DE2529967C3 - Schaltungsanordnung zur Verbesserung der Detailwiedergabeschärfe von Videosignalen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Mit der Verwendung größerer Bildröhren in Fernsehempfängern muß auch in zunehmendem Maß dafür gesorgt werden, daß die im Signalweg liegenden Schaltungsteile ein gutes Einschwingverhalten zeigen, d. h. auf schnelle Signalwechsel oder Spi tinge rasch und verzerrungsfrei ansprechen. Eine Verbesserung des Einschwingverhaltens bedeutet für die Bildqualität, daß sowohl die Obergänge zwischen verschiedenen Farbtonen als auch die Wiedergabe von Feinheiten besser wird.

Es ist bekannt, daß man subjektiv einen schärferen Bildeindruck erhält, wenn man die Steilheit von Amplitudensprüngen in den Videosignalen erhöht Das Bild erscheint auch schärfer, wenn man direkt vor einem Amplitudensprung einen Vorschwinger und direkt nach dem Amplitudensprung einen Nachschwinger erzeugt, also dem Amplitudensprung ein beiderseitiges Oberschwingen überlagert. Hiermit wird beispielsweise ein Wechsel von weiß auf schwarz ausgeprägter, weil das Bild direkt voi dem Wechsel weißer als in der Originalszene und direkt nach dem Wechsel schwärzer als in der Originalszene ist

Bekanntlich hängt die Steilheit eines Amplitudensprungs hauptsächlich vom Hochfrequenzverhalten der Videosignalverarbeitungsschaltung ab. Es ist daher wünschenswert, daß diese Schaltungen eine relativ große Bandbreite haben. Häufig führen jedoch Schaltungen mit relativ großer Bandbreite zu weniger scharfen Bildern als solche mit schmalerer Bandbreite, weil breitbandige Anlagen Nichtlinearitäten im Phasengang als Funktion der Frequenz, also Phasenverzerrungen im Signal mit sich bringen, weil breitbandige Übertragungseinrichtungen beispielsweise eine steilere Dämpfungskennlinie im Hochfrequenzbereich (wachsende Signaldämpfung mit steigender Frequenz) haben als Übertragungseinrichtungen mit schmalerer Bandbreite; daher werden hochfrequente Videosignalkomponenten mehr als niedrigerfrequente verzögert. Solche Phasenverzerrungen oder Nichtlinearitäten äußern sich hauptsächlich darin, daß im verarbeiteten Videosignal unerwünschte unsymmetrische Vor- und Nachschwinger und abklingende Schwingungen erscheinen, die besonders deswegen unangenehm sind, weil sie im allgemeinen nicht leicht unter Kontrolle zu haiten oder auszuregeln sind. Speziell in Fällen, wo Videosignale in Empfängern mit Maßnahmen zur Verbesserung des Hochfrequenzverhaltens jedoch ohne Korrektur nichtlinearer Phasenkennlinien verarbeitet werden, sind die wiedergegebenen Bilder wegen der abklingenden Nachschwingungen und der unkontrollierten Vor- und Nachschwinger nicht schön anzusehen. Das Einschwingverhalten von Schaltungen mit großer Bandbreite ist daher wegen dieser Phasenverzerrung in Wirklichkeit schlechter als erwartet.

Es sind verschiedene Maßnahmen zur Verbesserung des Einschwingverhaltens von Videosignalverarbeitungsanlagen bekannt Ein Weg besteht in der Verwendung von aus konzentrierten Schaltungselemente gebildeten Impulsversteilerungsschaltungen, welche die Amplituden der hochfrequenten Komponenten der Videosignale gegenüber den Amplituden niedrigerfrequenter Komponenten anheben. Leider haben solche Versteilerungsschaltungen mit konzentrierten Elementen im allgemeinen jedoch eine nichtlineare Phasen-Frequenz-Kennlinie und sind daher für viele Anwendungsfälle ungeeignet, es sei denn, man kann sie so auslegen, daß sie neben der gewünschten Veräteilerungswirkung auch eine lineare Phasenkennlinie haben. Hierzu benötigt man allerdings einen erheblichen Aufwand.

Ein anderer Weg zur Akzentuierung von Amplituden-Sprüngen in Videosignalen besteht darin, daß man die Videosignale durch eine aus konzentrierten Elementen gebildete Schaltung durchlaufen läßt, die Vor- und Nachschwinger erzeugt Eine derartige Schaltung ist beispielsweise in der US-PS 37 80 215 (DE-OS

ίο 20 57 514) beschrieben. Hierin wird ein durch ein Tiefpaßfilter geschicktes Videosignal von einem einer geeigneten Verzögerung unterworfenen Videosignal subtrahiert, wobei die Signalkomponenten für die Vor- und Nachschwinger entstehen. Farbtonwechsel im Bild werden zwar hierdurch mehr betont als sonst; wenn aber das Tiefpaßfilter nicht so ausgelegt ist, daß sich seine Phasenkennlinie linear mit der Frequenz ändert, dann treten unerwünschte abklingende Nachschwingungen und unkontrollierte Vor- und Nachschwinger auf, die das Wiedergabebild beeinträchtigen.

In einem Farbfernsehsignalgemisch sind Leuchtdichtesignale relativ großer Bandbreite, die sich von einem niedrigen bis in einen höheren Frequenzbereich erstrecken, und relativ schmalbandige Färb- und Tonsignale, die im höheren Frequenzbereich liegen, enthalten. Die Information der Feinheiten des Bildes befindet sich in den hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals. Um die Schärfe und die Auflösung der Feinheiten zu verbessern, sucht man, das Ein schwingverhalten des Leuchtdichtekanals zu verbes sern, indem man das Impulsverhalten dieses Kanals verbessert. Da jedoch das Vorhandensein von Farb- und/oder Tonsignalen im Leuchtdichtekanal zur Erzeugung unerwünschter sichtbarer Muster im Bild führen kann, entfernt man Färb- und Tonsignalkomponenten aus dem Leuchtdichtekanal mit Hilfe einer Bandsperre, deren Sperrbereich um die Farbträgerfrequenz zentriert ist, zur Entfernung der Farbkomponenten, und mit Hilfe einer gesonderten, um die Tonträgerfrequenz zentrierten Bandsperre zur Entfernung der Tonsignalkomponenten. Ferner benutzte man eine ebenfalls gesonderte Versteilerungsschaltung zur relativen Anhebung der hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals. Eine solche Anordnung mit getrennten

Komponenten ist jedoch kompliziert und teuer.

Zur Signalverformung im Sinne einer derartigen Versteilerung der Flanken von Signalsprüngen ist die Verwendung von sogenannten Transversalfiltern bekannt Beispielsweise ist in der Zeitschrift »Fernseh- und Kinotechnik« 1973, Nr. 1 auf den Seiten 9 bis 11 ein Transversalfilter für Fernsehaufnahmeröhren beschrieben, das aus einer Anzahl in Reihe geschalteter Verzögerungsglieder besteht, an deren Verbindungspunkten zeitlich gegeneinander verschobene Signale abgegriffen und nach Bewertung mit einzelnen Gewichtsfaktoren wieder zu einem Ausgangssignal vereinigt werden. Der Zweck dieser Signalformung liegt in der Beseitigung eines Apertureffektes der Aufnahmeröhre, welcher bei der Aufnahme feinstrukturierter Bilder stört. Durch die hier als Entzerrung bezeichnete Signalverformung soll störendes Oberschwingen bei detailreichen Signalen beseitigt werden. Ein etwas einfacheres Transversalfilter ist in Form des sogenannten Kosinusentzerrers in dem Buch »Fernsehtechnik« von Schröter, 2. Teil, Springer-Verlag Berlin - Göttingen-Heidelberg, 1963, auf den Seiten 98 bis 101 beschrieben (insbesondere Abb. III.ll). Hierbei wird einer eingangsseitig abgeschlossenen Verzögerungslei-

lung ein Signal zugeführt, und das am offenen Ausgang dieser Leitung abgenommene Signal wird mit dem Eingangssignal nach individueller Bewertung summiert. Die Laufzeit der Verzögerungsleitung darf höchstens einer viertel Periode der höchsten Videofrequenz entsprechen: dann erhält man eine Amplitudenanhebung des Videosignals nach den oberen Frequenzen hin, und somit eine Verstärkung des Detailkontrastes. Auch in diesem Fall handelt es sich um eine aufnahmeseitige Maßnahme zur Korrektur von Aperturfehlern der Aufnahmekamera.

Mit empfängerseitigen Maßnahmen zur Erhöhung des Bildschärfeeindrucks befaßt sich dagegen die DE-OS 20 57 514. Hier wird zur Erhöhung der Detailschärfc Amplitudensprüngen im Videosignal ein Vorschwinger und ein Nach- oder Überschwinger aufgesetzt, und zu diesem Zweck schickt man das Leuchtdichtesignal durch einen Tiefpaß und subtrahiert das frequenzmäßig beschnittene Leuchtdichtesignal vom unbeschnittenen Leuchtdichtesignal, so daß dessen hochfrequente Anteile je nach dem Amplitudenverhältnis der beiden subtrahierten Signale mehr oder weniger akzentuiert werden. Um zu vermeiden, daß die beiden zusammengefaßten Signale zeitlich nicht in unerwünschter Weise gegeneinander verschoben sind, wird die durch das Tiefpaßfilter hervorgerufene Verzögerung mit Hilfe einer entsprechenden Verzögerungsleitung im Signalweg des frequenzmäßig unbeschnittenen Leuchtdichtesignals kompensiert.

Die Verwendung von Transversalfiltern zur Beeinflussung des Amplituden- und/oder Phasengangs über der Frequenz ist weiterhin aus den folgenden Literaturstellen bekannt: Proceedings of the IRE, Band 28, Nr. 7, Seiten 302-310, Juli 1940 (»Transversal Filters« von H. E. K a 11 m a η); IRE Transactions on Broadcast and Television Receivers, Band BTR-1, Nr. 3, Seiten 1-8, Juli 1955 (»Selectivity and Transient Response Synthesis« von R. W. Sonnenf.ldt); Bell System Technical Journal, Band 39, Nr. 2, Seiten 405-422, März 1960 (»A Transversal Equalizer for Television Circuits« von R. V. Sperry und D. Surenian); US-PS 27 59 044 (Korrektur der horizontalen und vertikalen Strahlapertur); US-PS 22 63 376 (Verzögerungsleitung mit Anzap fungen und reflektierendem Abschluß zur Verringerung der Anzahl der benötigten Anzapfungen); US-PS 37 49 824 (Anschluß eines reflektierenden Abschlusses während der Farbübertragung an ein Ende einer im Leuchtdichtekanal liegenden Verzögerungsleitung zur Unterdrückung von Farbsignalen und zum Ausgleich der Laufzeiten der im Leuchtdichtekanal und im

Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde. Maßnahmen zur Verbesserung des Übertragungsverhaltens am oberen Ende des Übertragungsfrequenzbandes eines Fernsehgerätes anzugeben, wobei insbesondere ein linearer Phasengang über der Frequenz gewährleistet sein soll, um unerwünschte Verschiebungen der kontrastanhebenden Vor- und Nachschwinger gegenüber dem Amplitudensprung des Fernsehsignals zu vermeiden. Weiterhin soll bei dieser Kontrastakzentuierung vermieden werden, daß die im oberen Teil des Übertragungsfrequenzbandes liegenden Ton- und Farbsignalkomponenten nicht mit angehoben, sondern gedämpft werden, um nicht ihrerseits zu Störungen bei der Bildwiedergabe Anlaß zu geben. Diese Aufgabe soll mit ihren Teilaspekten durch eine einzige Schaltung gelöst werden. Ferner ist es wünschenswert, eine Einstellmöglichkeit für die Versteilerungswirkung im Lcuchtdichtekanal zu haben. Beispielsweise kann es zweckmäßig sein, die Amplitude der relativ hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals in Abhängigkeit von den Eigenschaften des empfangenen Fernsehsignals zu regeln. Wenn nämlich senderseitig im Signal die hochfrequenten Leuchtdichtekomponenten angehoben worden sind, wie es beispielsweise beim Kabelfernsehen geschieht, oder wenn das gesendete Signal relativ hochfrequente

ίο Störanteile aufweist, dann kann es angebracht sein, die höherfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals abzuschwächen anstalt anzuheben. In jedem Fall, ob die relativ hochfrequenten Komponenten angehoben oder abgeschwächt werden, sollte die Veränderung der 5 Amplitude dieser Komponenten im wesentlichen keinen nachteiligen Einfluß auf die selektiven Sperreigenschaften des Leuchtdichtekanals haben. Außerdem soll die Amplitudeneinstellung die Gleichstromkomponente des Videosignals nicht beeinflussen, da diese Komponente die Helligkeit des Bildes mitbestimmt.

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird in den Leuchtdichtekanal eines Fernsehempfängers eine Verzögerungsanordnung eingefügt, der das Färb-Videosignalgemisch zugeführt wird. Von der Verzögerungsanordnung werden mehrere verzögerte Videosignale mit vorbestimmtem zeitlichen Abstand zueinander abgeleitet. Zwei der verzögerten Videosignale werden zusammengefaßt, um ein für die Versteilerung maßgebendes Signal — im folgenden auch »Versteilerungssignal« genannt — zu bilden. Die beiden verzögerten Videosignale bestimmen die Bildung von Vor- und Nachschwingern bei Amplitudensprüngen des Videosignals. Dieses Versteilerungssignal hat einen solchen Amplitudenfrequenzgang, daß seine Amplitude in einem oberen Frequenzbereich des Leuchtdichtesignais angehoben ist Mindestens ein anderes der verzögerten Videosignale wird zur Ableitung eines für die Bandbreite maßgebenden Signals — im folgenden auch »Bandbreitesignal« genannt — herangezogen. Das Bandbreitesignal wird mit dem Versteilerungssignal zu einem Ausgangssignal kombiniert in dessen Frequenzgang seine Amplituden in einem oberen Frequenzbereich des Leuchtdichtesignals größer und in den Frequenzbereichen der Farb- und/oder Tonsignalkomponenten geringer werden. Das Versteilerungssignal und das Bandbreitesignal lassen sich auch in einer solchen Weise miteinander kombinieren, daß die Amplitude des Ausgangssignals sowohl bei Gleichstrom, also bei der Frequenz Null, als auch im Bereich der Frequenzen der Färb- und/oder Tonsignalkomponenter, im wesentlichen unbeeinflußt bleibt wenn die Amplitude des Ausgangssignals im oberen Frequenzbereich der Leuchtdichtesignalkomponenten verändert wird.

Die erfindungsgemäße Schaltung verbessert das Impulsverhalten und dämpft dabei gleichzeitig unerwünschte Signale, die andernfalls störende sichtbare Muster hervorrufen würden. Außerdem erlaubt sie die Ausbildung leicht kontrollierbarer unterer und oberer

Überschwinger (Vor- und Nachschwinger) und bietet die Möglichkeit die Versteilerung (d. h. die Anhebung der hochfrequenten Komponenten) zu verändern, ohne daß dabei die Amplituden der Gleichstromkomponenten oder die Amplituden von Frequenzkomponenten beeinflußt werden, welche eine wählbare Frequenz / umgeben. Der angehobene Amplitudenbereich läßt sich steuern, um je nach der Qualität des übertragenen Signals eine Anhebung (Versteilerung) oder Abschwä-

chung (weniger steil) zu erlauben. Insbesondere kann die Amplitude des Ausgangssignals unter die Amplitude des Bandbreitesignals bei einer Frequenz vermindert werden, die etwa gleich derjenigen Frequenz, ist, bei welcher das Versteilerungs-Steuersignal eine maximale ~> Amplitude hat. Beispielsweise können Teile zweier verzögerter Signale, die um eine Verzögerungszeit von

2 T auseinanderliegen, mit einem Teil eines relativ breitbandigcn Signals addiert werden, welches von einem Signal abgeleitet ist, dessen Verzögerung in der κι Mitte zwischen den beiden verzogenen Signalen liegt. Hiermit erhält man die Möglichkeit, die Amplitude des Ausgangssignals bei einer Frequenz von '/2 Tauf einen Wert oberhalb oder unterhalb der Amplitude des Breitbandsignals zu legen. Addiert man Teile zweier r> verzögerter Signale, die um eine Verzögerungszeit von

3 7/2 auseinanderliegen, mit einem Teil eines relativ breitbandigen Signals, welches erhalten wird durch algebraische Addition zweier verzögerter Signale, deren Verzögerungen zwischen den Verzögerungszei- 2» ten der beiden um 2 Γ auseinanderliegenden verzögerten Signale liegen, so wird es möglich, die Amplitude des Ausgangssignals auf einen Wert oberhalb oder unterhalb des Breitbandsignals bei einer Frequenz von

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Bei einer Ausführungsform der Erfindung sind Maßnahmen getroffen, um die Amplitude des Ausgangssignals auf einen Wert zu verstellen, der oberhalb oder unterhalb des Amplitudenwerts liegt, den das jn Bandbreitesignal bei einer Frequenz im oberen Frequenzbereich der Leuchtdichtesignalkomponenten hat. Zweckmäßigerweise kann man weiterhin einen Teil der Verzögerungsanordnung dazu heranziehen, die Laufzeitunterschiede zwischen Farbkanal und Leuchtdichtekanal auszugleichen.

Diese Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen ausführlich erläutert:

F i g. 1 zeigt — teilweise in Blockform — den allgemeinen Aufbau eines Farbfernsehempfängers der Erfindung;

F i g. 2 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

F i g. 3 und 4 sind graphische Darstellungen von über der Frequenz aufgetragenen Amplitudenverläufen und von Zeitfunktionen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach F i g. 2;

F i g. 5 ist ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der Erfindung;

Fig.6 und 7 sind graphische Darstellungen von Amplitudenverläufen über der Frequenz und von Zeitfunktionen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Ausführungsform nach F i g. 5;

F i g. 8 zeigt in einem Schaltbild schaltungstechnische Einzelheiten der Ausführungsform nach F i g. 5;

Fig.9 ist ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 10 ist ein Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 11 und 12 sind graphische Darstellungen von bo Amplitudenverläufen über der Frequenz zur Erläuterung der Arbeitsweise der Ausführungsform nach Fig. 10;

Fig. 13 ist ein Blockschaltbild einer fünften Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 14 und 15 sind graphische Darstellungen von Amplitudenverläufen über der Frequenz zur Erläuterung der Arbeitsweise der Ausführungsform nach

j5

40

45

50

55 Fig. 13.

Der in F i g. 1 dargestellte Farbfernsehempfänger enthält eine Signalverarbeitungsschaltung 12, die aus den von einer Antenne empfangenen HF-Fernsehsignalen in bekannter Weise das übliche FBAS-Signal ableitet und deren Ausgang an einen Farbkanal 14 mit einer Farbschaltung 16 zur Verarbeitung der Farbinformation und an einem Leuchtdichtekanal 18 mit zwei Schallungsanordnungen 20 und 22 zur Verarbeitung der Leuchtdichteinformation angeschlossen ist. Die Ausgangssignalc der Farbschaltung 16, bei denen es sich beispielsweise um die Farbdifferenzsignale B- Y. G- Y und R-Y handelt, werden der Treiberstufe 34 für die Bildröhre zugeführt, wo sie mit dem Ausgangssignal (Y) der Leuchtdichteschaltung 22 matriziert werden.

Die erste Leuchtdichteschaltung 20 dient zur Abschwächung oder Dämpfung der unerwünschten Signalkomponenten, z. B. der Färb- und/oder der Tonsignalkomponenten, die im Leuchtdichtekanal 18 vorhanden sind, während sie die Amplituden der hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals anhebt, um dadurch das Einschwingverhalten, d. h. das Übertragungsverhalten bei sprunghaften Signaländerungen, zu verbessern. Die Schaltung 20 dient zweckmäßigerweise außerdem zum Ausgleich von Laufzeitunterschieden der im Farbkanal 14 und im Leuchtdichtekanal 18 verarbeiteten Signale.

Der Ausgang der Schaltung 20 wird auf die zweite Leuchtdichteschaltung 22 gegeben, die zur Verstärkung und Weiterverarbeitung der Videosignale dient. Die verstärkten und verarbeiteten Videosignale werden der Bildröhren-Steuereinheit 34 zugeführt. Mit der zweiten Leuchtdichtescha'tung 22 ist ein Kontrastregler 32 gekoppelt, um den Kontrast des von der Bildröhre 28 wiedergegebenen Bildes durch Beeinflussung der Amplitude des Videosignals zu regeln.

Ein anderer Teil des, von der Schaltung 12 kommenden Ausgangssignals wird einer Synchronsignal-Abtrennstufe 24 zugeführt, welche die Horizontal- und Vertikal-Synchronimpulse vom Videosignal abtrennt und auf die Ablenkschaltungen 26 koppelt. Diese wiederum sind mit der Bildröhre 28 und einem Hochspannungserzeuger 30 verbunden, um die Ablenkung eines Elektronenstrahls in der Bildröhre 28 in herkömmlicher Weise zu steuern. Die Ablenkschaltungen 26 bilden außerdem aus den Horizontal- und Vertikalimpulsen ein Austastsignal, das auf die Leuchtdichteschaltung 22 gegeben wird und das Ausgangssignal dieser Schaltung während der Vertikal- und Horizontal-Rücklaufzeiten sperrt, um die Bildröhre 28 während dieser Zeiten auszutasten.

Die erste Leuchtdichteschaltung 20 enthält eine als Verzögerungsleitung dargestellte Signalverzögerungsanordnung 36 mit einer Vielzahl von Anzapfungen 38a, b, d Statt dessen kann aber auch jede andere Einrichtung verwendet werden, die sich zur Verzögerung eines Videosignals eignet, etwa eine Reihe ladungsgekoppelter Elemente (CCD-Schaltung). Im dargestellten Fall sind die Anzapfungen 38 direkt mit aufeinanderfolgenden Punkten der Verzögerungsleitung 36 verbunden, sie können jedoch auch in anderer Weise, beispielsweise kapazitiv, angekoppelt sein. Das Videosignal wird zwischen aufeinanderfolgenden Anzapfungen 38 um jeweils bestimmte Zeitspannen verzögert

Die unterschiedlich verzögerten Videosignale werden Bewertungsschaltungen 40a, b, d zugeführt, welche die Amplitude der ihnen zugeführten Videosignale um

jeweils einen vorbestimmten Betrag verändern, so daß eine Vielzahl von amplitudenbewerteten Signalen erzeugt wird. Die Bewertungsschaltungen 40 sind auf Verstärkung oder Dämpfung einstellbar. Wenn in der Zeichnung für den allgemeinen Fall jede der Anzapfungen 38 mit einer der Amplitudenbewertungsschaltung 40 verbunden ist, muß dies jedoch nicht bei allen Anzapfungen so sein, vielmehr kann dort, wo ein Verstärkungsfaktor von 1 gewünscht wird, die Bewertungsschaltung 40 durch eine direkte Verbindung zwischen der betreffenden Anzapfung 38 und der Summierschaltung 42 ersetzt werden.

Die resultierenden amplitudenbewerteten Signale werden in der Summierschaltung 42 (z. B. einem Operations- oder Differentialverstärker) algebraisch summiert (addiert bzw. subtrahiert), um ein Videosignal zu erzeugen, welches ein verbessertes Einschwing- oder Sprungverhalten zeigt und relativ frei von unerwünschten Signalteilen, z. B. von Färb- und/oder Tonsignalkomponenten, ist. Die Bewertungsschaltungen 40 können in die Summierschaltung 42 mit einbezogen sein, wie dies in F i g. 9 beispielsweise gezeigt ist. Außerdem dient die Verzögerungsanordnung 36 noch einem Laufzeitausgleich für die im Leuchtdichte- und im Farbkanal verarbeiteten Signale.

Die F i g. 2 zeigt in einem Blockschaltbild eine Ausführungsform der in F i g. 1 dargestellten ersten Leuchtdichteschaltung 20. Eine insgesamt mit 36 bezeichnete Verzögerungsleitung hat drei Anzapfungen 38a, 386 und 38c/, die jeweils in Abständen entsprechend Verzögerungszeiten von Ta Γο+Γι und To+ 71 + Ti angeordnet sind. Die Verzögerungsleitung 36 enthält einen vor der Anzapfung 38a liegenden Teil 37 mit einer Verzögerungszeit von Γη der so bezüglich der Zeitspanne Γι gewählt ist, daß die Laufzeiten der im Leuchtdichtekanal und im Farbkanal verarbeiteten Signale einander angeglichen werden: die Summe von To und Γι ist also gleich der Differenz zwischen den Laufzeiten im Farbkanal und im Leuchtdichtekanal. Außerdem soll die Verzögerungszeit eines Signals, welches aus Signalen gebildet ist die an symmetrisch zu einem gegebenen Punkt liegenden Abgriffen abgenommen sind, eine Verzögerungszeit haben, die gleich dem Mittelwert der Verzögerungszeiten an diesen Abgriffen ist. Wenn also die Anzapfung 386 mitten zwischen den Anzapfungen 38a und 38c/ liegt, so daß Γι und Ti einander gleich sind, dann hat das durch Kombination der von den Anzapfungen 38a und 38c/ entnommenen Signale gebildete Ausgangssignal eine Zeitverzögerung, die gleich ist der Zeitverzögerung, we'che zur Angleichung der Laufzeiten der im Farbkanal und im Leuchtdichtekanai verarbeiteten Signale erforderlich ist

jede Anzapfung 38a, 38b und 38c/ ist mit einer zugeordneten Bewertungsschaltung 40a, 406 und 40c/ verbunden. Diese Bewertungsschaltungen sind Verstärker (oder Dämpfungsglieder) oder dergleichen, welche die Amplitude der an den Anzapfungen 38a, 386 und 38t/ erscheinenden Signale um jeweils vorbestimmte Werte A, B und C modifizieren. Eine Summierschaltung 212 dient dazu, die Ausgangssignale der Bewertungsschaltungen 40a und 40c/ vom Ausgangssignal der Bewertungsschaltung 406 algebraisch zu subtrahieren. Die Summierschaltung 212 kann irgendeine geeignete Schaltung zur algebraischen Summenbildung sein, z. B. ein Operationsverstärker, eine Widerstandsmatrix oder dergleichen. Das Ausgangssignal der Summierschaltung 212 wird einer Versteilerungs-Steuerschaltung 214 zugeführt, welche die Amplitude des Ausgangssignals der Summierschaltung 212 modifiziert. Es kann sich hierbei um irgendeine Schaltung mit verstellbarem Verstärkungsfaktor handeln (z. B. ein Regelverstärker),

■-, die Verstärkungsänderungen in einem Bereich von Werten unterhalb 1 bis zu Werten oberhalb 1 bewirken kann. Die Ausgangssignale der Summierschaltung 212 und der Bewertungsschaltung 406 werden auf eine weitere Summierschaltung 216 gegeben, welche die

κι beiden Ausgangssignale algebraisch addiert und das endgültige Ausgangssignal liefert.

Die Arbeitsweise der Anordnung nach F i g. 2 sei nun anhand der F i g. 3 und 4 erläutert, die Frequenzfunktionen und Zeitfunktionen darstellen, wie sie an verschie-

ι <; denen Punkten der Anordnung nach F i g. 2 auftreten.

Bevor die F i g. 3 im einzelnen beschrieben wird, sei kurz auf den Amplitudengang über der Frequenz bei einer angezapften Verzögerungsleitung oder einer ähnlichen Einrichtung eingegangen. Wie in der erwä.hnten USA-Patentschrift 22 63 376 beschrieben ist läßt sich der Amplitudengang eines Teils einer Verzögerungsleitung einer Zeitverzögerung Γ als Koeffizient ausdrücken, der sich exponentiell mit der Frequenz üiciert, d.h. e--»"^r, wobei e die Basis der natürlichen Logarithmen ist. Der an einem Bezugspunkt der Verzögerungsleitung, wo Γ = 0 ist, gemessene Amplitudengang ist eine flache Linie, da e° = 1 ist. Nach algebraischer Addition zweier Signale, die an symmetrisch zu einem Bezugspunkt liegenden Anzapfungen

jo entnommen sind, folgt der Amplitudengang einer Kosinusfunktion.

Es sei nun beispielsweise angenommen, daß die Zeitintervalle Γι und Ti jeweils gleich einem Zeitintervall Γ gewählt sind, und daß die vorgegebenen Bewertungsfaktoren A = 1/2, B = 1 und C= 1/2 sind. In diesem Fall hat die Anordnung nach F i g. 2 einen Amplitudengang, in der Systemtheorie auch »Übertragungsfunktion« genannt in Form einer einem Ordinatenwert 312 überlagerten Kosinusfunktion mit einer Periodizität von 1/Γ, wie es in F i g. 3 dargestellt ist. Der Kosinusteil der Übertragungsfunktion resultiert aus der Addition der amplitudenbewerteten Signale von den Anzapfungen 38a und 38c/. Der Wert 312 resultiert aus dem amplitudenbewerteten Signal von der Anzapfung

386. Wenn der Verstärkungsfaktor der Versteilerungs-Steuerschaltung 214 auf 0,15 eingestellt ist, hat die Übertragungsfunktion der Gesamtanordnung nach Fig.2 den in Fig.3 dargestellten Verlauf 314a, und wenn der Verstärkungsfaktor auf 0,5 eingestellt ist dann folgt die Gesamt-Übertragungsfunktion der Kurve 3146.

Bei Betrachtung der Fig.3 werden bestimmte Eigenschaften der in F i g. 2 gezeigten Leuchtdichte-Signalverarbeitungsschaltung offenbar. Man erkennt daß sich die Orte der Maxima und Minima der Übertragungsfunktion nach Fig.3 wahlweise längs der Frequenzachse verschieben lassen, indem man die Verzögerungszeit zwischen den Anzapfungen 38a und 38c/ der Anordnung nach Fig.2 entsprechend wählt Ferner erkennt man, daß die Bandbreite des Ausgangssignals gesteuert wird durch den Wert 312, der aus dem an der Anzapfung 386 abgenommenen Signal resultiert und den Kosinusteil der Übertragungsfunktion, der aus der Kombination der an den Anzapfungen 38a und 38c/ abgenommenen Signale resultiert Schließlich erkennt man, daß die Maxima oder Spitzenamplituden der Übertragungsfunktionen durch Verstellung des Verstärkungsfaktors der Versteilerungs-Steuerschaltung 214

beeinflußt werden können. Eine solche Verstellung hat jedoch andererseits keinen Einfluß auf den Übertragungsfaktor der Leuchtdichte-Verarbeitungsschaltung bei Gleichstrom. Diese Eigenschaft ist deswegen besonders günstig, weil die Bildhelligkeit, die durch die Gleichstromkomponenten des Leuchtdichtesignals bestimmt wird, nicht durch Verstellung der Versteilerungs-Steuerschaltung 214 beeinflußt wird. Dies gilt auch für die Höhe der Minima der Übertragungsfunktion. Das ist deswegen günstig, weil Versteilerungsversteliungen dann nicht die selektive Sperrung oder Amplitudenabschwächung unerwünschter Signale beeinträchtigen. Wenn beispielsweise die Zeit T gleich dem Reziprokv.'Cii der Farbträgerfrequenz (z. B. 3,58 MHz) ist, dann können Frequenzkomponenten zwischen 0 und 3,5MIIz zum Zwecke der Versteilerung in ihrer Amplitude verändert werden, ohne daß dadurch die minimale Empfindlichkeit bei 3,58 MHz gestört wird.

Wenn man also die vorstehenden Erkenntnisse bei der Wahl der Verzögerung zwischen den Anzapfungen 38a und 38c/ berücksichtigt, dann läßt sich in einem Farbfernsehempfänger nach F i g. 1 die Leuchtdichte-Verarbeitungsschaltung nach F i g. 2 dazu verwenden, die hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals gegenüber den im Leuchtdichtekanal erscheinenden unerwünschten Komponenten wie z. B. den Färb- und/oder Tonsignalkomponenten anheben.

In F i g. 4 sind verschiedene Zeitfunktionen dargestellt, die für Signale an bestimmten Punkten der Schaltung nach F i g. 2 gelten. Die F i g. 4A zeigt graphische Darstellungen von verzögerten Videosignalen a. b und c, wie sie an den Anzapfungen 38a, 38i> und 38c/ erscheinen. Die F i g. 4B zeigt graphische Darstellungen verschiedener Kombinationen der verzögerten Videosignale a, b und d, und zwar gemäß den eingetragenen algebraischen Ausdrücken. Die F i g. 4C ist eine graphische Darstellung des Ausgangssignals.

Es sei beispielsweise angenommen, daß die Übergangszeit für einen vom Wert 0 auf den Wert 1 gehenden Amplitudensprung 100 Nanosekunden beträgt. Zu Vergleichszwecken wird die Übergangszeit eines Amplitudensprungs von 0 auf 1 als Maß für die Steilheit einer Signaländerung genommen. Unter der Voraussetzung, daß die Einschwingzeit der Verzögerungsleitung 36 in F i g. 2 vernachlässigbar ist, beträgt die Steilheit der verzögerten Videosignale a, b und d ebenfalls 100 Nanosekunden. Als Beispiel sei ferner angenommen, daß Ti und Ti jeweils gleich 100 Nanosekunden ist, daß A, Bund Cgieich 1/2 bzw. 1 bzw. 1/2 sind und daß der Verstärkungsfaktor der Versteilerungs-Steuerschaltung 214 auf 1 eingestellt ist In Fig.4C erkennt man, daß in diesem FaI! das Ausgangssigna] einen Vorschwinger (Amplitude unterhalb 0) und einen Nachschwinger (Amplitude oberhalb 1) jeweils gleicher Größe und gleicher zeitlicher Dauer hat Außerdem erkennt man, daß das Ausgangssignal eine steilere Amplitudenänderung als das eingangsseitige Videosignal zeigt Die Amplitude des Vor- und des Nachschwingers läßt sich durch Wahl der Bewertungsfaktoren A und C bestimmen, während die Dauer des Vor- und des Nachschwingers durch Wahl der Verzögerungszeiten zwischen den Anzapfungen 38a, 38ö und 38t/ bestimmbar ist Schließlich erkennt man auch, daß sich sowohl die Steilheit der Amplitudenänderung als auch die Höhe der Vor- und Nachschwinger im Ausgangssignal durch Wahl des Verstärkungsfaktors der Versteilerungs-Steuerschaltung 214 beeinflussen Tassen.

Die Erzeugung von Vor- und Nachschwingern durch eine Schaltung hängt ab von deren Phasenlinearität als Funktion der Frequenz. Eine im wesentlichen lineare Frequenzabhängigkeit der Phase führt zur Erzeugung ) gleicher Vor- und Nachschwinger. Die Phasen/Frequenz-Kennlinie der Versteilerungssrhaliung nach F i g. 2 läßt sich ändern, indem man die Erzeugung der amplitudenbewerteten Signale variiert, die den Anzapfungen 38a und 38c/ zugeordnet sind. Anders als beim

H) oben beschriebenen Beispiel, wo die Zeitintervalle 7Ί und T2 als gleich angenommen wurden, kann es wünschenswert sein, die Zeitintervalle Ti und 7} ungleich zu machen, um einen unteren Vorschwinger und einen oberen Nachschwinger ungleicher zeitlicher Dauer zu erzeugen, so daß Nichtlinearitäten in den Phasen/Frequenz-Kennlinien anderer Teile der Videosignalverarbeitungsanlage kompensiert werden können. In ähnlicher Weise kann es wünschenswert sein, die Bewertungsfaktoren A und C ungleich zu machen, um Nichtlinearitäten in den Phasen/Frequenz-Kennlinien anderer Teile der Videosignalverarbeitungsanlage zu kompensieren.

Durch Wahl der Bewertungsfaktoren A und C und der Zeitverzögerungen zwischen den Anzapfungen 38a.

386 und 38c/ können sprunghafte Amplitudenänderungen des Leuchtdichtesignals durch Einführung kontrollierter unterer und oberer Überschwinger akzentuiert werden. Durch Wahl des Verstärkungsfaktors der Versteilerungs-Steuerschaltung 214 kann die Steilheit von Amplitudenänderungen im Leuchtdichtesignal kontrolliert werden.

Falls es gewünscht ist, an der Stelle der Farbträgerfrequenz (z. B. bei 3,58 MHz) eine minimale Amplitude zu haben, stellt man Tauf ungefähr 280 Nanosekunden ein,

d. h. auf den Reziprokwert der Farbträgerfrequenz (vgl. F i g. 3). Bei einer solchen Einstellung von T liegt ein Spitzenwert oder Maximum der Übertragungsfunktion für das Leuchtdichtesignal bei etwa 1,79MHz. Wenn man das Maximum der Übertragungsfunktion an die Stelle höherfrequenter Komponenten des Leuchtdichtesignals legen will, d. h. an eine Stelle, die näher an der Farbträgerfrequenz liegt als die halbe Farbträgerfrequenz (1,78MHz), so daß das Impulsverhalten des Leuchtdichtesignals bei hohen Frequenzen besser wird und gleichzeitig die Sperrung oder Dämpfung des Farbträgers beibehalten bleibt, dann ist die in F i g. 5 dargestellte Signalverarbeitungsschaltung der Schaltung nach F i g. 2 vorzuziehen.

Die in Blockform in F i g. 5 gezeigte Ausführungsform

so wird vorzugsweise für die erste Leuchtdichteschaltung 20 in F i g. 1 verwendet, weil sie zu einer Anhebung höherer Frequenzen unter Beibehaltung der Bandsperrenwirkung führt Die Verzögerungsleitung 36' hat Anzapfungen 38a", 386', 38c'und 38t/'in Abständen, die den Zeitverzögerungen Γι', T₂', T₃' entsprechen. Vor der Anzapfung 38a' hat die Verzögerungsleitung 36' noch einen Teil für eine Verzögerungszeit Td, der gegenüber den anderen Teilen der Leitung so bemessen ist daß die Laufzeiten der im Leuchtdichtekanal und im Farbkanal verarbeiteten Signale aneinander angeglichen werden. Für diese Angleichung ist zu fordern, daß die Summe von Td, T\ und Tj/2 gleich ist der Differenz zwischen den Laufzeiten der im Farbkanal und im Leuchtdichtekanal verarbeiteten Signale. Es sei noch einmal daran erinnert, daß das resultierende Signal der Kombination von Signalen, die an Anzapfungen abgenommen werden, welche symmetrisch zum Mittelpunkt einer Verzögerungsleitung liegen, eine Zeitverzögerung hat

die gleich dem Mittelwert der zeitlichen Verzögerungen der kombinierten Signale ist Wenn also die Zeitverzögerungen 71' und 7V einander gleich gewählt werden, dann hat das Ausgangssignal die richtige Zeitverzögerung zur Angleichung der Laufzeiten im Farbkanal und im Leuchtdichtekanal.

Jede Anzapfung 38a', 3Sb', 38c'und 3Sd' ist mit einer zugeordneten Bewertungsschaltung 40a', 406', 40c' und 40d' gekoppelt Diese BewertungsschaJtungen dienen zur Modifizierung der Amplitude des Videosignals um vorbestimmte Bewertungsfaktoren A' B', Cund D'. Die amplitudenbewerteten Ausgangssignale der mittleren beiden Bewertungsschaltungen 406' und 40c', üie den Anzapfungen 386'und 38c'zugeordnet sind, werden zur algebraischen Addition auf eine Summierschaltung 410 1 -, gegeben, deren Ausgangssignal wiederum auf eine Summierschaltung 412 gekoppelt wird. Die amplitudenbewerteten Ausgangssignale der anderen Bewertungsschaltungen 40a'und 40c/', die den Anzapfungen 38a' und 38c/' zugeordnet sind, werden ebenfalls auf die Summierschaltung 412 gegeben, worin sie vom Ausgangssignal der Summierschaltung 410 subtrahiert werden. Das Ausgangssignal der Summierschaltung 412 gelangt zur Versteilerungs-Steuerschaltung 414, die zur Modifizierung der Amplitude des Ausgangssignali der Summierschaltung 412 dient. Das Ausgangssignal der Versteilerungs-Steuerschaltung 414 und das Ausgangssignal der Summierschaltung 410 werden in einer weiteren Summierschaltung 416 algebraisch addiert, um das endgültige Ausgangssignal zu liefern. j»

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung nach F i g. 5 sei anhand eines Beispiels erläutert, bei welchem 7V. Ti und Ti alle gleich 140 Nanosekunden sind, d. h. die Hälfte des Reziprokwerts der Farbträgerfrequenz von 3,58 MHz. Ferner seien im gewählten Beispiel die y, Werte A'. B'. Cund D'alle gleich 1/2.

Die F i g. 6 zeigt verschiedene Übertragungsfunktionen, die in der Schaltung räch F i g. 5 wirksam sind. Die einzelnen Funktionen sinü mit algebraischen Ausdrükken bezeichnet, die auf bestimmte Kombinationen der verzögerten Videosignale a', b', c'und c/'hinweisen, wie sie an den Anzapfungen 38a' 386', 38c' und 38c/' erscheinen. Die Gesamtübertragungsfunktion (Ausgang) ist für zwei verschiedene Verstärkungseinstellungen an der Steuerschaltung 414 dargestellt, nämlich für 50% und für 75%. Für die Auswertung der F i g. 6 sei noch einmal daran erinnert, daß die algebraische Summierung von Paaren amplitudenbewerteter Signale einer Übertragungsfunktion entspricht, die einer Kosinusfunktion folgt. Wenn also die den Anzapfungen 38a' und 38c/' zugeordneten amplitudenbewerteten Signale, die zeitlich um 3 χ 140 Nanosekunden auseinander liegen, algebraisch addiert werden, dann entspricht dies einer kosinusförmigen Übertragungsfunktion, wie sie mit dem Ausdruck 1/2 (a'+d¹) bezeichnet ist. Diese Funktion hat eine Folgefrequenz von 4/3 χ 3,58 MHz. Wenn die den Anzapfungen 386'und 38c'zugeordneten amplitui'enbewerteten Signale, die zeitlich um 140 Nanosekunden auseinanderliegen, algebraisch addiert werden, dann entspricht dies einer kosinusförmigen t,o Übertragungsfunktion, wie sie mit dem Ausdruck 1/2 (b'+c') bezeichnet ist. Diese Funktion hat eine Folgefrequenz von A- χ 3,58 MHz.

Die aus der Kombination der amplitudenbewerteten Signale von den Anzapfungen 38a'und 38c/'resultieren- & de Übertragungsfunktion 1/2 (a'+d')steuert die Akzentuierung oder Versteilerung des Ausgangssignals. Die aus der Kombination der amplitudenbewerteten Signale von den Anzapfungen 3Sb' und 38c' resultierende Übertragungsfunktion 1/2 fb'+ c') steuert, wenn sie mit der Versteilerungs-Steuerkennlinie kombiniert wird, die Bandbreite des Ausgangssignals. Femer erkennt man, daß sich der Scheitelwert der Übertragungsfunktion mit der Verstärkungseinstellung an der Versteilerungs-Steuerschaltung 414 ändert. Andererseits beeinflußt diese Verstärkungseinstellung an der Schaltung 414 nicht die Amplitude der Übertragungsfunktion für Gleichstromsignale, so daß auch die Bildhelligkeit durch solche Verstellungen der Verstärkung an der Versteilerungs-Steuerschaltung 414 nicht beeinflußt wird. Ferner beeinflussen derartige Verstellungen auch die »Sperrfrequenz« (d. h. die Stelle des Minimums der Übertragungsfunktion) praktisch nicht

Die Wahl von 140 Nanosekunden für die Verzögerungszeiten T\, 7V und 7V ist deswegen vorteilhaft, weil hiermit eine Übertragungsfunktion erhalten wird, deren Scheitelwert bei einer relativ hohen Frequenz (ungefähr 2/3 χ 3.58 MHz = 2,4 MHz) liegt, während bei 3,58 MHz eine Sperrwirkung erzielt wird. Die nur als Beispiel angegebenen Werte können je nach der speziellen Anweniiungsart verändert werden. Beispielsweise kann es auch wünschenswert sein, 7V auf 110 Nanosekunden und 7V und 7V auf jeweils 140 Nanosekunden einzustellen. In diesem Fall hat die Gesamtübertragungsfunktion eine Nullstelle bei etwa 4,5 MHz und einen Scheitelwert bei etwa Vi χ 3,58MHz (d.h. bei 2,4 MHz). Die Leuchtdichte-Verarbeitungsschaltung nach F i g. 5 kann also so modifiziert werden, daß Frequenzkomponenten im Bereich der Färb- und der Tonsignalkomponenten des Videosignals gedämpft werden, während relativ hochfrequente Komponenten der Leuchtdichte-Signalkomponenten in ihrer Amplitude angehoben werden. Durch algebraische Kombination amplitudenbewerteter Signale in einer vorbestimmten Weise sorgt also die Schaltung nach F i g. 5 dafür, daß Färb- und/oder Tonsignalkomponenten gedämpft werden, während die Amplitude relativ hochfrequenter Komponenten der Leuchtdichteinformation angehoben werden.

In F i g. 7 sind verschiedene Zeitfunktionen dargestellt, wie sie in der Schaltung nach Fig.5 auftreten können. Die F i g. 7A ist eine graphische Darstellung von verzögerten Videosignalen a' b', c'und d', wie sie an den Abgriffen 38a', 386' 38c' und 38c/' erscheinen können. Fig. 7B zeigt verschiedener Kombinationen dieser verzögerten Videosignale. Die Fi g. 7C stellt das Ausgangssignal der Schaltung dar. Als Deispiel ist angenommen, daß die Übergangszeit des am Eingang zugeführten Videosignals zwischen den Amplitudenwerten 0 und 1 280 Na losekunden beträgt. Wenn man die Einschwingzeit der Verzögerungsleitung 36' vernachlässigt, dann beträgt die Übergangszeit bei den verzögerten Videosignalen a', b', c' und d' ebenfalls 280 Nanosekunden. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist das Ausgangssign;¹! nur für den einzigen Fall dargestellt, daß der Verstärkungsfaktor der Versteilerungs-Steuerschaltung 414 auf 1 eingestellt ist.

Man erkennt, daß das Ausgangssignal einen unteren Vorschwinger und einen oberen Nachschwinger aufweist, die durch die amplitudenbewerteten Signale aus den Anzapfungen 38a'und 38c/'bestimmt werden. Die Amplituden der Vor- und Nachschwinger hängen von der Wahl der Bewertungsfaktoren A' und D' ab, während ihre zeitliche Dauer von der Wahl der Verzögerungszeilen T\ und 7V abhängt. Man erkennt deutlich, daß die Steilheit des Amplitudenübergangs im

Ausgangssignal größer ist als im eingangsseiiigen Videosignal. Eine Verstellung des Verstärkungsfaktors der Versteilerungs-Steuerschaltung 414 beeinflußt sowohl die Steilheit als auch die Amplitude der Vor- und Nachschwinger im AusgangssignaL

Durch algebraische Kombination der amplitudenbewerteten Signale in einer vorbestimmten Weise sorgt also die Schaltung nach F i g. 5 dafür, daß Amplitudenübergänge versteuert werden und außerdem durch Einfügung kontrollierter Vor- und Nachschwinger so akzentuiert werden.

Die Phasen/Frequenz-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 5 läßt sich leicht durch Beeinflussung der amplitudenbewerteten Signale aus den Anzapfungen 38a' und 38c/' kontrollieren. Beispielsweise führt eine lineare Phasen/Frequenz-Kennlinie zur Bildung gleicher Vor- und Nachschwinge. Abweichend vom vorstehend beschriebenen Beispiel, bei welchem die Bewertungsfaktoren A'und D'einander gleich und die Zeitverzögerungen Γ,' und T₁' einander gleich gewählt wurden, um eine lineare Phasen/Frequenz-Kennlinie und somit gleiche Vor- und Nachschwinger zu erhalten, können die amplitudenbewerteten Signale aus den Anzapfungen 38a'und 38c/'auch so eingestellt werden, daß ungleiche Vor- und Nachschwinger entstehen, um Nichtlinearitäten in der Phasen/Frequenz-Kennlinie anderer Teile der Videosignalverarbeitungsanlage zu kompensieren.

In F i g. 8 sind schaltungstechnische Einzelheiten einer Ausführungsform der Schaltung gezeigt, wie sie in jo F i g. 5 als Blockschaltbild dargestellt ist. Ein wesentlicher Teil dieser Schaltung (innerhalb des gestrichelten Rahmens 810) eignet sich zur Herstellung als integrierte Schaltung. Die angegebenen Widerslandswerte sind als Beispiel zu betrachten und führen zu Bewertungsfaktoren/T= 1/2, ß' = 1/2, C= 1/2 und D = 1/2, entsprechend dem Beispiel, wie es zur Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltung nach F i g. 5 gewählt wurde. Natürlich kann die Schaltung nach Fig.8 auch anders dimensioniert werden, um andere Bewertungsfakioren für andere Anwendungsfälle zu erhalten.

Im Falle der F i g. 8 ist die Verzögerungsleitung 36' so ausgelegt, daß sie zum einen das eingangsseitige Videosignal zwischen aufeinanderfolgenden Anzapfungen 38a', 386', 38c'und 38c/'um vorbestimmte Zeiten verzögert und zum anderen dafür sorgt, daß die Laufzeiten der im Farbkanal 14 und im Leuchtdichtekanal 18 (vgl. Fig. 1) verarbeiteten Signale einander angeglichen werden. Die Quelle der Videosignale (nicht dargestellt) hat typischerweise eine Ausgangsimpedanz. die etwa gleich dem Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung 36' ist, um Signalreflexionen am Eingang der Verzögerungsleitung 36' möglichst klein zu halten. Die Verzögerungsleitung Mb' ist mit einer Impedanz 812 abgeschlossen, die aus demselben Grunde ebenfalls etwa gleich dem Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung ist.

Die Anzapfungen 38a'und 38c/' sind mit den beiden Eingängen eines Differenzverstärkers 814 verbunden, der aus N PN-Transistoren 811 und 818 besteht und die eo verzögerten Videosignale von den Anzapfungen 38a' und 38c/'bewertet und arithmetisch addiert werden, um am Verbindungspunkt seiner Widerstände 820 und 822 ein Signal 1/2 (a'+d')zu erzeugen. Die Eingangsimpedanz des Differenzverstärkers 814 wird im Vergleich b5 zum Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung 36' relativ hoch gemacht, indem man die Emitterwiderstände der Transistoren 811 und 818 entsprechend dimensionier!. Die Anzapfungen 386' und 38c' liegen über jeweils einen Widerstand 824 bzw. 826 an der Basis eines Transistors 816 in Emitterschaltung, der zusammen mit Widerstände-! «24 und 826 eine Summierschaltung bildet Die Widerstände 824 und 826 haben im Vergleich zum Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung 36' relativ hohe Werte, um die Verzögerungsleitung 36' nicht zu belasten. Am Emitter des Transistors «J6 erscheint ein Signal 1/2 (b'+c'). Das Signal 2/2 (b'+ c',/könnte auch in derselben Weise gebildet werden wie das Signal 1/2 (a'+d'X jedoch werden im dargestellten Fall Eingangsanschlüsse an der integrierten Schaltung gespart.

Die Signale 1/2 (b'+c') und 1/2 (a'+d') werden jeweils über einen als Emitterfolger geschalteten NPN-Transistur 828 bzw. 830 auf die Eingänge eines Differenzverstärkers 832 aus NPN-Transistoren 836 und 934 gegeben, in dem das Signal 1/2 (a'+d') vom Signal 1/2 (b'+ c'^subtrahiert wird, um am Kollektor des Transistors 834 ein Signal

C ■ [1 /2 (b'+ c')- 1 /2 (a'+ d)]

zu erzeugen, wobei G der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 83 ist.

Der Verstärkungsfaktor G des Differenzverstärkers 832 kann durch Veränderung der Spannung am Steueranschluß der Versteilerungs-Steuerschaltung aus den NPN-Transistoren 838, 848 und 850 verstellt werden entsprechend der Verstärkungseinstellung der Versteilerungs-Steuerschaltung 414 in Fig. 5. Die Versteilerungs-Steuerschaltung ist in einer solchen Weise mit den Emitter- und Kollektorkreisen des Transistors 834 gekoppelt, daß der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers abhängig von der Versteilerungs-Steuerspannung verändert werden kann, ohne dabei die Gleichspannung am Ausgang des Differ°nzverstärkers 832 zu verändern. Das heißt, der vom Kollektor des Transistors 838 in den Emitterkreis des Transistors 834 geführte Strom und der vom Kollektor des Transistors 848 in den Kollektorkreis des Transistors 834 geführte Strom sind so proportioniert, daß sie die Gleichstromkomponente des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 832 bei Änderungen der Versteilerungs-Steuerspannung in im wesentlichen gleichem Maß und gegensinnig ändern.

Der Ausgang des Differenzverstärkers 832 ist auf die Basis eines N PN-Transistors 840 gekoppelt, der zusammen mit einer Serienschaltung aus den Widerständen 842, 844 und 846 eine Emitterfolgerschaltung bildet. Das Signal 1/2 (b'+c') vom Emitter des NPN-Transistors 828 wird zum Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 844 und 846 gegeben, wo es algebraisch mit dem Signal

G [\l2(b'+c')-M2(a'+d')]

addiert wird, um das Ausgangssignal zu bilden.

Die F i g. 9 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, die ähnlich der Ausführungsform nach F i g. 5 ist, dieser gegenüber jedoch vereinfacht ist. Diese Vereinfachung wird möglich, wenn man eine Verzögerungsleitung 36" mit reflektierendem Abschluß (als offenes Ende dargestellt) verwendet und die darin reflektierten Signale ausnutzt. Eine Anzapfung 912 ist an einer Stelle angeordnet, die sich vom offenen Ende der Verzögerungsleitung in einem Abstand befindet, der einer Verzögerungszeit von (T]" + T2" + Ts")/2 entspricht, wobei T\", T₂" und T₃" den Verzögerungszeiten Γι', T₇' und Ti nach F i g. 5 entsprechen. An der Anzapfung 912

i7

erscheint somit ein Signal, welches der Summe der an den Anzapfungen 38a'und 38t/'in Fig. 5 erscheinenden Signale entspricht Eine weitere Anzapfung 914 ist an einer Steüe angeordnet, deren Abstand vom offener Ende der Verzögerungsleitung 36" einer Zeitverzögerung von Τϊ'12 entspricht An dieser Anzapfung wird ein Signal erhalten, welches der Summe der an den Anzapfungen 386' und 38c' in Fig.5 erscheinenden Signale entspricht An der Anzapfung 912 erscheint also ein direktes Signal a" und ein diesem gegenüber um Ti"+T₂"+Ti" verzögertes reflektiertes Signal d", was zu einem resultierenden Signal a"+d" führt In ähnlicher Weise erscheint an der Anzapfung 914 ein direktes Signal b" und ein diesem gegenüber um Ti' verzögertes reflektiertes Signal c", was zu einem resultierenden Signal b"+ c"führt

Das Signal a"+ d"wird der Bewertungsschaltung 916 zugeführt und das Signal b"+ c" wirJ der Bewertungsschaltung 918 zugeführt Das Ausgangssignal der Bewertungsschaltung 916 wird vom Ausgangssignal der Bewertungsschaltung 918 in der Summierschaltung 920 subtrahiert Das Ausgangssignal der Summierschaitung 920 wird über eine Versteilerungs-Steuerschalturig 922 auf eine Summierschaltung 924 gegeben, wo es r.nt dem Ausgangssignal der Bewertungsschaltung 918 addiert wird, um das endgültige Ausgangssignal zu liefern.

Während im Falle der F i g. 5 die Amplituden der von den Anzapfungen 38a', 3Sb', 38c'und 3Sd'abgenommenen Signale getrennt durch Einstellung der jeweiligen Bewertungsfaktoren an den Bewertungsschaltungen 40a', 40b', 40c' und 4Od' gewichtet werden konnten, erfolgt im Falle der Fig.9 die Amplitudenbewertung der an den Anzapfungen 912 und 914 erscheinenden direkten und reflektierten Signale paarweise. Das heißt, die Bewertungsschaltung 916 bewerbet die Amplituden der direkten und reflektierten Signale aus der Anzapfung 912, und die Bewertungsschaltung 918 bewertet die Amplituden der direkten und reflektierten Signale aus der Anzapfung 914.

Wie in F i g. 8 dargestellt enthält die Verzögerungsleitung 36" zweckmäßigerweise einen Teil zur Angleichung der Laufzeiten der im Farbkanal und im Leuchtdichtekanal verarbeiteten Signale. Zu diesem Zweck sollte die Gesamtlänge der Verzögerungsleitung so sein, daß ihre Verzögerungs2.eit die Laufzeitdifferenz zwischen den im Farbartkanal und im Leuchtdichtekanal verarbeiteten Signalen ausgleicht.

Die Fig. 10 zeigt eine Signalverarbeitungsschaltung 1000, die als Leuchtdichteschaltung 20 in F i g. 1 geeignet ist. Die Schaltung 1000 arbeitet in ähnlicher Weise wie die in F ι g. 2 gezeigte Schaltung zur relativen Anhebung der hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals bei relativer Dämpfung der unerwünschten Teile des Videosignals im Leuchtdichtekanal. Die Schaltung 1000 vermag die relativ hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals sowohl flacher als auch steiler zu machen.

Eine Verzögerungsleitung 1036 hat an beabstandeten Stellen, die den Zeitverzö^erungen D, D+ D1 und D+DX+D1 entsprechen, drei Anzapfungen 1038a, 1038b und 1038c, um gegenüber dem Eingangssignal entsprechend verzögerte Signal v_b v_b und v_c zu liefern. Die einzelnen Verzögerungszeiten entsprechen den Verzögerungszeiten Ta Td+ Ti und To+ Ti + Ti in der Schaltung nach F i g. 2. Die Verzögerungsleitung 1036 hat vor der Anzapfung 1038a noch einen Teil 1037, der ähnlich wie der Teil 37 der Schaltung nach F i g. 2 dazu dient die Laufzeitunterschiede im Leuchtdichtekanal und im Farbartkanal auszugleichen.

Die Verzögerungsleitung 1036 ist mit einer als Widerstand dargestellten Impedanz 1026 abgeschlossen, die etwa gleich dem Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung 1036 ist Die Quelle der Videosignale (nicht dargestellt) sollte zweckmäßigerweise eine Ausgangsimpedanz haben, die etwa gleich dem Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung 1036 ist
Teile der verzögerten Signale V₃, v_b und v_c werden

ίο über jeweils einen Widerstand RA, RBund ÄCauf einen gemeinsamen Punkt 1042 gekoppelt, um dort ein Signal v_m zu erzeugen. Die verzögerten Signale V₃, v_m und v_c werden den Eingängen »—«, » + «, »—« einer Summierschaltung 1012 zugeführt die ähnlich der

;5 Summierschaltung 212 nach Fig.2 ist und dazu dient die verzögerten Signale v_a und v_c vom Signal v_m algebraisch zu subtrahieren, um das Signal v_p zu bilden. Die Summierschaltung 1012 kann ferner dazu dienen, die Amplituden (d. h. die Gewichte) der Signale v„ und v_c vor ihrer Subtraktion vom Signal v_m zu modifizieren.

Das Ausgangssignal v_p der Summierschaitung 1012 wird einer Amplitudensteuerschaltung 1014 mit einem Verstärkungsfaktor K zugeführt um ein Signal Kv_p zu bilden. Die Amplitudensteuerschaltung 1014 kann beispielsweise ein Regelverstärker sein, dessen Verstärkungsfaktor in einem Bereich von Werten unterhalb 1 bis auf Werte oberhalb 1 verändert ist Der Ausgang der Amplitudens-äuersehaltung 1014 und der Knotenpunkt 1042 weiden positiven Eingängen (» + «) einer Summierschaltung 1016 zugeführt, die ähnlich der Summierschaliung 216 nach F i g. 2 ist und das Signal v_m mit dem Signal Kv_p algebraisch addiert, um ein Ausgangssignal v_o zu bilden.

Die Arbeitsweise der Schaltung 1000 sei nachstehend

J5 für den Fall erläutert daß die Verzögerungszeiten D1 und D 2 jeweils gleich t sind und daß die Summierschaitung 1012 die Amplituden der Signale V₃, v_m und v_c mit den Gewichten 1/2 bzw. 1 bzw. 1/2 bewertet. Der Wert des Widerstands RA sei als Beispiel gleich dem Wert des Widerstands RC gewählt. Schließlich sei angenommen, daß die Werte für RA und RB viel größer als der Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung 1036 sind. Durch Superposition erhält man dann für die Beziehung zwischen v_mund V₈, V(,und vvfolgende Gleichung:

_ 1

^L'" " 2

2RB \
RA+ 2RB) ' "'

RA \

RA'+TRB) ^V"

Für die Signale r_p und v„ ergeben sich folgende Ausdrücke:

Vp = "m Η T ^{V- ^{+ 1}V

V₁₁ = V_n, + KV_P = V_n, + K U_n, - y (V₀ + I',.)]

Wenn man davon ausgeht, daß die Anzapfung 10386 an einem Bezugspunkt liegt, wie er weiter oben definiert

ist, dann ergeben sich für die Bildung der Signale v_m v_p und v₀folgende Übertragungsfunktionen:

2 RB

RA + 2RB

cos,„i

RA + 2RB

2RB

RÄT2RB ^COS·"'

RA

!RB

' - ^COS"·¹

2RB

RA + 2RB

COSm t + ■—

RA

RA + 2RB

2KB RA

cos<.)t + -— ——--cos ι

RA + 2RB

RA + 2RB

Die Fig. 11 zeigt in graphischer Darstellung die für v_m und v_p geltenden Übertragungsfunktionen, und zwar mit normierter Amplitude. Die für v_m geltende

Übertragungsfunktion ist eine Cosinusfunktion mit

2KB _J

einer Spitze-Spitze-Amplitude von 2' ^u

einer Periodizität von -r. Diese Cosinusfunktion ist, wie

RA
die obige Gleichung (4) zeigt einem Wert

überlagert. Ihre Maxima (gleich 1) liegen auf der Gleichstromachse (d. h. bei Nullfrequenz) und bei ganzzahligen Vielfachen von γ. Ihre Minima liegen, bei ungeradzahligen Vielfachen von jj-

Es ist zweckmäßig, die Werte für die Widerstände RA, RB und RC so zu wählen, daß die für v_m geltende Übertragungsfunktion nicht unter die Null-Amplitudenachse reicht, (d. h. nicht negativ wird), weil dies einer unerwünschten Phasenumkehr entsprechen würde. Beim vorliegenden Beispiel bedeutet dies, daß

RA 2 RR

i größer oder gleich zu sein hat d. h.

RA sollte größer oder gleich 2RB sein Im vorliegenden

D A

Beispiel wurde f»r^^{er Wert} °'^{75 un(}* ^^ur

RA d^{er Wert} °·²⁵ gewählt.

unabhängig von der Wahl der Werte für RA, RH und RC ist die für v_m geltende Übertragungsfunktion bei Gleichstrom stets gleich I₁ weil bei Gleichstrom die verzögerten Signale an den Anzapfungen 1038a, 10386 und 1038c alle die gleiche Amplitude haben. Dies ist deswegen erwünscht, weil man dann (wie ts noch erläutert werden wird) die relativ hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals einer ges teuerten Absenkung oder Anhebung unterwerfen kann, ohne daß die Gleichstromkomponente des Leuchtdicntesignals dadurch beeinflußt wird.

Die das Signal v_p bestimmende Übertragungsfunktion, die dem obigen Ausdruck (5) entspricht, ist eine Cosinusfunktion, deren Minima als Nullstellen auf der Gleichstromachse und bei ganzzahligen Vielfachen von -liegen. Ihre Periodizität ist -, und ihre Maxima liegen bei ungeradzahligen Vielfachen von γ-. Ihre Maxima liegen den Minima der für v_m geltenden Übertragungsfunktion gegenüber und umgekehrt.

Da Vodie algebraische Summe von /„,und Kv_pki(\g\. den obigen Ausdruck (3)), laßt sich die für v_u bestimmende Übertragungsfunktion an den ungeradzahligen Vielfachen von ^relativ anheben oder relativ

abschwächen, indem man den Wert für K ändert. Die Amplitude der Übertragungsfunktion an der Gleichstromachse oder an ganzzahligen Vielfachen von j wird

ίο dadurch jedoch nicht beeinflußt Das heißt durch Änderung von K kann die für v_o bestimmende

Übertragungsfunktion bei einer Frequenz von jj höher

oder niedriger als die für Vb bestimmende Übertragungsfunktion bei dieser Frequenz gemacht werden. Die für

Vi bestimmende Übertragungsfunktion entspricht der relativ breitbandigen Übertragungsfunktion, die für das an der Anzapfung 38Z» der Schaltung nach F i g. 2 erscheinende Signal bestimmend ist (& h. dem Wert 312 in F i g. 3).

Die Änderung der für v_o bestimmenden Übertragungsfunktion abhängig von K ist in Fig. 12 veranschaulicht Diese Figur zeigi die für v_m v_p und v_a bestimmenden normierten Übertragungsfunktionen für

-³ mehrere Werte von K. Wenn K gleich

2 RB

ist, dann

ist die für v_o bestimmende Übertragungsfunktion flach, d. h. sie gleicht der für v* bestimmenden Übertragungs-

funktion. Wenn K kleiner ist als

"y it R

(beispielsweise

die Hälfte), dann wird die für v_o bestimmende Übertragungsfunktion an der Stelle γ nach unten abgesenkt.

Wenn K größer ist als

(z. B. das Doppelte), dann

wird die für v_o bestimmende Übertragungsfunktion an der Stelle =— angehoben.

Bei Einstellung der Verzögerungszeiten D1 und D 2 der Schaltung 1000 auf etwa 280 Nanosekunden kann man durch Änderung des Verstärkungsfaktors K der Amplitudensteuerschaltung 1014 die Amplitude der Übertragungsfunktion des Leuchtdichtekanals 18 an ihrer Stelle für etwa 1,78 MHz so verändern, daß anstatt einer Anhebung eine Abschwächung an dieser Stelle erfolgt Wenn die Schaltung 1000 im Leuchtdichtekanal 18 nach Fig. 1 verwendet wird, dann kann dieser Schaltung ein zusätzliches Filter entweder vor- oder nachgeschaltet werden, um Färb- und/oder Tonsignalteile weiter abzuschwächen.

Die F i g. 13 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung 1300, die für die Leuchtdichte-Verarbeitungsschaltung 20 nach F i g. 1 verwendet werden kann. Eine Verzögerungsleitung 1336 hat an beabstandeten Punkten, die Verzögerungszeiten von D', D'+DV, D'+D\' + D2' und D'+Dl' + D2' + Di' entsprechen, insgesamt 4 Anzapfungen 1338a, 1338b, 1338c und 1338d, um gegenüber dem Eingangssignal entsprechend verzögerte Signale e_a et* e_c und e</ zu liefern. Diese Verzögerungszeiten entsprechen den Verzögerungen Td', Td + Ά, To'+ T_x' + T₂' und T_D'+ T₁' + T₂' + T₃' in der Schaltung nach F i g. 5. Die Verzögerungsleitung 1336 hat vor der Anzapfung 1338 noch einen Teil 1337, der ähnlich wie der Teil 37' der Schaltungsanordnung nach F i g. 5 dazu dient, die Laufzeitunterschiede im Leuchtdichtekanal und im Farbartkanal auszugleichen.

Die Verzögerungsleitung 1336 ist mit einer als Widerstand gezeigten Impedanz 1326 abgeschlossen,

die etwa gleich dem Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung ist, um Reflexionen am Ende der Leitung möglichst gering zu halten. Die nicht dargestellte Videosignalquelle sollte zweckmäßigerweise eine Ausgangsimpedanz haben, die ebenfalls etwa gleich dem Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung 1336 ist, um Signalreflexionen am Eingang möglichst gering zu hallen. Teile der verzögerten Signale e_a, e^, e_r und ed werden über jeweils einen Widerstand R 1, R 2, R 3 und R 4 auf einen gemeinsamen Knotenpunkt 1342 gegeben, um dort ein Signal e_mzu bilden. Die Signale e_a, e_mund ed werden den Eingängen » —«, » + «, » —« einer Summierschaltung 1312 zugeführt, die daraus ein Signal e_p bildet. Die Summierschaltung 1312 kann außerdem dazu dienen, die Amplituden (d. h. die Gewichte) der Signale e„ und ed vor der Substraktion vom Signal e„, zu modifizieren.

Der Ausgang der Summierschaltung 1312 wird auf eine Amplitudensteuerschaltung 1316 gegeben, die dazu dient, die Amplitude des Signals e_p um einen Verstärkungsfaktor P zu ändern und somit das Signal Pe_p zu bilden. Die Amplitudensteuerschaltung 1316 ist beispielsweise so ausgelegt, daß sie Verstärkungsfaktoren im Bereich von Werten unterhalb 1 bis auf Werte oberhalb 1 einführen kann. Der Ausgang der Amplitudensteuerschaltung 1316 und das am Knotenpunkt 1342 erscheinende Signal werden positiven Eingängen (» + «) einer Summierschaltung 1318 zugeführt, die ähnlich der Summierschaltung 216 in der Anordnung nach F i g. 2 ist und worin e_mund Pe_p algebraisch addiert werden, um ein Ausgangssignal e„ zu erzeugen. In Reihe mit den Eingängen der Summierschaltungen 1312 und 1318 können Widerstände eingefügt sein, um Unterschiede in Verzögerungen der in diesen Schaltungen kombinierten Signale auszugleichen, die sich durch ungleichmäßige

Rl

parasitäre Kapazitäten an den Eingängen dieser Schaltungen ergeben können.

Die Arbeitsweise der Schaltung 1300 sei an Hand

eines Beispiels erläutert, bei welchem die Verzöge-

j rungszeiten DV, D2' und D3' alle gleich 2t' gewählt sind und bei welchem die Summierschaltung 312 so ausgelegt ist, daß die Amplituden der Signale c.,. e,„ und

e, mit den Gewichten j.' und y bewertet werden.Ferner

H) seien in diesem Beispiel die Werte für R\ und R 4 einander gleich und die Werte für R 2 und R 3 einander gleich. Schließlich sei angenommen, daß die Werte für R 1 und R 2 viel größer sind als der Wellenwiderstand der Verzögerungsleitung 1336. Durch Superposition

is erhält man dann folgende Beziehung zwischen dem Signa! e_mund den Signalen c_a, et und C^:

1 ( Rl

25

Für die Signale e„ und e„ gilt folgendes:

= e_m - 2 ^(e<· ^{+ 1}^

= c,„ + Pe₁, = e„, + /* j^„, -₂(e„ +

Betrachtet man einen Punkt mitten zwischen den Anzapfungen 1338ύ und 1338c als Bezugspunkt, dann ergeben sich als bestimmende Übertragungsfunktionen für die Signale e_m e_pund e_o folgende Ausdrücke:

Rl + Rl

COS 3 οι t' + Ri + Rl

COS f'j ('

(10)

Rl + Rl

COS Kit' — COS 3 im ί '

(Π)

Rl , ,

R1+R2 ^COs3"' ⁺ ~-

₊ ¹Ri ^cos'"^+p

+ Rl

COS 3 κι t' +

Rl

Rl + Rl

COS int' — COS 3 ei 1

Die F i g. 14 zeigt die amplitudennormierten Obertra- -,o gungsfunktionen, die für die Signale e_m und e_p bestimmend sind. Die lür e_m bestimmende Übertragungsfunktion hat die Gestalt einer Cosinusfunktion

^{cos ω} *'■ ^'^e einer anderen Cosinusfunktion

^{cos 3t01}' überlagert ist. Diese Übertragungsfunktion hat auf der Gleichstromachse (d. h. bei Nullfrequenz) eine maximale Amplitude von 1 und nimmt dann entsprechend einem steilen Dämpfungsanstieg (d.h. Amplitudenabnahme mit wachsender Frequenz) nach etwa ( yj -jj bis auf eine Amplitude von 0 bei -^j ab. Ein Vergleich mit der relativ »breitbandigen« Funktion "2~(b' + c') nach F i g. 6, die dem Ausgang der Summier-

schaltung 412 der Anordnung nach Fig.5 entspricht zeigt die für e_m bestimmende Übertragungsfunktion (12)

nach Fig. 14 eine wesentlich steilere Dämpfungscharakteristik.

Die Werte für die Widerstände R i, R 2, R 3 und R 4 sollten zweckmäßigerweise so gewählt werden, daß die für e_m bestimmende Übertragungsfunktion nicht unter die Null-Amplitudenachse fällt (d. h. nicht negativ wird), weil dies einer unerwünschten Phasenumkehr entsprechen würde. Beim vorliegenden Beispiel kann dies dadurch erreicht werden, daß man den Wert

^wäW^t· d- h. Ä1 sollte größer oder gleich 2 (R 2) sein. Im hier gezeigten Beispiel wurde fürderWertO,75und fflr

der Wert 0,25 gewählt

Unabhängig von den gewählten Werten für die Widerstände Al, RZ R3 und Λ4 hat die für e_m bestimmende Übertragungsfunktion an der Gleichstromachse den Wert 1, weil im Gleichstromfall alle

verzögerten Signale an den Anzapfungen 1338a, 13386, 1338c und 1338t/ dieselbe Amplitude haben. Dies ist deswegen von Bedeutung, weil man dann (wie noch erläutert werden wird) die relativ hochfrequenten Komponenten des Leuchtdichtesignals in gesteuerter Weise abschwächen oder anheben kann, ohne gleichzeitig die Gleichstromkomponente des Leuchtdichtesignals zu beeinflussen.

Die für e_p bestimmende Übertragungsfunktion, die dem obigen Ausdruck (11) entspricht, hat eine minimale Amplitude (gleich 0) auf der Gleichstromachse und bei

~äj, und eine maximale Amplitude etwa an der Stelle /2\ 1

( yj -yp. Die Spitzenamplitude der für e_p bestimmenden Übertragungsfunktion liegt also im Bereich zwischen (yj -4—, und -^J₁, wo die für e,„ bestimmende Übertragungsfunktion relativ steil ist.

Da e_o die algebraische Summe von e,„ und Pe_p ist (vergleiche den obigen Ausdruck (9)), läßt sich durch Änderung des Wertes P die Amplitude der für e_o bestimmenden Übertragungsfunktion an der Stelle (yj -j-,anheben oder absenken, ohne daß dadurch die Amplitude an der Gleichstromstelle oder an der Stelle ■j-p beeinflußt wird. Das heißt, durch Änderung von P läßt sich die Amplitude der für e_o bestimmenden Übertragungsfunktion bei der Frequenz (γ j j-p höher oder niedriger als die Amplitude der für das Signal (e_p+ e_c) bestimmenden Übertragungskennlinie nach F i g. 6 bei

der Frequenz!-y) ^y machen. Die für (eb+e_c) bestimmende Übertragungsfunktion entspricht der relativ »breitbandigen« Übertragungsfunktion -j(b'+c') nach F i g. 6, die bestimmend ist für das Signal, welches am Ausgang der Summierschaltung 412 der Anordnung nach F iig. 5 erzeugt wird.

Die Änderung der für e_o bestimmenden Übertragungsfunktion abh. von Pist in Fig. 15 gezeigt. Diese Figur zeigt amplitudennormierte Übertragungsfunktionen, die für e_m , e_p und e„ bestimmend sind, und zwar

ρ 2

für verschiedene Werte von P. Wenn P gleich -5-5- ist,

κ 1

dann gleicht die für e_o bestimmende Übertragungsfunktion der für (et+ e_c) bestimmenden Übertragungsfunk-

RZ

tion. Wenn P kleiner ist als-^j (z.B. die Hälfte), dann ist die für e_o bestimmende Übertragungsfunktion bei ^A jp abgesenkt. Wenn P größer ist als ^γ(ζ. Β. das Dreifache), dann ist die für e_o bestimmende Übertragungsfunktion an dieser Stelle angehoben.

Bei Einstellung der Verzö^erungszeiten D Γ, D 2' und D 3' der Schaltung 1300 auf etwa 140 Nanosekunden läßt sich durch Änderung des Verstärkungsfaktors Pder Amplitudensteuerschaltung 1314 die Amplitude der Übertragungsfunktion des Leuchtdichtekanals 18 der Fig. 1 an der Stelle von etwa 239 MHz aus einer angehobenen Form in eine abgesenkte Form ändern, ohne daß dadurch die Amplitude an der Gleichstromachse geändert wird, während Signalkomponenten in der Umgebung von 3,58 MHz (d. h. Komponenten des Farbsignals) gedämpft werden.

Hierzu 10 Blatt Zeichnungen

Claims (15)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Verbesserung der Detailwiedergabeschärfe von Videosignalen, welche eine breitbandige Leuchtdichtekomponente und ο eine einen Teil von dessen Bandbreite einnehmende, eine modulierte Farbträgerschwingung aufweisende Farbkomponente enthalten, mit einer im Leuchtdichtekanal vorgesehenen Verzögerungsanordnung mit mehreren Anzapfungen, an denen um unterschiedliche Zeiten verzögerte Videosignale abnehmbar sind, die nach Bewertung mit individuellen Gewichtsfaktoren mittels Kombinationsschaltungen zur AmpHtudenanhebung im oberen Frequenzbereich des Leuchtdichtesignals kombiniert werden, is dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Farbfernsehempfänger, in dessen Farbkanal aus der Farbträgerschwingung mit einer bestimmten Verzögerung Farbdifferenzsignale abgeleitet werden, mittels einer ersten Kombinationsschaltung (212) aus der Summe zweier um NT/1 gegeneinander verzögerter Videosignale (auf den Leitungen 38a bzw. 3Sd), wobei N eine ganze Zahl größer als 1 und Γ die Periodendauer des Farbträgers ist, ein erstes Kombinationssignal erzeugt wird, das mit einem amplitudenbewerteten (Schaltung 4Qb) dritten Signal, dessen effektive Verzögerung zwischen den Verzögerungen der beiden summierten Signale liegt und der Verzögerung des Farbkanals entspricht, zu einem zweiten Kombinationssignal linear zusammengefaßt wird, und daß das zweite Kombinationssignal (am Ausgang von 212) einem Amplitudeneinsteller (214) zugeführt wird, dessen Ausgang mit einem Eingang einer dritten linearen Kombinationsschaltung (216) verbunden ist, deren anderem J5 Eingang das amplitudenbewertete dritte Signal (am Ausgang von 40b) zugeführt wird und die ein Ausgangssignal mit einstellbar -akzentuierten, in Schwarz- und in Weißrichtung verlaufenden Amplitudenübergängen liefert, das einer dieses Ausgangs- signal mit den einzelnen Farbdifferenzsignalen zu entsprechenden Farbsignalen zusammenfassenden Schaltung zugeführt wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte Signal zeitlich in der Mitte zwischen den das erste Kombinationssignal bildenden Signalen liegt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Teil (37) der Verzögerungsanordnung (36) den Laufzeitunterschied zwischen dem Leuchtdichtesignal und dem Farbkanal ausgleicht und so bemessen ist, daß die Summe aus seiner Verzögerung (Td) und der Hälfte des Zeitintervalls NT/1 gleich der Laufzeitdifferenz zwischen den beiden Kanälen ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (410; 816, 828) zur Gewinnung des dritten Signals und die zweite Kombinationsschaltung (212; 412; 832) den Amplitudeneinsteller (214; 414; 838, 848, 850) enthält (F ig. 8).

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Kombinationssignal mit dem dritten Signal in einer zweiten Kombinationsschaltung (212; 412; 832) subtraktiv zum zweiten Kombinationssignal vereinigt wird.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Kombinationsschaltung (216; 416; 840-846) die Summe des dritten Signals und des zweiten Kombinationssignals bildet

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte Signal vom Verbindungspunkt (1042) dreier galvanischer Koppelzweige (RA. RB, RD) zu den Anzapfungen für die beiden um NT/1 zeitlich auseinanderliegenden verzögerten Videosignale und der Anzapfung für das zeitlich etwa in der Mitte dazwischen liegende Videosignal abgenommen wird (Fig. 10).

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Koppelzweige (RA, RB) zwischen dem Verbindungspunkt (1042) und den beiden Anzapfungen für die um NT/1 auseinanderliegenden Videosignale durch Widerstände von annähernd gleichem Wert gebildet sind.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Koppelzweig (RB) einen Widerstand enthält, dessen Wert kleiner als die Hälfte des Wertes der Widerstände in den beiden anderen Koppelzweigen (RA, RD)IsL

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsanordnung (36) an vier Anzapfungen (133tia-1338c/J mindestens vier gegeneinander verzögerte Videosignale (e_a... ed) liefert, von denen das erste und das letzte (ea, e<i) auf die erste Kombinationsschaltung (1312) gegeben werden und die beiden mittleren Videosignale (e^ e_c) zu dem dritten Signal vereinigt (Knotenpunkt 1342) werden (F ig. 13).

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden mittleren Videosignale (e^ e_c) zeitlich symmetrisch zur Mitte zwischen dem ersten und dem letzten der verzögerten Videosignale (e* erliegen.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden mittleren Videosignale um ein Intervall auseinanderliegen, welches ungefähr gleich dem halben Reziprokwert der Färb trägerfrequenz ist

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet daß die an der ersten und der zweiten Anzapfung (1338a, \33Sb) abgenommenen Videosignale um ein Zeitintervall auseinanderliegen, welches ungefähr gleich der Hälfte des Reziprokwerts der Farbträgerfrequenz ist und daß auch die an der dritten und der vierten Anzapfung (1338c, 1338c/) abgenommenen Videosignale um das gleiche Zeitintervall auseinanderliegen.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet daß die Verzögerungsanordnung (36") eine an einem Ende reflektierend abgeschlossene Verzögerungsleitung ist daß das erste und das letzte verzögerte Videosignal (a", d") an einer Anzapfung (912) abgenommen werden, wo reflektierte Signale ungefähr 3774 nach ihrer Reflexion erscheinen, und daß die beiden mittleren verzögerten Signale (b", c") an einer dem reflektierenden Ende der Verzögerungsleitung näher liegenden Anzapfung (914) abgenommen werden (F i g. 9).

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverzögerung zwischen den beiden Anzapfungen (912, 914) im wesentlichen gleich 774 ist