das außerhalb von 2,25 MHz ebenfalls eine gerade Charakteristik besitzt, so daß die durch den Digitalisierungsprozeß hervorgerufene Verzerrung dieses Signals minimal ist. Die beiden Chrominanzsignale müssen jedoch durch Gauß-Filter 26 und 27 erneut gefiltert werden. Es ist zu bemerken, daß diese zweiten Gauß-Filter die Chrominanz-Durchlaßcharakteristik dämpfen, so daß diese Signale bei der Durchlaßbandgrenze von 1,3 MHz statt eines Betrages von 3 dB um einen doppelten Betrag, d. h., um 6 dB gedämpft werden. Eine derartige Charakteristik liegt außerhalb der für derartige Signale in einem Fernsehsignal definierten Spezifikation, so daß sie unzweckmäßig ist.

Die vorliegende Erfindung ermöglicht durch digitale Filterung der Chrominanzsignale eine Kompensation des Dämpfungseffektes der Eingangs-Gauß-Filter, der durch die Analog-Digital-Wandler als Ergebnis dieser Filter erzeugten Fehldefinition sowie der durch den Tastungsprozeß der Chrominanz-Analog-Digital-Wandler erzeugten Sinus x/x-Verluste. Das erfindungsgemäße Digital-Filter ermöglicht weiterhin, daß die Ausgangs-Digital-Analog-Wandler 26 und 27 bei einer höheren Frequenz arbeiten, so daß Ausgangs-Gauß-Filter, wie sie im bekannten System nach F i g. 1 in Form der Filter 32 und 34 erforderlich sind, oder ein analoger Sinus x/x-Entzerrer 34 oder 35 entfallen können. Gemäß der Erfindung ist zur Verarbeitung des resultierenden analogen Chrominanzsignals lediglich ein Tiefpaß-Filter mit scharfer Flanke erforderlich, daß dem für das Luminanzsignal im System nach F i g. 1 verwendeten Tiefpaß-Filter entspricht, wobei diese Frequenzkante außerhalb des Chrominanz-Durchlaßbandes liegt. Die Maßnahmen, wodurch dies erreicht wird, werden im folgenden beschrieben:

F i g. 5A zeigt ein Taktdiagramm eines grundlegenden digitalisierten Chrominanzsignals mit Chrominanztastwerten in Punkten A, B, C und D. Wird das Chrominanzsignal mit einer Frequenz von 4 MHz getaktet, so erzeugen die Analog-Digital-Wandler 22 und 23 alle 250 ns einen digitalisierten Chrominanztastwert. Das Digitalfilter gemäß der Erfindung interpoliert die Chrominanztastwerte derart, daß die effektive Tastfequenz um einen der Frequenz der digitalen Luminanztastwerte gleichen Betrag erhöht wird. Wird das Luminanzsignal mit einer Frequenz von 12 MHz getastet, so sind daher alle 83,3 ns Tastwerte erforderlich. Gemäß F i g. 5A ist daher ein Digitalfilter bevorzugt, das eine bestimmte Anzahl von Zwischenwerten für das Chrominanzsignal zwischen jedem aufeinanderfolgenden Paar von Tastwerten berechnet, um zu ermöglichen, daß das digitalisierte Chrorninanzsignal an die Gesamtzahl von Luminanztastwerten pro Zeiteinheit angepaßt ist Derartige Zwischentastwerte sind in F i g. 5A beispielsweise in Zeitpunkten Xund inzwischen Tastwerten B und Cdargestellt. Es ist zu bemerken, daß in Abhängigkeit vom Verhältnis der Tastfrequenz jedes der Chrominanzsignale zu der des Luminanzsignals ein, zwei, drei oder mehr Zwischenwerte berechnet werden müssen, um die Tastfrequenz des Chrominanzsignals so zu erhöhen, daß sie vorzugsweise gleich der Tastfrequenz des Luminanzsignals ist Da in diesem Beispiel die Luminanzfrequenz gleich der dreifachen Chrominanzfrequenz ist müssen als Eingangssignal für das Digitalfilter zwei Zwischenwerte zwischen jedem benachbarten Chrominanztastwert berechnet werden, damit die Chrominanzsignale eine der Luminanztastfrequenz gleiche effektive Tastfrequenz von 12 Megatastungen pro Sekunde besitzen.

Natürlich können beispielsweise Werte für X und Y zwischen Tastpunkten B und C in einfacher Weise dadurch erhalten werden, daß die Werte des Chrominanzsignals bei B und C als Funktion des zeitlichen Abstandes der Stellen Λ'und yin bezug auf die Stellen B und Clediglich gemittelt werden. Xist daher 2/3ßplus 1/3C, da es näher an B liegt, während Yentsprechend gleich l/3ß+2/3Cist Das Problem bei diesem Satz von Koeffizienten für X und Y besteht darin, daß die Amplitudencharakteristik eines derartigen Filters mit zunehmender Frequenz abnimmt da die Mittelungsfunktion lediglich eine Integration des Signals ist Ein derartiges Ergebnis ist nicht zufriedenstellend, da es einen Pol innerhalb des Durchlaßbandes erzeugt, wodurch sich eine Verzerrung im resultierenden Signal ergibt Es muß daher ein anderer Satz von Koeffizienten realisiert werden.

Da die Übergangscharakteristik vom Eingangssignal zum Analog-Digital-Wandler für jedes Chromasignal bekannt ist ist auch die Charakteristik für ein stufenförmiges Eingangssignal bekannt Es können Koeffizienten berechnet werden, die dieser Charakteristik durch einen Filter höherer Ordnung unter Ausnutzung der Tastwerte A, B, C und D eng angenähert sind. Diese Filterkoeffizienten höherer Ordnung können ebenfalls modifiziert _tgg werden, um Zwischenchrominanzwerte zur Kompensation von Sinus x/x-Verlusten, Gauß-Dämpfungsverlusten

des Signals, usw. zu berechnen. Es ist zu bemerken, daß die in den Zeitpunkten A, B, C und D erhaltenen

Tastwerte durch diesen Prozeß vorzugsweise nicht modifiziert werden, da es sich um Werte handelt, welche wahre Darstellungen des Analogsignals in diesen Zeitpunkten sind. Die Verzerrung ergibt sich aus dem Fehlen von datenreflektierenden Änderungen im analogen Eingangssignal, welche zeitlich zwischen benachbarten Tastwerten auftreten. Ut die für die Übergangscharakteristik erwünschte endgültige Kurve bekannt, so kann die Formel für die Kurve bestimmt werden. Da das Digitalfilter gemäß der Erfindung ein Interpolationsfilter mit 4 bis 12 MHz ist, kompensiert eine Kurve mit der angenäherten Gestalt einer Kurve 100 in Fig. 7 die Chrominanzsignal-Eingangsübergangskurve 102 bis zu einem MHz. Die Kurve 100 ist eine graphische Darstellung der Formel:

H = — l/6cos4<yf + l/6cos2(yf + 4/6cos<yf + 4/12 (1)

Dies gilt für f=83,3 ns bzw. 1/12 MHz, was der o. a. Periode der Tastfrequenz des Luminanzsignäls entspricht. Diese Kurve hat wie gefordert oberhalb von 2 MHz eine scharfe Sperrflanke. Für den Aufbau des Filters ist es erforderlich, die Formel in »Z«-Parameter zu überführen. Eine Überführung der Formel (1) in ihre komplexe Exponentialform ergibt:

H = 1/12(ε>⁴«" + e->⁴") + l/12(e>²*" + e-J^2a") + 4/12(e>*" + e--"¹") + 4/12 (2)

Da e"'·" in Zmit Z= & "" überführt werden kann, ergibt sich:

W = -1/122" + 1/12Z² + 4/12Z¹ + 4/12Z⁰ + 4/12Z-' + 1/12Z-²- 1/12Z-⁴ (3)

Ein ideales digitales Filter 110 gemäß der Erfindung ist in Fig.3 dargestellt. Obwohl — wie aus Fig.3 ersichtlich — die ursprünglichen Daten in Blöcken von 250 ns auftreten, werden sie mit der dreifachen Frequenz, d. h., mit 12 MHz durch Verzögerungsstufen Tl bis 7*9 getaktet. Wenn sich eine ursprüngliche Tastung in den Registern T\,T2 und T3 oder TT, TS und T9 befindet, so ist die Ausgangsverteilung dieser Tastung gleich

-1/12 + 1/12 = 0.

Wenn sich die ursprüngliche Tastung in den Registern TA, T5 und 7*6 befindet, so ist die Ausgangsverteilung gleich

4/12 + 4/12 + 4/12 = 1,

so daß die ursprüngliche Tastung am Ausgang erscheint. Dies entspricht den Zeittaktpunkten A, B, Cund D nach F i g. 5A. Als Ergebnis werden diese Tastwerte unverändert vom Filter 110 ausgegeben.

Es sei angenommen, daß sich in einem Zeitpunkt der Tastwert A in den Registern Tl, 7"8 und Γ9, der Tastwert C in den Registern 7*1, T2 und 7*3 und der Tastwert D am Eingang des Registers 7Ί befindet. Der Ausgangswert ist dann der Tastwert B entsprechend dem Punkt B in Fig. 5A. Repräsentiert das nächste Inkrement des Taktes den Punkt X in F i g. 6, so ist der Ausgangswert für X:

X" = - 1/12D(Tl) + 1/12C(T3) + 4/12C(T4) + 4/12ß(T5) + 4/12ß(T6) + 1/l2ß(T7)- 1/12A(T9)
= - 1/12D + 5/12C + 3/4ß- 1/12Λ (4)

Wird der Takt einmal mehr zum Punkt Yin F i g. 6 inkrementiert, so ist die Ausgangsgröße für Y-.

y= -1/12D(Tl) + l/12C(T3) + 4/12C(T4) + 4/12C(T5) + 4/12ß(T6) + M\2B(T7) + 1/12A(T9)
= - 1/12D + 3/4C + 5/12ß- 1/12Λ (5)

Wird der Takt einmal mehr zum Punkt C in F i g. 5A getaktet, so erscheint der Tastwert C an den Registern Γ4, T5, T6 und trägt zu einer Ausgangsgröße von 1 bei. Die Tastungen B und D erscheinen an den Registern Ti, T2 und Γ3 und T7, Γ8 und 7*9, so daß sie zu einer Ausgangsgröße von 0 beitragen.

Die vorstehend angegebenen Formeln (4) und (5) für Xund Ymachen jedoch die Verwendung von Schieberegistern möglich, welche mit der ursprünglichen Datenfrequenz von 4 MHz arbeiten. Weiterhin machen sie es möglich, daß die arithmetischen Operatoren an den arithmetischen Operationen zeitlich beteiligt sind. Wie sich zeigt, wird dadurch die schaltungstechnische Realisierung des Filters durch Reduzierung der Anzahl der Schieberegister von 9 auf 3 vereinfacht

Da die o. g. Koeffizienten für .Af und Yin einem digitalen Binärfilter in einfacher Weise zu implementieren sind, werden die Koeffizienten in der bevorzugten Ausführungsform geringfügig modifiziert. Es werden daher für X und Yfolgende Koeffizienten gewählt:

X = 3/4ß + 1/2C— 1/8Λ- 1/8D (6)

K= 3/4C+ l/2ß- 1/8A- 1/8D (7)

Fig.4 zeigt ein Blockschaltbild eines grundlegenden bevorzugten Digitalfilters mit drei Schieberegistern gemäß der Erfindung zur Realisierung von Werten der Koeffizienten von X und Y gemäß der vorstehend angegebenen Formeln (6) und (7). Da jeder Tastwert des digitalen Chromasignals ein Mehrbitwort bzw. ein Byte

ist, wird gemäß Fig.4 jedes Byte als Eingangssignal auf ein grundlegendes digitales Filter 50 gegeben und ^r

sodann als Funktion eines Zeittaktes einer Zeittaktstufe 58 seriell durch jedes von drei parallelen Schieberegistern 52,54 und 56 irckoppelt. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das digitale Chromasignal ein 8-Bit-Wort, wobei jedoch in Abhängigkeit von der gewünschten Genauigkeit der Signalamplitude auch mehr oder weniger f\

Bits verwendet werden können. Jedes Bit wird durch den Takt von der Stufe 58 alle 250 ns in die Schieberegister

52 bis 56 eingeschoben, was der Tastfrequenz des digitalisierten Chrominanzsignals als Ausgangsgröße der vj

Analog-Digital-Filter 22 oder 23 entspricht Die Ausgangssignale der Schieberegister 52 bis 56 werden in eine :

Vielzahl von Additionsstufen und Teilerstufen sowie in zwei Schalter 51 und 5 2 eingespeist um die berechneten Zwischen werte X und Y zu erhalten. S^

Gemäß den F i g. 5A und 5B werden die Zwischenwerte in Zeitpunkten T2 und Γ3 zwischen aufeinanderfol- ¥

genden Chrominanztastwerten, beispielsweise zwischen B und C berechnet, wie dies in F i g. 5A dargestellt ist F i g. 5B zeigt eine Zeittakttabelle für die Schalterstellungen der Schalter 51 und 5 2, wie sie für die Erzeugung ψ

der gewünschten Koeffizienten für X und Y im oben beschriebenen Sinne notwendig sind. Ersichtlich ist das |i

Ausgangssignal des Schalters 51 entweder Boder C, wobei Ban einen Schalterpol Fdes Schalters 51 und Can f§

einen Schalterpol E angekoppelt ist Das Ausgangssignal des Schaltes Si wird auf eine durch vier teilende §

Teilerstufe 60 sowie auf einen Schalterpol /des Schalters 52 gekoppelt Das Ausgangssignal des Schalters 52 -P

wird durch eine Taktstufe 64 mit 833 ns auf ein Datenregister 62 gekoppelt, um alle 833 ns, d. h, mit einer ^ Frequenz von 12 MHz einen digitalen Chrominanztastwert als Ausgangssignal abzugeben. Der Ausgang A des Schieberegistes 56 ist mit der Leitung D auf einer Additionsstufe 66 gekoppelt Das resultierende Signal wird in einer Teilerstufe 68 durch 8 geteilt und auf einer Additionsstufe 70 gekoppelt Die Leitungen B und C sind auf einer Additionsstufe 72 gekoppelt, deren Ausgang auf einen durch 2 teilenden Teiler 74 und auf die Additionsstufe 70 gekoppelt ist Das Ausgangssignal der Additionsstufe 70 ist die Funktion

Diese Funktion wird auf einer Additionsstufe 76 gekoppelt, deren anderes Eingangssignal durch den durch 4 teilenden Teiler 60 geliefert wird. Der Ausgang des Teilers 76 ist auf einen Schalterpol H des Schalters 52 gekoppelt
Weitere Erläuterungen des speziellen Aufbaus eines derartigen Digitalfilters sind nicht erforderlich, da es sich um konventionelle Ausgestaltungen handelt Es ist jedoch darauf hinzuweisen, daß die 8-Bit-Schieberegister durch integrierte Schaltkreise des Typs 74S374, die Additionsstufen durch integrierte Schaltkreise Ti 74S283 und die digitalen Schalter 51 und 52 durch integrierte Schaltkreise des Typs Ti SN74S157 der Firma Texas Instruments gebildet werden können.

Fig.6 zeigt ein Diagramm des Frequenzspektrums des durch das Digitalfilter 50 gemäß der Erfindung verbesserten Chrominanzsignals als Ausgangssignal eines Digital-Analog-Wandlers. Gemäß Fig.6 ist das Haupt-Fehldefinitionssignal nunmehr bei einer Frequenz von 12,0 MHz zentriert, wobei lediglich ein im Bereich von 4 MHz liegendes zweites Fehldefinitionssignal mit sehr geringer Amplitude als Funktion des geringstwertigen Bits erzeugt wird. Weiterhin werden Rundungsfehler durch das Digitalfilter erzeugt. Ersichtlich ist es daher lediglich notwendig, im Bedarfsfall eine analoge Filterung zur weiteren Dämpfung des Spektrums im Bereich von 4 MHz und eine Dämpfung aller Frequenzen oberhalb von 10 MHz vorzusehen. Ein derartiges Filter kann in einfacher Weise bis zu 2 MHz geradeaus gebildet werden, so daß die Systemcharakteristik des Chrominanzsignals nicht nachteilig beeinflußt wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Anordnung zur digitalen Filterung von digitalisierten Chrominanzsignalen in einem Digitalkomponenten-Fernsehsystem mit einem Analog-Digital-Wandler, der ein Eingangs-Chrominanzsignal über einen Signalübertragungsweg aufnimmt und daraus eine erste Anzahl von digitalisierten Chrominanztastwerten mit einer ersten Chrominanz-Tastfolgefrequenz erzeugt, wobei der Signalübertragungsweg und der Analog-Digital-Wandler ein bekanntes Einschwingverhalten Desitzen, gekennzeichnet durch eine Schaltung (50,58) zur digitalen Berechnung jeweils wenigstens eines Zwischenwertes zwischen benachbarten digitalisierten Chrominanztastwerten der ersten Anzahl von digitalisierten Chrominanztastwerten und eine Schaltung (60 bis 76, Sl, S 2) zur Kombination der so gewonnenen Zwischenwerte mit der ersten Anzahl von digitalisierten Chrominanztastwerten zur Bildung eines digitalisierten Chrominanzsignals, das somit einer zweiten Anzahl von digitalisierten Chrominanztastwerten mit einer zweiten Chrominanz-Tastfolgefrequenz, die ein Vielfaches der ersten Chrominanz-Tastfolgefrequenz ist, entspricht, wobei die Zwischenwerte und die zweite Chrominanz-Tastfolgefrequenz so gewählt sind, daß sich eine Kompensation des bekannten Ein-Schwingverhaltens ergibt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50,58) zur digitalen Berechnung von Zwischenwerten zur Berechnung einer vorgegebenen Anzahl von Zwischenwerten zwischen aufeinanderfolgenden Tastwerten der ersten Anzahl von digitalisierten Chrominanztastwerten dient, so daß die kombinierte Anzahl von Chrominanztastwerten und Zwischenwerten gleich der Anzahl von Tastwerten pro Sekunde des digitalen Luminanzsignals ist

3. Anordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50, 58) zur digitalen Berechnung von Zwischenwerten zur Justierung des Wertes jedes berechneten Zwischenwertes dient, so daß im digitalen Chrominanzsignal vorhandene Sinus xlx- Verluste wesentlich reduziert werden.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50,58) zur digitalen Berechnung von Zwischenwerten zur Justierung des Wertes jedes berechneten Zwischenwertes dient, um das digitale Chrominanzsignal hinsichtlich von im Signal-Durchlaßband vorhandenen Gauß-Dämpfungsverlusten zu kompensieren.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50, 58) zur digitalen Berechnung von Zwischenwerten zur Justierung des Wertes jedes berechneten Zwischenwertes dient, so daß im digitalisierten Chrominanzsignal vorhandene Fehldefinitionskomponenten wesentlich reduziert werden.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (50,58) zur digitalen Berechnung von Zwischenwerten eine Vielzahl von in Serie geschalteten Eingangs-Byte-Schieberegistern (52 bis 56) mit jeweils einer zur Speicherung eines der digitalsierten Chrominanztastwerte geeigneten Größe und eine Schaltstufe (58) zur seriellen Taktung jedes der Chrominanztastwerte durch jedes Schieberegister (52 bis 56) mit einer der Tastfrequenz des digitalisierten Chrominanzsignals gleichen Taktfrequenz enthält, und daß die Schaltung (60 bis 76, Sl, S2) zur Kombination der gewonnenen Zwischenwerte arithmetische BerechnungSjchaltungsstufen (60,66 bis 76) zur Berechnung jedes der Zwischenwerte aus den Chrominanztastwerten als Ausgangssignal mindestens eines der Schieberegister (52 bis 56) sowie eine Teilschaltung (62, 64, Sl, S2) zur Einführung jedes berechneten Zwischenwertes in einem vorgegebenen Zeitpunkt zwischen seinen entsprechenden benachbarten Chrominanztastwerten zwecks Erzeugung eines digitalen Chrominanzsignals mit höherer effektiver Tastfrequenz mit einem Ausgangsregister (62), einer Stufe zur Taktung des Ausgangsregisters (62) mit einer der Tastfrequenz des digitalisierten Luminanzsignals gleichen Taktfrequenz, und mit Schaltstufen (SX, S2) zur Ankopplung der Chrominanztastwerte und der Zwischenwerte an das Ausgangsregister (62) in vorgegebenen Zeitpunkten aufweist.