DE2939578C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Trennung zweier Frequenzbänder aus einen bandbegrenzten analogen Signalgemisch, wobei das eine Signal von der Frequenz Null bis zu einer oberen Grenzfrquenz reicht, sogen. Basisbandsignal, und das andere Signal in einem dazu relativ schmalen Frequenzbereich um eine Mittenfrequenz, d. h. Trägerfrequenz, in der Nähe der oberen Grenzfrequenz des Basisbandsignals liegt sogen. geträgertes Signal, wie z. B. ein Luminanz- und ein Chromsignal im PAL-kodierten Videosignal für Farbfernsehen, und das analoge Signalgemisch zunächst mit Hilfe einer Abtast- und Quantisierungsschaltung insgesamt digitalisiert wird und daraufhin das derart gebildete digitale Signal durch ein digitales Filternetzwerk derart verarbeitet wird, daß an dem einen Ausgang hinter dem sogen. Luminanzfiltre nur das Basisbandsignal und an dem anderen Ausgang hinter dem sogen. Chrominanzfilter nur das geträgerte Signal jeweils in digital kodierter Form verfügbar sind, wobei ferner als Abtastfrequenz für die Digitalisierung mindestens die doppelte Trägerfrequenz oder ein ganzzahliges Vielfaches der Trägerfrequenz des geträgerten Signals verwendet wird, wie sie aus der DE-AS 26 03 943 bekannt ist.

Aus der Literaturstelle "Fernseh- und Kinotechnik", Nr. 5, 1979, Seiten 150 bis 154, ist eine Digitalisierung von Fernsehsignalen bekannt, bei denen der Analog-Digital-Wandlungsprozeß in einer sogen. geschlossenen Kodierung vorgenommen wird. Dabei wird das übliche FBAS-Farbfernsehsignal analog-digital gewandelt und in seiner aus Luminanz, geträgerter Chrominanz und dem Synchronsignal zusammengesetzten Form digital verarbeitet. Dabei wird das FBAS-Signal hinter der Zwischenfrequenzstufe auf zwei Systeme geleitet. Das eine System gewinnt aus dem FBAS-Signal in üblicher Weise die Synchronsignale und über den Farbhilfsträger den Takt für das digitale System. Das andere System, die sogenannte Digitalisierung, besteht aus einer Abtast- und Halteschaltung mit nachgestellter Quantisierung. Aus der genannten Literaturstelle ist es weiterhin bekannt, das FBAS-Signal mit 8 Bit zu digitalisieren, d. h. in 256 Graustufen zu zerlegen, außerdem zur Analog-Digital-Umwandlung als Taktfrequenz die vierfache Farbhilfsträgerfrequenz zu verwenden.

Es ist weiterhin aus dem Vortrag Nr. 6 von J. Heitmann der ROBERT BOSCH GMBH, mit dem Titel " Vorschlag eines systemkompatiblen digitalen Farbfernsehsignales" gehalten auf der 5. Jahrestagung der FKTG im Septembr 1977 in Kiel (vgl. Tagungsband) bekannt, für das sog. "Komet-System" Kammfilterschaltungen einzusetzen. Das Signal des verwendeten Kammfilters besitzt dabei alle Signalanteile eines Tiefpaßdekoders und somit alle für die Vertikalauflösung bestimmenden Frequenzen, zusätzlich aber ein Kammfilter- Hochpaßsignal, das die horizontale Auflösung wesentlich verbessert. Die im Manuskript zu dem genannten Vortrag im Bild 3 dargestellte Schaltungsanordnung zeigt hinter dem "Encoded Video Input" zwei als Transversalfilter ausgebildete Kammfilter und in einem Zweig zur Bildung des Luminanzsignals nachgeschaltet einen Tiefpaß LP, der, wenn er einen Verstärkungsfaktor größer Eins aufweist, sogar noch eine vertikale Apertur-Korrektur zuläßt.

Beide genannten Literaturstellen beschäftigen sich mit Digitalisierungsverfahren auf der Senderseite bzw. im Produktionsstudio. Sie zeigen aber die Möglichkeit einer geschlossenen Digitalisierung eines FBAS-Signals, wozu verschiedene Wege angedeutet werden.

Die Erfindung geht von diesem Stand der Technik aus. Sie befaßt sich ebenfalls mit einem System zur geschlossenen Digitalisierung eines FBAS-Signals, nur ist die Anwendung der Erfindung nicht auf der Senderseite zu suchen, sondern sie ist erstmalig für die Anwendung in einem Farbfernsehempfänger gezeigt, bei dem einige Möglichkeiten, die sich auf der Senderseite bei der Studiotechnik ohne weiteres ergeben, nicht so ohne weiteres vorhanden sind und die insb. das Auftreten des Farbhilfsträgers-Moir´ im Farbfernsehempfänger betreffen.

Bei der richtigen Abstimmung eines Farbfernsehempfängers nach der PAL-Norm auf die Sendefrequenz des angewählten Senders erhält man Bilder mit gewisser Randunschärfe. Diese kann subjektiv vermindert werden durch geringes Verstimmen der Empfangsfrequenz gegenüber der Sendefrequenz, wodurch entsprechende Manipulationen im Amplitudenfrequenzgang erreicht werden können. Dies erzeugt jedoch auch Phasenverzerrungen im gesamten Videosignal, d. h. verzerrte Impulsantworten, und Amplitudenfehler im Farbsignal.

Die Erfindung ermöglicht individuelle Manipulationen (sogen. Aperturkorrektur) am Amplitudenfrequenzgang des Helligkeitssignals - also "Scharfstellen" - ohne Phasenverzerrungen und ohne Beeinflussung des Farbsignals.

Im Luminanzkanal waren bisher für eine Absenkung des Frequenzganges an der Stelle des Farbhilfsträgers Werte von etwa 12 bis zu 20 db zu erhalten. Es war also immer noch ein gewisser geringer Wert des Farbhilfsträgers sichtbar und damit an dieser Stelle ein falsches Helligkeitssignal vorhanden. Eine Absenkung in analoger Technik bedingt im Prinzip immer größere Gruppenlaufzeitfehler, je besser die Absenkung werden soll. Der weitere Nachteil eines analogen Filters im Luminanzkanal besteht darin, daß dieses Filter bei der Herstellung abgeglichen werden muß, dann aber altern kann und einen Temperaturlauf zeigt.

Die sogen. Apertur-Korrektur auf analogem Wege erfordert eine feste Filterdimensionierung, durch die also die Frequenzlage und die Überhöhung in db festgelegt wurde. Die Überhöhung veränderbar einzustellen, ist nur schwierig verwirklichbar.

Im Chrominanzkanal schließlich sind steilere Flanken in analoger Technik nur dann zu verwirklichen, wenn gleichzeitig größere Gruppenlaufzeiten in Kauf genommen werden. Auch hier ist ein Abgleich erforderlich. Es bestehen die Probleme der Alterung und der Temperatur.

Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, in einem System mit geschlossener Kodierung eine neue Anwendung aufzuzeigen, wobei das Schwergewicht der Erfindung auf die Ausbildung sowohl der Luminanzfilter als auch der Chrominanzfilter gerichtet ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe sind bei einer Vorrichtung zur Trennung zweier Frequenzbänder der eingangs genannten Art nach der Erfindung für eine Anwendung in einer Empfängerschaltungsanordnung digitale Transversalfilter mit symmetrischen Koeffizienten zur Trennung des Basisbandsignals vom geträgerter Signal und zur Trennung des geträgerten Signals vom Basisbandsignal eingesetzt und die Koeffizienten sind einstellbar ausgebildet.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung können die Empfängerschaltungsanordnung die eines PAL- oder NTSC-Farbfernsehempfängers und das Basisbandsignal das Luminanzsignal und das geträgerte Signal das Chrominanzsignal sein.

Weiterhin können das Transversalfilter, an dessen Ausgang das Lunminanzsignal abnehmbar ist, also das sogen. Luminanzfilter, aus folgenden, im gleichen Signalweg in beliebiger Reihenfolge angeordneten Teilen bestehen:

Einem ersten | cosΩ | -Filter, einem zweiten überbrückbaren | cosΩ | -Filter, einem | 1 -a · cos (b · Ω) | -Filter, bei dem die Koeffizienten a und b einstellbar ausgebildet sind und schließlich aus einem Normiermultiplizierer.

In ähnlicher Weiser kann in weiterer Ausgestaltung der Erfindung das Transversalfilter, an dessen Ausgang das Chrominanzsignal abnehmbar ist, das sogen. Chrominanzfilter, aus folgenden, im gleichen Signalweg in beliebiger Reihenfolge angeordneten Teilen bestehen:

Einem [1 - cos(2 Ω)]-Filter,
einem [1 + cos(4 Ω)]-Filter
und einem überbrückbaren | cos(4 Ω) | -Filter.

Bei Einsatz der Erfindung est es möglich, im Luminanzkanal die Absenkung des Amplitudenfrequenzganges an der Stelle des Farbhilfsträgers auf 48 db oder mehr, je nach Anzahl der bei der A/D-Wandlung verwendeten Quantisierungsstufen, zu vergrößern. Da die Transversalfilter nach der Erfindung mit symmetrischen Koeffizienten ausgebildet sind, sind durch sie prinzipiell keine zusätzlichen Gruppenlaufzeitfehler möglich, denn die Frequenz durchläuft das Digigitalfilter in der gleichen Zeit. Es muß nicht abgeglichen werden, altert nicht und zeigt keinen Temperaturverlauf. Das in vielen Empfängern störende Farbhilfsträgermoir´ ist nun nicht mehr sichtbar.

Die Aperturkorrektur ist durch die Ausbildung der Filter nach der Erfindung progammierbar, ohne daß noch weitere andere Bauteile verwendet werden müssen. Durch die Einstellbarkeit der Koeffizienten kann der Übergang an Helligkeitssprüngen im Bild versteilert und überhöht werden - das Bild wird schärfer -, ohne den Kontrast zu erhöhen und damit die Auflösung in der Nähe vom Schwarz- und Weißwert zu verschlechtern, und ohne die Einstellung des Senders zu verstimmen und damit Phasenverzerrungen zu erzeugen.

Im Chrominanzsignal sind steilere Flanken möglich und da definitionsgemäß prinzipiell keine Gruppenlaufzeitfehler auftreten können, können auch bei größerer Anforderung an die Flankensteilheit diese Anforderungen verwirklicht werden, ohne daß größere Gruppenlaufzeitfehler auftreten. Auch hier im Chrominanzsignal ist kein Abgleich erforderlich, auch gibt es keine Alterungsprobleme oder Temperaturlaufprobleme.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Übersichtsschaltbild, schematisiert,

Fig. 2 das Luminanzfilter nach der Erfindung,

Fig. 3 das Chrominanzfilter nach der Erfindung,

Fig. 4 das | cosΩ | -Filter aus dem Luminanzkanal,

Fig. 5 das überbrückbare | cosΩ | -Filter aus dem Luminanzkanal,

Fig. 6 das | 1 - a · cos (b · Ω) | -Filter aus dem Luminanzkanal,

Fig. 7 das [1 - cos (2 Ω)]-Filter aus dem Chrominanzkanal,

Fig. 8 das [1 + cos (4 Ω)]-Filter aus dem Chrominanzkanal und

Fig. 9 das | cos (4 Ω) | -Filter aus dem Chrominanzkanal.

Die in Fig. 1 schematisch angegebene Schaltungsanordnung zeigt an der linken Seite der Fig. 1 den Ausgang des ZF-Filters und Demodulators in z. B. einem Farbfernsehempfänger, der z B. nach der PAL-Norm arbeitet. Die Klemme, die mit E bezeichnet ist, führt also das vollständige FBAS-Signal, das an dieser Stelle aufgeteilt wird, und zwar werden hier zum einen die Synchronsignale abgespalten und der sogen. Taktaufbereitung und Synchronisation zugeführt. Hinter dieser können dann die Sychronsignale, wie üblich, entnommen werden. Andererseits gibt es hinter dieser Taktaufbereitung eine Klemme, die mit T bezeichnet ist, und an dieser Klemme ist die Taktfrequenz für die Digitalisierung entnehmbar, die in diesem Beispiel gleich der vierfachen Farbhilfsträgerfrequenz ist, als 4 · 4,43 MHz = 17,72 MHz. Das Helligkeitssignal, auch Luminanzsignal genannt, besitzt im FBAS-Signal eine Bandbreite von etwa 0 bis 5 MHz mit kräftigen Spektrallinien im Raster der Zeilenfrequenz. In die Zwischenräume dieses Rasters ist mit Hilfe der Farbhilfsträgerfrequenz von 4,43 MHz die Farbinformation amplitudenmoduliert als sogen. Farbsignal bzw. Chrominanzsignal im Frequenzbereich von etwa 3,4 bis 5 MHz eingelassen. Das Frequenzspektrum dieses Signalgemisches liegt damit im Bereich zwischen 0 bis 5 MHz.

Bei der Signalaufspaltung durch eine Frequenzweiche mit je einem analogen Tief- und Bandpaßfilter ist die Bedingung der Phasenlinearität schwierig und unbefriedigend zu erfüllen. Auch die Unterdrückung des Farbträgers gelingt nur unvollkommen, wie bereits oben angegeben, was im Fernsehbild bisher sichtbar war. Bei der Absenkung des Farbträgers geht weiterhin bei der analogen Lösung Frequenzbandbreite verloren, was durch sogen. Echoentzerrung, d. h. Anheben der Frequenzen um 2 MHz, im subjektiven Bildeindruck ausgeglichen werden kann.

Eine bessere Unterdrückung des Farbhilfsträgers im Luminanzsignal unter gleichzeitig schaltbarer Anhebung eines Frequenzbereiches um 2 MHz um bis zu 6 db zur Echoentzerrung ist auf dem digitalen Wege einfacher möglich. Das sogen. Bandpaßfilter für das Chrominanzsignal soll den Frequenzbereich um den Farbträger herum mit schaltbarer Bandbreite auswählen.

Zur Aufteilung wird zunächst das FBAS-Signal geschlossen digitalisiert durch eine Abtast- und Halteschaltung und nachfolgende Quantisierung. An der Klemme 1 steht nunmehr ein digitales Signal zur Verfügung, das also noch den Luminanz- als auch den Chrominanzanteil enthält. Hinter dieser Klemme 1 setzt die Erfindung ein.

Sie zeigt, wie in Fig. 1 in der oberen Zeile angegeben, ein Luminanzfilter bis zur Klemme 2, danach folgt dann eine Digital-Analog-Umwandlung und schließlich die weitere Signalverarbeitung. In der unteren Zeile ist die Erfindung zwischen den Klemmen 1 und 3 im sogen. Chrominanzfilter verwirklicht. Auch hier folgt hinter der Klemme 3 wieder eine Digital-Analog-Umwandlung und die weitere Signalverarbeitung.

Die Auftrennung des digitalen Videosignals nach der Erfindung wird also in zwei digitalen Filtern verwirklicht, die ihrerseits selbst aus mehreren, hintereinander geschalteten, teilweise an sich bekannten Transversalfiltern mit symmetrischen Koeffizienten bestehen. Da der Phasengang der Frequenzen bei Transversalfiltern mit symmetrischen Koeffizienten grundsätzlich linear ist, weisen die beiden Filter jeweils eine konstante Gruppenlaufzeit auf. Sie ist also unkritisch. Die einzelnen Filterstufen werden nach ihrem Amplitudenfrequenzgang unterschieden und benannt. Die Frequenz sei normiert auf das Vierfache der Farbträgerfrequenz f _FT :

bzw. auf die Abtastfrequenz f _T = 4 · f _FT

Fig. 2 zeigt nun den Luminanzkanal bzw. das Luminanzfilter nach der Erfindung. Es besteht aus einem

| cosΩ | -Filter,

einem mit dem Umschalter U1 überbrückbaren

| cosΩ | -Filter, einem

| 1 - a · cos (b · Ω) | -Filter,

auf die die Schaltfunktionen einwirken und schließlich aus einem normierenden Mutliplizierer. Die Reihenfolge der Filter und des Multiplizierers im Signalweg ist beliebig. Unter Bezugnahme auf Fig. 1 ist also das Luminanzfilter nach der Erfindung zwischen die Klemmen 1 und 2 geschaltet. Die einzelnen Filter sind an ihren Ein- und Ausgängen mit verschiedenen Klemmenbezeichnungen versehen, so daß im weiteren Verlauf hierauf Bezug genommen werden kann und eine bessere Übersicht geschaffen wird.

Die erste Filterstufe zwischen den Klemmen 1 und 4 im Luminanzfilter besteht aus dem | cosΩ | -Filter. Dies ist dadurch gekennzeichnet, daß seine Amplitudenübertragungsfunktion einer cos-Betragsfunktion genügt, deren erste Nullstelle bei der Farbhilfsträgerfrequenz von 4,43 MHz liegt. Damit wird das Farbhilfsträgersignal bei der Farbhilfsträgerfrequenz vollkommen, das geträgerte Chrominanzsignal im Bereich von 3,8 MHz bis 5,0 MHz hinreichend gut unterdrückt. Die Absenkung der Frequenzen unter 3,8 MHz im eigentlichen Durchlaßbereich, z. B. bei 2,2 MHz um 3 db, ist aber unerwünscht, da sie die Detailauflösung im Bild verschlechtert. Dies wir nur nach der Erfindung durch den Einsatz des zwischen den Klemmen 5 und 6 eingeschalteten Filters | 1 - a · cos (b · Ω ) | korrigiert.

Bei dem Abtasten mit und bei einer Taktfrequenz gleich der vierfachen Farbhilfsträgerfrequenz erweist sich eine Verwirklichung der Komponente mit b = 1, 2, 3 oder 4 als leicht möglich und ist im Bildeindruck des wiedergegebenen Fernsehbildes sehr günstig. Der Faktor a ist einstellbar zwischen 0 und 1 und hebt, in Abhängigkeit von b, die durch das | cosΩ | -Filter erzeugte Absenkung der Amplituden bei Frequenzen kleiner als die Farbhilfsträgerfrequenz zum Teil wieder auf.

Es läßt sich für jedes b4 ein Faktor a _min (b) so bestimmen, daß im Durchlaßbereich von 0 bis etwa 3,8 MHz des Luminanzfilters ein maximal flacher Amplitudengang ohne ein sogen. "ripple" entsteht, und zwar bei möglichst großem Ausgleich der durch das | cosΩ | -Filter verursachten Absenkung. Wird der Faktor a größer als a _min (b) gewählt, so ergibt sich eine Überhöhung des Amplitudenganges bei Frequenzen um 2 MHz, die der Echoentzerrung und damit dem subjektiven Eindruck eines schärferen Bildes dient.

Eine Erhöhung bis zu 6 db über den Wert des Amplitudenganges bei der Frequenz 0 ist wünschenswert, wobei vorteilhaft ist, wenn das Maximum bei höheren Frequenzen liegt. Dies kann durch die Wahl eines kleineren b verwirklicht werden. Die vollkommene Unterdrückung des Farbhilfsträgers bleibt dabei durch die Nullstelle des | cosΩ | -Filters stets gewahrt. Die Einstellung der verschiedenen Werte der Koeffizienten a und b erfolgt über die Schaltfunktionen.

Da bei der Überhöhung zur Echoentzerrung auch der Sperrbereich von 3,8 bis 5 MHz mit angehoben wird, ist es auch möglich, ein zweites schaltbares |cosΩ | -Filter zwischen den Klemmen 4 und 5 nach Fig. 2 einzusetzen, so daß dieses in Verbindung mit dem ersten |cosΩ | -Filter bei der Farbhilfsträgerfrequenz eine doppelte und damit breitere Nullstelle im Amplitudenfrequenzgang schafft, wodurch auch die Chrominanzteile im Frequenzband um die Farbhilfsträgerfrequenz herum stärker abgesenkt werden.

Zur Pegelnormierung ist schließlich noch eine digitale Multiplizierschaltung zwischen den Klemmen 6 und 2, wie aus Fig. 2 ebenfalls ersichtlich, angeordnet. Damit das Eingangs- und Ausgangssignal des Luminanzfilters für Gleichstromwerte für beliebige Koeffizienten a und b stets im gleichen Verhältnis stehen, muß das digitale Signal mit dem Faktor

der aus den Schaltfunktionen gewonnen wird, multipliziert werden.

Um Überhöhungen des Frequenzganges um bis zu 6 db zulassen zu können, ohne den nachfolgenden Digital-Analog-Wandler zum Überlauf zu bringen, muß ein entsprechender Wertevorrat vorgehalten werden.

Die Reihenfolge der Hintereinanderschaltung der einzelnen Filterstufen ist, wie aus oben Genanntem ersichtlich, für den Frequenzgang belanglos.

Fig. 3 zeigt das Chrominanzfilter. Dies besteht aus folgenden Filterstufen.

Zwischen die Klemmen 1 und 7 nach Fig. 3 ist ein Filter eingeschaltet mit der Amplitudenübertragungsfunktion

[1 - cos (2 Ω)],

zwischen die Klemmen 7 und 8 mit der Amplitudenübertragungsfunktion

[1 + cos (4 Ω)],

und zwischen die Klemmen 8 und 3 ein Filter mit der Amplitudenübertragungsfunktion

| cos (4 Ω) |,

wobei dieses Filter durch den Umschalter U 2 überbrückbar ist.

Das [1 - cos (2 Ω)]-Filter unterdrückt die niederfrequenten Anteile im Videosignalgemisch und läßt die Chrominanzanteile ungehindert durch. Das [1 + cos (2 Ω)]-Filter senkt weite Teile des Frequenzspektrums um 2,2 MHz herum durch eine doppelte Nullstelle ab und unterdrückt damit die erste Subharmonische der Farbhilfsträgerfrequenz vollkommen. Das | cos (4 Ω) | -Filter schließlich ist überbrückbar ausgebildet und dient dazu, den Bandpaß für das geträgerte Chrominanzsignal noch schmalbandiger durch eine weitere Nullstelle bei 1,1 und 3,3 MHz zu machen.

Fig. 4 zeigt eine Ausführung des | cos Ω | -Filters; ein 8 bit Digitalwort über zwei hintereinander geschaltete 8 bit breite Latches um jeweils einen Takt verzögert und dann mit dem unverzögerten Signal addiert. Das dabei entstehende Ergebnis besitzt ein gültiges Bit mehr und wird nach einer Bewertung mit 1/2, die einem Shift aller Bits um eine Stelle nach rechts entspricht, und somit keine extra Bauelemente bedingt, von einem 9 bit breiten Latch aufgefangen. Für eine Taktrate bis 20 MHz läßt sich diese Digitalschaltung, wie auch die folgenden beschriebenen, in der sogen. Schottky TTL-Technik verwirklichen.

Als Latch ist hier, wie allgemein üblich, ein Halte-Flip-Flop bezeichnet, das für die Dauer eines Taktes den Ausgang auf dem Wert hält, der am Ende des vorherigen Taktes am Eingang gestanden hat.

In Fig. 4 entsprechen die Klemmen 1 und 4 den Klemmen 1 und 4 in Fig. 2. T ist wiederum der Takt mit 17,72 MHz.

Die Fig. 5 zeigt das Blockschaltbild eines schaltbaren | cosΩ | -Filters. Ein 9 bit breites Signalwort wird über zwei entsprechende Latches um jeweils einen Takt verzögert und zu dem unverzögerten Eingangsteil addiert. Dieses Ergebnis wird mit dem Faktor 1/2 bewertert, dem Eingang A eines Multiplexers zugeführt, an dessen anderen Eingang B das um einen Takt verzögerte Eingangssignal zugeführt wird. Über ein Schaltsignal S1 schaltet der Multiplexer einen seiner beiden Eingänge auf seinen Ausgang durch und führt das Signal einem 10 bit breiten Auffanglatch zu. Wird der Eingang A durchgeschaltet, so ist das | cosΩ | -Filter eingeschaltet, wird der Eingang B durchgeschaltet, so ist das | cosΩ | -Filter überbrückt. Der Multiplexer mit dem Schaltsignal S1 entspricht dem in Fig. 2 symbolhaft dargestellten Schalter U1.

Das feste, also zwischen den Klemmen 1 und 4 angeordnete, und das schaltbare, also zwischen den Klemmen 4 und 5 angeordnete | cosΩ | -Filter bestitzt eine Gruppenlaufzeit von jeweils zwei Takten.

Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild des

| 1 - a · cos (b Ω) | -Filters.

Das 10 bit breite Eingangssignal an der Klemme 5 wird über entsprechende Latches insgesamt um 8 Takte verzögert, wobei die Abgriffe bei Verzögerung um 0 Takte, 1 Takt, 2 Takte und 3 Takte mit den Eingängen D, C, B und A eines ersten 4-zu-1-Multiplexers Mu1 verbunden sind. Die Abgriffe bei Verzögerungen um 5 Takte, 6 Takte, 7 Takte und 8 Takte sind mit den Eingängen A, B, C und D eines zweiten gleichartigen Multiplexers Mu2 verbunden. Durch die Wahl eines bestimmten b als Steuersignal für die beiden Multiplexer Mu1 und Mu2 wird in beiden synchron einer der vier Eingänge auf den Ausgang des jeweiligen Multiplexers Mu1 bzw. Mu2 durchgeschaltet. Für b = 1 wird A, für b = 2 wird B, für b = 3 wird C und für b = 4 wird D angewählt. Die beiden an den Ausgängen der Multiplexer Mu1 und Mu2 anliegenden digitalen 10 bit breiten Signalworte werden zu einem 11 bit breiten Wort addiert und mit dem Faktor 1/2 gewichtet, von einem entsprechenden Latch im nächsten Takt aufgefangen. In dem im Signalweg nachfolgend angeordneten Multiplizierer wird das digitale Signal mit einem, über einen Schalter einstellbaren, ebenfalls digitalem Faktor a(0a<1) multipliziert und über ein weiteres Latch dem Minuseingang eines Subtrahierers zugeführt, dessen Pluseingang mit dem Abgriff des um 6 Takte verzögerten Eingangssignales verbunden ist. Das Ergebnis dieser Subtrakion wird im Wertevorrat durch den Wert Null nach unten hin begrenzt und von einem 11 bit breiten Latch aufgefangen. Die Gruppenlaufzeit des

1 - a · cos (b Ω) | -Filters

ist durch die symmetrische Anordnung der beiden Multiplexer Mu1 und Mu2 für alle einstellbaren b und a konstant und beträgt 7 Takte.

Der Hintereinanderschaltung der drei oben beschriebenen Filter muß eine Normierungsschaltung folgen. Sie besteht aus einem Multiplizierwerk, das das digitale Signalwort mit dem vom Faktor a abhängigen Multiplikator

multipliziert, so daß der Gleichanteil des Luminanzsignals, d. h. die Grundhelligkeit des Fernsehbildes, erhalten bleibt. In einer Schottky-TTL-Technik aufgebaut benötigt diese Multiplikation zwei Takte, so daß das gesamte Luminanzfilter eine für alle Frequenzen gleiche Laufzeit von 13 Takten besitzt.

Fig. 7 zeigt das [1 - cos (2 Ω)]-Filter aus dem Chrominanzkanal bzw. aus dem Chrominanzfilter. Das an der Klemme 1 vorhandene 8 bit breite Eingangssignal wird über eine Verzögerungskette von 4 Latches um 4 Takte verzögert und zu dem unverzögerten Signal addiert. Die Summe wird mit dem Faktor 1/2 gewichtet und von einem 9 bit breiten Latch aufgefangen und dem Minuseingang eines Subtrahierers zugeführt, dessen Pluseingang mit einem Abgriff des um 3 Takte verzögerten Eingangssignals verbunden ist. Nach einer weiteren Bewertung mit 1/2 und einem weiteren Latch steht das Ergebnis dieser Subtraktion als 10 bit breites Digitalwort einschließlich Vorzeichenbit an der Klemme 7 zur Verfügung.

Fig. 8 zeigt das im Signalweg nun folgende [1 + cos (4 Ω)]-Filter. Das 10 bit breite digitale Eingangssignal an der Klemme 7 wird über eine Verzögerungskette von 8 Latches um 8 Takte verzögert und mit Hilfe eines Addierwerkes mit dem unverzögerten Eingangssignal addiert. Die Summe wird mit dem Faktor 1/2 bewertet, von einem 11 bit breiten Latch aufgefangen und dem einen Eingang eines weiteren Addierers zugeführt, dessen anderer Eingang mit einem Abgriff des um 5 Takte verzögerten Eingangssignals verbunden ist und dessen 12 bit breites Ausgangssignal nach einer weiteren Gewichtung von 1/2 am Ausgang eines weiteren Latches im nächsten Takt abgreifbar ist.

Fig. 9 zeigt schließich das | cos (Ω) | -Filter, das überbrückbar ist durch den Schalter U2. Ein 12 bit breites digitales Eingangssignal an der Klemme 8 wird über eine Verzögerungskette von 8 Latches um Takte verzögert und mit Hilfe eines Addierwerkes mit dem unverzögerten Eingangssignal addiert. Das mit dem Faktor 1/2 bewertete Ergebnis liegt am Eingang A eines 2-zu-1-Multiplexers an, dessen Eingang B das um 4 Takte verzögerte Eingangssignal zugeführt wird, und der, durch einen Schalter S2 gesteuert, genau einen der beiden Eingänge an seinem Ausgang durchschaltet, das dort von einem 13 bit breiten Latch aufgefangen wird. Wird der Multiplexer so angesteuert, daß der Eingang A durchgeschaltet wird, so entspricht das einem eingeschalteten | cos (4 Ω) | -Filter. Wird der Eingang B durchgeschaltet, so ist das | cos (4Ω) | -Filter überbrückt.

Der Multiplexer mit dem Schaltsignal S2 entspricht dem in Fig. 3 symbolhaft dargestellten Schalter U 2.

Die Gruppenlaufzeiten der einzelnen Filterstufen des Crominanzfilters sind 4 Takte, 6 Takte und 5 Takte, zusammen als 15 Takte.

Der digitale Laufzeitausgleich vom Luminazfilter und Crominanzfilter benötigt ein Schieberegister von der Länge 2, wenn sich die beiden um 2 Takte unterscheiden, das aber auch, wenn eine größere Differenz besteht, ohne große Schwierigkeien um einige Takte verlängert werden kann.

Claims (4)

1. Vorrichtung zur Trennung zweier Frequenzbänder aus einem bandbegrenzten analogen Signalgemisch, wobei das eine Signal von der Frequenz Null bis zu einer oberen Grenzfrequenz reicht, sogen. Basisbandsignal, und das andere Signal in einem dazu relativ schmalen Frequenzbereich um eine Mittelfrequenz, d. h. Trägerfrequenz, in der Nähe der oberen Grenzfrequenz des Basisbandsignals liegt, sogen. geträgertes Signal, wie z. B. ein Luminanz- und ein Chrominanzsignal im PAL-kodierten Videosignal für Farbfernsehen, und das analoge Signalgemisch zunächst mit Hilfe einer Abtast- und Quantisierungsschaltung insgesamt digitalisiert wird und daraufhin das derart gebildete digitale Signal durch ein digigitales Filternetzwerk verarbeitet wird, daß an dem einen Ausgang hinter dem sog. Luminanzfilter nur das Basisbandsignal und an dem anderen Ausgang hinter dem sog. Chrominanzfilter nur das geträgerte Signal jeweils in digigal kodierter Form verfügbar sind, wobei ferner als Abtastfrequenz für die Digitalisierung mindestens die doppelte Trägerfrequenz oder ein ganzzahliges Vielfaches der Trägerfrequenz des geträgerten Signals verwendet wird, dadurch gekennzeichnet, daß für eine Anwendung in einer Empfängerschaltungsanordnung digitale Transversalfilter mit symmetrischen Koeffizienten zur Trennung des Basisbandsignals vom geträgerten Signal auch zur Trennung des geträgerten Signals vom Basisbandsignal eingesetzt sind und die Koeffizienten einstellbar ausgebildet sind.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfängerschaltungsanordnung die eines PAL- oder NTSC-Farbfernsehempfängers und das Basisbandsignal das Luminanzsignal und das geträgerte Signal das Chrominanzsignal sind.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Transversalfilter, an dessen Ausgang das Luminanzsignal abnehmbar ist, das sogen. Luminanzfilter, aus folgenden im gleichen Signalweg in beliebiger Reihenfolge angeordneten Teilen besteht:
Einem ersten | cosΩ | -Filter, einem zweiten überbrückbaren | cosΩ | -Filter, einem | 1 - a · cos (b · Ω) | -Filter, bei dem die Koeffizienten a und b einstellbar ausgebildet sind, und einem Normiermultiplizierer.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Transversalfilter, an dessen Ausgang das Chrominanzsignal abnehmbar ist, das sogen. Chrominanzfilter, aus folgenden im gleichen Signalweg beliebiger Reihenfolge angeordneten Teilen besteht:
Einem [1 - cos (2 Ω)]-Filter,
einem [1 + cos (4 Ω)]-Filter
und einem überbrückbaren | cos (4 Ω) | -Filter.