FR2499343A1 - Filtre numerique de chrominance pour un systeme de television a composantes numeriques et procede de filtrage utilisant ce filtre - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN FILTRE NUMERIQUE DE CHROMINANCE POUR UN SYSTEME DE TELEVISION A COMPOSANTES NUMERIQUES ET UN PROCEDE DE FILTRAGE UTILISANT CE FILTRE. L'APPAREIL COMPORTE DES MOYENS 50-58, 66-76 POUR CALCULER NUMERIQUEMENT AU MOINS UNE VALEUR INTERMEDIAIRE ENTRE DES VALEURS ECHANTILLONNEES SUCCESSIVES DE CHROMINANCE DU SIGNAL DE CHROMINANCE, MIS SOUS FORME NUMERIQUE, ET DES MOYENS 60-64, S1, S2 POUR COMBINER CHAQUE VALEUR INTERMEDIAIRE AUX VALEURS ECHANTILLONNEES DE CHROMINANCE AFIN DE PRODUIRE UN SIGNAL NUMERIQUE DE CHROMINANCE POSSEDANT UNE FREQUENCE D'ECHANTILLONNAGE EFFECTIVE SUPERIEURE. APPLICATIONS NOTAMMENT AU TRAITEMENT NUMERIQUE D'UN SIGNAL DE CHROMINANCE DE TELEVISION EN COULEURS, SUPPRIMANT LES DEFAUTS ET DISTORSIONS DE CE SIGNAL.

Description

La présente invention concerne une manière générale

un appareil et un procédé pour réaliser le filtrage numéri-

que d'un signal de chrominance présent dans un système de télévision à composantes numériques, et plus particulièrement un appareil et un procédé de ce type, avec lesquels les va-

leurs intermédiaires entre des valeurs échantillonnées suc-

cessives de chrominance sont calculées sous forme numérique, avec pour effet que les valeurs de chrominance apparaissent

dans le temps à une fréquence égale à la fréquence d'échan-

tillonnage du signal de luminance, et avec lesquels ces calculs numériques permettent en outre de compenser des manques ou défauts du signal de chrominance mis sous forme numérique. Un nouveau système standard universel, dont on discute pour les signaux de télévision, est le système standard des composantes numériques, selon lequel le signal de télévision est mis sous forme numérique pour être utilisé dans les studios de radiodiffusion ou bien en vue de sa mémorisation sur bande et est seulement reconverti en un signal analogique juste avant son codage conformément à l'un quelconque des systèmes standards utilisés fréquemment pour la transmission vidéo. Les systèmes standards les plus usuels pour les signaux de télévision sont les systèmes dénommés NTSC, PAL et SECAM. Une difficulté bien connue de

ces systèmes actuels réside dans le fait qu'il est extrême-

ment difficile de convertir un signal de télévision codé

selon un système standard dans un autre système standard.

Ainsi un programme de télévision codé conformément au systè-

me standard SECAM ne peut pas être utilisé dans les pays utilisant un autre système standard. En outre, certains des systèmes actuels possèdent des nombres différents de lignes par image de données, certains utilisant un nombre de 525

lignes horizontales, d'autres 625 lignes et d'autres utili-

sant encore d'autres systèmes standards de lignes. Un systé-

me standard à composantes numériques permettrait une conver-

sion relativement aisée des programmes de télévision, étant donné que ces derniers seraient mis en bande vidéo sous une forme numérique avant un tel codage et qu'une interpolation verticale de formats possédant des nombres différents de lignes est beaucoup plus facile avec des signaux vidéo non codés.

Des systèmes vidéo, dans lesquels le signal de télé-

vision est mis sous forme numérique, ont été utilisésdans l'art antérieur, en particulier dans le domaine des effets spéciaux. Le problème dans ces systèmes résidait dans le

fait qu'ils mettaient sous forme numérique les signaux co-

dés, que ces derniers soient codés selon les systèmes stan-

dards NTSC, PAL ou d'autres. La mise sous forme numérique permettait de créer de nombreux types différents d'effets spéciaux à l'aide de ces signaux vidéo, mais présentait l'inconvénient selon lequel il fallait assurer le suivi d'une quantité importante de trames successives de signaux de télévision pour permettre d'apporter des modifications dans une scène vidéo donnée. Deux trames sont nécessaires initialement, étant donné qu'une seule moitié des lignes

dans chaque image vidéo est balayée à la fois, à savoir al-

ternativement les trames impaires et les trames paires, de sorte que deux trames sont requises pour réaliser une image vidéo donnée. Lorsque la couleur est ajoutée dans le système NTSC, quatre trames sont nécessaires étant donné que la

sous-porteuse couleur, qui contient les signaux de chrominan-

ce définis ci-dessous, est formée de multiples impairs.Ceci est même plus difficile dans le système PAL, qui nécessite huit trames pour décrire une scène vidéo en couleurs donnée. Par

conséquent, lorsqu'une image donnée est mise en mémoire, tou-

tes ces trames doivent être maintenues dans leur ordre cor-

rect de manière à permettre le traitement et/ou la reproduc-

tion corrects de l'image. La préparation d'une bande vidéo

contenant de telles données est donc extrêmement difficile.

On notera également que, étant donné qu'il s'agit d'un sys-

tème de signaux à modulation de fréquence, le système SECAM est même encore plus difficile à traiter étant donné qu'il est impossible de définir une information de chrominance sous la forme d'échantillons mis sous forme numérique, dans

un tel système.

A ce stade il peut être utile de faire un rappel sur la télévision en couleurs d'une manière générale. Dans un système de caméra de télévision en couleurs, trois tubes

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analyseurs sont utilisés pour observer une scène donnée, cha-

cun des tubes étant rendu responsable de l'une des trois cou-

leurs primaires que sont le rouge, le vert et le bleu. Des signaux électriques produits par ces tubes analyseurs sont combinés de manière à réduire la largeur de bande totale requise. A cet effet un signal de luminance y, proportionnel

au signal de luminosité monochrome, et deux signaux de diffé-

rence de couleur, par exemple (R-y) et (B-y) sont produits à partir des signaux rouge, vert et bleu. Les signaux de différence de couleur sont également dénommés signaux de chrominance. Cette largeur de bande réduite est permise étant donné que, dans un système de télévision en couleurs,

on est confiant sur le fait que l'oeil possède une très mau-

vaise résolution aux variations transitionnelles de couleurs, par comparaison aux variations de luminosité. Ainsi par exemple dans le système PAL, les signaux de différence de couleur ou de chrominance possèdent chacun une largeur de bande d'environ 1,3 MHz. Mais la largeur de bande du signal

de luminance est égale à environ 5,5 MHz.

Le système standard à composantes numériques suppri-

me les problèmes ci-dessus étant donné qu'il requiert que les signaux des composantes provenant des tubes analyseurs, c'est-à-dire le signal de luminance et les deux signaux de chrominance, soient immédiatement mis sous forme numérique avant l'utilisation d'un système standard de télévision pour les coder. L'aspect pratique de ce système réside dans le fait que, dans des signaux vidéo non codés, une image est toujours obtenue pour une scène donnée uniquement au moyen de deux trames. La fréquence d'échantillonnage de luminance et de chrominance est également de préférence définie de manière que les échantillons mis sous forme numérique de

chaque composante (obtenus pendant la conversion analogique-

numérique de ces signaux) s'alignent sur chaque ligne hori-

zontale et par conséquent sont synchrones avec la synchroni-

sation de lignes. Un tel système standard permet également une interpolation verticale aisée des lignes à produire, par exemple une image vidéo à 625 lignes à partir d'une image

vidéo à 525 lignes ou réciproquement.

La fréquence d'échantillonnage devant être utilisée par les convertisseurs analogique-numérique pour mettre

sous forme numérique ces signaux de luminance et de chromi-

nance n'a pas encore été fixée, mais on prévoit que les deux signaux de chrominance seront échantillonnés à une fréquence d'échantillonnage beaucoup plus faible que le si- gnal de luminance, en raison de la plus faible largeur de bande qu'ils requièrent. Dans le système NTSC, on utilise des largeurs de bande différentes pour les deux signaux de différence de couleur, mais la largeur de bande du canal maximum correspond à la largeur de bande de 1,3 MHz des canaux de chrominance du système PAL. C'est pourquoi, compte tenu du système standard à composantes numériques, les

deux canaux de différence de couleur posséderont cette lar-

geur de bande plus importante.

On notera que, conformément au critère de Nyquist, la fréquence minimum d'échantillonnage d'un convertisseur analogique-numérique doit être au moins égale au double de la largeur de bande du signal mis sous forme numérique. Par conséquent, si la largeur de bande est égale à 1,3 MHz, la

fréquence d'échantillonnage doit être supérieure à 2,6 MHz.

De façon typique, la largeur de bande du signal de chromi-

nance est comprise entre environ 5 et 5,5 MHz, de sorte que la fréquence d'échantillonnage de ce signal doit être au

moins égale à Il MHz. C'est pourquoi l'un des systèmes stan-

dards d'échantillonnage de composantes numériques, qui a été proposé, est l'échantillonnage de la luminance à une fréquence de 12 mégaéchantillons/seconde (me/s) et des deux signaux de chrominance à une fréquence de 4 méga-échantillons/

seconde, c'est-à-dire à un système standard d'échantillonna-

ge 12-4-4 me/s, pour un total de 20 méga-échantillons/secon-

de pour l'ensemble du bloc des données de couleur. D'autres.

fréquences d'échantillonnage proposées incluent les valeurs 12-6-6 me/s et 14-7-7 me/s. Le problème, qui se présente avec

des -fréquences d'échantillonnage supérieures à une quelcon-

que fréquence d'échantillonnage minimum qui serait probable-

ment la fréquence 12-4-4 me/s, réside dans la charge que cela applique à tout support d'enregistrement étant donné qu'à l'évidence plus le nombre d'échantillons par seconde, qui est nécessaire pour l'enregistrement, est important,

plus l'espace d'enregistrement par seconde, qui est néces-

saire, est important. D'autre part une fréquence d'échan-

tillonnage trop faible pose un problème en raison des ef-

fets de la durée d'échantillonnage sur le signal analogique qui est échantillonné. En d'autres termes le procédé d'échan-

tillonnage fournit habituellement un signal dénaturé résul-

tant de signaux à fréquence plus élevée dans la forme d'onde lorsqu'elle est transformée par le convertisseur analogique/ numérique. Ces signaux dénaturés apparaissent sous la forme

d'une distorsion lorsque le signal est ultérieurement recon-

verti d'une valeur numérique à un signal analogique. Cette distorsion devient beaucoup plus apparente pour de faibles

fréquences d'échantillonnage.

Si l'information présente dans le signal qui est mis sous la forme numérique possède une fréquence supérieure à la limite de Nyquist correspondant à la moitié de la fréquence d'échantillonnage, et qui est également définie habituellement comme étant supérieure à la limite de bande

normale du signal, cette information produit, après échan-

tillonnage, une composante de modulation égale à FC, la fréquence d'échantillonnage moins FMi la fréquence de cette information à fréquence supérieure. C'est pourquoi, pour toute fréquence FM supérieure à la limite de Nyquist égale à FC/2, le signal dénaturé produit un signal parasite dans

la bande passante, un signal parasite d'une fréquence infé-

rieure à FC. Ce signal dénaturé est maintenu dans le signal pendant tout traitement ultérieur et une fois que ce signal est reconverti en un signal analogique, une telle distorsion

ne peut pas être éliminée du signal désiré par un quelcon-

que filtrage supplémentaire.

Afin d'éliminer la formation d'un signal dénaturé

par un convertisseur analogique-numérique, il serait néces-

saire d'avoir un filtre idéal possédant la caractéristique d'un "mur de briques", c'est-à-dire un filtre ne présentant aucune atténuation jusqu'à la valeur FC/2, la valeur moitié de la fréquence moyenne, et une courbe de coupure du signal, présentant une pente infinie pour toutes les fréquences

supérieures à la fréquence de Nyquist.

Dans les systèmes à composantes numériques, il a été

-prévu dans l'art antérieur qu'avant la conversion analogique-

numérique il est nécessaire de filtrer avec un filtre gaussien

chacun des signaux de chrominance pour réduire ainsi ce problè-

me de formation de signaux dénaturés. Un filtre gaussien est souhaitable étant donné qu'il réalise un filtrage avec un retard uniforme. C'est-àdire que tout retard créé par ce

processus de filtrage est uniforme pour toutes les fréquen-

ces, de sorte qu'aucune suroscillation et aucune surmodula-

tion n'est créée dans le signal filtré. Des filtres non gaussiens appliquent en-général au signal des retards qui augmentent avec la fréquence. Des filtres gaussiens sont même plus importants par suite de la faible largeur de bande des signaux de chrominance. Mais en plus du filtre gaussien, un filtre passe-bas possédant une fréquence de coupure

nette au-delà de la fréquence de coupure des signaux de chro-

minance, est utile. Ce dernier filtre est nécessaire pour réduire l'amplitude du signal dénaturé existant à l'extérieur de la bande passante de chrominance, qui est produite par la

pente d'atténuation relativement douce du filtre gaussien.

Le problème avec cette solution de l'art antérieur réside dans le fait qu'une composante du signal dénaturé

est encore produite dans la bande passante de chacun des si-

gnaux de chrominance. En outre le processus d'échantillonna-

ge lui-même crée une perte en sin x/x-dans le signal de chrominance, et le filtre gaussien affaiblit l'amplitude du signal de chrominance pour des fréquences supérieures à

l'intérieur de la bande passante des signaux de chrominance.

Des pertes en sin x/x apparaissent et sont supérieures pour des fréquences d'échantillonnage plus faibles, uniquement par

suite du fait que le processus d'échantillonnage de la con-

version analogique-numérique produit un signal possédant une énergie qui est la moyenne du signal initial. Ceci crée une composante d'erreur d'amplitude qui diminue effectivement lorsque la fréquence augmente. L'allure de ce défaut possède la forme d'une courbe sin x/x. Ces défauts présents dans le signal de chrominance mis sous forme numérique ne sont en général pas discernables à l'observation normale,

une fois que les signaux ont été reconvertis sous forme ana-

logique et transmis par l'appareil émetteur à un récepteur

de télévision. Cependant le problème est beaucoup plus criti-

que dans le cas o, bien qu'étant mis sous forme numéri-

que, les signaux de chrominance sont utilisés pour le traite-

ment ultérieur des signaux dans l'installation de radiodiffu-

sion de manière à créer des effets spéciaux. Par exemple dans le mixage de signaux d'image à activation électronique par différence de couleur, les signaux de chrominance sont

utilisés pour créer une nouvelle information de luminance.

En principe ce mixage requiert que la chrominance et la lumi-

nance soient multipliées l'une par l'autre. Si la chrominan-

ce est un signal possédant une largeur de bande nettement plus étroite que celle du signal de luminance, les signaux parasites à basse fréquence alors produits sont tout à fait manifestes dans le spectre visible du signal final à large

bande, c'est-à-dire qu'ils présentent des variations erro-

nées de couleurs, gênantes du point de vue optique, etc. En définitive, dans l'art antérieur, pour préserver

la réponse transitoire du signal de chrominance, après réa-

lisation de la conversion numérique-analogique, il est né-

cessaire d'utiliser un filtre gaussien supplémentaire. Ce filtre gaussien peut posséder une largeur de bande qui n'est pas plus large ni plus étroite que celle du filtre gaussien d'entrée. Une largeur de bande plus étroite perturberait simplement plus encore la réponse en amplitude du signal de

chrominance, et une largeur de bande plus importante ne réa-

liserait pas la suppression de tout signal dénaturé existant en-dehors de la bande passante du signal de chrominance. Le problème existant dans le cas de l'utilisation d'un filtre

gaussien réside dans le fait que, par suite de sa carac-

téristique d'élimination lente au niveau de la fréquence de coupure de la bande passante de chrominance, il crée une atténuation supplémentaire en chaque point de la courbe de réponse, d'une amplitude égale à l'atténuation indésirable créée par le filtre gaussien d'entrée. C'est pourquoi, au lieu d'obtenir un signal présentant seulement une perte de 3 dB au niveau de l'extrémité des fréquences élevées de la bande passante, la perte serait maintenant de 6 dB. Il en résulterait un système dont les signaux de chrominance se situeraient à l'extérieur de ses spécifications désirées

de fonctionnement.

C'est pourquoi un but de la présente invention est de fournir un système numérique laissant passer le signal analogique qui est traité de façon numérique, c'est-à-dire un système qui ne crée aucune distorsion supplémentaire dans

le signal analogique, en utilisant un filtre numérique agis-

sant de manière à limiter de façon importante la production de tout signal dénaturé dans la bande passante du signal de chrominance. Un autre but de la présente invention est de fournir un filtre numérique de ce type, qui compense toute perte en sin x/x apparaissant au cours du processus d'échantillonnage

du convertisseur analogique-numérique.

Un autre but de la présente invention est de compen-

ser l'atténuation, fournie par le filtre gaussien, des si-

gnaux de chrominance avant leur conversion analogique-numéri-

que et d'éliminer la nécessité de l'emploi d'un tel filtre gaussien, après que les signaux de chrominance mis sous forme

numérique aient été reconvertis en un signal analogique.

Un autre but de la présente invention est de four-

nir un dispositif permettant-d'accroitre la fréquence appa-

rente d'échantillonnage des signaux de chrominance mis sous forme numérique de manière à permettre l'utilisation de la largeur de bande accrue desdits signaux numériques ainsi

obtenus, dans le traitement numérique ultérieur de ces si-

gnaux mis sous forme numérique, de telle manière que les dis-

torsions soient essentiellement éliminées.

Un autre but de la présente invention est d'accroi-

tre la fréquence apparente d'échantillonnage des signaux de -

chrominance de manière que la conversion numérique-analogi-

que ultérieure desdits signaux soit effectuée à une fréquen-

ce supérieure, afin que ledit filtrage ne perturbe pas la

réponse,de bande passante normale, des signaux de chromi-

nance.

D'autres caractéristiques et avantages de la présen--

te invention ressortiront de la description donnée ci-après

prise en référence aux dessins annexés, sur lesquels la figure 1 est un schéma-bloc d'un exemple d'un système de télévision à composantes numériques de l'art antérieur

les figures 2A et 2B sont des diagrammes représen-

tant respectivement le spectre de fréquences des signaux de luminance et de chrominance conformément au système de télévision à composantes numériques de la figure 1;

la figure 3 est un schéma-bloc d'un exemple de fil-

tre numérique idéal conforme à la présente invention;

la figure 4 est un schéma-bloc d'un exemple de fil-

tre numérique préféré conforme à la présente invention; la figure 5A est un chronogramme pour des valeurs intermédiaires x et y, données à titre d'exemple, entre des valeurs échantillonnées voisines de chrominance A-D et la figure 5B est un tableau du fonctionnement des commutateurs Si et S2 présents dans le filtre numérique de la figure 4, entre les instants Tl et T4;

la figure 6 est un diagramme du spectre de fréquen-

ces d'un signal de chrominance accru conformément à la pré-

sente invention en tant que signal de sortie délivré par un convertisseur numérique-analogique; et la figure 7 est un diagramme de courbes de réponse

en fréquence montrant l'effet de la compensation de la per-

te en sin x/x, obtenue à l'aide du filtre numérique de la

figure 4.

D'une façon générale, la présente invention concerne un appareil et un procédé pour calculer numériquement, dans un signal de chrominance mis sous forme numérique, au moins une valeur intermédiaire entre des valeurs échantillonnées voisines successives de chrominance et pour agir en outre

sur ces valeurs de manière à réaliser, dans la caractéristi-

que dudit signal, une compensation des pertes en sin x/x apparaissant dans un processus antérieur d'échantillonnage, lorsque ledit signal de chrominance a été pour la première fois mis sous forme numérique, pour compenser les pertes et l'atténuation provoquées par tout filtrage gaussien avant la mise sous forme numérique du signal de chrominance, pour réduire au minimum la formation de défauts dans le signal

dus à des signaux dénaturés et pour réduire au minimum les au-

tres distorsions du signal. Un tel signal de chrominance

intensifié est avantageux pour le traitement numérique ulté-

rieur du signal de chrominance en vue d'obtenir des effets

spéciaux et dans d'autres buts, et présente des avantages ré-

sultant de la fréquence d'échantillonnage effective supérieu-

re obtenue, ce qui permet de réaliser la conversion numéri-

que-analogique ultérieure avec une distorsion fortement ré-

duite du signal de chrominance ainsi qu'un traitement du

signal, une fois converti sous forme analogique, ne nécessi-

tant qu'un filtre passe-bas à limite précise relativement

élevée de bande et non un filtre gaussien.

En se référant maintenant à la figure 1, on y voit représenté un schémabloc 10 d'un exemple d'un système de

télévision à composantes numériques de l'art antérieur.

Comme on peut le voir sur la figure 1, le signal de luminan-

ce y est envoyé à un filtre passe-bas à 5,2 MHz 12 permettant

d'éliminer de la bande, des signaux supérieurs à cette fré-

quence, avant d'être envoyé dans un convertisseur analogique-

numérique 14 possédant une fréquence d'échantillonnage de 12 MHz. Après avoir subi la conversion analogique-numérique,

le signal de luminance est envoyé aux systèmes de traite-

ment numérique de l'installation de radiodiffusion, aux sup-

ports d'enregistrement à bande, etc., comme cela est illus-

tré schématiquement en 16. Les signaux de chrominance analo-

giques d'entrée sont filtrés de façon similaire avant de subir une conversion analogique-numérique, mais étant donné

qu'ils possèdent une largeur de bande plus faible, les si-

gnaux de chrominance repérés par (R-y) et par (B-y) est en-

voyé aux filtres gaussiens respectifs de 1,3 MHz, désignés par les références 18 et 19, puis sont envoyés à des filtres

passe-bas respectifs 20 et 21. Les filtres 20 et 21 produi-

sent chacun une coupure nette à une fréquence située suffi-

samment en dehors de la bande (0/B) pour limiter toute pro-

duction de signaux défectueux ou dénaturés autres que les signaux produits dans ou à proximité de la bande passante -de chrominance par les filtres gaussiens 18 et 19. Le signal

de sortie de chacun de ces filtres est envoyé auxconvertis-

seursanalogique-numérique respectifs à 4 MHz 22 et 23, pour

être introduit dans l'installation 16 de traitement numéri-

que de radiodiffusion décrite ci-dessus.

Comme cela a été mentionné précédemment, le système standard définitif de fréquence d'échantillonnage pour ces il

convertisseurs analogique-numérique 14, 22 et 23 n'a pas en-

core été déterminé. Par conséquent la présente invention

est conçue de manière à pouvoir être utilisée avec tout sys-

tème standard de fréquence d'échantillonnage imaginé, le système d'échantillonnage 12-4-4 méga-échantillons/seconde représenté sur la figure 1 étant utilisé ici uniquement

à des fins d'explication.

Lorsque l'on est prêt à coder et à transmettre le signal de télévision, le signal de luminance mis sous forme numérique et les deux signaux de chrominance mis sous forme numérique sont délivrés par l'installation 16 de traitement

numérique. Ces signaux sont envoyés aux convertisseurs numé-

rique-analogique respectifs 24, 26 et 27. Le signal de lumi-

nance mis sous forme numérique est envoyé à un convertisseur numériqueanalogique 24 à 12 MHz. Le signal analogique alors obtenu est filtré par un filtre passe-bas 28 à 5,2 MHz et

les pertes en sin x/x présentes dans le signal sont compen-

sées ultérieurement avec un filtre à 5,5 MHz. La sortie du filtre 30 est un signal de luminance analogique compensé, qui peut être ensuite codé avec les signaux de chrominance

analogiques reconvertis, dans les systèmes standards de télé-

vision PAL, NTSC ou autres, comme cela est souhaité par l'utilisateur du système, pour réaliser la transmission de

sortie du signal vidéo.

Les deux signaux de chrominance sont convertis par

des convertisseurs analogique-numérique à 4 MHz 26 et 27.

Les signaux analogiques résultants sont également filtrés, mais dans ce cas par des filtres gaussiens 32 et 33 à 1,3 MHz et par des filtres de compensation des pertes en sin x/x

34 et 35 à 1,5 MHz. Des filtres gaussiens sont à nouveau né-

cessaires pour obtenir un retard uniforme pendant le proces-

sus de filtrage.

Comme cela a été décrit précédemment, l'inconvénient

de ce système pour les signaux de chrominance est que l'uti-

lisation de filtres gaussiens à la fois à l'entrée et à la

sortie du système à composantes numériques 10 crée des per-

tes d'atténuation supplémentaires inadmissibles dans le -

signal aux fréquences supérieures de la largeur de bande des sianaux de chrominance.En outre des signaux dénaturés sont

engendrés à la fois en raison de la fréquence d'échantillon-

nage du convertisseur analogique-numérique et également de l'allure lente de la courbe des filtres gaussiens. Ces signaux dénaturés créent,-dans les signaux de chrominance mis sous forme numérique, des distorsions d'une-amplitude

telle que, lorsque de tels signaux sont utilisés pour réali-

ser des effets spéciaux ou dans d'autres buts de traitement requérant une largeur de bande plus importante ou une erreur moindre, ces distorsions sont visibles de façon gênante dans l'image vidéo résultants

Les diagrammes des figures 2A et 2B montrent respec-

tivement le spectre de fréquences des signaux de luminance et de chrominance conformément au système de télévision à composantes 10, représenté sur la figure 1. Comme on le voit

sur la figure 2A, le signal de luminance possède essentielle-

ment une réponse plate jusqu'à 5,2 MHz et se situe à une valeur d'environ 30 dB inférieure pour la valeur moitié de la fréquence d'échantillonnage de 12 MHz du convertisseur analogique-numérique 14 du présent exemple. Cette valeur de 6 MHz est la valeur de Nyquist de ce système. On notera que le convertisseur analogique-numérique 14 fournit également un signal dénaturé, représenté sous la forme de la ligne

formée de tirets sur la figure 2A. Cependant ce signal déna-

turé ne comporte qu'une faible composante s'étendant dans la

bande passante de luminance au-dessous de 5,2 MHz.

La figure 2B représente le spectre de fréquences de chacun des signaux de chrominance et montre que le filtre gaussien 18 ou 19 atténue le signal dechrominance pour les fréquences supérieures de la bande passante, de sorte que la

réponse en fréquence est réduite de 3 dB à l'extrémité éle-

vée, pour 1,3 MHz, de la largeur de bande de chrominance.

L'atténuation de la bande passante du filtre gaussien est donnée par la formule suivante Atténuation relative (dB) = 3 (w-3dB) et le taux d'atténuation est de 12 dB par octave. On notera qu'au-dessus d'environ 2 MHz, le filtre fournissant une Coupure plus nette en dehors de la bande confère une pente raide à la courbe de réponse de chrominance. On notera également qu'au niveau de la valeur de Nyquist de

2 MHz, qui est égale à la moitié de la fréquence d'échan-

* tillonnage de chacun des convertisseurs analogique-numérique 22 et 23 de chrominance, le signal de chrominance est seule- ment atténué de 20 dB en raison de la pente d'atténuation plus douce du filtre gaussien. Le signal dénaturé produit par l'échantillonnage à 4 MHz effectué par le convertisseur analogique-numérique de chrominance, comme conséquence de la pente douce de la courbe de réponse du filtre gaussien,

est représenté avec une ligne formée de tirets sur la figu-

re 2B.

Après avoir subi la conversion numérique-analogique,

le signal de luminance est filtré par un autre filtre passe-

bas 28 à 5,2 MHz, qui possède également une réponse plate

jusqu'à 5,2 MHz, et par conséquent la distorsion de ce si-

gnal provoquée par le processus de mise sous forme numérique est minimale. Cependant les deux signaux de chrominance ont

besoin d'être à nouveau filtrés respectivement par des fil-

tres gaussiens 26 et 27. On notera que ces seconds filtres

gaussiens atténuent la réponse de la bande passante de chro-

minance de telle manière que pour la limite de bande passan-

te de 1,3 MHz, au lieu d'être atténués de 3 dB, ces signaux sont atténués du double, à savoir de 6 dB. Une telle réponse se situe en dehors de la spécification définie pour de tels signaux dans un système de télévision et est par conséquent inappropriée. La présente invention permet, grâce à un filtrage numérique de chacun des signaux de chrominance, de compenser l'effet d'atténuation des filtres gaussiens d'entrée, la formation de signaux dénaturés provoquée par la conversion

analogique-numérique par suite de la présence de tels fil-

tres et les pertes en sin x/x engendrées par le processus d'échantillonnage du convertisseur analogique-numérique de

chrominance. Ce filtre numérique permet également, conformé-

ment à la présente invention, de faire fonctionner les con-

vertisseurs numérique-analogique de sortie 26, 27 à une fré-

quence supérieure, ce qui élimine la nécessité d'utiliser un filtre gaussien de sortie, comme cela était requis dans le système de l'art antérieur de la figure 1, en 32 et 33, ainsi que la nécessité d'utiliser un compensateur analogique des pertes en sin x/x 34 ou 35. Conformément à la présente invention, le seul traitement nécessité par le signal de chrominance analogique résultant sera un filtrage au moyen d'un filtre passe-bas à fréquence limite nette, semblable au filtre passe-bas utilisé pour le signal de luminance de la figure 1, dans lequel cette limite de fréquence se situe bien à l'extérieur de la bande passante de chrominance. On va décrire ci-après les moyens permettant d'obtenir ce résultat. La figure 5A est un chronogramme d'un signal de

chrominance mis sous forme numérique, donné à titre d'exem-

ple, qui est échantillonné aux instants ou valeurs repérés

en A, B, C et D. Si le signal de chrominance est échantillon-

né à une fréquence de 4 MHz, le convertisseur analogique-

numérique 22, 23 produit une valeur échantillonnée de chromi-

nance, mise sous forme numérique, toutes les 250 nanosecon-

des. Le filtre numérique conforme à la présente invention est conçu pour interpoler les valeurs échantillonnées de

chrominance de manière que la fréquence effective d'échan-

tillonnage soit de préférence accrue à un degré tel qu'elle soit égale à la fréquence des échantillons de luminance mis

sous forme numérique. Si le signal de luminance est échan-

tillonné à une fréquence de 12 MHz, il est par conséquent nécessaire d'avoir des valeurs échantillonnées toutes les 83,3 nanosecondes. Ainsi, comme cela est visible sur la

figure 5A, on préfère utiliser un filtre numérique qui calcu-

le un certain nombre de valeurs intermédiaires pour le si-

gnal de chrominance entre chaque couple successif d'échan-

tillons de ce signal, de manière à obtenir un signal de chrominance mis sous forme numérique correspondant au nombre total des échantillons de luminance par unité de temps. De tels échantillons intermédiaires sont indiqués aux instants x et y situés entre les échantillons B et C sur la figure A, par exemple. On notera que, selon le rapport de la fré-

quence d'échantillonnage de chacun des signaux de chrominan-

ce à celle du signal de luminance, il peut être nécessaire de calculer une, deux, trois ou un plus grand nombre de

valeurs intermédiaires pour accroître la fréquence d'échan-

tillonnage du signal de chrominance de manière à la rendre de préférence égale à la fréquence d'échantillonnage du signal de luminance. Etant donné que dans cet exemple, la fréquence d'échantillonnage du signal de luminance est égale à 3 fois la fréquence d'échantillonnage de chrorinance telle cu'introduit dans le filtre numérique, il est nécessaire de calculer deux valeurs intermédiaires entre deux valeurs

échantillonnées voisines de chrominance de manière que cha-

cun des signaux de chrominance possède une fréquence d'échan-

tillonnage effective de 12 méga-échantillons/seconde égale

à la fréquence d'échantillonnage du signal de luminance.

Naturellement on pourrait obtenir simplement des valeun pour x et y entre les points d'échantillonnage B et C par exemple en faisant la moyenne des valeurs du signal de chrominance en B et C en fonction de l'écart dans le temps

des positions x et y par rapport à B et C. Ainsi, étant don-

né qu'il est plus proche de B, x serait égal à 2/3B plus

-1/3C. De façon correspondante y serait égal à 1/3B plus 2/3C.

Le problème se présentant avec ce jeu de coefficients pour x et y réside dans le fait que la réponse en amplitude d'un

tel filtre diminue lorsque la fréquence augmente, étant don-

né que cette fonction de formation de la moyenne est simple-

ment une intégration du signal. Un tel résultat n'est pas satisfaisant étant donné qu'il crée un pôle qui se trouve parfaitement à l'intérieur de la bande passante, ce qui crée une distorsion dans le signal résultant. Par conséquent

il est nécessaire d'obtenir un jeu différent de coefficients.

Etant donné que l'on connaît la réponse transitoire du filtre d'entrée au convertisseur analogique-numérique pour chaque signal de chroma, on connaît sa réponse pour une entrée échelon. Il est possible de calculer des coefficients

qui fournissent une approximation très serrée de cette ré-

ponse à partir d'un filtre d'ordre plus élevé, en utilisant

les valeurs échantillonnées A, B, C et D du signal de chro-

minance. On peut également modifier ces coefficients de

filtre d'ordre plus élevé pour calculer les valeurs intermé-

diaires de chrominance en vue de compenser les pertes en sin x/x, les pertes d'atténuation gaussienne dans le signal, etc. On notera que les valeurs échantillonnées obtenues aux instants A, B, C et D ne sont, de préférence, également pas

modifiées par ce processus étant donné qu'il s'agit de va-

leurs qui sont des représentations vraies du signal analo-

gique en ces instants. La distorsion provient de l'absence

de toute donnée représentant des variations du signal d'en-

trée analogique, qui interviennent dans le temps entre des échantillons voisins. Ainsi, en connaissant la courbe finale

désirée pour la réponse transitoire, il est possible d'obte-

nir l'équation de la courbe. Conformément à la présente in-

vention, étant donné que le filtre numérique est un filtre d'interpolation entre 4 et 12 MHz, une courbe possédant la forme approchée de la courbe représentée en 100 sur la figure 7 compenserait, jusqu'à 1 MHz, la courbe de réponse transitoire d'entrée du signal de chrominance représentée en 102. L'équation de la courbe 100 est donnée par la formule H = 1/6 cos4wt + 1/6 cos 2wt + 4/6 cos wt

+ 4/12 (1)

Pour la valeur t = 83,3 nanosecondes ou pour 1/12 MHz, ceci fournit la valeur décrite précédemment comme étant la période de la fréquence d'échantillonnage du signal de luminance. Cette courbe présente une coupure nette ou chute

accusée au-dessus de 2 MHz, comme cela est requis. Pour réa-

liser le filtre, il est nécessaire de transformer la formule en utilisant les paramètres "Z". La transformation de la formule (1) sous sa forme exponentielle complexe donne H =-1/12 (e j4wt + e-j4wt) + 1/12 (ej2wt + ej)2wt + 4/12 (eJit + e jet) + 4/12 (2) Etant donné que e peut être transcrit en Z avec Z = ejt, ceci fournit la formule

Z4 Z2 zi ZOZ-

H =-1/12 + 1/12 + 4/12 + 4/12Z + 4/12Z 1

+1/12Z _- 1/12Z4 (3)

Un filtre numérique idéal 110 conformément à cette équation est représenté sur la figure 3. Comme on peut le

voir sur la figure 3, bien que la donnée initiale soit appa-

rue dans des blocs de 250 n, cette donnée est commandée en cadence par les lignes à retard T1 à T9 à une fréquence 3 fois supérieure, à savoir une fréquence de 12 MHz. Ceci

est rendu possible par l'utilisation d'un registre à décala-

ge 120 possédant neuf prises, qui constituent les sorties

respectives des registres à décalage T1-T9. Lorsqu'un échan-

tillon initial est situé dans les registres T1, T2 et T3

ou T7, T8 et T9, la contribution de sortie de cet échantil-

lon est égale à -1/12 + 1/12 = O. Lorsque l'échantillon

initial réside dans les registres T4, T5 et T6, la contribu-

tion de sortie est égale à 4/12 + 4/12 + 4/12 = 1, de sorte

que l'échantillon initial apparaît à la sortie. Ceci corres-

pond aux instants de cadencement A, B, C et D de la figure A. Il en résulte que ces valeurs échantillonnées sont déli-

vrées sans modifications par le filtre 110.

On suppose qu'à un instant, l'échantillon A se situe dans les registres T7, T8 et T9, que l'échantillon C réside

dans les registres T1, T2 et T3 et que l'échantillon D appa-

raIt à l'entrée de T1. La sortie sera l'échantillon B corres-

pondant au point B sur la figure SA. Si l'incrément suivant d'horloge se situe au point x sur la figure 6, la sortie pour x est: x = -1/12D(T1) + 1/12C (T3) + 4/12C (T4) + 4/12B (T5)

+4/12B (T6) + 1/12B (T7) - 1/12A (T9)

= -1/12D + 5/12C + 3/4B -1/12A (4)

Si l'horloge est avancée une fois de plus jusqu'au point y sur la figure 6, la sortie pour y est: y = -1/12D (T1) + 1/12C (T3) + 4/12C (T4) + 4/12C (T5)

+ 4/12B (T6) + 1/12B (T7) + 1/12A (T9)

= -1/12D + 3/4C + 5/12B - 1/12A (5)

Si l'horloge est à nouveau avancée une fois de plus jusqu'au point C sur la figure 5A, l'échantillon C apparaît

dans les registres T4, T5 et T6 et contribue à former la sor-

tie unité. Les échantillons B et D apparaissent dans les registres Tl, T2 et T3 et T7, T8 et T9 respectivement, en

contribuant à fournir la sortie zéro.

Les formules (4) et (5) indiquées ci-dessus pour x

et y permettent cependant d'utiliser les registres à décala-

ge fonctionnant à la fréquence des données initiales, égale à 4 MHz, et permet en outre aux opérateurs arithmétiques

d'effectuer en temps partagé les opérations arithmétiques.

Comme on le voit ceci simplifie le matériel mis en jeu pour le filtre en réduisant le nombre de registres à décalage de

neuf à trois.

Etant donné que les coefficients décrits ci-dessus pour x et y sont un peu difficiles à obtenir dans un filtre binaire numérique, dans la forme de réalisation préférée, ces coefficients sont légèrement modifiés. Ainsi on choisit les coefficients suivants pour x et y x = 3/4B + 1/2C - 1/8A 1/8D (6) y = 3/4C + 1/2B - 1/8A - 1/8D (7)

La figure 4 est un schéma-bloc d'un filtre numéri-

que préféré donné à titre d'exemple, comportant trois regis-

tres à décalage conformément à la présente invention, pour obtenir les valeurs des coefficients de x et y conformément aux formules ci-dessus (6) et (7). Comme on le voit sur la figure 4, étant donné que chaque valeur échantillonnée du signal de chrominance numérique est un mot à plusieurs bits ou octet, chaque octet est introduit en parallèle dans le

filtre numérique 50 pris à titre d'exemple, puis est trans-

mis en série à chacun des trois registres à décalage paral-

lèles, 52, 54 et 56 en fonction du cadencement de l'horloge 58. Dans la présente forme de réalisation, le signal de chrominance numérique est un mot à 8 bits, mais on pourrait utiliser un nombre plus important ou moins important de bits

en fonction de la précision désirée de l'amplitude du signal.

Chaque octet est transféré par l'horloge 58 dans des regis-

tres à décalage 52-56 toutes les 250 nanosecondes, ce qui correspond à la fréquence d'échantillonnage du signal de chrominance mis sous forme numérique, tel qu'il est délivré

par le convertisseur analogique-numérique 22 ou 23. La sor-

tie de chacun de ces registres à décalage 52-56 est reliée à plusieurs additionneurs et diviseurs et à deux commutateurs

SI et S2 pour obtenir les échantillons intermédiaires calcu-

lés x et y.

En se référant aux figures SA et 5B, on voit que les valeurs sont calculées aux instants T2 et T3 entre des valeurs échantillonnées successives de chrominance, entre

B et C par exemple, comme cela est visible sur la figure 5A.

La figure 5B représente une table de cadencement des états des commutateurs Si et S2, nécessaires pour produire les

coefficients désirés pour x et y comme décrit ci-dessus.

Comme on peut le voir, la sortie du commutateur Si est soit B, soit C, B étant raccordé à la borne F du commutateur Si et C étant raccordé à la borne E. La sortie du commutateur Si est accouplée à un diviseur 60 réalisant une division

par 4, et également à une borne J du commutateur S2. La sor-

tiedu commutateur S2 est un registre de données 62 qui est commandé de façon cadencée au bout de 83,3 nanosecondes par

une horloge 64 de manière à délivrer une valeur échantillon-

née numérique de chrominance toutes les 83,3 nanosecondes,

à une fréquence de 12 MHZ. La sortie A du registre à décala-

ge 56 est accouplée à un additionneur 66, de même que la

ligne D. La valeur obtenue est divisée par 8 dans un divi-

seur 68 et est transmise à l'additionneur 70. Les lignes B et C sont également accouplées à un additionneur 72 dont la sortie est accouplée à un diviseur 74 réalisant une division par 2, également raccordé à l'additionneur 70. Le signal de

sortie de l'additionneur 70 est la fonction 1/2(B + C) -

1/8(A + D). Cette fonction est transmise à l'additionneur 76 dont l'autre entrée est raccordée au diviseur 60 réalisant une division par 4, tandis que la sortie de l'additionneur

76 est raccordée à la borne H du commutateur S2.

Une description supplémentaire des particularités

spécifiques de réalisation d'un tel circuit de filtre numé-

rique n'est pas nécessaire, étant donné que de telles parti-

cularités spécifiques sont classiques dans la technique.

Cependant il faut noter que les registres à décalage à 8 bits peuvent être réalisés à l'aide de microplaquettes à circuits intégrés telles que les microplaquettes 74S374

commercialisées par la Société dite Texas Instruments, tan-

dis que les additionneurs peuvent être réalisés par des microplaquettes Tl 74S283 et les commutateurs numériques

Si et S2 par des microplaquettes Tl SN74S157 commerciali-

sées par ladite Société.

La figure 6 montre le diagramme du spectre de fré-

quences du signal de chrominance intensifié par le filtre numérique 50 conforme à la présente invention et tel que délivré par un convertisseur numérique-analogique. Sur la

figure 6 on notera que le principal signal dénaturé est main-

tenant centré sur la valeur de 12 MHz, avec uniquement un second signal dénaturé d'une amplitude assez faible pour la

fréquence de 4 MHz du spectre, qui est produit comme consé-

quence du bit de poids le plus faible et d'erreurs d'arron-

dissement engendrées par le filtre numérique. Par conséquent on peut voir que la seule exigence de filtrage analogique pour un tel signal serait d'atténuer plus encore le spectre à 4 MHz, si cela est nécessaire, et d'atténuer toutes les fréquences supérieures à 10 MHz. On pourrait aisément rendre plat un tel filtre jusau'à 2 MHz, sans que ceci n'altère la

réponse du système pour le signal de chrominance.

On comprendra naturellement que bien que l'on ait décrit et représenté une forme de réalisation préférée de la présente invention, différentes modifications, variantes et équivalents apparaîtront évidents aux spécialistes de la

technique et entrent dans le cadre de la présente invention.

Claims (13)

REVENDICATIONS

1. Appareil pour réaliser le filtrage numérique d'un signal de chrominance mis sous forme numérique, dans un système de télévision à composantes numériques, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (50- 58, 66-76) pour calculer numériquement au moins une valeur intermédiaire (x, y) entre

des valeurs échantillonnées voisines successives de chromi-

nance (A, B, C, D) dudit signal de chrominance mis sous forme

numérique, et des moyens (60-64, Si, S2) pour combiner cha-

que valeur intermédiaire (x, y) auxdites valeurs échantillon-

nées de chrominance pour produire un signal de chrominance

numérique possédant une fréquence d'échantillonnage effec-

tive supérieure.

2. Appareil pour réaliser le filtrage numérique de chaque signal de chrominance mis sous forme numérique dans un système de télévision à composantes numériques, incluant un signal de luminance mis sous forme numérique possédant une fréquence d'échantillonnage plus élevée que chacun des deux signaux de chrominance dans un signal de télévision donné, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (50-58,

66-76) pour calculer numériquement au moins une valeur inter-

médiaire (x, y) située entre des valeurs échantillonnées

voisines successives de chrominance (A, B, C, D) dudit si-

gnal de chrominance mis sous forme numérique, et des moyens (60-64, Si, S2) pour insérer chaque valeur intermédiaire calculée (x, y) à un instant prédéterminé (T2, T3) entre ses valeurs échantillonnées voisines respectives de chrominance

(A, B, C, D) pour produire un signal de chrominance numéri-

que possédant une fréquence d'échantillonnage effective

supérieure.

3. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens (50-58, 66-76) permettant de calculer numériquement des valeurs intermédiaires comportent des moyens (66-76) pour calculer un nombre prédéterminé desdites

valeurs intermédiaires (x, y) entre deux valeurs échantillon-

nées successives de chrominance (A, B, C, D) de manière que le nombre combiné des valeurs échantillonnées de chrominance

et des valeurs intermédiaires soit égal au nombre des échan-

tillons par seconde du signal de luminance mis sous forme numérique.

4. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens (5058, 66-76) permettant de calculer

numériquement au moins une valeur intermédiaire (x, y) com-

portent en outre des moyens pour régler le niveau de chaque valeur intermédiaire calculée de manière que les pertes en

sin x/x présentes dans le signal de chrominance mis sous for-

me numérique soient fortement réduites.

5. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens (50-58, 66-76) permettant de calculer

numériquement au moins une valeur intermédiaire (x, y) com-

portent en outre des moyens pour régler le niveau de chaque valeur intermédiaire calculée de manière à compenser de ce fait toute perte d'atténuation gaussienne dudit signal de

chrominance numérique, dans sa bande passante.

6. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens (50-58, 66-76) permettant de calculer

numériquement au moins une valeur intermédiaire (x, y) com-

portent en outre des moyens pour régler le niveau de chaque valeur intermédiaire calculée de manière que les composantes de signal dénaturé présentes dans le signal de chrominance

mis sous forme numérique soient fortement réduites.

7. Appareil pour réaliser le filtrage numérique de chaque signal de chrominance mis sous forme numérique, dans un système de télévision à composantes numériques incluant un signal de luminance mis sous forme numérique possédant une fréquence d'échantillonnage plus élevée que chacun des deux signaux de chrominance dans un signal de télévision donné, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (50-58,

66-76) pour calculer numériquement au moins une valeur inter-

médiaire (x, y) située entre des valeurs échantillonnées

voisines successives de chrominance (A, B, C, D) dudit si-

gnal de chrominance mis sous forme numérique, l'amplitude desdites valeurs intermédiaires étant calculée de manière à permettre une réduction de la réponse transitoire et des

erreurs d'échantillonnage dans le signal de chrominance nu-

mérique lorsque lesdites valeurs intermédiaires sont inclu-

ses dans le signal de chrominance, et des moyens (60-64, Si, S2) permettant d'insérer chaque valeur intermédiaire calculée à un instant prédéterminé (T2, T3) entre ses valeurs échantillonnées voisines de chrominance (A, B, C, D) pour produire un signal de chrominance numérique possédant une

fréquence d'échantillonnage effective supérieure.

8. Procédé pour réaliser le filtrage de chaque si-

gnal de chrominance mis sous forme numérique, dans un systè-

me de télévision A composantes numériques incluant un signal

de luminance mis sous forme numérique possédant une fréquen-

ce d'échantillonnage plus élevée que chacun des signaux de chrominance dans un signal de télévision donné, caractérisé en ce qu'il inclut les phases opératoires consistant à (a) calculer numériquement au moins une valeur

intermédiaire (x, y) entre des valeurs échantillonnées voisi-

nes successives de chrominance (A, B, C, D) du signal de chrominance mis sous forme numérique; et

(b) à insérer chaque valeur intermédiaire calcu-

lée (x, y) à un instant prédéterminé (T2, T3) entre ses

valeurs échantillonnées voisines de chrominance pour pro-

duire un signal de chrominance numérique possédant une fré-

quence d'échantillonnage effective supérieure.

9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il inclut la phase opératoire consistant à (c) convertir le signal de chrominance mis sous forme numérique, augmenté desdites valeurs intermédiaires, en un signal analogique à la fréquence supérieure permise

par lesdites valeurs intermédiaires.

10. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que la phase opératoire de calcul numérique d'une valeur intermédiaire (x, y) inclut la phase opératoire consistant

à modifier numériquement l'amplitude de chaque valeur inter-

médiaire de telle manière que les pertes en sin x/x présen-

tes dans ledit signal de chrominance sous forme numérique soient essentiellement éliminées lorsque lesdites valeurs

intermédiaires sont incluses dans le signal de chrominance.

11. Procédé de filtrage de chaque signal de chromi-

nance mis sous forme numérique dans un système de télévision à composantes numériques incluant un signal de luminance

mis sous forme numérique possédant une fréquence d'échantil-

lonnage plus élevée que chacun des signaux de chrominance dans un signal de télévision donné, caractérisé en ce qu'il comprend les phases opératoires consistant à

(a) calculer numériquement des valeurs intermé-

diaires (x, y) situées entre des valeurs échantillonnées voisines successives de chrominance (A, B, C, D) dudit signal de chrominance mis sous forme numérique de telle manière que lesdites valeurs échantillonnées et calculées apparaissent avec la même fréquence d'échantillonnage que le signal de luminance mis sous forme numérique (b) modifier numériquement l'amplitude desdites valeurs intermédiaires pour réduire fortement les signaux dénaturés et d'autres défauts en erreurs contenus dans le signal de chrominance numérique; et (c) commander de façon cadencée chaque valeur intermédiaire successive à un instant prédéterminé entre lesdits signaux échantillonnés successifs de chrominance

pour calculer ladite valeur intermédiaire.

12. Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce que la phase opératoire de calcul desdites valeurs intermédiaires (x, y) inclut simultanément l'échantillonnage

de plusieurs valeurs échantillonnées voisines et l'utilisa-

tion de ces valeurs dans lesdits calculs.

13. Appareil pour réaliser le filtrage numérique de chaque signal de chrominance mis sous forme numérique

dans un système de télévision à composantes numériques in-

cluant un signal de luminance mis sous forme numérique pos-

sédant une fréquence d'échantillonnage plus élevée que chacun des deux signaux de chrominance dans un signal de télévision donné, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (50-58, 66-76) permettant de calculer numériquement au moins une valeur intermédiaire (x, y) comprise entre deux valeurs échantillonnées voisines successives de chrominance

(A, B, C, D) du signal de chrominance mis sous forme numéri-

que et qui incluent plusieurs registres à décalage d'entrée à 8 bits (52, 54, 56), qui sont chacun branchés en série et

d'une taille apte à mémoriser l'une des valeurs échantillon-

née de chrominance mise sous forme numérique, des moyens (58) pour commander de façon cadencée le transfert séquentiel de chaque valeur échantillonnée de chrominance dans ledit

registre à décalage à une cadence d'horloge égale à la fré-

quence d'échantillonnage du signal de chrominance mis sous

forme numérique, et des moyens de calcul arithmétique numéri-

que (66, 68, 70, 76) permettant le calcul de chaque valeur intermédiaire (x, y) à partir des valeurs échantillonnées de

chrominance telles qu'elles sont délivrées d'un ou de plu-

sieurs desdits registres à décalage, et des moyens (60-64, Si, S2) pour insérer chaque valeur intermédiaire calculée

en un instant prédéterminé entre ses valeurs échantillon-

nées voisines de chrominance pour produire un signal de

chrominance numérique possédant une fréquence d'échantil-

lonnage effective supérieure, lesdits moyens comportant un registre de sortie (62), des moyens (64) pour commander le

registre de sortie à une cadence d'horloge égale à la fré-

quence d'échantillonnage du signal de luminance mis sous forme numérique, et des moyens (Si, S2) pour transmettre lesdites valeurs échantillonnées de chrominance et lesdites valeurs intermédiaires au registre de sortie (62) à des instants prédéterminés tels qu'une valeur sélectionnée parmi lesdites valeurs est délivrée par ledit registre à l'instant

correspondant à chaque valeur échantillonnée de luminance.