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Vorrichtung zur Trennung zweier Frequenzbänder aus einem
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bandbegrenzten analogen Signalgemisch Die Erfindung bezieht sich auf
eine Vorrichtung zur Trennung zweier Frequenz bänder aus einem bandbegrenzten analogen
Signalgemisch, wobei das eine Signal von der Frequenz Null bis zu einer oberen Grenzfrequenz
reicht, sogen. Basisbandsignal, und das andere Signal in einem dazu relativ schmalen
Frequenzbereich um eine Mittenfrequenz, d.h. Trägerfrequenz, in der Nähe der oberen
Grenzfrequenz des Basisbandsignals liegt, sogen. geträgertes Signal, wie z.B. ein
Luminanz- und ein Chrominanzsignal im PAL-kodierten Videosignal für Farbfernsehen,
und das analoge Signalgemisch zunächst mit Hilfe einer Abtast- und Quantisierungsschaltung
insgesamt digitalisiert wird und daraufhin das derart gebildete digitale Signal
durch ein digitales Filternetzwerk derart verarbeitet wird, daß an dem einen Ausgang
hinter dem sogen. Luminanzfilter nur das Basisbandsignal und an dem anderen Ausgang
hinter dem sogen.
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Chrominanzfilter nur das geträgerte Signal Jeweils in digital kodierter
Form verfügbar sind, wobei ferner als Abtastfrequenz für die Digitalisierung mindestens
die doppelte Trägerfrequenz oder ein ganzzahliges Vielfaches der Trägerfrequenz
des geträgerten Signals verwendet wird.
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Aus der Literaturstelle "Fernseh- und Kinotechnik", Nr. 5, 1979, Seiten
150 bis 154, ist eine Digitalisierung von Fernsehsignalen bekannt, bei denen der
Analog-Digital-Wandlungsprozeß in einer sogen. geschlossenen Kodierung vorgenommen
wird. Dabei wird das übliche FBAS-Farbfernsehsignal analog-digital gewandelt und
in seiner aus Luminanz, geträgerter Chrominanz und dem Synchronsignal ' Isammengesetzten
Form digital verarbeitet. Dabei wird das FBAS-Signal hinter der Zwischenfrequenzstufe
auf zwei Systeme
geleitet. Das eine System gewinnt aus dem FBAS-Signal
in üblicher Weise die Synchronsignale und über den Farbhilfsträger den Takt für
das digitale System. Das andere System, die sogen. Digitalisierung, besteht aus
einer Abtast- und Halteschaltung mit nachgeschalteter Quantisierung. Aus der genannten
Literaturstelle ist es weiterhin bekannt, das FBAS-Signal mit 8 Bit zu digitalisieren,
d.h.in 256 Graustufen zu zerlegen, außerdem zur Analog-Digital-Umwandlung als Taktfrequenz
die vierfache Farbhilfsträgerfrequenz zu verwenden.
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Es ist weiterhin aus dem Vortrag Nr. 6 von J. Heitmann der ROBERT
BOSCH GMBH, mit dem Titel "Vorschlag eines systemkompatiblen digitalen Farbfernsehsignales"
gehalten auf der 5. Jahrestagung der FKTG im September 1977 in Kiel (vgl. Tagungsband)
bekannt, für das sogen. "Komet-System" Kammfilterschaltungen einzusetzen. Das Signal
des verwendet ten Kammfilters besitzt dabei alle Signalanteile eines Tiefpaßdekoders
und somit alle für die Vertikalauflösung bestimmenden Frequenzen, zusätzlich aber
ein Kammfilter-Hochpaßsignal, das die horizontale Auflösung wesentlich verbessert.
Die im Manuskript zu dem genannten Vortrag im Bild 3 dargestellte Schaltungsanordnung
zeigt hinter dem "Encoded Video Input" zwei als Transversalfilter ausgebildete Kammfilter
und in einem Zweig zur Bildung des Luminanzsignals nachgeschaltet einen Tiefpaß
LP, der, wenn er einen Verstärkungsfaktor größer Eins aufweist, sogar noch eine
vertikale Apertur-Korrektur zuläßt.
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Beide genannten Literaturstellen beschäftigen sich mit Digitalisierungsverfahren
auf der Senderseite bzw. im Produktionsstudio. Sie zeigen aber die Möglichkeit einer
geschlossenen Digitalisierung eines FBAS-Signals, wozu verschiedene Wege angedeutet
werden.
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Die Erfindung geht von diesem Stand der Technik aus. Sie
befaßt
sich ebenfalls mit einem System zur geschlossenen Digitalisierung eines FBAS-Signals,
nur ist die Anwendung der Erfindung nicht auf der Sendersite zu suchen, sondern
sie ist erstmalig für die Anwendung in einem Farbfernsehempfänger gezeigt, bei dem
einige Möglichkeiten, die sich auf der Senderseite bei der Studiotechnik ohne weiteres
ergeben, nicht so ohne weiteres vorhanden sind und die insb. das Auftreten des Farbhilfsträgers-Moire
im Farbfernsehempfänger betreffen, Bei der richtigen Abstimmung eines Farbfernsehempfängers
nach der PAL-Norm auf die Sendefrequenz des angewählten Senders erhält man Bilder
mit gewisser Randunschärfe. Diese kann subjektiv vermindert werden durch geringes
Verstimmen der Empfangsfrequenz gegenüber der Sendefrequenz, wodurch entsprechende
Manipulationen im Amplitudenfrequenzgang erreicht werden können. Dies erzeugt jedoch
auch Phasenverzerrungen im gesamten Videosignal, d.h. verzerrte Impulsantworten,
und Amplitudenfehler im Farbsignal.
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Die Erfindung ermöglicht individuelle Manipulationen (sogen.
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Aperturkorrektur) am Amplitudenfrequenzgang des Helligkeitssignals
- also "Scharfstellen" - ohne Phasenverzerrungen und ohne Beeinflussung des Farbsignals.
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Im Luminanzkana}karen bisher für eine Absenkung des Frequenzganges
an der Stelle des Farbhilfsträgers Werte von etwa 12 bis zu 20 db zu erhalten. Es
war also immer noch ein gewisser geringer Wert des Farbhilfsträges sichtbar und
damit an dieser Stelle ein falsches Helligkeitssignal vorhanden. Eine Absenkung
in analoger Technik bedingt im Prinzip immer größere Gruppenläufzeitfehler, Je besser
die Absenkung werden soll. Der weitere Nachteil eines nalogen Filters im Luminanzkanal
besteht darin, daß dieses Filter bei der Herstellung abgeglichen werden muß, dann
aber altern kann und einen Temperaturlauf zeigt.
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Die sogen. Apertur-Korrektur auf analogem Wege erfordert eine feste
Filterdimensionierung, durch die also die Frequenzlage und die Überhöhung in db
festgelegt wurde.
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Die Uberhöhung veränderbar einzustellen, ist nur schwierig verwirklichbar.
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Im Chrominanzkanal schließlich sind steilere Flanken in analoger Technik
nur dann zierwirklichen, wenn gleichzeitig größere Grupperiaufzeiten in Kauf genommen
werden. Auch hier ist ein Abgleich erforderlich. Es bestehen die Probleme der Alterung
und der Temperatur.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, in einem System mit
geschlossener Kodierung eine neue Anwendung aufzuzeigen, wobei das Schwergewicht
der Erfindung auf die Ausbildung sowohl der Luminanzfilter als auch der Chrominanzfilter
gerichtet ist.
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Zur Lösung dieser Aufgabe sind bei einer Vorrichtung zur Trennung
zweier Frequenzbänder der eingangs genannten Art nach der Erfindung für eine Anwendung
in einer Empfängerschaltungsanordnung digitale Transversalfilter mit symmetrischen
Koeffizienten zur Trennung des Basisbandsignals vom geträgerten Signal und zur Trennung
des geträgerten Signals vom Basisbandsignal eingesetzt und die Koeffizienten sind
einstellbar ausgebildet.
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In weiterer Ausgestaltung der Erfindung können die Empfängerschaltungsanordnung
die eines PAL- oder NTSC-Farbfernsehempfängers und das Basisbandsignal das Luminanzsignal
und das getragerte Signal das Chrominanzsignal sein.
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Weiterhin können das Transversalfilter, an dessen Ausgang das Luminanzsignal
abnehmbar ist, also das sogen. Luminanzfilter, aus folgenden, im gleichen Signalweg
in beliebiger
Reihenfolge angeordneten Teilen bestehen: Einem ersten
| cosQ | -Filter, einem zweiten überbrückbaren | cos #| -Filter, einem | 1 - a .
cos(b.#)| -Filter, bei dem die Koeffizienten a und b einstellbar ausgebildet sind
und schließlich aus einem Normiermultiplizierer.
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In ähnlicher Weise kann in weiterer Ausgestaltung der Erfindung das
Transversalfilter, an dessen Ausgang das Chrominanzsignal abnehmbar ist, das sogen.
Chrominanzfilter, aus folgenden, im gleichen Signalweg in beliebiger Reihenfolge
angeordneten Teilen bestehen: Einem [1-cos(2 #)] -Filter, einem [1+cos(4 #)] -Filter
und einem überbrückbaren | cos(4 #)| -Filter.
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Bei Einsatz der Erfindung ist es möglich, im Luminanzkanal die Absenkung
des Amplitudenfrequenzganges an der Stelle des Farbhilfsträgers auf 48 db oder mehr,
je nach Anzahl der bei der A/D-Wandlung verwendeten Quantisierungsstufen, zu vergrößern.
Da die Transversalfilter nach der Erfindung mit symmetrischen Koeffizienten ausgebildet
sind, sind durch sie prinzipiell keine zusätzlichen Gruppenlaufzeitfehler möglich,
denn jede Frequenz durchläuft das Digitalfilter in der gleichen Zeit. Es muß nicht
abgeglichen werden, altert nicht und zeigt keinen Temperaturlauf. Das in vielen
Empfängern störende Farbhilfsträgermoire ist nun nicht mehr sichtbar.
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Die Aperturkorrektur ist durch die Ausbildung der Filter nach der
Erfindung programmierbar, ohne daß noch weitere andere Bauteile verwendet werden
müssen. Durch die Einstellbarkeit der Koeffizienten kann der Ubergang an Helligkeitssprüngen
im Bild versteilert und überhöht werden - das Bild wird schärfer -, ohne den Kontrast
zu erhöhen und damit die Auflösung in der Nähe vom Schwarz- und Weißwert zu verschlechtern,
und ohne die Einstellung des Senders
zu verstimmen und damit Phasenverzerrungen
zu erzeugen.
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Im Chrominanzsignal sind steilere Flanken möglich und da definitionsgemäß
prinzipiell keine Gruppenlaufzeitfehler auftreten können, können auch bei größerer
Anforderung an die Flankensteilheit diese Anforderungen verwirklicht werden, ohne
daß größere Gruppenlaufzeitfehler auftreten.
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Auch hier im Chrominanzsignal ist kein Abgleich erforderlich, auch
gibt es keine Alterungsprobleme oder Temperaturlaufprobleme.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt
und werden im folgenden näher beschrieben.
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Es zeigen Fig. 1 ein Ubersichtsschaltbild, schematisiert, Fig. 2 das
Luminanzfilter nach der Erfindung, Fig. 3 das Chrominanzfilter nach der Erfindung,
Fig. 4 das 1 cosQ 1-Filter aus dem Luminanzkanal, Fig. 5 das überbrückbare I cos
1 cosfli-Filter aus dem Luminanzkanal, Fig. 6 das | 1 - a . cos(b . #)| -Filter
aus dem Luminanzkanal, Fig. 7 das 1 - cos (2 Q)3 -Filter aus dem Chrominanzkanal,
Fig. 8 das [1 + cos (4 #)] -Filter aus dem Chrominanzkanal und Fig. 9 das I cos
(4 #)| -Filter aus dem Chrominanzkanal.
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Die in Fig. 1 schematisch angegebene Schaltungsanordnung zeigt an
der linken Seite der Fig. 1 den Ausgang des ZF-Filters und Demodulators in z.B.
einem Farbfernsehempfänger, der z.B. nach der PAL-Norm arbeitet. Die Klemme, die
mit E bezeichnet ist, führt also das vollständige FBAS-Signal, das an dieser Stelle
aufgeteilt wird, und zwar werden hier zum einen die Synchronsignale abgespalten
und der sogen.
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Taktaufbereitung und Synchronisation zugeführt. Hinter
dieser
können dann die Synchronsignale, wie üblich, entnommen werden. Andererseits gibt
es hinter dieser Taktaufbereitung eine Klemme, die mit T bezeichnet ist, und an
dieser Klemme ist die Taktfrequenz für die Digitalisierung entnehmbar, die in diesem
Beispiel gleich der vierfachen Farbhilfstragerfrequenz ist, also 4 4,43 MHz = 17,72
MHz.
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Das Helligkeitssignal, auch Luminanzsignal genannt, besitzt im FBAS-Signal
eine Bandbreite von etwa 0 bis 5 MHz mit kräftigen Spektrallinien im Raster der
Zeilenfrequenz. In die Zwischenräume dieses Rasters ist mit Hilfe der Farbhilfsträgerfrequenz
von 4,43 MHz die Farbinformation amplitudenmoduliert als sogen. Farbsignal bzw.
Chrominanzsignal im Frequenzbereich von etwa 3,4 bis 5 MHz eingelassen.
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Das Frequenzspektrum dieses Signalagemisches liegt damit im Bereich
zwischen 0 bis 5 MHz.
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Bei der Signalaufspaltung durch eine Frequenzweiche mit je einem analogen
Tief- und Bandpaßfilter ist die Bedingung der Phasenlinearität schwierig und unbefriedigend
zu erfüllen. Auch die Unterdrückung des Farbträgers gelingt nur unvollkommen, wie
bereits oben angegeben, was im Fernsehhld bisher sichtbar war. Bei der Absenkung
des Farbträgers geht weiterhin bei der analogen Lösung Frequenzbandbreite verloren,
was durch sogen. Echoentzerrung, d.h. Anheben der Frequenzen um 2 MHz, im subjektiven
Bildeindruck ausgeglichen werden kann.
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Eine bessere Unterdrückung des Farbhilfsträgers im Luminanzsignal
unter gleichzeitig schitbarer Anhebung eines Frequenzbereiches um 2 MHz um bis zu
6db zur Echoentzerrung ist auf dem digitalen Wege einfacher möglich. Das sogen.
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Bandpaßfilter für das Chrominanzsignal soll den Frequenzbereich um
den Farbträger herum mit schaltbarer Bandbreite auswählen.
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Zur Aufteilung wird zunächst das FBAS-Signal geschlossen
digitalisiert
durch eine Abtast- und Halteschaltung und nachfolgende Quantisierung. An der Klemme
1 steht nunmehr ein digitales Signal zur Verfügung, das also noch den Luminanz-
als auch den Chrominanzanteil enthält. Hinter dieser Klemme 1 setzt die Erfindung
ein.
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Sie zeigt, wie in Fig. 1 in der oberen Zeile angegeben, ein Luminanzfilter
bis zur Klemme 2, danach folgt dann eine Digital-Analog-Umwandlung und schließlich
die weitere Signalverarbeitung. In der unteren Zeile ist die Erfindung zwischen
den Klemmen 1 und 3 im sogen. Chrominanzfilter verwirklicht. Auch hier folgt hinter
der Klemme 3 wieder eine Digital-Analog-Umwandlung und die weitere Signalverarbeitung.
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Die Auftrennung des digitalen Videosignals nach der Erfindung wird
also in zwei digitalen Filtern verwirklicht, die ihrerseits selbst aus mehreren,
hintereinander geschalteten, teilweise an sich bekannten Transversalfiltern mit
symmetrischen Koeffizienten bestehen. Da der Phasengang der Frequenzen bei Transversalfiltern
mit symmetrischen Koeffizienten grundsätzlich linear ist, weisen die beiden Filter
jeweils eine konstante Gruppenlaufzeit auf. Sie ist also unkritisch. Die einzelnen
Filterstufen werden nach ihrem Amplitudenfrequenzgang unterschieden und benannt.
Die Frequenz sei normiert auf das Vierfache der Farbtr-igerfrequenz fFT:
bzw. auf die Abtastfrequenz fT = 4 fFT
Fig. 2 zeigt nun den Luminanzkanal bzw. das Luminanzfilter
nach
der Erfindung. Es besteht aus einem |cos #| -Filter, einem mit dem Umschalter U1
überbrückbaren |cos #| -Filter, einem |1 - a . cos (b Q)| -Filter, auf die die Schaltfunktionen
einwirken und schließlich aus einem normierenden Multiplizierer. Die Reihenfolge
der Filter und des Multiplizierers im Signalweg ist beliebig. Unter Bezugnahme auf
Fig. 1 ist also das Luminanzfilter nach der Erfindung zwischen die Klemmen 1 und
2 geschaltet. Die einzelnen Filter sind an ihren Ein- und Ausgängen mit verschiedenen
Klemmenbezeichnungen versehen, so daß im weiteren Verlauf hierauf Bezug genommen
werden kann und eine bessere Übersicht geschaffen wird.
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Die erste Filterstufe zwischen den Klemmen 1 und 4 im Luminanzfilter
besteht aus dem | cos #|-Filter. Dies ist dadurch gekennzeichnet, daß seine Amplitudenübertragungsfunktion
einer cos-Betragsfunktion genügt, deren erste Nullstelle bei der Farbhilfsträgerfrequenz
von 4,43 MHz liegt. Damit wird das Farbhilfsträgersignal bei der Farbhilfsträgerfrequenz
vollkommen, das geträgerte Chrominanzsignal im Bereich von 3,8 MHz bis 5,0 MHz hinreichend
gut unterdrückt. Die Absenkung der Frequenzen unter 3,8 MHz im eigentlichen Durchlaßbereich,
z.B. bei 2,2 NHz um 3 db, ist aber unerwünscht, da sie die Detailauflösung im Bild
verschlechtert. Dies wird nun nach der Erfindung durch den Einsatz des zwischen
den Klemmen 5 und 6 eingeschalteten Filters 1 1 -a . cos (b . #)| korrigiert.
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Bei dem Abtasten mit und bei einer Taktfrequenz gleich der vierfachen
Farbhilfsträgerfrequenz erweist sich eine Verwirklichung der Komponente mit b =
1, 2, 3 oder 4 als leicht möglich und ist im Bildeindruck des wiedergegebenen Fernsehbildes
sehr günstig. Der Faktor a ist
einstellbar zwischen 0 und 1 und
hebt, in Abhängigkeit von b, die durch das | cos # | - Filter erzeugte Absenkung
der Amplituden bei Frequenzen kleiner als die Farbhilfsträgerfrequenz zum Teil wieder
auf.
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Es läßt sich für jedes b £ 4 ein Faktor amin (b) so bestimmen, daß
im Durchlaßbereich von 0 bis etwa 3,8 MHz des Luminanzfilters ein maximal flacher
Amplitudengang ohne ein sogen. "ripple" entsteht, und zwar bei möglichst großem
Ausgleich der durch das | cosh) -Filter verursachten Absenkung. Wird der Faktor
a größer als amin (b) gewählt, so ergibt sich eine Überhöhung des Amplitudenganges
bei Frequenzen um 2 MHz, die der Echoentzerrung und damit dem subjektiven Eindruck
eines schärferen Bildes dient.
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Eine Erhöhung bis zu 6 db über den Wert des Amplitudenganges bei der
Frequenz 0 ist wünschenswert, wobei vorteilhaft ist, wenn das Maximum bei höheren
Frequenzen liegt.
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Dies kann durch die Wahl eines kleineren b verwirklicht werden. Die
vollkommene Unterdrückung des Farbhilfsträgers bleibt dabei durch die Nullstelle
des | cos # | - Filters stets gewahrt. Die Einstellung der verschiedenen Werte der
Koeffizienten a und b erfolgt über die Schaltfunktionen.
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Da bei der Uberhöhung zur Echo entzerrung auch der Sperrbereich von
3,8 bis 5 MHz mit angehoben wird, ist es auch möglich, ein zweites schaltbares |
j ,,,fit -Filter zwischen den Klemmen 4 und 5 nach Fig. 2 einzusetzen, so daß dieses
in Verbindung mit dem ersten | cos # | 1-Filter bei der Farbhilfsträgerfrequenz
eine doppelte und damit breitere Nullstelle im Amplitudenfrequenzgang schafft, wodurch
auch die Chrominanzanteile im Frequenzband um die Farbhilfsträgerfrequenz herum
stärker abgesenkt werden.
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Zur Pegelnormierung ist schließlich noch eine digitale Multiplizierschaltung
zwischen den Klemmen 6 und 2, wie aus
Fig. 2 ebenfalls ersichtlich,
angeordnet. Damit das Eingangs-und Ausgangssignal des Luminanzfilters für Gleichstromwerte
für beliebige Koeffizienten a und b stets im gleichen Verhältnis stehen, muß das
digitale Signal mit dem Faktor (1/1-a), der aus den Schlatfunktionen gewonnen wird,
multipliziert werden.
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Um Uberhöhungen des Frequenzganges um bis zu 6 db zulassen zu können,
ohne den nachfolgenden Digital-Analog-Wandler zum Uberlauf zu bringen, muß ein entsprechender
Wertevorrat vorgehalten werden.
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Die Reihenfolge der Hintereinanderschaltung der einzelnen Filterstufen
ist, wie aus oben Genanntem ersichtlich, für den Frequenzgang belanglos.
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Fig. 3 zeigt das Chrominanzfilter. Dies besteht aus folgenden Filterstufen:
Zwischen die Klemmen 1 und 7 nach Fig. 3 ist ein Filter eingeschaltet mit der Amplitudenübertragungsfunktion
[1 - cos (2 # )], zwischen die Klemmen 7 und 8 mit der AmplitudenUbertragungsfunktion
+ cos (4 und zwischen die Klemmen 8 und 3 ein Filter mit der Amplitudenübertragungsfunktion
| cos (4 # ) |, wobei dieses Filter durch den Umschalter U2 überbrückbar ist.
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Das [1 - cos (2 #)] -Filter unterdrückt die niederfrequenten Anteile
im Videosignalgemisch und lä13t die Chrominanzanteile ungehindert durch. Das [1
+ cos (2))-Fil ter senkt weite Teile des Frequenzspektrums um 2,2 MHz herum durch
eine doppelte Nullstelle ab und unterdrückt damit die erste Subharmonische der Farbhilfsträgerfrequenz
vollkommen.
Das 1 cos (4 Q zu | )j-iter schließlich ist überbrückbar ausgebildet und dient dazu,
den Bandpaß für das geträgerte Chrominanzsignal noch schmalbandiger durch eine weitere
Nullstelle bei 1,1 und 3,3 MHz zu machen.
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Fig. 4 zeigt eine Ausführung des | cos # | -Filter; ein 8 bit Digitalwort
wird über zwei hintereinander geschaltete 8 bit breite Latches um jeweils einen
Takt verzögert und dann mit dem unverzögerten Signal addiert. Das dabei entstehende
Ergebnis besitzt ein gültiges Bit mehr und wird nach einer Bewertung mit 1/2, die
einem Shift aller Bits um eine Stelle nach rechts entspricht, und somit keine extra
Bauelemente bedingt, von einem 9 bit breiten Latch aufgefangen. Für eine Taktrate
bis 20 MHz läßt sich diese Digitalschaltung, wie auch die folgenden beschriebenen,
in der sogen. Schottky TTL-Technik verwirklichen.
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Als Latch ist hier, wie allgemein üblich, ein Halte-Flip-Flop bezeichnet,
das für die Dauer eines Taktes den Ausgang auf dem Wert hält, der am Ende des vorherigen
Taktes am Eingang gestanden hat.
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In Fig. 4 entsprechen dieKlemmen 1 und 4 den Klemmen 1 und 4 in Fig.
2. T ist wiederum der Takt mit 17,72 MHz.
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Die Fig. 5 zeigt das Blockschaltbild eines schaltbaren | cos #|-Filters.
Ein 9 bit breites Signalwort wird über zwei entsprechende Latches um jeweils einen
Takt verzögert und zu dem unverzögerten Eingangssignal addiert. Dieses Ergebnis
wird mit dem Faktor 1/2 bewertet, dem Eingang A eines Multiplexers zugeführt, an
dessen anderen Eingang B das um einen Takt verzögerte Eingangssignal zugeführt wird.
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Uber ein Schaltsignal S1 schaltet der Multiplexer einen seiner beiden
Eingänge auf seinen Ausgang durch und führt das Signal einem 10 bit breiten Auffanglatch
zu. Wird der Eingang A durchgeschaltet, so ist das j cos Q -Filter
eingeschaltet,
wird der Eingang B durchgeschaltet, so ist das | cosn,1 -Filter überbrückt. Der
Multiplexer mit dem Schaltsignal S1 entspricht dem in Fig. 2 symbolhaft dargestellten
Schalter U1.
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Das feste, also zwischen den Klemmen 1 und 4 angeordnete, und das
schaltbare, also zwischen den Klemmen 4 und 5 angeordnete | cos#| -Filter besitzt
eine Gruppenlaufzeit von jeweils zwei Takten.
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Fig. 6 zeigt das Blockschaltbild des 1 1 - a cos (b#)|-Filters.Das
10 bit breite Eingangssignal an der Klemme 5 wird über entsprechende Latches insgesamt
um 8 Takte verzögert, wobei die Abgriffe bei Verzögerung um O Takte, 1 Takt, 2 Takte
und 3 Takte mit den Eingängen D, C, B und A eines ersten 4-zu-1-Multiplexers Mul
verbunden sind. Die Abgriffe bei Verzögerungen um 5 Takte, 6 Takte, 7 Takte und
8 Takte sind mit den Eingängen A, B, C und D eines zweiten gleichartigen Multiplexers
Mu2 verbunden. Durch die Wahl eines bestimmten b als Steuersignal für die beiden
Multiplexer Mul und Mu2 wird in beiden synchron einer der vier Eingänge auf den
Ausgang des jeweiligen Multiplexers Mul bzw. Mu2 durchgeschaltet. Für b = 1 wird
A, für b = 2 wird B, für b = 3 wird C und für b = 4 wird D angewählt.
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Die beiden an den Ausgängen der Multiplexer Mul und Mu2 anliegenden
digitalen 10 bit breiten Signalworte werden zu einem 11 bit breiten Wort addiert
und mit dem Faktor 1/2 gewichtet, von einem entsprechenden Latch im nächsten Takt
aufgefangen. In dem im Signalweg nachfolgend angeordneten Multiplizierer wird das
digitale Signal mit einem, über einen Schalter einstellbaren, ebenfalls digitalem
Faktor a(O L a i! 1) multipliziert und über ein weiteres Latch em Minuseingang eines
Subtrahierers zugeführt, dessen Pluseingang mit dem Abgriff des um 6 Takte verzögerten
Eingangssignales verbunden ist. Das Ergebnis dieser Subtraktion wird im Wertevorrat
durch den Wert Null nach unten hin
begrenzt und von einem 11 bit
breiten Latch aufgefangen.
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Die Gruppenlaufzeit des I 1 - a cos (bfl) -Filters ist durch die symmetrische
Anordnung der beiden Multiplexer Mul und Mu2 für alle einstellbaren b und a konstant
und beträgt 7 Takte.
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Der Hintereinanderschaltung der drei oben beschriebenen Filter muß
eine Normierungsschaltung folgen. Sie besteht aus einem Multiplizierwerk, das das
digitale Signalwort mit dem vom Faktor a abhängigen Multiplikator 1-a multipliziert,
so daß der Gleichanteil des Luminanzsignals, d.h. die Grundhelligkeit des Fernsehbildes,
erhalten bleibt.
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In einer Schottky-TTL-Technik aufgebaut benötigt diese Multiplikation
zwei Takte, so daß das gesamte Luminanzfilter eine für alle Frequenzen gleiche Laufzeit
von 13 Takten besitzt.
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Fig. 7 zeigt das [1 - cos (2 #)] -Filter aus dem Chrominanzkanal bzw.
aus dem Chrominanzfilter. Das an der Klemme 1 vorhandene 8 bit breite Eingangssignal
wird über eine Verzögerungskette von 4 Latches um 4 Takte verzögert und zu dem unverzögerten
Signal addiert. Die Summe wird mit dem Faktor 1/2 gewichtet und von einem 9 bit
breiten Latch aufgefangen und dem Minuseingang eines Subtrahierers zugeführt, dessen
Euseingang mit einem Abgriff des um 3 Takte verzögerten Eingangssignals verbunden
ist. Nach einer weiteren Bewertung mit 1/2 und einem weiteren Latch steht das Ergebnis
dieser Subtraktion als 10 bit breites Digitalwort einschließlich Vorzeichenbit an
der Klemme 7 zur Verfügung.
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Fig. 8 zeigt das im Signalweg nun folgende D + cos Filter. Das 10
bit breite digitale Eingangssignal an der Klemme 7 wird über eine Verzögerungskette
von 8 Latches um 8 Takte verzögert und mit Hilfe eines Addierwerkes mit dem unverzögerten
Eingangssignal addiert. Die Summe wird
mit dem Faktor 1/2 bewertet,
von einem 11 bit breiten Latch aufgefangen und dem einen Eingang eines weiteren
Addierers zugeführt, dessen anderer Eingang mit einem Abgriff des um 5 Takte verzögerten
Eingangssignals verbunden ist und dessen 12 bit breites Ausgangssignal nach einer
weiteren Gewichtung von 1/2 am Ausgang eines weiteren Latches im nächsten Takt abgreifbar
ist.
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Fig. 9 zeigt schließlich das | cos (#)| -Filter, das überbrückbar
ist durch den Schalter U2. Ein 12 bit breites digitales Eingangssignal an der Klemme
8 wird über eine Verzögerungskette von 8 Latches um 8 Takte verzögert und mit Hilfe
eines Addierwerkes mit dem unverzögerten Eingangssignal addiert. Das mit dem Faktor
1/2 bewertete Ergebnis liegt am Eingang A eines 2-zu-1-Multiplexers an, dessem Eingang
B das um 4 Takte verzögerte Eingangssignal zugeführt wird, und der, durch einen
Schalter S2 gesteuert, genau einen der beiden Eingänge an seinem Ausgang durchschaltet,
das dort von einem 13 bit breiten Latch aufgefangen wird. Wird der Multiplexer so
angesteuert, daß der Eingang A durchgeschaltet wird, so entspricht das einem eingeschalteten
| cos (4#)| I -Filter. Wird der Eingang B durchgeschlatet, so ist das | cos (4#)|
-Filter überbrückt.
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Der Multiplexer mit dem Schaltsignal S2 entspricht dem in Fig. 3 symbolhaft
dargestellten Schalter U2.
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Die Gruppenlaufzeiten der einzelnen Filterstufen des Chrominanzfilters
sind 4 Takte, 6 Takte und 5 Takte, zusammen also 15 Takte.
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Der digitale Laufzeitausgleich vom Luminanzfilter und Chrominanzfilter
benötigt ein Schieberegister von der Linse 2, wenn sich die beiden um 2 Takte unterscheiden,
das aber auch, wenn eine größere Differenz besteht, ohne große Schwieriggkeiten
um einige weitere Takte verlängert werden kann.