DE3040242C2

DE3040242C2 - Anordnung zur Durchführung einer Signalausfallkompensation in einem digital codierten zusammengesetzten Farbfernsehsignal

Info

Publication number: DE3040242C2
Application number: DE3040242A
Authority: DE
Inventors: Bantval Yeshwant San Carlos Calif. Kamath
Original assignee: Ampex Corp
Current assignee: Ampex Corp
Priority date: 1979-10-26
Filing date: 1980-10-24
Publication date: 1983-06-01
Also published as: BE885879A; CA1155217A; NL8005878A; JPH03263996A; FR2469075A1; JPS5685927A; US4251831A; JPH0324118B2; DE3050630C2; FR2469075B1; DE3040242A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung zur Durchführung einer Signalausfallkompensation in einem digital codierten zusammengesetzten Farbfernsehsignal nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

In Systemen zur Verarbeitung zusammengesetzter Signale ist es oft wünschenswert, v-a-ichiedene Signalkomponenten in unterschiedliche Signaipfade für eine individuelle Verarbeitung aufzutrennen und die verarbeiteten Komponenten sodann für eine Weiterverwendung in ein zusammengesetztes Signal zu rekombinie-' ren. Bekannte Anordnungen zur Auftrennung von durch unterschiedliche Frequenzkomponenten gebildeten zusammengesetzten Signalen sind Kammfilter. Generell stellen derartige bekannte Kammfilter Mehrfach-Bandpaßfilter dar, welche Signale unterschiedlicher Frequenzbänder durchlassen und Signale außerhalb dieser Frequenzbänder sperren. Beispielsweise werden Kammfilter in der Verarbeitung von Farbfernsehsignalen in großem Umfang zur Abtrennung der Luminanz- und der Chrominanzkompenente benutzt Ein derartiges Kammfilter liefert die gewünschte Trennung durch Verarbeitung diskreter digitalisierter Tastwerte, weiche das analoge Farbfernsehsignal darstellen, und erzeugen einen gewichteten Mittelwert von 3 aus drei aufeinanderfolgenden Horizontalzeilen des gleichen Bildes in vertikal zueinander ausgerichteten Bildelementen der Zeiten genommenen Tastwerten. Die Mittelung wird für alle Bildelemente wiederholt Dieses Verfahren ist zwar auf analoge Signale anwendbar. Es eignet sich jedoch speziell für die teilcodierten Signale, da diese Signale typischerweise Tastwerte von diskreten Signalwerten repräsentieren, welche mit einer bekannten Tastfrequenz auftreten. Um jedoch Tastwerte aus den vertikal zueinander ausgerichteten Bildelementen zu erhalten, ist oft die Wahl von speziellen Tastfolgefrequenzen oder speziellen Tai-tphasen erforderlich, wobei auch weitere Tastverarbeitungsschaltungen vorgesehen werden müssen, wodurch die Anordnung kompliziert wird.

Beijp;elsweise unterscheidet sich in bestimmten Standard-Farbfernsehsystemen die Phase der Firb-Hilfsträgersignalkomponente in benachbarten Zeilen des Fernsehbildrasters. In NTSC-Systemen beträgt die Phasendifferenz 180°, während sie bei PAL- und PAL-M-Systemen 90° beträgt. In manchen digitalen Signalverarbeitungssystemen für derartige Fernsehsignale wird eine Tastsignalfrequenz verwendet, welche ein ungeradzahliges Vielfaches der Hilfs»rägersignalfrequenz ist. Um Tastwerte derartiger Fernsehsignale entsprechend den Stellen der vertikal zueinander ausgerichteten Bilc^lemente zu erhalten, sind die vorgenannten zusätzlichen Schaltungen erforderlich, um eine Phasenjustierung von Zeile zu Zeile der Tastung des Fernsehsignals zu realisieren. Werden

• Tastwerte entsprechend den Stellen von vertikal zueinander fehlausgerichteten Bildelementen durch ein Kammfilter gefiltert, so ergibt sich eine Bildverzerrung. Ein Beispiel für eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Tastwerten entsprechend vertikal ausgerichteter Bildelementstellen in einem Fernsehbildraster ist in der US-PS 40 75 656 beschrieben. Daraus geht hervor, daß eine derartige Schaltungsanordnung das Gesamtsystem zur Verarbeitung digitalisierter Farbfernsehsignale verkompliziert. Ein bekanntes, für NTSC-Systeme geeignetes digitales Kammfilter ist in der US-PS 41 43 396 beschrieben. Zwar eignet sich ein derartiges Filter für NTSC-Systeme. Die in der US-PS 11 43 396 beschriebenen Ausführungsbeispiele müssen jedoch mit weiteren Verarbeitungsschaltungen für andere Farbfernsehsysteme, wie beispielsweise das PAL-, PAL-W System usw., versehen werden, in denen andere Phasencharakteristiken der Chrominanz-Komponente von Zeile zu Zeile zusätzliche Probleme bei der Erzeugung von Tastwerten entsprechend den Stellen von vertikal zueinander ausgerichteten Bildelementen von aufeinanderfolgenden Zeilen hervorrufen.

Signalausfall-Kompcnsationsschaltungen für Farbfernsehsignal sind Beispiele für Fernsehsignal-Verarbeitungsanordnungen, in denen die oben genannten Probleme auftreten. Derartige Signalausfall-Kompensationsanordnungen werden im großen Umfang in Systemen zur Verarbeitung von Farbfernsehsignalen. beispielsweise in magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräten verwendet, um einen fehlerhaften oder fehlenden Teil der Farbfernsehsignal-Information zu ersetzen, wobei es sich gewöhnlich um einen »Ausfall« aufgrund einer unvorhersehbaren augenblicklichen Fehlfunktion des Gerätes oder um kleine Defekte des Aufzeichnungsmediums handelt. Treten derartige Ausfälle im Fernsehsignal auf, so erzeugen sie sichtbare Störungen im dargestellten Bild. Signalausfall-Kompensationsanordnungen reduzieren den durch einen Betrachter wahrgenommenen störenden Effekt von Ausfällen.

In bekannten analogen Signalausfall-Kompensationsanordnungen wird ein HF-Hüllkurven-Pegeldetektor verwendet, welcher den Amplitudenpegel des modulierten Fernsehsignalträgers überwacht. Normalerweise überführt ein Schalter das ankommende kontinuierliche Fernsehsignal auf einen Ausgang der Kompensationsanordnung. Im Fernsehsignalpfad ist beispielsweise zwischen einem Eingang der Kompensationsanordnung und einem Eingang des Schalters oder zwischen dem Ausgang der Kompensationsanordnung und dem Eingai.g des Schalters eine Verzögerungsleitung vorgesehen. Wird ein Ausfall im HF-Hüllkurvenpegel festgestellt, so wird der Schalter derart gesteuert, daß er das verzögerte Signal an Stelle des ankommenden Fernsehsignals auf den Ausgang gibt. Das verzögerte Signal ersetzt dann die fehlerhafte Information. Kehrt der HF-Hüllkurvenpegel auf seinen Normalwert zurück, so wird der Schalter derart gesteuert, daß er den Eingang vom verzögerten Signal zurück auf das ankommende Fernsehsignal schaltet, das sodann auf den Ausgang gegeben wird. Ein Beispiel für eine derartige bekannte analoge Signalausfall-Kompensationsanordnung ist in der US-PS 29 96 576 beschrieben.

Beispielsweise gemäß der US-PS 34 63 874 werden auch analoge Signalausfall-Kompensationsschaltungen in Farbfernsehsystemen verwendet, welche das kontinuierliche Farbfernsehsignal in die Luminanz- und Chrominanz-Komponenten auftrennen, die Komponenten um eine oder zwei Fernsehzeilenperioden verzögern und die Chrominanz-Komponente in aufeinanderfolgenden Zeilen invertieren, um bei der Substitution für einen Signalausfall im Farbfernsehsignal die richtige Phase sicherzustellen. In Fernsehsignalsystemen, in denen das Signal in Form von digitalisierten Tastwerten vorliegt, erfordert jedoch die Verwendung von digitalen Kammfiltern zur Trennung der Komponenten oft die Zuschaltung der vorgenannten komplexen Signalverarbeitungsschaltungen, um Tastwerte zu erhalten, welche in jedem Bild des Fernsehsignals den vertikal zueinander ausgerichteten Rildelementstellen entsprechen.

Speziell beim Gegenstand nach der US-PS 34 63 S74 wird ein analoges zusammengesetztes Farbfernsehsi- !5 gnal in seine Chrominanz- und Luminanzkomponenten aufgeteilt, wobei beide Komponenten um die Dauer einer Fernsehzeile verzögert werden und die Chrominanzkomponente von Zeile zu Zeile invertiert wird. Eine derartige analoge Form der Signalausfallkompensation eignet sich nicht für Farbfernsehsysteme. in denen das Signal in Form von digitalen Tastwerten vorliegt. Wird eine ungeradzahlige Anzahl von Tastwerten in einer Periode des Farbhilfsträgersignals verwendet, so ist es nicht nur notwendig, die abgetrennte Chrominanzkomponente in benachbarten Horizontalzeilen zu invertieren, sondern auch die Tastfrequenz zu modifizieren, um die notwendige vertikale Ausrichtung der Taxwerte in aufeinanderfolgenden Zeilen zu gewährleisten.

Ein Beispiel für eine bekannte digitale Signalausfall-Kompensationsschaltung ist in dem Manual »AVR-2 Video Tape Recorder, Theory of Operation«, Katalog Nr. 18009179-01 der Anmelderin vom November 1?77. auf den Seiten 9-10, 9-14. 9-20 und 9-77 bis 9-92 beschrieben. Diese spezielle Signalausfallkompensationsanordnung ersetzt einzelne digitale Tastwerte von Daten oder eine gesamte Zeile von Daten durch die entsprechenden Daten aus einer früher auftretenden Zeile des gleichen Bildes. Das Ausfall-Signal, das an die Stelle der fehlerhaften Information tritt. ■ ird abwechselnd von Zeile zu Zeile in einem von zwei 256-Bit-Schieberegistern gespeichert, welche eine um zwei Zeilen verzögernde Verzögerungsleitung bilden. Während die Daten für eine Horizontalzeile in eines der Schieberegister eingeschrieben werden, werden die um zwei Zeilen früheren Daten aus dem gleichen Schieberegister ausgelesen. Dabei werden jedoch die Chrominanz- und die Luminanzsignale nicht für die Verarbeitung voneinander getrennt. Die das Ausfallsiso gnal ersetzende Farbfernsehsignal-Information wird jedoch um zwei Zeilen des gleichen Bildes verzr .:ert. Die Verschachtelungseigenschaft typischer Fernsehsignale führt dazu, daß das verzögerte Signal in der Darstellung des Fernsehsignals an einer Stelle auftritt, welche um vier Horizontalzeilenpositionen von der tatsächlichen Zeitposition entfernt ist. In manchen Fällen ist die Darstellung des hinsichtlich des Signalausfall kompensierten Signals für das Auge störend, was speziell dann der Fall ist, wenn scharf vertikal orientierte Raster auf dem Schirm dargestellt werden. Derartige vertikal orientierte Raster werden in den Ausfallkompensationszeilen relativ zu den benachbarten unverzögerten Zeilen horizontal verschoben.

Die GB-PS 14 36 757 beschreibt eine Ausfall-Kompensationsschaltungsanordnung, in der ein zusammengesetztes Farbfernsehsignal ohne Trennung in Luminanz- und Chrominanzkomponente verarbeitet wird. Dabei kommt eine Tastfreauenz zur Anwendung.

welche gleich der dreifachen Frequenz des Farbhilfsträgersignals ist. Das nicht in seine Komponenten aufgetrennte zusammengesetzte Farbfernsehsignal wird um eine Hirizontalzeilenperiode verzögert. Die Phase eines NTSC-Farbhilfsträgersignals unterscheidet sich daher in bezug auf die Phase des Signals in der benachbarten Fernsehzeile, welche durch das Ausfall-Komn^nsationssignal zu ersetzen ist,um 180".

Insbeiondere wird dabei ein Ausfallkompensationssignal dadurch erzeugt, daß zwei abwechselnde Tastwerte des nicht in seine Komponenten aufgetrennten Farbfernsehsignals addiert werden und das resultierende Signal durch zwei geteilt wirci, um den ursprünglichen Pegel der Luminanzkomnonente im Farbfernsehsignal aufrechtzuerhalten. Die Chrominanzkomponente des auf diese Weise verarbeiteten, nicht in seine Komponenten aufgetrennten Farbfernsehsignals erleidet dabei jedoch eine Reduzierung von 50% in der Farbsattigung.

Speziell ist dabei keine Möglichkeit vorgesehen, um die Phase eines Differenzsignals so zu justieren, daß sie der bekannten vorgegebenen Phase des Farbhilfsträgersignals während desjenigen Horizontalzeilenintervalls entspricht, für das die Ausfallkompensation vorgesehen ist. Da die entsprechenden Signalkomponenten nicht voneinander getrennt sind, ist kein Signal vorhanden, das ein Differenzsignal darstellen würde. Es ist daher keine Möglichkeit zur |ustierung der Phase eines Differ^nzsignals vorhanden. Es werden vielmehr drei Tastwerte des hinsichtlich seiner Komponenten nicht lufgetrennten Farbfernsehsignals addiert und das resultierende Signal durch drei geteilt, um den richtigen Pegel der Luminanzkomponente im Farbfernsehsignal aufrechtzuerhalten. In diesem Fall ist das Ausfallkompensationssignal ein monochromes Signal, da die gesamte Chrominanzkomponente im ursprünglichen, auf diese Weise verarbeiteten Fernsehsignal eliminiert wird. Das resultierende monochrome Signal wird als Ausfallkompensationssignal ausgenutzt, welches das fehlende Farbfernsehsignal ersetzt.

Zusätzlich zu den vorgenannten Nachteilen einer wesentlichen Reduzierung im Farbton oder eines vollständigen Verlustes des Farbsignals ergibt sich ein weiterer Nachteil, da es darüber hinaus erforderlich ist, das Tastsignal während aufeinanderfolgender Horizontalzeilenperioden zu modifizieren, um die notwendige vertikale Ausrichtung der Tastwerte von Zeile zu Zeile zu gewährleisten.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Signalausfall-Kompensationsanordnung für durch diskrete Tastwerte repräsentierte Farbfernsehsignal anzugeben, in der die durch Ausfälle beeinflußte Luminanz-Information durch eine Luminanz-lnformation ersetzt wird, welche der durch den Ausfall beeinflußten Zeile um eine Zeile vorausgeht. Entsprechend soll die durch Ausfälle beeinflußte Chrominanz-Information durch eine Chrominanz-Information ersetzt werden, weiche der durch den Ausfall beeinflußten Zeile durch eine oder zwei Fernsehzeilen vorausgeht. Die digitale Signalausfall-Kompensationsanordnung soll in einfacher Weise auch in Farbfernsehsignalsystemen für verschiedene Fernsehsignal-Normen verwendbar sein, wobei insbesondere die Luminanz-Komponente um eine Horizontalzeilenperiode verzögert und die Chrominanz-Komponente so phasenjustiert wird, daß sie eine bekannte, vorgegebene Phase in bezug auf die Horizontalzeilenperiode, für weiche die Signalausfallkompensation durchgeführt wird, besitzt.

Diese Aufgabe wird bei einer Anordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs I gelöst.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung werden die genannten Nachteile des Gegenstandes der GB-PS 14 36 757 wie folgt vermieden. Zunächst wird die das Farbhilfsträgersignal bildende Chrominanzkomponente vom digitalen zusammengesetzten Farbfernsehsignal

ίο abgetrennt. Das verbleibende Signal, das der Luminanzkomponente entspricht, wird vom zusammengesetzten Signal subtrahiert, um die Chiuminanzkomponentc zu erhalten. Danach werden die Luminanz- und die Chrominanzkomponente jeweils in einem getrennten Signalweg verarbeitet und danach zur Verwendung als digitales zusammengesetztes Farbausfall-Kompensationssignal rekombiniert, wobei die Luminanzkomponente lediglich um eine Horizontalzeilenperiode und die Chrominanzkomponente um eine oder zwei Horizontal-Zeilenperioden verzögert wird. Dies hängt dabei von der speziell in bezug auf die Farbhilfsträgersignal verwendete Tastsignalfrequenz und von der Art des Farbfernsehsignals ab, für das die Ausfallkompensation vorgesehen ist.

2t Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung ist darin zu sehen, daß das resultierende Ausfallkompensationssignal sowohl 100% der ursprünglichen Sättigung als auch des ursprünglichen Farbtons besitzt. Darüber hinaus braucht die Phase des Tastsignals in abwechselnden Horizontalzeilen nicht geändert zu werden. Gleichzeitig besitzt die resultierende Chrominanzkomponente immer die richtige Phase. Dies gilt für NTSC-, PAL- oder PAL-M-Farbfernsehsignal-Normen sowie für jede Tastsignalfrequenz, welche ein Vielfaches in Form einer rationalen Zahl der Farbhilfsträgersignal-Frequenz ist, wobei diese rationale Zahl größer als 2 ist.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung entfällt auch die Notwendigkeit des Invertieren? des Farbhilfsträgersignals bei Verwendung eines ungeradzahligen Vielfachen der Tastfrequenz, wobei die notwendige vertikale Ausrichtung der Tastwerte in bezug auf die Frequenz des Farbhilfsträgersignals gewährleistet ist.
Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Anordnung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer in der erfindungsgemäßen Anordnung verwendbaren Filterschaltung,

Γ i g. 2 ein detailliertes Blockschaltbild einer Ausführungsform der Filterschaltung,

F i g. 3a und 3b jeweils eine graphische Darstellung zur Erzeugung von durch die Ausführungsform der Filterschaltung nach F i g. 2 verarbeiteten digitalisierten Tastwerten,

F i g. 4 ein Beispiel einer Frequenzcharakteristik der Ausführungsform der Filterschaltung nach F i g. 2,

Fig.5 eine graphische Darstellung zur Erzeugung von durch eine weitere Ausführungsform der Filterschaltung nach Fig.2 verarbeiteten digitalisierten Tastwerten,

F i g. 6 ein detailliertes Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Filterschaltung,

F i g. 7 eine graphische Darstellung zur Erzeugung von durch die Ausführungsform der Filterschaltung nach F i g. 6 verarbeiteten digitalisierten Tastwerten,

Fig.8 bis 12 jeweils ein Blockschaltbild verschiedener Ausführungsformen einer Signalausfall-Kompensationsschaltung zur Verwendung in einer Filterschaltung,

F i g. 13a bis 13h jeweils ein Schaltbild aufeinanderfolgender Teile der im Blockschaltbild nach Fig.8 dargestellten Ausführungsform der Filterschaltung,

Fig. 14 und 13 jeweils ein Blockschaltbild von Ausführungsformen der Signalausfall-Kompensationsschaltung unter Verwendung der Filterschaltung in einer Ausführung zur Kompensation von PAL- und PAL-M-Farbfernsehsignalen und

Fig. 16a und 16b jeweils ein Schaltbild aufeinanderfolgender Teile einer Ausführungsform eines Speicheradressengenerators zur Verwendung in der Signalausfall-Kompensationsschaltung nach den Fig.8a bis 8h für eine Anpassung der Kompensationsschaltung an PA L-Farbfernsehsignal-A η Wendungen.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele einer Filterschaltung und sodann Beispiele der Verwendung der Fiiierschaiiuiig in Systemen zur Verarbeitung von digitalen zusammengesetzten Signalen beschrieben.

Die Filterschaltung stellt eine Form eines digitalen Kammfilters dar, das zur Verarbeitung eines zwei oder mehr Frequenzkomponenten enthaltenden digitalen zusammengesetzten Informationssignals ausgelegt ist. Durch die Filterschaltung werden eine oder mehrere vorgegebene Komponenten des zusammengesetzten Informationssignals durch Filtern eliminiert. Zur Vereinfachung wird das zusammengesetzte Informationssignal im folgenden auch als zusammengesetztes Signal bezeichnet. Das zu verarbeitende digitale Signal kann beispielsweise durch Tastung eines zusammengesetzten analogen Signals unter Verwendung eines Tasttaktsignals erzeugt werden, das hinsichtlich der Frequenz und der Phase auf die vorgegebene Frequenzkomponente bzw. auf die vorgegebenen Frequenzkomponenten festgelegt ist, was im folgenden noch genauer beschrieben wird. Die digitalen Darstellungen der Tastwerte werden durch einen Analog/Digital-Wandler erzeugt, welcher jeden einen diskreten Amplitudenwert des zusammengesetzten Analogsignals repräsentierenden Tastwert aufnimmt und ihn in einen geeigneten digitalen Code, beispielsveise einen NRZ-Code, überführt bzw. codiert. Diese digitalen Darstellungen der Tastwerte werden in der Filterschaltung in der Weise kombiniert, daß eine oder mehrere vorgegebene periodische symmetrische Signalkomponenten, welche jeweils eine bekannte Nennfrequenz besitzen, aus dem zusammengesetzten Signal eliminiert werden. Speziell empfängt und speichert die Filterschaltungsanordnung für ein vorgegebenes Intervall aufeinanderfolgende Tastwerte, welche das zusammengesetzte Signal repräsentieren, aus dem eine oder mehrere periodische Signalkomponenten durch Filterung entfernt werden sollen. Die Filterschaltung kombiniert kontinuierlich eine vorgegebene Anzahl der empfangenen Tastwerte zur Erzeugung einer digitalen mittleren Darstellung der Werte der kombinierten Tastungen, weiche einen Null-Mittelwert der vorgegebenen periodischen Signalkomponente bzw. der vorgegebenen periodischen Signalkomponenten definieren.

Die Filterschaltung enthält eine Kombination von digitalen Speichern, wie beispielsweise Verzögerungsstufen und arithmetische Schaltungen, die so ausgelegt sind und betrieben werden, daß am Filterausgang für jeden am Filtereingang aufgenommenen digitsHsierten Tastwert eine digitale gemittelte Darstellung der Werte einer vorgegebenen Anzahl von empfangenen Tastungen erzeugt wird. Die Anzahl der gemittelten Tastwerte ist so gewählt, daß ein Zeitintervall definiert wird, für das ein Null-Mittelwert des Teils der gemittelten digitalen Tastdarstellungen erzeugt wird, welche der aus dem zusammengesetzten Signal durch Filterung zu eliminierenden Signalkomponente entsprechen. Die Funktion der Kombination von digitalen Speicherstufen und Arithmetikstufen zur Verarbeitung der empfangenen digitalisierten Tastwerte für die Erzeugung einer laufenden digitalen gemittelten Darstellung von deren Werten wird durch ein Taktsignal gesteuert, dessen Frequenz mit der Frequenz, mit der die Tastwerte durch die Filterschaltung empfangen werden, synchronisiert und dieser Frequenz gleich ist. Wie sich aus den folgenden Ausführungen noch ergibt, ir.t ein wesentliches Merkmal der Filterschaltung deren Fähigkeit, vorgegebene Signalkomponenten aus digitalisierten Tastwerten eines dem Filter mit nicht vorhersagbarer

μ und sii-ίι willkürlich ändernder Polgefrcqucnz zügcführten zusammengesetzten Signals. In derartigen Anwendungsfällen der Filterschaltung muß sich die Frequenz des Filter-Taktsignals synchron mit der sich ändernden Folgefrequenz der Aufnahme der digitalisierten Tastwerte durch das Filter ändern. Natürlich wird der Filterschahung ein Taktsignal mit stabiler Frequenz in solchen Fällen zugeführt, in denen die digitalisierten Tastwerte von der Filterschahung mit einer stabilen Folgefrequenz empfangen werden.

F i g. 1 zeigt eine Ausführungsform der Schaltungsanordnung, welche zur Ausfilterung einer vorgegebenen Chrominanz-Signalkomponente mit einer Frequenz von 3,58MHz aus einem zusammengesetzten analogen NTSC-Farbfernsehsignal ausgelegt ist. Typischerweise ist das zusammengesetzte Farbfernsehsignal ein Analogsignal, das oft sich willkürlich ändernde Zeitbasisfehler enthält. Erfindungsgemäß wird das Analogsignal zunächst in ein binär codiertes Digitalsignal überführt und dann zur Entfernung der vorgegebenen Frequenzkomponente durch Signalverzögerungs- und Arithmetikstufen geschickt. Speziell wird das an einem Eingangsanschluß 80 aufgenommene analoge zusammengesetzte Farbfernsehsignal auf einen Eingang einer Videosignal-Verarbeitungsschaltung 81 gekoppelt. Diese Verarbeitungsschaltung 81 ist eine konventionelle Schaltung, wie sie sich beispielsweise in Farbfernsehsignal-Verarbeitungssystemen, wie beispielsweise Zeitbasis-Korrekturanordnungen findet, um das empfangene Signal zu verstärken, eine Gleichspannungspegel-Rückbildung durchzuführen und die Vertikalbild- und Horizontalzeilen-Synchronkomponenten (Vertikal- und Horizontai-Synchronimpulse) sowie die Farbsynchronsignal-Komponente aus dem zusammengesetzten Signal abzutrennen. Die vorgenannten entsprechenden Synchronkomponenten werden sodann in der folgenden Signalverarbeitung zu Synchronisationszwecken weiter benutzt Das am Ausgang der Signalverarbeitungsschaltung 81 entstehende analoge zusammengesetzte Signal wird auf einen Eingang eines Analog-Digital-Wandlers 82 gekoppelt, welcher das analoge Signal in ein binär codiertes Signal codiert bzw. überführt. In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Analog-Digital-Wandler 82 verwendet, indem das zusammengesetzte analoge NTSC-Fernsehsignal mit einer Frequenz getastet wird, welche gleich der dreifachen Hilfsträger-Signalfrequenz. d. h, gleich 3x3,58 MHz oder etwa 10,7 MHz, ist Jeder Tastwert wird digital in ein aus acht parallelen Bits zusammengesetztes digitales NRZ-Wort

umgewandelt. Erfindungsgemäß wird ein Tasttaktsignal mit 10.7MHz, das kohärent mit der aus dem zusammengesetzten Fernsehsignal auszufilternden Chrominanz-Signalkomponente mit 3,58 MHz ist, dazu verwendet, den Analog-Digital-Wandler 82 deiari zu takten, daß die Tastung und die Umwandlung des zusammengesetzten analogen Fernsehsignals durchgeführt wird. Das Taktsignal mit 10,7 MHz wird durch einen Tasttaktsignal-Generator 83 aus den Farbsynchronsignal-, Horizontalzeilen- und Vertikalbildsynchronkomponenten gewonnen, welche aus einer in der Signalverarbeilungsschaltung 81 enthaltenen Fernschsynchronsignal-Trennstufe abgeleitet werden. Es kOn nen zwar geringe Phasenabweichungen in der auf das Farbsynchronhiervall folgenden Horizontalzeile der Videoinformation beispielsweise aufgrund von Geschwindigkeitsfehlern vorhanden sein, was speziell der Fall ist, wenn derartige Signale von Video-Aufzeichnungsgeräten als Quellen für ein Fernsehsignal abgeleitet werden. Derartige Abweichungen sind jedoch so klein, daß ~>e vernachlässigbar sind, so daß das Taktsignal mit 10,7 MHz im Rahmen der Erfindung als mit der Chrominanz-Signalkomponente mit 3.58MHz kohärent betrachtet werden kann. Bestimmte Fernsehsignale enthalten ein kontinuierlich verfügbares Pilotsignal. In solchen Fällen kann das Pilotsignal zur Erzeugung des Taktsignals mit 10,7 MHz verwendet werden, das dann mit der Chrominanz-Signalkomponente mit 3.58 MHz wirklich kohärent ist.

Der Analog-Digital-Wandler i>2 spricht auf das vom 1 aktsignalgenerator 83 in seinen Takteingang eingespeiste Taktsignal und auf ein durch die Signalverarbeitungsschaltung 81 in seinen Klemmsteucreingang eingespeistes Klemmsteuersignal an, um an seinem Ausgang die das analoge Eingangsfernschsignal repräsentierenden digitalen N RZ-Wörter/u liefern. Die vom Analog-Digital-Wandler 82 gelieferten digitalen NRZ-Wörter mit jeweils 8 Bit werden über 8 parallele Leitungen 84 in eine Filterschaltung 2 eingespeist. Die Schaltungsdetails der Signalverarbeitungsschaltung 81. des Analog-Digital-Wandlers 82 und des Taktsignalgenerators 83 sind weder dargestellt, noch werden sie genau beschrieben, da sie in ihrer Ausbildung und in ihrer Wirkungsweise identisch mit entsprechenden Schaltungen sind, die in einer digitalen Zeitbasis-Korrekturanordnung der Typenbezeichnung TBC-I der Anmelderin enthalten sind. Schaltbilder derartiger Schaltungen sind in einem von der Anmelderin im November 1977 unter der Nummer 1809274-02 veröffentlichten Katalog enthalten. Die spezielle Schaltung für die Signalverarbeitungsschaltung 81 ist in einer Zeichnung mit der Nummer 1406103A auf Seiten 29 und 30, die spezielle Schaltung des Analog-Digital-Wandlers 82 in Zeichnungen mit den Nummern 1402409B und 1401312 auf den Seiten 37,38 und 43,44 und die spezielle Schaltung des Taktsignalgenerators 83 in einer Zeichnung mit der Nummer 1402337 auf den Seiten 49,50 und 51,52 des Kataloges dargestellt.

Wird das digitalisierte Fernsehsignal direkt vom Analog-Digital-Wandler 82 ohne weitere Änderung der Datenfolgefrequenz auf den Eingang des Filters 2 gekoppelt, wie dies bei den in Fig. 1, 2 oder 6 dargestellten Ausführungsbeispielen der Fall ist, so wird auch das durch den Taktsignalgenerator 83 erzeugte Taktsignal mit 10,7 MHz auf die Filterschaltung 2 gekoppelt, um die zur Verarbeitung des zusammengesetzten digitalisierten Fernsehsignals zwecks Entfernung der vorgegebenen periodischen Signalkomponente verwendeten Filter-Schaltungsteile zu takten, lsi jedoch eine (nicht dargestellte) Rücklaktungs- oder Pufferschaltung im Signalweg zwischen dem Analog-Digital-Wandler 82 und der 1 ilterschaltung 2 zur Änderung der Datenfolgefrequenz des digitalisierten Fernsehsignals vor der Einkopplung in die Filterschaltt'.ng vorgesehen, wie dies beispielsweise erforderlich ist, um ein unstabiles digitalisiertes Signal auf eine frequenzstabile Referenz zu synchronisieren, so wird ein

ίο entsprechendes frequenzstabiles Referenz-Taktsignal zur Taktung der Filter-Schaltungsteile verwendet. Natürlich wird dieses frequen7^r.tabile Referenz-Taktsignal derart erzeugt, daß es die gleiche Frequenz und nen synchronen Zusammenhang relativ zu der

π lückgetakteten vorgegebenen periodischen Signalkomponente im oben beschriebenen Sinne hat.

Das Ausgangssignal in Form eines Digitalwortes mit 8 Bit des Analog-Digital-Wandlers 82 wird über eine Verbindungsleitung 84 auf einen Eingang der Filterschaltung 2 gegeben. Genereii enthält die Fiiierschaitung 2 eine Kombination von zusammenarbeitenden Schaltungsteilen, welche in der Ausführungsform nach F i g. 1 durch eine Verzögerungsschaltung 85, eine Signalkombinationsschaltung 86 und eine Signalteiler schaltung 87 gebildet werden. Wie im folgenden noch genauer beschrieben wird, empfängt die Filterschaltung 2 aufeinanderfolgende digitale Tastwerte vom obengenannten Analog-Digital-Wandler und verzögert und kombiniert sie, um eine digitale Mittelwertdarstellung der Werte der kombinierten Tastungen durch Verarbeitung einer vorgegebenen Anzahl von am Eingang 80 aufgenommenen, das analoge Farbfernsehsignal repräsentierenden Tastiverte zu verarbeiten. Die Anzahl der kombinierten digitalen Tastwerte zur Bildung der digitalen Mittelwertdarstellung wird im Hinblick auf den Zusammenhang zwischen der Taktsignalfrequenz und der Frequenz der durch die Filterung zu eliminierenden vorgegebenen Signalkomponente in der Weise gewählt, daß die digitale Mittelwertdarstellung am Ausgang der Filter, chaltung einen mittleren Signalwert des zusammengesetzten Signals und gleichzeitig einen Null-Mittelwert der vorgegebenen Frequenzkomponente repräsentiert.

Es werden nun die Wirkungsweife der Filtersc ,altung 2 nach Fig. 1 generell und nachfolgend spezielle bevorzugte Ausführungsformen nach den Fig. 2 und 6 beschrieben. Die Verzögerungsschaltung 85 empfängt die aufeinanderfolgenden digitalisierten Tastwerte vom Analog-Digital-Wandler 82 und verzögert bzw. speichert jeden Tastwert für eine vorgegebene Anzahl von Tastintervallen, so daß eine vorgegebene Anzahl von empfangenen Tastwerten gleichzeitig für eine arithmetische Kombination zur Verfugung steht. In den bevorzugten Ausführungsformen der Filterschaltung 2 enthält die Verzögerungsschaltung eine Vielzahl von parallelen Signalübertragungswegen mit Signalverzögerungselementen, welche unterschiedliche Übertragungszeäten zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Verzögerungsschaltung für jeden empfangenen Tastwert gewährleisten, so daß die vorgegebene Anzahl von unterschiedlichen empfangenen Tastwerten gleichzeitig auf die Signalkorr.binationsschaltung 86 gegeben wird. Die vorgegebene Anzahl von über die Verzögerungsschaltung 85 übertragenen verzögerten Tastwerten wird über entsprechende Verbindungsleitungen 89 auf zugehörige Eingänge der Signalkombinationsschaltungen 86 gegeben. Diese Signalkombinationsschaltung kombiniert arithmetisch vorgegebene Tastwerte und

liefert an ihrem Ausgang eine digitale Darstellung des Wertes der kombinierten Tastwerte. Die digitale Darstellung wird über eine Verbindungsleitung 90 auf einen Eingang der Signalteilerschaltung 87 gegeben. Diese Signalteilerschaltung 87 teilt den kombinierten Tastwert, um an einem Ausgang 91 eine digitale Mittelwertdarstellung der Werte der kombinierten Tastwerte zu liefern. Die Anzahl der kombinierten Tastwerte, der arithmetische Kombinationsfaktor und der Teiler sind so gewählt, daß das am Ausgang 91 der Filterschaltung 2 gelieferte Signal eine digitale Mittelwertdarstellung der Werte der kombinierten Tastungen ist, welche einen Null-Mittelwert der vorgegebenen Frequenzkomponente definiert. Auf diese Weise wird die vorgegebene Frequenzkomponente durch die Filterschaltung 2 aus dem zusammengesetzten Signal eliminiert. E? werden nun bevorzugte Ausführungsformen der Filterschaltung 2 anhand der Fig.2 und 6 beschrieben.

Die Filterschaltung nach Fig.2 liefert eine digitale Mittelwertdarstellung der Werte dreier aufeinanderfolgender digitaler Tastdarstellungen Si, S2 und S3, welche infolge beispielsweise vom Analog-Digital-Ws.iidler nach F i g. 1 empfangen werden. Die Filterschaltung nach Fig.2 enthält eine Kaskadenkombination von digitalen Stufen einschließlich Registern, Binäraddierern und einem Teiler, weiche derart angeordnet sind, daß sie drei parallele Übertragungswege mit unterschiedlichen Übertragungszeiten für jeden der empfangenen Tastwerte bilden. Jeder durch den Analog-Digital-Wandler 82 nach F ■ g. 1 erzeugte aufeinanderfolgende Tastwert wird durch die 8 parallelen Verbindungsleitungen 84 auf einen Eingang eines getakteten Registers

49 gegeben, das als Zeittaktpuffer zwischen dem Analog-Digital-Wandler 82 und der Filterschaltung 2 dient. Der Durchlauf der digitalen Worttastwerte mit 8 Bit durch das Register 49 sowie durch andere getaktete Stufen der Filterschaltung 2 wird durch das durch den Taktsignalgeiierator 83 (F i g. 1) erzeugte und über eine Verbindungsleitung 88 gelieferte Taktsignal mit 10,7 MHz gesteuert. Der Ausgang des Registers 49 ist über Leitungen I auf einen Eingang eines getakteten Registers 50 und einen ersten Eingang eines Addierers 51 gekoppelt. Das Register 50 wird durch das Taktsignal mit 10,7MHz getaktet, um die durch das getaktete Register 49 auf seinen Eingang gekoppelten aufeinanderfolgenden Tastwerte Si, Sj, S3 usw. zu empfangen. Dieses Register 50 verzögert jeden empfangenen Tastwert um eine Taktperiode relativ zu dem Zeitpunkt, in dem Tastwerte auf den Leitungen I erscheinen, welche den Ausgang des Registers 49 mit dem Eingang des Registers 50 koppeln. Der Ausgang des Registers 50 ist Ober Verbindungsleitungen Π an einen zweiten Eingang des Addierers 51 gekoppelt. Dieser Addierer 51 ist eine arithmetische Stufe der Form, welche an ihrem mit Verbindungsleitungen 111 gekoppelten Ausgang die Summe der über die Leitungen I und ti empfangenen Eingangssignale liefert. Der Addierer 51 addiert daher jeder; um eine Taktperiode verzögerten, vom Register

50 empfangenen Tastwert zum nächstfolgenden, vom Register 49 empfangenen Tastwert, um eine laufende Summe von zwei aufeinanderfolgenden, vom Analog-Digital-Wandler 82 ausgegebenen Tastwerte zu erzeugen. Ein weiteres getaktetes Register 52 ist mit seinem Eingang über die Verbindungsleitungen III mit dem Ausgang des Addierers 51 gekoppelt und wird durch das auf der Leitung 88 vorhandene Taktsignal mit 10,7 MHz getaktet, um die vom Addierer 51 gelieferte Summe von zwei aufeinanderfolgenden Tastwerten zu empfangen. Ebenso wie die Register 49 und 50 bewirkt das Register 52 eine Verzögerung um eine Taktperiode für jede vom Addierer 51 empfangene Tastwertsumme, Der Ausgang des Registers 72 ist über Verbindungsleitungen IV mit einem zweiten Eingang eines Addierers 53 gekoppelt, dessen erster Eingang über die Leitungen I die aufeinanderfolgenden Tastwerte vom Register 49 empfängt Der Addierer 53 liefert über an seinen Ausgang angekoppelte Verbindungsleitungen V die Summe seiner über die Verbindungsleitungen 1 und IV empfangenen Eingangssignale. Daher ist auf den an den Ausgang des Addierers 53 gekoppelten Leitungen V eine laufende Summe von drei aufeinanderfolgenden, durch den Analog-Digital-Wandler 82 über das Register 49 gelieferten Tastwerten vorhanden. Ein getakteter Teiler 57 ist mit seinem Eingang über die Leitungen V und ein vorgeschaltetes Register 54 an den Addierer 53 angekoppelt und teilt die empfangene Summe von drei

to aufeinanderfolgenden Tastwerten durch 3. Das dem Teiler 57 unmittelbar vorausgehende Register 54 (oder ein Register 56 in einer Ausfühnjngsform der Filterschaltung zur Mittlung vier aufeinanderfolgender Tastwerte) dient zur Rücktaktung der Bits, welche jedes gemittelte Digitalwort mit 8 Bit bilden und damit zur Eliminierung von Bitsprüngen oder Übergangsvorgängen, welche in dem gemittelten Digitalwort mit 8 Bit vorhanden sein können. Bitsprünge werden durch kleine Differenzen in den Übertragungsverzögerungen der einzelnen Bits jedes Digitalwortes mit 8 Bit bei der Paraljelverarbeitung in der Filterschaltung hervorgerufen. Übergangsvorgänge werden durch aktive Schaltungselemente erzeugt, welche Signale unmittelbar ohne Taktung der Ergebnisse von Signalzustandsänderangen an ihren Eingängen auf ihre Ausgänge übertragen. Die in der Ausführungsform der Filterschaltung 2 verwendeten Addierer sind Beispiele für derartige Schaltungsteile, da sie Änderungen des logischen Pegels von Signalen an ihren Eingängen unmittelbar auf ihren Ausgang übertragen. Die Register 49,50 und 52 üben ebenfalls eine Rücktaktungsfunktion aus. Sollten Bitsprünge und Übergangsvorgänge zulässig sein oder fehlen, so braucht das unmittelbar vor dem Teiler 57 liegende Rücktaktungsregister in der Filterschaltung 2 nicht vorhanden zu sein.

Alle Register und der Teiler der Filterschaltung verzögern die an ihrem Eingang empfangenen Daten um eine Taktperiode. Diese Verzögerung ergibt sich aus der Taktung der Register und Teiler, da die an ihren Eingängen auftretenden digitalen Tastdarstellungen so lange nicht an ihren Ausgängen erscheinen, bis sie mit dem Taktsignal mit 10,7 MHz getaktet sind. Als Ergebnis einer derartigen Taktung schreitet jeder Tastwert durch die durch die Register und den Teiler

ss definierten Serienschaltungspfade lediglich in Schritten von 1 Stufe pro Taktperiode fort.

In der Filterschaltung 2 spalten sich die Verbinduhgsleitungen I an ihrem Eingang in drei unterschiedliche Signalübertragungspfade zum Filterschaltungsausgang 91 fort. Die Signalübertragungszeiten in den drei Pfaden unterscheiden sich durch ganzzahlige Vielfiiche der Periode des Taktsignal mit 10,7 MHz, wobei die Übertragungszeit über den längsten Signalübertragungspfad um 3 Taktsignalperioden langer als die

Übertragungszeit durch den kürzesten Signalübertragungspfad und die Übertragungszeit über den Signalübertragungspfad mittlerer Länge um eine Taktsignalperiode länger als die Übertragungs/eil über den

kürzesten Signalübertragungspfad ist. Der kürzeste Signalübertragungspfad zwischen den Verbindungsleitungen I und dem Ausgang 91 der Filterschaltung 2 enthält den Addierer 53, auf den das Register 54 und der Teiler 57 folgt Das Register 54 und der Teiler 57 erzeugen in jedem Sjgnalüfcertragungspfad jeweils eine Ausbreitungsverzögerung um eine Taktsignalperiode, Daher hat der kürzeste Sigiialübertragungspfad eine gesamte Signalübertragungsverzögerung von zwei Taktsignalperioden. Der Addierer 53, das Register 54 und der Teiler 57 sind den drei Signalübertragungspfaden gemeinsam. Daher müssen die vorgenannten Differenzen in den Übertragungszeiten Über die drei Pfade vor dem Addierer 53 eingestellt werden.

Der Teil des Signalübertragungspfades mittlerer Länge zwischen den Verbindungsleitungen I und dem Addierer 53 enthält den weiteren binären Addierer 51, auf den das Register 52 folgt Wie oben beschrieben, bewirkt das Register 52 eine Ausbreitlingsverzögerung um eine Taktsignalperiode im Signalübertragungspfad. Daher erzeugt der Signalübertragungspfad mittlerer Länge zwischen den Leitungen I und den auf den zweiten Eingang des Addierers 53 gekoppelten Verbindungsleitungen IV eine Signalübertragungsverzögerung von einer Taktsignalperiode, weiche um eine Periode langer als die Verzögerung durch den Teil des kürzesten Signalübertragungspfades zwischen den Leitungen I und dem Eingang des Addierers 53 ist Zum gleichen Zeitpunkt, in dem das Register 52 Daten zum zweiten Eingang des Addierers 53 liefert, wird ein Tastwert, welcher um ein Tastintervall oder eine Taktperiode früher durch den Analog-Digital-Wandler 82 nach F i g. t erzeugt wird, über die Verbindungsleitungen I zum ersten Eingang des Addierers 53 geliefert.

Der -längste Signalübertragungspfad wird zum Teil durch den Signalübertragungspfad mittlerer Länge, d. h, durch den Pfad vom Addierer 51 zum Teiler 57 und zum Teil durch das Register 50 gebildet. Da das Register 50 eine Ausbreitungsverzögerung von I Taktsignalperiode im Obertragungspfad erzeugt, ist die Signalübertra-

Tabelle 1

gungsverzögerung zwischen den Leitungen t und den auf den zweiten Eingang des Addierers 51 gekoppelten Verbindungsleitungen Π gleich einer Taktsignalperiode, welche um eine Periode langer als die Signalübertragungsverzögerung durch den Obertragungspfad mittlerer Länge ist Zur gleichen Zeit, in der ein Tastwert über die Leitungen 1 auf den ersten Eingang des Addierers 51 gekoppelt wird, wird daher ein durch den Analog-Digital-Wandler 82 nach Fig. 1 um ein Tastintervall oder eine Taktsignalperiode früher erzeugter Tastwert auf den zweiten Eingang des Addierers über das Register 50 gegeben. Daher erzeugt der längste Signalübertragungspfad eine Signalübertragungsverzögerung zwischen den Leitungen I und dem Ausgang der Filterschaltung 2, welche um zwei TaktsignaJperioden länger als die durch den kürzesten Signalübertragungspfad bedingte Verzögerung ist

Die in F i g. 2 dargestellte Filterschaltung liefert einen Mittelwert von drei aufeinanderfolgenden Tastwerten. Ist es beispielsweise erwünscht, einen Mittelwert von vier aufeinanderfolgenden Tastwerten zu erzeugen, so kann ein zusätzlicher Addierer 55 und ein zusätzliches getaktetes Register 56 in der Filterschaltung 2 vorgesehen werden, welche in gestrichelter Darstellung in Kaskade zwischen das Register 54 und den Teiler 57 geschaltet sind. In dieser abgewandelten Ausführungsform der Filterschaltung ist der Teiler 57 ein durch vier teilender Teiler. Für jeden zusätzlichen gemittelten Tastwert sind in der vorbeschriebenen Weise vor dem Teiler 57 ein zusätzlicher Addierer und ein zusätzliches Register in die Filterschaltung nach F i g. 2 einzukoppeln, wobei der Teiler entsprechend implementiert wird. Die vorgenannten digitalen Schaltungskomponenten sind kommerziell erhältliche konventionelle Schaltkreise, was sich auch noch aus dem detaillierten Schaltbild nach den Fig. 13a bis 13h ergibt. Die Wirkungsweise der Filterschaltung nach F i g. 2 wird mm in bezug auf spezielle Stellen in der Schaltung beschrieben, welche gemäß der folgenden Tabelle 1 mit I, II, III usw. bezeichnet sind.

Takt	Stelle in	der Schaltung	III	*+ S₁*	IV	S₂	V	*+ S₂ + Sj*	Vl	VII
Zeil	I	II		*+ Sj*		Sj		*+ Sj +S₄*
1	Si		Si	*+ S₄*		S₄		*+ S₄+ Ss*
2	S₁	5,	S₂	*+ Ss*	*Si +*		Si
3	Sj	5₂	Sj		*S₂ +*	S₂	*S_x +S₂ + Sj*
4	S₄	Sy	S₄	*Sj +*	S₃	5, + 5j + 5₄	\ (5, + 5₂ + 5₃)
5	S₅	S₄

Wie die vorstehende Tabelle 1 zeigt, wird jeder auf den Ausgang des Registers 49 getaktete aufeinanderfolgende Tastwert gleichzeitig über die Leitungen I von entsprechenden Eingängen des Registers 50, des ersten Addierers 51, des zweiten Addierers 53 sowie gegebenenfalls weiterer Addierer, wie beispielsweise dem Addierer 55 empfangen. In einem ersten Taktzeitpuflkt 1 wird das Register 49 getaktet, um den Tastwert S\ auf seinen Ausgang ju geben, welcher über die Leitungen I auf den Eingang des Registers 50 und den ersten Eingang der Addierer 51 und 53 gekoppelt wird. Aufgrund der Taktung des Registers 49 erscheint der Tastwert S\ so lange nicht am Ausgang auf den Leitungen I und damit an den Eingängen der Addierer 51 und 53 sowie dem Register 50, bis die Taktung der Register und der Teiler erfolgt ist. Der Tastwert S\ wird daher in diesem Zeitpunkt nicht durch das Register 50 auf die zum zweiten Eingang des Addierers 51 geführten Verbindungsleitungen Il getaktet. Die Addierer 51 und 53 sprechen jedoch unmittelbar den Empfang einer neuen digitalen Tastdarstellung an ihrem Eingang, wie beispielsweise auf das Auftreten des Tastwertes S\ auf den Leitungen I an, um die Summe der neuen digitalen Tastdarstellungen an ihren Eingängen auf ihren Ausgang zu koppeln. Das Vorhandensein des Tastwertes Si in den summierten Ausgangssignalen der

Addierer 5t und 53 tritt erst nach dem Takten der folgenden Register 52 und 54 auf. Daher wird der Tastwert S\ im Taictzeitpunkt 1 nicht durch die Register 52 und 54 getaktet.

Im nächsten Taktzeitpunkt 2 ist der Tastwert Si am Eingang des Registers 49 vorhanden. Die Register 49, 50, 52, 54 und der Teiler 57 werden getaktet, um die dann an ihren entsprechenden Eingängen vorhandenen Daten zu ihren entsprechenden Ausgängen zu übertragen, was ein Intervall nach dem Einsetzen der Taktung erfolgt Als Ergebnis der Taktung laufen folgende Vorgänge ab: Der Tastwert S₂ erscheint am Ausgang des Registers 49 und damit auf den zu den Eingängen der Addierer 51 und 53 sowie des Registers 50 führenden Leitungen I; das Register 50 überträgt den vorhergehenden Tastwert S₁ von seinem Eingang zu seinem Ausgang und damit zu den zum zweiten Eingang des Addierers 51 führenden Verbindungsleitungen II; die summierten Tastwerte, welche auf den an den Eingang des Registers 52 gekoppelten Verbindungsleitungen III erscheinen, werden auf den Ausgang des Registers übertragen und auf die zum zweiten Eingang des Addierers 53 führenden Verbindungsleitungen IV gegeben; die summierten Tastwerte, welche auf den an den Eingang des Registers 54 gekoppelten Verbindungsleitungen V erscheinen, werden auf den Ausgang dieses Registers übertragen und auf die auf den Eingang des Teilers 57 führenden Verbindungsleitungen VI gegeben; die summierten Tastwerte, welche auf den an den Eingang des Teilers 57 gekoppelten Verbindungsleitungen erscheinen, werden durch drei geteilt, wobei das geteilte Ausgangs^ignal am Ausgang des Teilers auf die Verbindungsleitungen VII gegebe-"¹ werden. Nach der vorbeschriebenen Taktung der Register und des Teilers liefern beide Addierer 51 und 53 die r*pue Tastwertsumme auf die Leitungen III und V, welche an die entsprechenden Ausgänge der Addierer angekoppelt sind.

Im nächsten Taktzeitpunkt 3 ist am Eingang des Registers 49 der Tastwert S3 vorhanden, wobei die Register und der Teiler zur Übertragung der dann an ihren entsprechenden Eingängen vorhandenen Tastwertsumme getaktet werden. Der Addierer empfängt daher den Tastwert Sh vom getakteten Register 50 und den Tastwert S3 über die Leitungen I vom getakteten Register 49 und liefert entsprechend die Tastwertsumme Sj+ S3 auf den an seinen Eingang gekoppelten Leitungen III, Der Addierer 53 empfängt die Tastwertsumme Si + Sj über die Leitungen IV vom getakteten Register 52 und den Tastwert S3 über die Leitungen I vom getakteten Register 49 und liefert entsprechend die Tastwertsumme Si + S2+S3 über die an seinen Eingang gekoppelten Leitungen V. Das getaktete Register 54 überträgt die vorher am Ausgang des Addierers 53 gelieferte Tastwertsumme auf die an ihren Ausgang gekoppelten Leitungen Vl, während der getaktete Teiler die geteilte Tastwertsumme auf die an seinen Ausgang gekoppelten Leitungen VII liefert.

Im nächsten Taktzeitpunkt 4 ist am Eingang des Registers 49 der Tastwert S» vorhanden, wobei die Register und der Teiler erneut getaktet werden, um die dann an den entsprechenden Eingängen vorhandene Tastwertsumme zu übertragen. Als Ergebnis dieser Taktung liefert der Addierer 51 den Tastwert S3 über die Leitungen II vom getakteten Register 50 und den Tastwert Si über die Leitungen I vom getakteten Register 49 und erzeugt entsprechend auf den mit seinem Ausgang verbundenen Leitungen 111 die Tastsumme Sz+S+, Der Addierer 53 empfängt die Tastwertsumme S2+S3 über die Leitungen IV vom getakteten Register 52 und den Tastwert Sn über die Leitungen I vom Register 49 und liefert entsprechend auf den an seinen Ausgang gekoppelten Leitungen V die Tastwertsumme S₂+S₃+S^ Das getaktete Register 54 überträgt die Tastwertsumme S1+S2+S3 auf die mit seinem Ausgang verbundenen Leitungen VI, während der getaktete Teiler die vorher durch das Register 54

in gelieferte geteilte Tastwertsumme auf die mit seinem Ausgang verbundenen Leitungen VII überträgt.

Im nächsten Taktzettpunkt 5 ist am Eingang des Registers 49 der Tastwert Ss vorhanden, während die Register und der Teiler wiederum getaktet werden, um -i-üe an ihren entsprechenden Eingängen dann vorhandene Tastwertsumme zu übertragen. In der oben anhand der vorher empfangenen Tastwerte beschriebenen Weise bringt der Addierer 51 die Tastwertsumme S4 + S5 auf die an seinen Ausgang gekoppelten

■!o Leitungen NI, der Addierer 53 die Tastwertsumme S3+S4+S5 auf die an seinen Ausgang gekoppelten Leitungen V, das Register 54 die Tastwertsumme S2 + S3 + S4 auf die an seinen Ausgang gekoppelten Leitungen VI und der Teiler 57 die geteilte Tastwert-

^2:1 summe—(Si+S2+S3) auf die an seinen Ausgang

gekoppelten Leitungen VII. Bei der letztgenannten Größe handelt es sich um die digitale Darstellung der Mittelwerte von drei aufeinanderfolgenden Tastwerten.

sn Für jede aufeinanderfolgende, vom Analog-Digital-Wandler 82 über die Leitungen 84 empfangene digitale Worttastung mit 8 Bit arbeiten die Addierer, die Register und der Teiler zusammen, um auf den an den Ausgang des Teilers 57 geschalteten Leitungen VII die digitale Mittelwertdarstellung der Werte von jeweils drei nächsten aufeinanderfolgenden Tastwerten zu erzeugen, wodurch am Ausgang 91 der Filterschaltung eine laufende digitale Mittelwertdarstellung der Werte von drei aufeinanderfolgenden Tastwerten des am

■to Eingang der Filterschaltung 2 em^ffingenen Signals geliefert wird.

Zur Erläuterung, wie durch die vorstehend beschriebene Funktion der in F i g. 2 dargestellten Filterschaltung eine vorgegebene periodische Frequenzkomponente des zusammengesetzten analogen Signals eliminiert wird, sei das Diagramm nach F i g. 3a betrachtet. Die zu eliminierende Frequenzkomponente, welche als Sinuskurve einer Amplitude ν über der Frequenz f dargestellt ist, wird mit einer Frequenz Zf durch das Taktsignal getastet, das mit der periodischen Signalkomponente in Phase ist. Gemäß dem bekannten Nyquist-Tasttheorem soll die Tastfrequenz höher als die doppelte höchste Frequenz des Frequenzbandes des getasteten zusammengesetzten Signals sein. Die Tastpunkte der Kurve ν sind mit Vi, V₂, V₃, V₄ usw. bezeichnet und liegen um 120° auseinander. Jeder Tastpunkt V_n repräsentiert einen bestimmten Amplitudenwert der Sinuskurve. In diesem Beispiel wird ein laufender mittlerer Spannungswert L_n für jeden aufein-

<>o anderfolgenden, von der Filterschaltung empfangenen Tastwert dadurch erzeugt, daß die kombinierten Amplituden dreier aufeinanderfolgender Tastwerte gemittelt werden. Für Ausführungsformen von Filtern, welche so aufgebaut sind und so arbeiten, daß sie einen

f>5 gemittelten Ausgangswert für jeden empfangenen Tastwert durch Ausmittlung jedes Tastwertes mit einer gegebenen Anzahl von ihm unmittelbar vorausgehenden und nachfolgenden Tastwerten liefern, ist der

Mittelwert L jedes Tastwertes V durch folgende Gleichung gegeben:

K,)

darin bedeutet η eine bekannte ganze Zahl von gemittelten Tastwerten, Bei Ausmittelung dreier aufeinanderfolgender Tastwerte gilt speziell;

K₃)

Aufgrund der symmetrischen Eigenschaften von sinusförmigen Signalen in bezug auf eine Gleichspannungs-Signaldurchgangsachse ist jeder Mittelwert L_n, welcher durch Ausmitteln von η aufeinanderfolgenden Tastwerten erhalten wird, weiche eine ganze Zahl von Signalperioden gemäß der obigen Gleichung (1) definieren, gleich Null. Dies gilt für jede ganze Zahl von gemittelten Tastwerten, weiche größer als 2 pro Periode der Sinuskurve ist und unabhängig von den Phasenpunkten, in denen die Sinuskurve getastet wird, d. h, unabhängig vom Phasenzusammenhang zwischen der Sinuskurve und dem Tasttaktsignal.

Da das zur Steuerung der durch die Filterschaltung ausgeführten arithmetischen Operationen verwendete Tastsignal bzw. Taktsignal am Eingang der Filterschaltung auf die Frequenz und die Phase der durch die Filterschaltung abzutrennenden bzw. zu eliminierenden periodischen Signalkomponente festgelegt ist, kann die Filterschaltung darüber hinaus beispielsweise dazu verwendet werden, Signalkomponenten aus einem zusammengesetzten Signal mit Zeitbasisfehlern, wie sie sich beispielsweise bei einem magnetischen Aufzeichnungs- und Wiedergabeprozeß ergeben, abzutrennen oder zu eliminieren.

Ein Beispiel für die Tastung einer Sinuskurve w der Frequenz Gunter Verwendung eines Tasttaktsignals mit einem zur Sinuskurve beliebigen Phasenzusammensetzung ist in Fig.3b dargestellt. Tastpunkte 1, 2, 3 und 4 mit gleichem Abstand der Frequenz 3/"sind in bezug auf die Periode T=360° der Sinuskurve um T/3= 120° voneinander beabstandet. Es ist eine willkürliche Phasendifferenz zwischen der Sinuskurve w und dem Tasttaktsignal vorhanden, die durch die getasteten Punkte 1, 2, 3,4 usw. repräsentiert ist. Die Sinuskurve w kann generell durch folgende Beziehung definiert werden:

w(t)=A sin (B-C)

darin bedeutet C die willkürliche Phasendifferenz zwischen der Sinuskurve w und dem Tastsignal und A die Amplitude.

Die Gleichung (3) kann auch folgendermaßen ausgedrückt werden:

A sin (B-C)=,	4\| cos B+ /42 sin S	(4)
A\ = —sin C		(5)
/42 = COS C		(6)

Werden spezielle Amplituden- und Phasenwinkelwerte für Au Ai bzw. cos C und sin C in die vorstehenden Gleichungen (3) bis (6) eingesetzt, so ist die Summe von jeweils drei aufeinanderfolgenden Tastwerten gleich 0 und ebenso jeder gemittelte Tastwert L_n gemäß Gleichung (1) ebenso gleich 0. Die Null-Mittelwerte sind in Fig. 3a mit L\, Li, L3, usw. und in F i g. 3b mit I', 2', 3', usw. bezeichnet. Aus den F i g. 3a

und 3b ist zu ersehen, daß eine volle Periode der vorgegebenen Signalkomponente der durch die Gleichungen (2) und (3) definierten Art gleiche und identische Teile besitzt, welche oberhalb und unterhalb ■, einer Gleichspannungssignal-Durchgangsachse verlaufen. Daher ist der mittlere Gleichspannungswert dieser Signalkomponente gleich Null. Eine ganze Zahl η von Tastwerten, welche ein Zeitintervall gleich einer ganzep Zahl N einer oder mehreren Perioden der durch die

κι Filterschaltung 2 zu eliminierenden vorgegebenen periodischen Signalkomponente definieren, besitzt eine gleiche Anzahl von »positiven« und »negativen« Wertetastungen, deren Mittelwert L_n gleich 0 ist, d. h., die Summation der Tastwerte oberhalb der Gleichspan-

!", nungsachse wird durch die Summation der Tastwerte unterhalb der Gleichspannungsachse ausgelöscht. Mit anderen Worten ausgedrückt, besitzt eine ganze Anzahl von Tastwerten, welche eine oder mehrere ganzzahlige Perioden der vorgegebenen Signalkomponente definie-

jfi ren, komplementäre Amplitudenwerte oberhalb und unterhalt einer Signaldurchgangsachse, was zu einem Null-Mittelwert führt. Dies gilt -.saabhängig von den Phasenpunkten, in denen die Signalko.-nponentenkurve getastet wird, wie aus den obigen Ausführungen folgt.

2". Die Filterschaltung ist eine Art von Kammfilter, bei der Signale, welche mit den durch die Filtercharakteristik definierten Knotenfrequenzen zusammenfallen, eliminiert werden, wie dies aus F i g. 4 hervorgeht Das Filter kann so aufgebaut und betrieben werden, daß jede

!ti von einen oder mehreren harmonischen Signalkomponenten, welche in dem auf seinen Eingang gekoppelten digitalisierten zusammengesetzten Signal enthalten sind, eliminiert werden, wobei die Anzahi der eliminierten harminischen Signalkomponenten von der Frequenz

J") der digitalisierten Tastwerte am Eingang der Filterschaltung und der Anzahl der durch die Filterschaltung zur Erzeugung des laufenden gemittelten Ausgangswertes gemittelten Tastwerte abhängt. Die Frequenz der durch die Filterschaltung eliminierten Signalkomponen-

4ti te geringster Ordnung ist durch folgende Gleichung definiert:

J min

Stasi

darin bedeuten f,_asl die durch Gleichung (1) definierte Tasttaktfrequenz und π die durch Gleichung (1) definierte Anzahl von zur Mittelung ausgenutzten Tastwerten. Das Diagramm nach F i g. 4 zeigt die durch die Filterschaltung eliminierten Frequenzkomponenten. Wie das Diagramm zeigt, besitzt die Filterschaltung einen ersten Knoten bei einer durch Gleichung (7) definierten Frequenz fmn sowie weitere Knoten bei ganzzahligen Frequenzen, welche ein Vielfaches der Frequenz f_mj„ sind. Die Siglialkomponente höchster Ordnung, welche durch die Filterschaltung eliminiert wird, besitzt daher eine Frequenz, welche gleich einem ganzzahligen Vielfachen der tiefsten eliminierten Komponente f_mm ist und welche im Frequenzband des gefilterten zusammengesetzten Signals enthalten ist. In Anwendungsfällen, in denen lediglich eine spezielle vorgegebene Frequenzkomponente aus einem breitbandigen zusammengesetzten Signal eliminiert werden soll, wird jedoch die Tastfrequenz Z)₀₅, (bzw. die Filter-Taktsignalfrequenz) so gewählt, daß die Frequenz jeder anderen im zusammengesetzten Signal vorhandenen Komponente nicht mit den Knotenfrequenzen des Filters zusammenfällt.

Bei der in Fig.2 dargestellten Ausführungsform der Filterschaltung 2 sind die Tasttaktfrequenz und die Filter-Taktfrequenz als ganzzahliges Vielfaches der zu eliminierenden vorgegebenen Frequenzkomponente gewählt. Die Filterschaltung 2 kann jedoch so modifiziert werden, daß digitale Tastdarstellungen mit einer Tastfrequenz verarbeitet werden, welche gleich einem Vielfachen in Form eines rationalen Bruches der aus dem zusammengesetzten Signal zu eliminierenden vorgegebenen Frequenzkomponente ist. Als Beispiel für eine derartige Ausführungsform wird eine Tastfrequenz gewählt, welche gleich dem 2,5fachen der Frequenz der vorgegebenen Signalkomponente ist. Mit einer derartigen Tastfrequenz werden für jede Periode der vorgegebenen periodischen Signalkomponente 2,5 Tastwerte und in zwei vollen Signalkomponenten-Perioden fünf Tastwerte erzeugt, wie dies aus F i g. 5 hervorgeht. Um einen mittleren Tastwert zu erhalten, welcher für die vorgegebene periodische Signalkomponente einen Null-Wert definiert, wird eine laufende mittlere Tastdarstellung der Werte von η = 5 aufeinanderfolgenden Tasttingen erzeugt.

Um eine laufende digitale Mittelwertdarstellung der Werte von fünf aufeinanderfolgenden Tastwerten zu realisieren, welche mit einer Folgefrequenz gleich dem 2.5fachen der aus dem zusammengesetzten Signal zu eliminierenden vorgegebenen Frequenzkomponente ist. wird die Filterschaltung 2 nach Fig. 2 so modifiziert, daß sie zwei weitere parallele Signalübertragungswege zwischen den Verbindungsleitungen I und dem Eingang des Teilers 57 enthält. Der erste dieser zusätzlichen Pfade enthält die Verbindungsleitungen I, sowie den Addierer 55 und das getaktete Register 56. welche in Fig. 2 gestrichelt dargestellt ist. Der zweite zusätzliche Weg wird durch einen zusätzlichen Parallelweg der Verbindungsleitungsn I und eine weitere Kaskadenkombination eines Addierers und eines getakteten Registers gebildet (in F i g. 2 nicht daxgestellt). Ein Eingang des zusätzlichen Addierers nimmt die summierten Tastwerte vom Register 56 auf, während ein zweiter Eingang aufeinanderfolgende Tastwerte von dem parallel geführten Zweig der Verbindungsleitungen I aufnimmt. Das zusätzliche Register ist zwischen den Ausgang des zusätzlichen Addierers und den Eingang des Teilers 57 gekoppelt und führt die oben beschriebene Rücktak'ungsfunktion auf. Mit zwei zusätzlichen parallelen Signalübertragungspfaden besitzt die modifizierte Filterschaltung 2 fünf parallele Signalübertragungspfade zwischen den Verbindungsleitungen I und dem Eingang des Teilers 57. wodurch Signalübertragung.zeiten realisiert werden, die um eins bis fünf Taktsignalperioden differieren. Damit können fünf aufeinanderfolgende Tastwerte zur Ausmittelung arithmetisch kombiniert werden.

Neben der Hinzufügung der beiden zusätzlichen parallelen Signalübertragungspfade zur Filterschaltung wird der Teiler 57 so modifiziert, daß er die kombinierten Tastwerte durch einen Faktor 5 teilt. Weiterhin werden alle getakteten Register und Teiler durch ein über die Leitung 88 auf ihre entsprechenden Takteingänge gegebenes Taktsignal getaktet, dessen Frequenz gleich dem 2.5fachen der aus dem zusammengesetzten Signal zu eliminierenden vorgegebenen Frequenzkomponente ist

Durch Summierung fünf aufeinanderfolgender Tastwerte und durch Teilung des erhaltenen Wertes durch 5 wird eine Mittelwertdarstellung der Werte von fünf aufeinanderfolgenden Tastwerten erzielt, welche einen Null-Wert der vorgegebenen periodischen .Signalkomponente definiert. Bei dieser modifizierten Ausführungsform der Filterschaltung 2 wird jedoch auch eine Frequenzkomponente eliminiert, die gleich der Hälfte der Frequenzkomponente des zusammengesetzten Signals ist. Beispielsweise für eine vorgegebene Signalkomponente der Frequenz 4^=3,58 MHz, wobei es sich um die im NTSC-Farbfernsehsignal enthaltene Standardchrominanz-H ilfsträgersignalkomponen te

ίο handelt und für eine Tastfrequenz (,„,, welche gleich dem 2,5fachen der Hilfsträger-Signalfrequenz ist, d. h.,

/",,„ = 2,5 χ 3.5« =8.95 MH/.

ist die tiefste, durch die modifizierte Filterschaltung eliminierte und durch Gleichung (7) gegebene I rcquenzkomponente gleich

8.95 MHz
5

= 1.79 Mil/.

Ist es nicht erwünscht, die Komponente mit 1,79 MH/ zusätzlich zur Chrominanzkomponente mit 3.58 MHz aus dem Farbfernsehsignal zu eliminieren, so ist eine andere Tastfrequenz, beispielsweise die oben angegebene Frequenz /",«, = 3 f_slf zu wählen. Die Eliminierung der Komponente mit 1,79 MHz des Farbfernsehsignal kann das Signal in unerwünschter Weise beeinflussen. In der obfn beschriebenen nicht modifizierten Ausführungsform der in F i g. 2 dargestellten Filterschaltung 2 ist /in,-,, = 3.58 MHz, wobei es sich um die tiefste durch die Filterschaltung eliminierte Frequenzkomponente handelt. Wie oben ausgeführt wurde, und in F i g. 4 dargestellt ist, werden ganzzahlige Vielfache der durch die Filterschaltung eliminierten tiefsten Freqiienzkomponente entsprechend höheren Harmonischen ebenfalls durch die Filterschaltung eliminiert.

Die Filterschaltung kann auch so aufgebaut und betrieben werden, daß entweder eine gerade Zahl oder eine ungerade Zahl von Eingangstastwerten gemittelt wird, um an ihrem Ausgang die digitale Mittelwertdarstellung für jeden empfangenen Eingangstastwert zu erzeugen. Allerdings erleichtert eine Mittelwertbildung einer ungeraden Zahl von Eingangstastwerten die Vermeidung der Einführung von unerwünschten Phasenverschiebungen in die durch die Filterschaltung erzeugte digitale Mittelwertdarstellung. Die Ausmittelung einer ungeraden Anzahl von Eingangstastwerten ermöglicht die Substitution jedes Eingangstastwertes durch eine Darstellung in Form einer digitalen Darstellung des Mittelwertes des Wertes der Eingangstastung plus den Werten einer gleichen Anzahl v>n vor und nach dem Eingangstastwert auftretenden Tastwerten. Die Ausmittelung einer geraden Anzahl von Eingangstastwerten zur Erzeugung der digitalen Mittelwertdarstellung macht es nicht möglich, die Erzeugung der Darstellung von gleichen Anzahlen von vor und nach dem Eingangstastwert auftretenden Eingangstastwerten durch die Darstellung zu ersetzen. Bei der Ausmittelung einer geraden Anzahl von Eingangstastwerten ergibt sich eine gewisse Phasenverschiebung. Die Phasenverschiebung kann auf die Hälfte des Intervalls zwischen aufeinanderfolgenden Tastwerten bzw. auf die halbe Tastperiode begrenzt werden, wenn ein der Mitte der Sequenz am nächsten auftretender Eingangstastwert durch die aus einer Sequenz einer geraden Anzahl von Eingangstastwerten erzeugte digitale Mittelwertdarstellung substituiert wird. Da eine derartige Phasenverschiebung für alle substituierten

Tastwerte konstant ist. tritt keine unzulässige Phasenverzerrung auf. In einigen Signalverarbeitungsfällen, beispielsweise bei der Kompensation von Farbfernseh-Signalausfällen sind derartige Bruchteil-Phasenverschiebungen jedoch unerwünscht, da sie die Verarbeitung des Signals zur Vermeidung von Signalausfällen, welche oft in aus einer magnetischen Aufzeichnung wiedergegebenen Fernsehsignalen auftreten, erschweren.

Bei Verwendung der oben beschriebenen Filterschaltung als Tiefpaßfilter ist es zweckmäßig, eine relativ kleine ganze Zahl von Tastwerten pro Periode des vorgegebenen periodischen Signals vorz.isehen, um hohe Tastsignalfrequenzen bei Aufrechterhaltung der kürzesten möglichen Signalperiode für die Ausmittelung zu vermeiden. Eine Tastfrequenz gleich der dreifachen Frequenz des durch die Filterschaltung zu eliminierenden vorgegebenen periodischen Signals erfüllt diese Bedingungen zufriedenstellend. Eine uci'äi'ugc 1 reqüCnZ παϊ uCPi w'^:JiiCrCPi /oriCii. uqu viiC Vermeidung des Auftretens der vorgenannten unerwünschten Phasenverschiebungen erleichtert wird, da eine ungerade Zahl von Eingangstastwerten zur Erzeugung der digitalen Mittelwertdarstellung für jeden Eingangstastwert bequem gemittelt werden kann. 2~->

Eine gemäß der Ausführungsform nach F i g. 2 aufgebaute Filterschaltung, welche so betrieben wird, daß sie eine laufende Mittelwert-Tastwertdarstellung eines zusammengesetzten Signals liefert, das mit einer einem geradzahligen Vielfachen der durch die Filterschaltung zu eliminierenden Signalkomponente gleiche:· Frequenz getastet \v ird. führt zu der vorgenannten Phasenverschiebung. Bei der Ausführungsform nach Fig. 6 wird jedoch die Einführung einer Phasenverschiebung in die laufende Mittelwert-Tastwertdarstellung eines mit einer derartigen Frequenz in Form eines geradzahligen Vielfachen getasteten Signals vermieden. Generell wird bei der Ausführungsform der Filterschaltung nach Fig.6 die Einführung einer Phasenverschiebung durch Erzeugung einer gemittelten Tastwertdarstellung jedes Tastwertes aus vorgegebenen Werten einer Sequenz von Eingangstastwerten, welche zur Ausmittelung gewichtet werden, vermieden. Eine derartige Filter-Ausführungsform und ihre Betriebsweise zur Erzeugung der gewünschten gemittelten Tastwertdarstellung werden im folgenden beschrieben.

Um einen Null-Mittelwert eines vorgegebenen periodischen Signals zu erhalten, kann ein gewichtetes Mittelwertsignal beispielsweise dadurch erzeugt werden, daß den entsprechenden Eingängen der verschiedenen in der Filterschaltung verwendeten Schaltungsteile entsprechende vorgegebene Wichtungskoeffizienten zugeordnet werden. Dies kann dadurch erreicht werden, daß an die entsprechenden Eingänge der Addierer 51, 53 und 55 in Fig.2 gestrichelt dargestellte digitale Vervielfacher 70 bis 75 angekoppelt werden. Dazu können beispielsweise digitale Vervielfacher verwendet werden, die von der T.R.W. Corporation unter der Typenbezeichnung TDC 10 085 hergestellt werden. Werden andererseits die summierten Tastwerte durch Potenzkoeffizienten von 2, d. h, durch Koeffizienten '/4, '/2, 1, 2, 4, usw. gewichtet, um eine gemittelte Tastwertdarstellung zu erhalten, so kann die Wichtung der Tastwerte zweckmäßigerweise durch Bit-Verschiebung des digitalen Tastwortes mit 8 Bit an den Eingängen der Addierer erfolgen, wobei die geeignete Zahl von Bit-Positionen und die geeignete Verschiebungsrichtung dem Wichtungskoeffizienten entspricht.

Eine derartige Bit-Verschiebung erfolgt in an sich bekannter Weise durch Kopplung der Eingangs-Bitleitungen an binäre Bit-Positonseingänge höherer oder tieferer Ordnung der Addierer. Um beispielsweise den Tastwert mit 4 zu multiplizieren, wird jede Eingangs-Bitleitung an einen Bitpositionseingang des Addierers angekoppelt, welche um 2 Bitpositionsordnungen höher als die Bit-Positionsordnung der Eingangsbitleitung ist. Um den Tastwert mit 'Λ zu multiplizieren (oder durch 4 zu teilen), wird jede Eingangsbitleitung an einen Bitpositionseingang des Addierers angekoppelt, welcher um 2 Bit-PositionsorHnungen tiefer als die Bit-Positionsordnung der Eingangsbitleitung liegt.

Der vorstehende Sachverhalt wird anhand der F i g. 6 und 7 erläutert, welche ein Blockschaltbild einer abgewandelten Ausführungsform der digitalen Filterschaltung bzw. ein Diagramm zur Erläuterung von deren Funktion zeigen. F i g. 7 zeigt eine Sinuskurve mit einer Amplitude Z und einer Frequenz f, welche mit ^ncr Frequenz 4,'gciastei wird. Die Tastpu^^ *■■* ^- Kurve Z sind mit Zi. Zi. Zj, usw. bezeichnet und liegen um 90° auseinander. Ein mittlerer Tastwert der Sinuskurve Z wird durch Erzeugung eines gewichteten mittleren Tastwertes von 5 aufeinanderfolgenden Tastwerten in Übereinstimmung mit der folgenden Gleichung erhalten:

«M„=yZ,+j(Z_ri+Z,₄;)+ö(Z_H+Z,.,)=O

(8)

Beispielsweise ist ein den Tastwert Z₄ substituierender mittlerer Tastwert Λ/₄ durch folgende Beziehung gegeben:

₄ =4-Z₄ +^- (Z₂ + Z₆) + 0 (Z₃ + ZO = 0 2 4

(9)

Zur Erzeugung des gewichteten mittleren Wertes der fünf aufeinanderfolgenden Tastwerte in Übereinstimmung mit Formel (8) sind digitale Wichtungsschaltungen zusammen mit digitalen Zeitverzögerungsschaltungen und digitalen arithmetischen Schaltungen vorgesehen, um die fünf aufeinanderfolgenden Tastwerte wie folgt durch Wichtungskoeffizienten zu wichten: Z\ wird mit »V2« bewertet; sowohl Z„-i und Z„+2 werden mit »Ά« bewertet; und sowohl Z_n- \ und Z_n+\ werden mit »0« bewertet. Wie aus F i g. 7 und den vorstehenden Gleichungen (8) und (9) hervorgeht, ermöglicht eine entsprechend vorgegebene Wichtung aufeinanderfolgender Tastwerte die Eliminierung einer vorgegebenen periodischen Signalkomponente Z aus einem zusammengesetzten Signal, das mit einer Frequenz getastet wird, welche gleich einem geradzahligen Vielfachen der Frequenz des vorgegebenen periodischen Signals ist, ohne daß dabei im resultierenden zusammengesetzten Signal eine Phasenverschiebung auftritt Die Einführung einer Phasenverschiebung wird vermieden, da jeder Tastwert, welcher in der Mitte der Sequenz von gemittelten aufeinanderfolgenden Tastwerten auftritt, durch den erzeugten gemittelten Tastwert substituiert wird.

Das Blockschaltbild nach F i g. 6 zeigt eine Ausführungsform einer Filterschaltung 2', welche zur Erzeugung eines gemittelten Tastwertes ausgelegt ist, durch

den jeder Eingangstastwert gemäß Gleichung (8) substituiert wird. Zur Erleichterung der Beschreibung wird die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 durch die folgende Tabelle 2 dargestellt, welche

Tabelle 2

die Ausbreitung aufeinanderfolgender empfangener Tastwerte Z], Z\ Zj usw. in Taktsignalzeitpunkten 1.2.3. usw. in bezug auf bestimmte Stellen A, B, C, usw. im Blockschaltbild nach F i g. 6 zeigt.

i

Takt
Zeit

Stelle
A

in der Schaltung
B C

Z₁

D

£

Z₁
2

z>-

G

₊z,4

H

Z_;
2

^{+ z}-^!+f )

ν

1

Z,

A

Z₄-

_+z<+f

A
2

+ Z₄+-^-)

2

Z₂

Z]

z.

A
2

Z₅-

+ Z +^

NJ jN

3

Z₃

Z₂

Z₄

Z₄
2

Z₆-

4

Z₄

Z₃

Z.

z,₊f

Z₃ +

Z₅
2

5

Z,

Z₄

Z₆

Z,+

Z₅
2

6

Z₆

Z₅

z< +

Z₆
2

\_
2

7

Z,

Z₆

Z₇
2

i

8

z_s

Z₇

z.f

Z- +

z_s
2

_hA

^A

Die in F i g. 6 dargestellte Filterschaltung 2' enthält eine Kombination von kommerziell erhältlichen binären Addierern, Registern und Teilern der oben beschriebenen Art, wie ..ie auch in der Ausführungsform der Filterschaltung nach Fig. 2 verwendet werden, jede durch den Analog-Digital-Wandler 82 nach F i g. I erzeugte digitale Worttastung mit 8 Bit wird durch die Verbindungsleitungen 84 auf den Eingang des Zeittakt-Pufferregisters 49 gekoppelt. Beim Auftreten jedes Takttastsignals mit 10,7 MHz am Eingang 88 des Registers 49 wird eine digitale Worttastung mit 8 Bit vom Eingang des Registers 49 auf dessen Ausgang übertragen, der an 8 parallele Verbindungsleitungen A angekoppelt ist. Diese Verbindungsleitungen verzweigen sich in drei unterschiedliche Signalübertragungswege zum Ausgang 91 der Filterschaltung 2'. Die Übertragungswege enthalten Signalverzögerungselemente, welche unterschiedliche Übertragungszeiten für jeden Tastwert über die unterschiedlichen Signalübertragungspfade realisieren. Bei der Ausführungsform der Filierschaltung 2' nach Fig.6 unterscheiden sich die. Übertragungszeiten durch ganzzahlige Vielfache der Periode des Tastsignals mit 1432MHz, wobei die Übertragungszeit über den längsten Signalübertragungspfad um vier Tastsignalperioden langer als die Übertragungszeit über den kürzesten Signalübertragungspfad und die Übertragungszeit über den Signalübertragungspfad mittlerer Länge um zwei Tastsignalperioden langer als die Übertragungszeit über den kürzesten Signalübertragungspfad ist Wie sich aus der folgenden detaillierteren Beschreibung der Filterschaltung 2' noch ergibt, erzeugt der Tastsignalperioden-Zusammenhang in Form eines geradzahligen Vielfachen der Übertragungszeiten der drei Übertragungspfade die in Gleichung (8) spezifizierten »Null«-Wichtungskoeffizienten, da lediglich jeder zweite Tastwert jeder Sequenz von fünf aufeinanderfolgenden Tastwerten zur Bildung der gewichteten mittleren Tastwertcferstellung am Ausgang 91 der Filterschaltung 2' kombiniert wird. 3n Der kürzeste Signalübertragungspfad zwischen den Verbindungsleitungen A und dem Ausgang 91 der Filterschaltung 2' enthält einen'binären Addierer 65. der mit seinem ersten Eingang an die vom Pufferregister 49 kommenden Leitungen A angekoppelt ist und auf den ein Binärteiler 66 folgt. Der Teiler spricht auf das von den Leitungen 88 auf seinen Takteingang gekoppelte Tastsignal mit 10,7 MHz an, um das an seinem Eingang stehende Binärsignal durch den Faktor 2 zu teilen. Wie bereits anhand der Ausführungsform der Filterschaltung nach Fig. 2 beschrieben wurde, bewirken derartige Teiler eine Ausbreitungsverzögerung um eine Tastsignalperiode im Signalübertragungsr/ad. Daher hat der kürzeste Signalübertragungspfad eine Gesamt-Signalübertragungsverzögerung von einer Tastsignal-

Ai periode, wobei die Verzögerung im Übertragungspfad so lokalisiert ist, daß ein Tastwert, welcher auf den an den Ausgang des Registers 49 angekoppelten Verbindungsleitungen A auftritt, am ersten Eingang des Addierers 65 ohne Verzögerung auftritt, und daß eine Tastwertsumme, welche auf den Ausgang des Addierers 65 mit dem Eingang des Teilers 66 koppelnden Verbindungsleitungen C auftritt, um eine Tastsignalzeit verzögert wird, bevor sie auf Verbindungsleitungen H auftritt, die auf den Ausgang 9J der Filterschaltung 2' führen. Der kürzeste Signalübertragungspfad erzeugt den durch Gleichung (8) spezifizierten gewichteten Mittelwert Ά Z_n+2. Der Teiler 66 realisiert einen Wichtungskoeffizienten von '/2. Die verbleibende Hälfte der Wichtung des Mittelwertes erfolgt am ersten Eingang des Teilers 65 durch Ankopplung jeder Eingangsbitleitung A an einen Bit-Positionseingang des Addierers, welche um eine Bit-Positionsordnung tiefer als die Bit-Positionsordnunp der Eingangsbitleitung ist.

Der Addierer 65 und der Teiler 66 sind drei Signalübertragungspfaden gemeinsam. Daher müssen die vorgenannten Differenzen in den Übertragungszeiten durch die drei Pfade vor dem Addierer 65 realisiert werden.

Dei Teil oes Signalüberiragungspfades mittlerer Länge /wischen den Verbindungsleitungen A und einem /weiten Eingang des Addierern 65 enthält einen weiteren b'nären Addierer 62, auf den zwei in Kaskade geschaltete binäre Register 63 und 64 folgen. Wie bereits anhand der Ausführungsform der Filterschal-Hing an F i g. 2 ausgeführt wurde, überträgt jedes Register Daten von seinem Eingang zu seinem Ausgang als Funktion des über die Leitung 88 auf seinen Takteingang gekoppelten Tastsignals und bewirkt eine Ausbreitungsverzögerung von einer Tastsignalperiode im Signalübertragungspfad. Der Signalübcrtragungspfad mittlerer Länge bewirkt daher eine Sij nalübertragiingsvcr/ögerung zwischen den Leitungen A und anf einen /weiten Eingang des Addierers 65 geführten Vcrbindungslcitungcn F von zwei Taktsignalperiodcn, welche um zwei Perioden langer als die Verzögerung über den entsprechenden kürzesten Signalübcrtragungspfad ist. Daher erscheint ein Tastwert, welcher auf den an den ersten Eingang des Addierers 62 angekoppelten Leitungen A auftritt, gleichzeitig auf Verbindung-leitungen D, welche den Ausgang des Addierers mit dem Eingang des Registers 63 koppeln. Beim Aufteten des nächsten Tastsignals wird der Tastwert durch das Register 63 auf Verbindungsleitungen ^übertragen, welche den Ausgang des Registers 63 mit dem Eingang des folgenden Registers 64 koppeln. Beim Auftreten des zweiten folgenden Tastsignals wird der Tastwert uiirch das Register 64 auf die Verbindungsleitungen F übertragen, welche den Ausgang des Registers 64 mit dem zweiten Eingang des Addierers 65 koppeln. Im gleichen Zeitpunkt, in dem das Register 49 einen Tastwert zum ersten Eingang des Addierers 65 liefert, wird daher ein Tastwert, der durch den Analog-Digital-Wandler 82 nach Fig. 1 um zwei Tastperioden früher erzeugt und über den Übertragungsweg mittlerer Länge übertragen wurde, durch das Register 64 zum zweiten Eingang des Addierers 65 übertragen. Der Signalübertragungspfad mittlerer Länge wird durch den Addierer 65 und den Teiler 66 vervollständigt, um den durch Gleichung (8) spezifizierten gewichteten Mittelwert '/2 Z_n zu erzeugen.

Der längste Signalübertragungspfad wird zum Teil durch den Signalübertragungspfad mittlerer Länge, d. h., durch den Pfad vom Addierer 62 zum Teiler 66 und zum Teil durch die dem Addierer 62 vorangehenden Register 60 und 61 gebildet. Die Register 60 und 61 bewirken jeweils eine Ausbreitungsverzögerung von einer Tastsignalperiode im Signalübertragungspfad, wodurch die Signalübertragungsverzögerung zwischen den Leitungen A und den an den zweiten Eingang des Addierers 62 gekoppelten Verbindungsleitungen C gleich zwei Tastsignalperioden ist. Der Wert jedes am zweiten Eingang des Addierers 62 aufgenommenen Tastwertes wird dadurch mit dpm Faktor Vs bewertet, daß jede Eingangsleitung C an einen Bitpositionseingang des Addierers angekoppelt ist, welcher um eine Bit-Positionsordnung geringer als die Bitpositons-Ordnung der Eingangsbitleitung ist. Im gleichen Zeitpunkt, in dem das Register 61 einen Tastwert zum zweiten Eingang des Addierers 62 liefert, wird ein Tastwert, der durch den Analog-Digital-Wandler 82 nach Fig. 1 zwei Tastperioden später erzeugt wird, durch das Register 49 zum anderen Eingang des Addierers 62 geliefert. Daher bewirkt der längste Signalübertragungspfad eine Signalübertragungsverzögerung zwischen den Leitungen A und dem Ausgang 91 der Füterschaitung 2', welche um vier Tastsignalperioden länger als die durch den kürzesten Signalübertragungspfad bewirkte Signülübertragungsverzögerung ist, und erzeugt den durcn Gleichung (8) spezifizierten gewichteten Mittelwert '/4 Z_n-2.

Die Wirkung der Ausführungsform der Filterschaltung nach Fig.6 wird nun anhand der Tabelle 2 beschrieben, welche die Ausbreitung und dia Verarbeitung von aufeinanderfolgenden Tasiwerten durch die Filterschaltung 2' darstellt. Aufeinanderfolgende Tastwerte Zi, Z2, Zj, usw. werden vom Analog-Digital-Wandler 82 über die Verbindungsleitungen infolge am Eingang des Registers 49 mit einer Folgefrequenz aufgenommen, welche gleich der vierfachen Frequenz der vorgegebenen Komponente ist, die aus dem durch

r. en Analog-Digital-Wandler getasteten zusammengesetzten Signal zu eliminieren ist. In jedem Taktzeitpunkt werden die in der Filterschaltung 2' enthaltenen Register- und Tcilcrschaltungen durch das über die Leitung 88 in ihre entsprechenden Takteingänge eingegebene Tastsignal getaktet, um die Verarbeitung der an ihren entsprechenden Dateneingängen vorhandenen Digitalsignale einzuleiten. Beispielsweise wird in einem ersten Taktzeitpunkt I das Register 49 getaktet, um den auf den Leitungen 84 vorhandenen Tastwert Z\

2) zu seinem Augang zu übertragen, welcher an die auf de Eingänge des Registers 60, des Addierers 62 und des Addierers 65 führenden Leitungen A angekoppelt ist. Unmittelbar nach dem Auftreten des Tastwertes Zi auf die zum ersten Eingang des Addierers 62 führenden

jo Leitungen A spricht der Addierer an. indem er die Summe der an seinen beiden Eingängen empfangenen Tastwerte auf seinen Ausgang zu übertragen. Diese Tastwertsumme, welche den Tastwert Zi enthält, wird über die Leitungen D auf den Eingang des Registers 63

Υ-, gekoppelt. Weiterhin spricht der Addierer 65 an. um die Summe der an seinen beiden Eingängen empfangenen Tastwerte auf seinen Ausgang zu übertragen, wobei diese Summe den auf den Leitungen A vorhandenen, am ersten Eingang des Addierers 65 durch einen Faktor von 1/2 bewerteten Tastwert Zi enthält. Diese Tastwertsumme wird durch Leitungen G auf den Eingang des Teilers 66 übertragen.

Im nächsten Taktzeitpunkt 2 wird ein Tastwert Zj auf die Leitungen A und D gebracht, wobei der bewertete bzw. gewichtete Tastwert '/2 Z2 auf die Leitung, π. G am Ausgang des Addierers 65 gebracht wird, wie dies oben hinsichtlich des Tastwertes Zt im Tastzeitpunkt 1 beschrieben wurde. Weiterhin werden die Register 60, 61, 63 und 64 sowie der Teiler 66 getaktet, um die an ihren entsprechenden Eingängen vorhandenen Tastwerte zu verarbeiten und auf ihre entsprechenden Ausgänge zu übertragen. Im Ergebnis wird der Tastweri Z, auf die vom Ausgang des Registers 60 auf den Eingang des Registers 61 führenden Leitungen B und auf die vom Ausgang des Registers 63 auf den Eingang des Registers 64 führenden Leitungen E gebracht. Weiterhin bewertet der Teiler 66 den Wert der dann auf den Leitungen C vorhandenen Tastwertsumme mit dem Faktor '/2 und bringt die gewichtete Tastwertsumme auf die zum Ausgang 91 fahrenden Leitungen H. Diese gewichtete Tastwertsumme enthält den gewichteten Tastwert ¹A Z\.

im nächsten Taktzeitpunkt 3 wird der Tastwert Z3 auf die Leitungen A und D, der Tastwert Z₂ auf die Leitungen B und E und der gewichtete Tastwert '/2 Z₃ auf die Leitungen C gebracht, was in der Weise erfolgt, wie es anhand der Tastwerte Z₁ und Z-. in den Taktzeiten 1 und 2 beschrieben wurde. Weiterhin werden das

Register 64 und der Teiler 66 getaktet, urn die dann an ihren entsprechenden Eingängen vorhandenen Tastwerte zu verarbeiten und auf ihre entsprechenden Ausgänge zu übertragen. Damit wird der Tastwert Z\ auf die Leitungen F gebracht, welche den Ausgang des Registers 64 mit dem zweiten Eingang des Addierers C5 koppeln. Der Addierer 65 bringt daher eine Tastwertsumme auf die Leitungen G, welche den Tastwert Z\ plus den gewichteten Tastwert '/2Z₃ enthält. Das Register 61 bringt den Tastwert Z\ auf die zum zweiten Eingang des Addierers 62 führenden Leitungen C, wo sie mit dem Faktor '/2 bewertet und auf die Leitungen D gebracht werden. Somit wird vor dem Taktzeitpunkt 4 Jer kombinierte Tastwert '/2 Zi+Z₃ auf den Ausgang des Addierers 62 übertragen und auf die auf den Eingang des Registers 63 führenden Leitungen D gebracht. Der Teiler 66 bewertet die auf den Leitungen G vorhandene Tastwertsumme mit dem Faktor '/2 und bringt die gewichtete Tastwertsumme auf die auf den Ausgang 91 der Filterschaltung 2' führenden Leitungen H. Diese gewichtete Tastwertsumme enthält den gewichteten Taktwert 1/4 Zi.

Während der nächsten drei Taktzeitpunkte 4,5 und 6 werden die Tastwerte Zt_n Z5 und Zs durch das Zeittakt-Pufferregister 49 sukzessive auf die Leitungen A gebracht und in der Weise verarbeitet, wie es oben hinsichtlich der Tastwerte Zi, Z2 und Z₃ in den vorhergehenden Taktzeiten 1, 2 und 3 beschrieben wurde. Eine genauere Erläuterung der Verarbeitung und der Ausbreitung der Tastwerte Z₄, Z₅ und Z₆ in der Filterschaltung 2' als Funktion der Tastsignale in den Taktzeitpunkten 4,5 und 6 gibt die obige Tabelle 2. Die Taktung der Register- und Teilerschaltungen der Filterschaltung T während der Taktzeiten 4 und 5 bewirkt, daß die Register 63 und 64 den kombinierten Tastwert '/2 Z\ + Z) vom Eingang des Registers 63 auf die vom Ausgang des Registers 64 auf den zweiten Eingang des Addierers 65 führenden Leitungen F übertragen und daß der Tastwert Zs auf die zum ersten Bewertungseingang des Addierers 65 führenden Leitungen A gebracht wird. Am Ende der Taktzeit 5 liefert daher der Addierer 65 an seinem Ausgang, welcher an die auf den Eingang des Teilers 66 gekoppelten Leitungen D angekoppelt ist, einen kombinierten Tastwert'/2 Zi+ Z₂+ V2 Z₅.

Im Taktzeitpunkt 6 wird der am Eingang des Teilers 66 vorhandene kombinierte Tastwert Wi Z\ + Zj + '/2 Z₅ mit einem Faktor von '/2 bewertet und auf seinen Ausgang übertragen, der an die auf den Filterschaltungsausgang 91 führenden Leitungen H angekoppelt so ist. Das gewichtete Ausgangssignal der Filterschaltung, das heißt, der Wert ¹A Z\ + Wi Zj+ Ά Ζ$ sowie folgende gewichtete Taslwertdarstellungen stehen in Übereinstimmung mit Gleichung (8), wobei die vorgegebene Komponente, deren Frequenz ¹A der Frequenz des Taktsignals entspricht, eliminiert ist, da die gewichtete Tastwertdarstellung der vorgegebenen Komponente gleich Null ist, wie dies aus Gleichung (8) und F i g. 7 zu ersehen ist.

Aus den vorstehenden Ausführungen folgt, daß auch ω andere Kombinationen und Anordnungen von Registern und arithmetischen Schaltungen in entsprechender Weise vorgesehen werden können, um für eine gegebene Anzahl von gemittelten Tastwerten einen gewichteten mittleren Tastwert von Null eines vorgegebenen periodischen Signals zu erhalten.

Zur Vereinfachung der Darstellung sind die Frequenz und die Phase des Tastsignals so gewühlt, daß die in Fi g. 7 dargestellten Tastpunkte Z₁ bis Z₇ mit Null- und Maximalwerten der Sinuskurve Z zusammenfallen. Aus den vorstehenden Ausführungen folgt weiterhin, daß mit der Ausführungsfcrm nach Fig.6 auch ein gewünschter Null-Mittelwert der Sinuskurve Z erhalten werden kann, wenn eine konstante Phasendifferenz zwischen dem Tastsignal und der Sinuskurve oder der zu filternden vorgegebenen Signalkomponente vorhanden isL Die Ausführungsform der Filterschaltung nach F i g. 6 ist speziell vorteilhaft für Filterschaltungsanordnungen, die in Fällen verwendet werden, in denen die Tastsignalfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz der aus einem zusammengesetzten Signal zu eliminierenden periodischen Signalkomponente ist. Bei der Ausführungsform nach F i g. 6 wird ein gewünschter gewichteter Null-Mittelwert der periodischen Signalkomponente aus einer gegebenen ungeraden Anzahl von Tastwerten gewonnen. Daher wird die oben genannte möglicherweise unerwünschte Phasenverschiebung um eine halbe Tastsignalperiode, welche sich aus einer Mittelwertbildung einer geraden Anzahl von Tastwerten ergibt, durch die Schaltung nach Fig.6 vermieden.

Fm Zusammenhang mit den vorstehenden Ausführungen ist darauf hinzuweisen, daß die Filterschaltung nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen nach den Fig.2 und 6 beschränkt ist Die Filterschaltung kann beispielsweise verschiedene Anordnungen von digitalen Signalverarbeitungsschaltungen enthalten, welche zur Bildung eines Null-Mittelwertes oder eines gewichteten Null-Mittelwertes der aus einem zusammengesetzten Signal gemäß dem beschriebenen Verfahren zu eliminierenden Signalkomponente zusammenarbeiten. Beispielsweise kann die Filterschaltung anstelle der Bit-Verschiebung der Tastwerte an den Eingängen der Addierer gemäß der Ausführungsform nach F i g. 6 Schaltungsteile zur Teilung oder zur teilweisen Teilung der Tastwerte enthalten, auf weiche Schaltungsteile folgen, durch die die geteilten Tastwerte addiert werden. Weiterhin kann die Filterschaltung so ausgelegt werden, daß sie mit verschiedenen Beziehungen der Tastsignalfrequenz und der Frequenz des aus einem zusammengesetzten Signal zu eliminierenden oder auszufilternden Signalkomponente arbeitet. Wie oben ausgeführt wurde, kann die Tastsignalfrequenz ein ungeradzahliges oder geradzahliges ganzes Vielfaches der Frequenz der zu eliminierenden vorgegebenen periodischen Komponente sein. Weiterhin kann die Tastfrequenz auch ein nicht ganzes rationales Vielfaches der Frequenz des vorgegebenen periodischen Signals sein. Hinsichtlich der in Fig.6 dargestellten Ausführungsform wird ein Mittelwert von drei gewichteten Tastwerten durch Wicklung des ersten und letzten Tastwertes von fünf aufeinanderfolgenden Tastwerten durch den Faktor Wi erhalten, wobei der dritte und der fünfte der aufeinanderfolgenden Tastwerte nicht gewichtet und die Summe der drei Tastwerte durch einen Faktor von 2 geteilt wird, d. h.. die Summe wird mit einem Faktor von Ui gewichtet. Werden die drei Tastwerte durch einen kleineren Faktor gewichtet. beispielsweise mit einem Faktor von V« für den ersten und den letzten der fünf aufeinanderfolgenden Tastwerte und mit einem Viertel für den dritten Tastwert, so muß allerdings die Summe mit einem Faktor von 2 multipliziert, d. h., mit einem Faktor von 2 gewichtet werden, um die gewünschte Mittelwert-Tastdarstellung zu erhalten.

Die Filterschaltung bietet spezielle Vorteile als

Luminanz-Cbrominanz-TrennscbaJtung in Farbfemsehsignal-Verarbeitungsanordnungen, wie beispielsweise Signalausfall-Kompensationsanordnungen. F ig. 8 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Signalausfall-Kompensationsschaltung, in der ein digitales Farbfernsehsignal an einem Eingang 10 aufgenommen wird, welcher an einen ersten Eingang 11 eines Zweiwegschalters 1 angekoppelt ist Ein das Vorhandensein eines Signalausfalls anzeigendes Steuersignal wird beispielsweise von einem konventionellen Signalausfall-Detektor (nicht dargestellt), wie er in kommerziell erhältlichen Video-Bandgeräten vorhanden ist, an einem Steuereingang 12 aufgenommen. Ein geeigneter Signalausfall-Detektor kann beispielsweise ein konventioneller Trägermonitor sein, welcher ein Steuersignal liefert, wenn die HF-Hüllkurve des modulierten Fernsehsignals unter einen vorgegebenen Pegel fällt. Ein derartiger Monitor wird beispielsweise in dem von der Anmelderin hergestellten Videc-Production Recorder VPR-I verwendet Dieser Monitor ist in einem von der Anmelderin im Dezember 1977 mit der Katalognummer 1809276-02 veröffentlichten Manual für den Recorder in einer Zeichnung mit der Nummer 1378633 C auf den Seiten 8-41/42 und 8-43/44 dargestellt Der Steuereingang 12 ist an einen 2s Steuereingang 13 des Schalters 1 angekoppelt Ein Ausgang 14 des Schalters 1 ist an einem Ausgang 15 der Signalausfall-Kompensationsschaltung angekoppelt. Der Ausgang 14 des Schalters ist weiterhin an einen Eingang IS eines Digitalfilters 2 angekoppelt, das der eriindungsgemäßen Filterschaltung, wie sie oben anhand der Ausführungsbeispiele nach den F i g. 2 und 6 erläutert wurde, entspricht.

Bei Ausgang 14 des Schalters 1 ist weiterhin über eine digitale Verzögerungsstufe 7 an eine digitale a Differenzstufe 3 angekoppelt Ein zweiter Eingang 17 der Differenzstufe 3 ist an einen Ausgang 19 des Digitalfilters 2 angekoppelt. Ein Ausgang 20 der Differenzstufe 3 ist über eine digitale Verzögerungsleitung 4 mit fester Verzögerung an einen ersten Eingang 21 einer digitalen Additionsstufe 5 angekoppelt. Ein zweiter Eingang 22 der Additionsstufe S ist an den Ausgang 19 des digitalen Filters 2 angekoppelt. Ein Ausgang 23 der Additionsstufe 5 ist über eine weitere Verzögerungsleitung 6 mit fester Verzögerung an einen zweiten Eingang 24 des Schalters 1 angekoppelt. Die zwischen den Ausgang 14 des Schalters 1 und den Eingang 6 der Differenzstufe 3 gekoppelte Verzögerungsstufe 7 dient zur Kompensation von Schallungsverzögerungen im Filter 2. was im folgenden noch genauer erläutert wird. Die Signalausfall-Kompensationsschaltung wird zur Verarbeitung des digitalen Fernsehsignals durch ein in einen Eingang 26 eingespeistes Taktsignal gesteuert. Dieses Taktsignal ist das auf das oben beschriebene Signal bezogene Taktsignal, das zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Filterschaltung erzeugt wird und durch die spezielle in der Signalausfall-Kompensationsschaltung verwendete Ausführungsform des Filters festgelegt ist. Wird in der Signalausfall-Kompensationsschaltung eine Filterschal- μ tiing nach F i g. 2 Verwendet, So wird das Taktsignal vom TaMsignalgenerator83nach Fig. I geliefert.

Im folgenden wird nun die Wirkungsweise der bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Signalausfall-Kompensationsschaltung nach Fig. 8 beschrieben. Ein digitales NTSC-Farbfernsehsignal in Form von diskreten digitalen Datenwörtern mit 8 Bit, welche Tastwerte des Fernsehsignals, wie sie beispielsweise durch den Analog-Digital-Wandler 82 nach F i g. 1 geliefert werden, repräsentieren, wird am Eingang 10 aufgenommen und in den ersten Eingang 11 des Schalters 1 eingespeist Wenn das Fernsehsignalsystem normal arbeitet, d, h, wenn durch den Signalausfall-Detektor keine Ausfälle im ankommenden Signal festgestellt werden, so steht der Schalter 1 in einer ersten Stellung, wobei er das Eingangssignal vom Eingang 11 aufnimmt und es auf den Ausgang 14 gibt Wird beispielsweise durch den vorgenannten konventionellen Signalausfall-Detektor ein Ausfall im Farbfernsehsignal festgestellt, so wird das am Eingang 12 aufgenommene Steuersignal auf den Steuereingang 13 des Zweiwegschalters 1 gegeben. Das durch den Zweiwegschalter 1 aufgenommene Steuersignal bewirkt daß der Schalter den ersten Eingang 11 vom Ausgang 14 abschaltet und seinen zweiten Eingang 24 auf den Ausgang schaltet Daher wird nun d^s einen verzögerten Teil des digitalen Farbfernsehsignal darstellende und am zweiten Eingang 24 aufgenommene Signal auf den Ausgang 15 gegeben. Dieses verzögerte Signal repräsentiert ein Signalausfall-Kompensationssignal, das zum Ersatz des ausgefallenen Teils des Fernsehinformationssignals verwendet wird, wodurch Störungen im dargestellten Fernsehbild, welche durch das Vorhandensein eines Signalausfalls bedingt sind, vermieden werden. Die vorstehend beschriebene Signalausfall-Kompensation kann für eine oder mehrere Fernsehzeilen-Perioden oder jeden Bruchteil dieser Perioden ausgelegt werden.

Im folgenden wird nun ein durch eine gestrichelte Linie eingefaßter Teil 25 der Signalausfall-Kompensationsschaltung gemäß der bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsform nach Fig.8 erläutert Das Filter 2, das beispielsweise durch eine Filterschaltung nach F i g. 2 gebildet werden kann, empfängt das digitale zusammengesetzte Farbfernsehsignal vom Ausgang 14 des Schalters 1 in Form von aufeinanderfolgenden Tastwerten mit einer vorgegebenen Taktsignalfrequenz, welche beispielsweise gleich der dreifachen Nennfrequenz der NTSC-Chrominanz-Hiifsträgerkomponenteist.d. h,

f,„,=3 χ 3,58 M Hz = 10,74 MHz.

Das Tasisignal ist in an sich bekannter Weise in der Phase auf das Chrominanz-Hilfsträgersignal festgelegt Dies kann beispielsweise durch Phasenfestlegung auf die Farbsynchronsignalkomponente erfolgen, wie dies in dem oben bereits genannten Katalog für das Video-Bandgerät AVR-2 auf den Seiten 9-28 bis 9-39 beschrieben ist. Aus den vorstehenden Erläuterungen zur Wirkungsweise der Filterschaltung nach Fig.] folgt daß drei Tastwerte ein Zeitintervall definieren, das gleich einer Periode der Chrominanz-Hilfsträgerkomponente ist Weiterhin ergibt sich aus diesen Ausführungen, daß die tiefste Frequenzkomponente, welche durch die Filterschaltung 2 aus dem zusammengesetzten Signal eliminiert wird, gleich 3,58 MHz ist Die nächsthöhere Frequenzkomponente, welche ebenfalls durch die Filterschaltung eliminiert wird, ist 2x3,58 MHz = 7,16MHz. Diese letztgenannte Frequenz liegt allerdings außerhalb des Frequenzbandes eines NTSC-Signals, dessen gesamte Bandbreite gleich 4,2 MHz ist. Generell liegt in anderen konventionellen Farbfernsehsignal-Systemen, wie beispielsweise im PAL-, PAL-M-System die Gesamtbreile ebenfalls unterhalb der doppelten Farbhilfsträger-Signalfrequenz, so daß daher keine Signalbeeinflussung auftritt.

Wie bereits vorstehend zu Fig,2 ausgeführt wurde, liefert die Filttrsehaltung 2 einen Mittelwert der Amplitudenwerte von drei aufeinanderfolgenden, an ihrem Eingang 18 aufgenommenen Tastwerten. Aus Gleichung (2) folgt, daß jeder derartige Mittelwert der Chrominanz-Hilfsträgersignalkomponente gleich Null ist Daher repräsentiert das Signal am Ausgang des Filters 2 das zusammengesetzte Farbfernsehsignal, aus dem die Chrominanz-Hilfsträgerkomponente mit einer Nennfrequenz von 3,58 MHz eliminiert ist Daher ist das ι ο resultierende Signal am Ausgang 19 des Filters 2 ein chrominanzloses Farbfernsehsignal, das im folgenden als Luminanzkomponente betrachtet wird. Aus den vorstehenden Erläuterungen folgt daß das resultierende Signal am Ausgang 19 des Filters 2 durch gemittelte Tastwerte repräsentiert wird, welche durch sukzessive Mittelung dreier aufeinanderfolgender Tastwerte erhalten werden. Jeder Tastwert in der Mitte von drei für die Mittelung genommenen aufeinanderfolgenden Tastwerten wird durch jeden erhaltenen gemittelten Tastwert substituiert Es ist darauf hinzuweisen, daß die erhaltenen gemittelten Tastwerte keine Phasenverschiebung im Hinblick auf die ursprünglich empfangenen Tastwerte aufweisen, da eine ungerade Anzahl aufeinanderfolgender Tastwene gemittelt wird.

In der Schaltung nach Fig.8 wird das Signal vom Ausgang 19 des Digitalfilters 2, das die abgetrennte Luminanz-Komponente repräsentiert, auf den zweiten Eingang 17 der Differenzstufe 3 gegeben. Das Farbfernsehsignal V vom Ausgang 14 des Schalters 1 wird über die ^verzögerungsstufe 7 auf den ersten Eingang 16 der Stu^fe 3 gegeben. Die Differenzstufe 3 liefert an ihrem Ausgang 20 ein Differenzsignal von zwei an ihren ersten und zweiten Eingang aufgenommenen Signalen. Das resultierende Diiferenzsignal repräsentiert die abgetrennte Chrominanz-Komponente des Farbfernsehsignals. Aus den vorstehenden Ausführungen folgt daß durch Verwendung des erfindungsgemäßen Digitalfilters 2 in Kombination mit der Differenzstufe 3 eine Trennung der Luminanz- und der Chrominanz-Komponente des Farbfernsehsignals realisiert wird. Die abgetrennte Chrominanz-Komponente am Ausgang 20 wird durch die erste Verzögerungsleitung 4 um eine Zeit verzögert, welche einer Horizontalzeilenperiode des Fernsehsignals entspricht. Die abgetrennte und verzögerte Chrominanzkomponente und die abgetrennte Luminanzkomponente werden in den Eingang 21 bzw. den Eingang 22 der Additionsstufe S eingespeist. Diese beiden Signalkomponenten werden in der 3tufe 5 zur Bildung eines zusammengesetzten Farbfernsehsignals am Ausgang 23 erneut kombiniert. Dieses Signal wird sodann vom Ausgang 23 der Stufe 5 über die zweite Verzögerungsleitung 6 auf den Eingang des Schalters 1 gegeben, wobei sie um eine Zeit verzögert wird, welche einer Horizontalzeilenperiode des Fernsehsignals entspricht. Das verzögerte Signal repräsentiert das Ausfall-Kompensationssignal, durch das eine oder mehrere aufeinanderfolgende Zeilen oder Teile von Zeilen, in denen Fernsehinformation fehlt, mittels der Signalausfall-Kompensationsschaltung ersetzt werden, wenn ein Steuersignal im oben beschriebenen Sinne in den Eingang 12 eingespeist wird. Wenn durch die Signalausfall-Kompensationsschaltung mehr als eine Fernsehzeile ersetzt werden soll, so wird das Ausgangssignal der Schaltung 25, welches das Ausfall-Konipensationssignal darstellt, erneut vom Ausgang 14 des Schalters 1 über die Schaltung 25 auf den zweiten Eingang 24 des Schalters gegeben und über den Ausgang 15 ausgegeben, bis das Steuersignal am Eingang 12 abgeschaltet wird.

Die vorstehend beschriebene bevorzugte Ausführungsform nach Fig.8.stellt eine erfindungsgemäße digitale Signalausfall-Kompensationsschaltung dar, in der sehr schnelle Digjtaldaten verarbeitet werden. Die im vereinfachten Blockschaltbild nach F i g. 8 dargestellten verschiedenen Schaltungsteile können daher als konventionelle digitale Schaltungen ausgebildet werden, in denen die sehr schnellen Daten mit der dreifachen Farbhilfsträgersignal-Frequenz, d, h„ mit etwa 10,74 MHz getaktet werden, wobei das Taktsignal in der vorbeschriebenen Weise hinsichtlich der Frequenz- und der Phase auf die Chrominanz-Hilfsträgerkomponente des getasteten Farbfernsehsignals festgelegt ist Aus Übersichtlichkeitsgründen ist der Taktsignalweg im Blockschaltbild nicht dargestellt Dieser Taktsignalweg ist jedoch in dem dem Blockschaltbild nach Fig.8 entsprechenden detaillierten Schaltbild nach den Fig. 13a bis 13h dargestellt Diese Schaltung wird im folgenden noch beschrieben.

Die in der Schaltung nach F i g. 8 im Signalweg für das zusammengesetzte Farbfernsehsignal zwischen den Eingang 18 des Digitalfilters 2 und den Eingang 16 der Differenzstufe 3 geschaltete Verzögerungsstufe 7 dient zur Realisierung einer zusätzlichen festen Verzögerung für die Kompensation der Ausbreitungsverzögerung des Signals durch das Digitalfilter 2. Für die richtige Funktion der digitalen Signalausfall-Kompensationsschaltung ist es wichtig, entsprechende Daten durch die Subtraktionsstufe 3 bzw. die Additionsstufe 5 in genau synchronisierter Form zu trennen bzw. zu kombinieren, um unerwünschte Phasenverschiebungen zwischen der abgetrennten Chrominanz-Komponente und der abgetrennten Luminanz-Komponente zu vermeiden. Derartige Phasenverschiebungen würden zu unzulässigen Zeitbasisfehlern und zu einer Verzerrung des resultierenden Fernsehbildes führen. Daher ist es notwendig, den exakten Betrag der durch i,e entsprechenden Verzögerungsstufen 4, 6 und 7 bewirkten festen Verzögerung in der Weise festzulegen, daß die Gesamtverzögerung der Chrominanz-Signalkomponente vom Ausgang 14 des Schalters 1 zu dessen Eingang 24, d. h, beim Durchlauf durch den Schaltungsteil 25 genau gleich zwei Horizontalzeilenperioden des am Eingang 12 aufgenommenen Farbfernsehsignals ist, während die Gesamtverzögerung der Luminanz-Signalkomponente beim Durchlauf durch den Schaltungsteil 25 exakt gleich einer Horizontalzeilenperiode ist. Zur Bestimmung des durch jede der festen Verzögerungsstufen 4,6 und 7 bedingten exakten Verzögerungsbetrages ist der durch die entsprechenden Schaltungsteile im Luminanz- und im Chrominanz-Signalpfad bedingte Gesamtverzögerungsbetrag zu betrachten. Der tatsächliche, durch die Verzögerungsleitungen 4, 6 und 7 bedingte tatsächliche Verzögerungsbetrag muß entsprechend justiert werden. Bei der bevorzugten Ausführungsform nach F i g. 8 ist daher die durch die Verzögerungsleitung 4 bedingte Verzögerung gleich einer Horizontalzeilenperiode minus der durch die Differenzstufe 3 bedingten Verzögerung. Entsprechend ist der durch die Verzögerungsleitung 6 bedingte tatsächliche Verzögerungsbetrag gleich einer Horizontalzeilenperiode minus den durch das Filter 2 und die Additionsstufe 5 bedingten kombinierten Verzögerungen.

Aufgrund des bekannten Zusammenhangs der Farbhilfsträgerkomponenten-Frequenz und der Horizontal-

zeilenfrequenz von NTSC-Signalen mit /*. = 227,5 f_H wird bei der speziellen erfindungsgemäßen Ausführungsform eine nicht ganzzahlige Anzahl von Tastwerten mit 3 χ 227,5=682,5 Taktperioden in einer Horjzontalzeilenperiode erhalten. Um diesen nicht ganzzahligen Zusammenhang zu kompensieren, kann die Verzögerungsleitung 6 so ausgelegt werden, daß sich eine abwechselnde Verzögerung von beispielsweise 682 und 683 Taktperioden in abwechselnd aufeinanderfolgenden Zeilen ergibt, was der nächstliegendsten höheren und jo tieferen ganzen Zahl von Taktperioden entspricht. Damit ist die durch die Verzögerungsleitung 6 in jeweils zwei aufeinanderfolgenden Zeilen bedingte mittlere Verzögerung gleich 682,5 Taktperioden. Um die vorgenannte Abweichung von einer Taktperiode in aufeinanderfolgenden Zeilen zu kompensieren, kann die Verzögerungsleitung 4 so ausgelegt werden, daß sich komplementäre Verzögerungen im Chrominanz-Signalweg von beispielsweise 683 und 682 Taktperioden in abwechselnd aufeinanderfolgenden Zeilen ergeben. Damit ergibt sich durch die Kombination der Verzögerungsleitungen 4 und 6 im Chrominanz-Signalweg eine gewünschte Verzögerung um zwei Zeilen wn exakt 2 χ 682,5 Perioden. Es ist jedoch im Zusammenhang mit den vorstehenden Ausführungen darauf hinzuweisen, daß die tatsächlichen, durch die Verzögerungsleitungen 6 und 4 bedingten Verzögerungen durch die oben genannten entsprechenden Schaltungsverzögerungen im Luminanz- und im Chrominanzsignalweg verringert werden.

Es wird deutlich, daß die durch die Verzögerungsleitung 4 bedingte Verzögerung in abwechselnden Zeilen nicht geändert werden muß, wenn in einer Horizontalzeilenperiode beispielsweise durch Wahl einer Tastfrequenz gleich einem geradzahligen Vielfachen der Farbhilfsträgerfrequenz, etwa dem Vierfachen der Farbhilfsträgerfrequenz eine ganzzahlige Anzahl von Taktsignalen vorgesehen wird.

Hinsichtlich der oben erläuterten Wirkungsweise der digitalen Signalausfall-Kompensationsschaltung nach Fig.8 mit einer Verzögerung um eine Zeile der Luminanz-Komponente und einer Verzögerung um zwei Zeilen der Chrominanz-Komponente ergeben sich mehrere Vorteile. Vor allem stellt die Verzögerung um eine Zeile der breitbandigen Luminanz-Komponente eine Verbesserung gegenüber bekannten digitalen Signalausfall- Kompensationsschaltungcn dar, bei denen eine Verzögerung um zwei Zeilen der Luminanzkomponente vorgesehen ist. Zweitens stellt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eine Verbesserung gegenüber bekannten analogen signalausfall-Kompensationsschaltungen dar, bei denen eine Verzögerung um eine Zeile sowohl für die Luminanz- als auch die Chrominanz-Komponente vorgesehen ist und eine Inversion von Zeile zu Zeile der Chrominanz-Komponente erforderlich ist, um einen richtigen Phasenzusammenhang zu realisieren. Wie oben bereits ausgeführt wurde, sind diese letztgenannten Signalausfall-Kompensationsschaltungen nicht direkt für digitale PAL- oder PAL-M-Systeme verwendbar. Entsprechend sind sie auch nicht direkt für digitale NTSC-Systeme verwendbar, in denen eine Tastsignalfrequenz gleich einem ungeradzahligen Vielfachen oder einem Vielfachen in Form einer rationalen Zahl der NTSC-Hilfsträgerfrequenz verwendet wird. Im Falle der Verwendung der oben genannten Typen von analogen Signalausfall-Kompensationsschaltungen für digitale Farbfernsehsystetne mit bekannten Kammfilterschaltungen würde es notwendig sein, eine vertikale Ausrichtung der Tastwerte vorzusehen. Ein Vorteil der erfindungsgemäßen digitalen Signalausfall-Kompensationsschaltung besteht darin, daß eine vertikale Ausrichtung der Tastwerte niciit erforderlich ist, so daß eine Justierung von Zeile zu Zeile der Tastwerte nicht vorgenommen werden muß.

Es ist darauf hinzuweisen, daß in der erfindungsgemäßen digitalen Signalausfall-Kompensationsschaltung die durch das Filter abgetrennte Chrominanz-Komponente eine auf eine einzige Nennfrequenz begrenzte Bandbreite von beispielsweise 3,58 MHz für das NTSC-System oder 4,43 MHz für das PAL-System besitzt. Diese begrenzte Bandbreite ist im Vergleich zur Bandbreite der Chrominanz-Komponente, welche in NTSC-Systemen beispielsweise von Gleichspannung bis zu 4,2 MHz reicht, sehr schmal. Daher bewirkt die um zwei Zeilen verzögerte Chrominanz-Komponente in Kombination mit der um eine Zeile verzögerten Luminanz-Komponente keine unzulässige Verzerrung im dargestellten Fernsehsignal. Im Vergleich zur vorstehend beschriebenen erfindungsgemäßen Signalausfa" Kompensationsschaltung führt bei bekannten analogen Kompensationsschaltungen, in denen beispielsweise Bandpaßfilter zur Abtrennung der Chrominanz- und Luminanzkomponente verwendet werden, ein Signalausfall-Kompensationssignal, das eine um eine Zeile verzögerte Luminanz-Komponente und eine um 2 Zeilen verzögerte Chrominanz-Komponente enthält, zu einer sichtbaren wechselweisen Beeinflussung der Luminanz-Komponente und der Chrominanzkomponente im Fernsehbild. Dies ergibt sich weitgehend aus einer relativ breiten Nenn-Bandbreite der abgetrennten analogen Chrominanz-Komponente, welche durch die bekannte Frequenzcharakteristik analoger Filter bedingt ist Darüber hinaus wird durch die erfindungsgemäße Signalausfall-Kompensationsschaltung bei der Rückkombination der getrennt verarbeiteten Komponenten in ein zusammengesetztes Signal die volle ursprüngliche Frequenzbandbreite des Fernsehsignals zurückgewonnen, so daß praktisch keine Frequenzverluste auftreten. Im Gegensatz dazu ergeben sich bei Verwendung von analogen Filtern zur Signalverarbeitung Verluste in der Bandbreite des zusammengesetzten Signals.

Im Vergleich mit bekannten analogen Kompensationsschaltungen bietet die erfindungsgemäße Signalausfall-Kompensationsschaltung einen weiteren Vorteil. In der erfindungsgemäßen Schaltung ist abgesehen von der gewünschten Verzögerung um eine Horizontalzeile in dem durch die Kompensationsschaltung verarbeiteten zusammengesetzten Signal keine relative Verzögerung zwischen der Luminanz- und der Chrominanz-Komponente vorhanden, da diese Signalkomponenten durch genaue Taktung der Digitalsignale während ihrer Verarbeitung synchron gehalten werden und da die durch die verschiedenen Schallungsteile bedingten entsprechenden Verzögerungen bekannt sinJ und durch feste Verzögerungsleitungen kompensiert werden.

Da der erfindtingsgemäße Filterprozeß auf eine Ausmittelung weniger aufeinanderfolgender Tastwerte in der gleichen Fernsehzeile beschränkt ist, werden kurze zeitliche Störungen, wie beispielsweise in das Fernsehsignal eingeführte Rauschspitzen zeitlich auf das Auftreten der speziellen Tastwerte -und auf die relativ kurze Zeit, in der sie gemittelt werden, begrenzt. Im Gegensatz dazu bedingen bekannte digitale Kammfilter, welche Tastwerte aus Tastungen verschiedener Fernsehzeilen liefern, oder analoge Filter, deren Zeitcharakteristik durch Rauschspitzen hervorgerufene

sichtbare Übergänge in Form von Streifen im angezeigten Fernsehsignal erzeugen, eine stärkere Signalverzerrung.

Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen digitalen Signalausfall-Kompensationsschaltung ist darin zu se· % hen, daß die gesamte Signalverarbeitung in Echtzeit unter Verwendung von Standard-TTL-Schaltungen (Transistor-Transistor-Logik) durchgeführt wird, was anhand der Beschreibung der detaillierten Schaltung einer bevorzugten Ausführungsform nach den Fig. 13a bis 13h noch genauer erläutert wird. Die Schaltung nach den vorgenannten Figuren eignet sich zur Signalausfall-Kompensation in einem Farbfernsehsignal-Aufzeichnungs- und Wiedergabesystem, in dem beispielsweise ein NTSC-. PAL- oder PAL-M-Farbfernsehsignal durch Tastung mit einer Frequenz, welche gleich der dreifachen Farbhilfsträgerfrequenz des Fernsehsignals ist, in eine Digitalform codiert wird. Zunächst wird eine der Schaltung 25. In der Ausführungsform nach Fig. 10 ist die Verzögerungsstufe 6 der Ausführungsform nach Fig.8 durch eine Verzögerungsleitung 30 ersetzt, welche in den Pfad für das zusammengesetzte Fernsehsignal zwischen den Ausgang 14 des Schalters 1 und den Eingang 18 des Filters 2 gekoppelt ist. Die Verzögerungsstufe 30 bedingt eine Verzögerung sowohl für die Chrominanz- als auch für die Luminanzkomponente von einer Periode einer Horizontalzeile minus den kombinierten Verzögerungen des Filters 2 und der Additionsstufe 5. Ersichtlich sind die resultierenden entsprechend'·!! Verzögerungen der Chrominanz- und der Luminanzkomponentc dieselben wie in der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung nach F i g. 8.

In der Schaltung 25 der Ausführungsform nach F i g. 11 ist die Vcrzögerungssüife 6 der entsprechenden Schaltung 25 der Ausführungsform nach F i g. 8 durch

dung in NTSC-Systemen eignet, in denen die Tastsignal-Frequenz

/",„, = 3 χ 3.58 MH/.= 10.74 MHz

ist. Das Tastsignal ist in an sich bekannter Weise in der Phase auf die Farbsynchronkomponente des Hilfsträgersignals festgelegt. Die Tastfrequenz ist gleich der Taktfrequenz, wie dies oben anhand von Fig.8 beschrieben wurde Daher wird im folgenden wechselweise von Tastfrequenz und Taktfrequenz gesprochen.

Generell muß für die Funktion der erfindungsgemä-Ben Signalausfall-Kompensationsschaltung die zur Codierung des zusammengesetzten analogen Signals, beispielsweise des Farbfernsehsignals verwendete Tastfrequenz nicht gleich der zur Synchronisation der verschiedenen Teile der Signalausfall-Kompensationsschaltung verwendeten Taktsignalfrequenz sein. Im letzteren Falle können die Tastwerte beispielsweise mit der Tastfrequenz in einen Puffer aufgenommen und gespeichert werden und danach mit einer unterschiedlichen Taktfrequenz, welche zur Synchronisation der Schaltung verwendet wird, zurückgewonnen werden.

Weitere Ausführungsformen der Signalausfall-Kompensationsschaltungen sind in den Fig. 9 bis 11 dargestellt, welche nun kurz beschrieben werden. Um einen Vergleich mit der oben erläuterten Ausführungsform nach F i g. 8 zu erleichtern, sind dabei gleichartige Schaltungsteile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 9 entspricht derjenigen nach Fig. 8 mit der Ausnahme, daß der Eingang der Schaltung 25. d. h.. der Eingang 18 des Filters 2 und der Eingang 27 der Verzögerungsstute 7 statt an den Ausgang 14 gemäß F i g. 8 an den Eingang 11 des Schalters 1 angekoppelt sind. Diese spezielle Schaltungsausgestaltung ist zweckmäßig, wenn lediglich eine Zeile der Fernsehinformation durch ein Ausfallkompensationssignal zu ersetzen ist, da keine Rückführung der verzögerten Information vom Ausgang des Schalters auf seinen Eingang im Sinne der Schaltungsanordnung nach F i g. 8 vorgesehen ist. Ist eine Kompensation von mehr als einer Zeile notwendig, so kann am Ausgang des Schalters 1 ein weiterer Speicher, wie beispielsweise ein bekannter Ringspeicher vorgesehen werden.

Die Fig. 10 und 11 zeigen weitere Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Signalausfall-Kompensationsschaltung. Diese Ausführungsformen unterscheiden sich von den vorbeschriebenen Ausführungsformen nach den F i g. 8 und 9 durch die folgende Ausgestaltung für das abgetrennte Luminan/Signal zwischen den Ausgang 19 des Filters 2 und den Eingang 22 der Summationsstufe 5 geschaltet ist. Weiterhin ist im Pfad für das abgetrennte Chrominanz-Signal eine weitere, im folgenden noch zu erläuternde Verzögerungsleitung vorgesehen. Die Verzögerungsleitung 31 bewirkt eine Verzögerung um eine Horizontalzeile minus der durch das Filter 2 und die Additionsstufe ΐ bewirkten kombin.irten Verzögerungen. Die Verzögerungsleitung 4 nach F i g. 8 ist in der Ausführungsform nach F i g. 11 durch eine Verzögerungsleitung 32 ersetzt, welche in den Pfad für das abgetrennte Chrominanz-Signal zwischen den Ausgang 20 der Differenzstufe 3 und den Eingang 21 der Additionsstufe 5 gekoppelt ist. Diese Verzögerungsleitung 32 bewirkt eine Verzögerung um zwei Horizontalzeilen minus den durch die Schaltungsteile 7, 3 und 5 bewirkten kombinierten Verzögerungen. Daher werden die gewünschte Verzögerung um eine Zeile der Luminanz-Komponente und die gewünschte Verzögerung um zwei Zeilen der Chrominanz-Komponente jeweils in den entsprechenden F.aden für das abgetrennte Signal dieser Komponenten der Schaltungsanordnung nach F i g. 11 realisiert.

Aus den vorstehenden Ausführungen folgt, daß die erfindungsgemäße Signalausfall-Kompensationsschaltung durch mehrere Kombinationen von Verzögerungsstufen realisiert werden kann, welche sowohl in den Pfad für das zusammengesetzte Signal als auch in die Pfade für das abgetrennte Chrominanz- und das abgetrennte Luminanz-Signal gekoppelt sind, um die gewünschten Verzögerungen von einer Zeile für die Luminanz-Komponente bzw. von zwei Zeilen iur die Chrominanz-Komponente zu realisieren. Weiterhin ist ersichtlich, daß unterschiedliche Ausführungsformen der Schaltung 25 der Signalausfall- Kompensationsschaltungsanordnung ein Eingangssignal entweder direkt wie bei der Ausführungsform nach Fig.9 oder über einen Schalter wie bei den Ausführungsformen nach den Fig.8. 10 und 11 aufnehmen können. Schließlich ergibt sich aus den vorstehenden Ausführungen, daß bei den Ausführungsformen nach den F i g. 8 bis 11 das Filter 2 gemäß den Ausführungsformen nach den F i g. 2 und 6 ausgebildet werden kann, um ein Mittehvert-Ausgangssignal oder ein gewichtetes Mittelwert-Ausgangssignai zu erzeugen.

Ein Beispiel für eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Signalausfall- Kompensationsschaltung zur Verarbeitung eines digitalen NTSC-Farbfernsehsignals, das durch Tastung des Signals mit einer

Tastfrequenz gewonnen wird, welche ein geradzahliges Vielfaches der Farbhilfsträgersignal-Frequenz ist, ist in Fig. 12 dargestellt. Bei dieser Ausführungsform wird eine Tastfrequenz verwendet, welche gleich der vierfachen Farbhilfsträgerfrequenz ist. In an sich bekannter Weise führt die Tastung eines NTSC-Farbfernsehsignals mit einer einem ganzzahligen Vielfachen der Firbhilfsträgersignal-Frequenz gleichen Frequenz zu 'rastwerten, welche den Stellen von vertikal ausgerichteten Bildelementen entsprechen. Allerdings besitzt ein NTSC-Farbhilfsträgersignal in ..ufeinanderfolgenden Zeilen eine gegensinnige Phase und in jeder zweiten Zeile eine identische Phase. Um ein phasenmäßig richtiges Ausfall-Kompensationssignal zu erhalten, braucht daher eine abgetrennte NTSC-Chrominanz- H Komponente in einfacher Weise in aufeinanderfolgenden Zeilen lediglich invertiert zu werden, wie dies an sich bekannt ist. Um einen Vergleich mit den vorstehend beschriebenen Ausfiihrungsformen ;iach den F i g. 8 bis Il zu erleichtern, sind in Fig. 12 entsprechende Schaltungsteile mit entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet. Um eine unnötige Wiederholung zu vermeiden, werden lediglich die Teile der Schaltungsanordnung nach Fig. 12 beschrieben, welche sich von den Schaltungsanordnungen nach den F i g. 8 bis Il unterscheiden. Wie oben ausgeführt, wird in der Ausführungsform nach Fig. 12 eine Tastfrequenz f,„, verwendet, welche gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Hilfsträgerfrcyjenz /",„(, ist. Weiterhin wird eine Taktsignalfrequenz verwendet, welche gleich 4x3.^8 MHz= 14,32 MHz ist. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 12 kann das Filter 2 gemäß den vorbeschriebenen Ausführungsformen nach F i g. 2 oder 6 ausgebildet werden.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 12 wird ein NTSC-Farbfernsehsignal am Ausgang des Filters 2 in eine Luminanz- und eine Chrominanzkomponente aufgetrennt, wie dies anhand von Fig. 8 beschrieben wurde. Bei einem Vergleich der Schaltungsanordnung nach F i g. 12 und der Schaltungsanordnung nach F i g. 8 w zeigt sich, daß die Verzögerungsleitung 4 im Pfad für die abgetrennte Chrominanz-Komponente durch einen Phaseninverter 40 ersetzt ist. Um die durch den Inverter hervorgerufene Verzögerung zu kompensieren, ist in den Pfad für das abgetrennte Luminanz-Signal eine zusätzliche Verzögerungsstufe 41 vorgesehen. Diese Verzögerungsstufe 41 bewirkt eine Verzögerung, welche gleich der des Inverters 40 ist. Somit ergibt sich für die nachfolgende Kombination der abgetrennten Signale in der Additionsstufe 5 der gleiche Verzögerungsbetrag sowohl im Pfad für die abgetrennte Luminanz-Komponente als auch im Pfad für die abgetrennte Chrominanz-Komponente. Die um eine Zeile verzögernde Verzögerungsstufe 6 bewirkt daher eine Verzögerung von einem Horizontalzeilenintervall minus der kombinierten Verzögerungen des Filters 2, der Verzögerungsstufe 41 und der Additionsstufe 5. Aus den vorstehenden Ausführungen folgt, daß in der Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnungnach F i g. 12 sowohl die Luminanz- als auch die Chrominanz-Komponente um ein Horizontalzeilenintervall verzögert wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform einer speziellen Schaltungsanordnung zur Realisierung der Ausführungsform der Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnung nach F i g. 8 ist in den aufeinanderfolgender. Fig. 13a bis 13h dargestellt. Um einen Vergleich zwischen den Fig.8 und 13 zu erleichtern, sind Schaltungsteile in der speziellen Schaltungsanordnung nach Fig. 13, welche Elementen des Blockschaltbildes nach Fig.Ji entsprechen, durch gestrichelte Linien eingefaßt und mit gleichen Bezugszeichen versehen. Entsprechend sind Verbindungsleitungen zwischen den einzelnen Schaltungsteilen der speziellen Schaltungsanordnung mit Bezugszeichen versehen, welche den Eingangs- und Ausgangsbezeichnungen der entsprechenden Blöcke nach Fig.8 entsprechen. In den Fig. 13a bis 13h dargestellten integrierte Schaltkreiskomponenten sind mit den gewöhnlich von den Herstellern verwendeten entsprechenden Zahlenbezeichnungen versehen.

Im Schaltiingsteil nach Fig. 13a werden aufeinanderfolgende parallele digitale Worttastungen mit 8 Bit 5,, S₂, S), usw. des digitalen Farbfernsehsignals an einem Eingang 10 der Signalausfall-Kompensationsschaltung durch zwei Daten-Auswahl/Multiplexer (742 und (751 des Schalters I aufgenommen. Diese Multiplexer nehmen auch Daten am Eingang 24 der in Fig. 13g und 13h dargestellten Verzögerungsleitung 6 auf. Am Eingang 12 wird durch die Multiplexer ein Steuersignal von einer konventionellen HF-Hüllkurvenpegel-Ausfalldetektorschaltung (nicht dargestellt) der oben genannten Art aufgenommen. Im Normalbetrieb geben die Multiplexer die Eingangsdaten vom Eingang 10 zum Ausgang 14. Wird das Steuersignal am Eingang 12 empfangen, so schalten die Multiplexer vom Eingang 10 auf den Eingang 24. Die Daten vom Ausgang 14 werden auf den Ausgang 15 der Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnung und weiterhin auf die Eingänge 18 der drei Übertragungspfade über die in den Fig. 13a, 13b und 13c befindliche Filterschaltung 2 gegeben. Es wird eine Ausführungsform der Filterschaltung gemäß Fig. 2 verwendet. Die Daten vom Ausgang 14 werden auf ein erstes durch Flip-Flops U66 und (79 gebildetes Register 50 der Filterschaltung gegeben, welche den ersten Tastwert Si um eine Taktsignalperiode verzögert, um dessen zeitliche Lage für die Addition zum zweiten, um ein Taktsignal später empfangenen Tastwert S₂ sicherzustellen. Die Tastwerte S, und S₂ werden für die Addition auf einen Addierer 51 gekoppelt, welcher gemäß Fig. 13b durch zwei 4-Bit-Binäracldierer (775 und t/83 gebildet wird, während die Summe Si+ S₂ auf ein durch Flip-Flops (757 und (750 gebildetes Register 52 gekoppelt werden, das zur Vorbereitung der Addition mit dem nachfolgend empfangenen Tastwert S3 eine Verzögerung um ein Taktsignal bewirkt. Die letztgenannte Summation wird durch einen Addierer 53 ausgeführt, welcher durch zwei 4-Bit-Binäracldierer (758 und (767 gebildet wird, dessen Ausgangssignal die Summe S= Si+ S₂+ S3 repräsentiert. Das summierte Signal S wird auf ein durch Flip-Flops i/49 und (750 gebildetes Register 54 gekoppelt, urn den richtigen Zeitzusammenhang für die weitere Verarbeitung sicherzustellen. Bei dieser speziellen erfindungsgemäßen Ausführungsform wird ein gemittelter Tastwert durch Teilung des Signals S durch 3 erhalten. Die Teilung durch 3 wird mit einer Genauigkeit von 0,13% gemäß folgendem Näherungsalgorithmus durchgeführt:

JL = ^s + s s s 3 4 16 64 256

(10)

Für die spezielle Durchführung der Ausmittelung der Tastwerte bei der in Rede stehenden bevorzugten

Ausführungsform wird der Näherungsalgorithmus gemäß Gleichung (10) in zwei Schritten wie folgt realisiert:

PS

s_

f-PS

_s_

16

ps

16

Die Schritte (11) und (12) werden durch einen in Fig. 13c dargestellten und im folgenden noch zu beschreibenden Teiler 57 des Filters 2 ausgeführt.

4-Bit-Binäraddierer t/39 und (748 gemäß Fig. 13c empfangen das Signal 5 an zwei Sätzen von Eingängen. An einem Satz der Eingänge sind die Leitungen in konventioneller Weise auf den Addierer gekoppelt, um das Signal Sum zwei Bit-Positionen zur Gewinnung des Wertes 5/4 zu verschieben. Der Addierer liefert eine Summe von (S+ S/4). Am Ausgang des Addierers wird das summierte Signal in konventioneller Weise um eine weitere Bit-Position verschoben, um ein Ausgangssignal zu gewinnen, das (S+S/4)/2 zu gewinnen. Dieses Ausgangssignal repräsentiert die doppelte in Gleichung (11) definierte Teilsumme PS. Das Signal 2PS wird auf Flip-Flops t/40 und U14 gegeben, welche getaktet werden, um das Signal 2PS auf zwei Sätze von Eingängen von 4-Bit-Binäraddierern i/32 und (733 zu geben. An einem der Sätze von Eingängen sind die Leitungen in konventioneller Weise auf die Addierer gekoppelt, um das Signal 2PSzur Erzielung des Wertes 2PS/16 um 4 Bit-Positionen zu verschieben. Am Ausgang der Addierer wird das summierte Signal in konventioneller Weise um eine weitere Bit-Position verschoben, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das dem Wert (2 PS+2 PS/\6)/2 entspricht. Dieses Ausgangssignal repräsentiert den Wert S/3 des durch Gleichung (12) angegebenen Näherungsalgorithmus. Das erhaltene Signal S/3 entspricht dem oben beschriebenen Mittelwert-Ausgangssignal der Filterschaltung 2 am Ausgang 7 des Teilers 57. Für einen besseren Vergleich mit F ι g. 2 sind entsprechende Register und entsprechende \ddierer in Fig. 13a und 13b sowie der Teiler in F i g. 13c der Filterschaltung 2 mit gleichen Bezugszeichen versehen. Das Ausgangssignal des Teilers 57 nach Fig. 13c repräsentiert daher das chrominanzfreie Farbfernsehsignal, d. h., die abgetrennte Luminanz-Komponente, wie dies anhand von F i g. 8 beschrieben wurde. Das Signal S/3 wird auf Flip-Flops i/31 und t/22 gegeben, welche ein auf den Eingang 22 des in Fig. 13f dargestellten Addierers 5 gegebenes Ausgangssignal S/3 und ein auf den Eingang 17 der in Fig. 13d dargestellten Differenzstufe 3 gegebenes invertiertes Ausgangssigna] — S/3 liefern.

Die Differenzstufe 3 enthält 4 Bit-Binäraddierer t/30 und t/21, welche das Signal - S/3 an einem Satz von Eingängen 17 aufnehmen. Wie Fig. 13a zeigt, werden die vom Schalter 1 aufgenommenen Farbfernsehdaten auf die Flip-Flops t/8, t/65, t/56 und t/47 enthaltende Verzögerungsstufe 7 gegeben, weiche durch das Taktsignal auf der Leitung 26 getaktet werden, um eine feste vorgegebene Verzögerung des empfangenen Signals für die Kompensation eines durch die Filterschaltung 2 nach den Fig. 13a bis 13c hervorgerufenen bekannten Yerzögerungsbetrages zu realisieren. Die mit V bezeichneten Ausgangsdaten der Verzögerungsstufe 7 werden in einen zweiten Satz von Eingängen 16 von Addierern t/30 und t/21 der in Fig. 13d dargestellten Difterenzstufe 3 eingegeben. Diese Addierer liefern ein Ausgangssignal (V — S/3), das die abgetrennte Chrominanz-Komponente des Farbfernsehsignals repräsentiert, wie dies anhand der Ausführungsform nach F i g. 8 beschrieben wurde. Die erzeugte Chrominanz-Komponente wird über getaktete Flip-Flops t/29 und t/3 und den Ausgang 20 der Stufe 3 auf die in Fig. 13e dargestellte Verzögerungsleitung 4

ίο gegeben.

Die Verzögerungsleitung 4 enthält 8 identische 4x256 Bit-Speicher mit wahlfreiem Zugriff, von denen 6 mit t/26, t/17, UX, (727, t/18 und t/2 bezeichnete Speicher dargestellt sind. Zwei Gruppen von jeweils 4 Speichern werden zur Aufnahme höherwertiger bzw. geringerwertiger Bits verwendet. Die Verzögerungsleitung 4 bewirkt einen festen Verzögerungsbetrag für die abgetrennte Chrominanz-Komponente, welcher gleich einer Horizontalzeilenperiode des Farbfernsehsignals minus der Verzögerung der in den Chrominanz-Signaipfad gekoppelten Differenzstufe 3 ist. Das Einschreiben und Auslesen von Daten in die bzw. aus den Speichern der Verzögerungsleitung 4 wird durch Steuersignale OEi bis ÖZu gesteuert. Diese Signale werden von dem in Fig. 13d dargestellten Speicheradreßgenerator 9 erzeugt, welcher im folgenden noch genauer beschrieben wird. In Kaskade geschaltete getaktete Flip-Flops (7 11, t/3 und t/12, t/3 sowie Multiplexer t/20 und (74 stellen die richtige zeitliche Lage der Ausgangsdaten am Ausgang 28 der Verzögerungsleitung 4 zur Realisierung der vorgenannten Verzögerung sicher.

Um die vorgenannte Änderung der durch die Verzögerungsleitung 4 bewirkten Verzögerung zu realisieren, so daß die Gesamtverzögerung im Chrominanz-Signalweg zwischen 682 und 683 Taktperioden geändert wird, wird ein Steuersignal WAO in die Multiplexer t/20 und (74 eingespeist, um die Ausgänge der Multiplexer zwischen ihren beiden von den Flip-Flops t/11, t/3 bzw. (712, (73 gelieferten Eingangssignalen umzuschalten. Das Steuersignal WAO ist ein Signal, das zwischen einem hohen und einem tiefen logischen Pegel mit einer Frequenz wechselt, welche gleich der halben Horizontalzeilen-Folgefrequenz ist. Dieses Signal wird synchron mit dem Taktsignal mit 10,7 MHz und dem Horizontal-Synchronsignal des durch die Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnung verarbeiteten Videosignal erzeugt. Während jeder Periode nimmt dieses Steuersignal WAO für ein 682 Taktperiode gleiches Intervall einen seiner logischen Pegel und für ein 683 Taktperioden gleiches Intervall seinen anderen logischen Pegel an. Die Umschaltung der Ausgänge der Multiplexer zwischen den von den beiden in Kaskade geschalteten getakteten Flip-Flops gelieferten Eingangssignalen hat den Effekt daß eine Verzögerung von einer Taktperiode in die Verzögerungsleitung 4 eingeführt (oder entfernt) wird. Sind die Ausgänge der Multiplexer an das durch die Flip-Flops t/12 und t/3 gelieferte Eingangssignal angekoppelt, so ist die durch die Verzögerungsleitung 4 bewirkte Verzögerung um eine Taktperiode langer als bei Ankopplung der Ausgänge der Multiplexer zur Aufnahme der von den Flip-Flops t/11 und t/3 empfangenen Daten. Diese zusätzliche Verzögerung um eine Taktperiode stellt die für die Übertragung der Daten vom Ausgang der Flip-Flops i/11 und t/3 zum Ausgang der Flip-Hops i/12 und t/3 erforderliche Zeit dar.
Die am Ausgang 28 der Verzögerungsleitung 4

gelieferte verzögerte Chrominanz-Komponente wird auf den Eingang 21 der in Fig. 13f dargestellten Additionsstufe 5 angelegt. Wie Fig. 13f zeigt, werden die Daten vom Eingang 21 auf einen ersten Satz von Eingängen von vier Bit-Binäraddierern (737 und (713 gegeben. Die die abgetrennte Luminanz-Komponente repräsentierende Datengröße 5/3 wird vom Ausgang 22 über getaktete Flip-Flops t/38 und U14 auf einen zweiten Satz von Eingängen der Addierer gegeben, um die richtige zeitliche Lage für die Addition sicherzustel- |₀ len. Die Ausgangsdaten von den letztgenannten Addierern repräsentieren ein zusammengesetztes Farbfernsehsignal, in dem die Chrominanz-Komponente um etwa eine Horizontalzeilenperiode des Fernsehsignals verzögert ist, während die Luminanz-Komponente mit Ausnahme der oben angegebenen, durch die entsprechenden Schaltungsteile bewirkten Verzögerungen im wesentlichen unverzögert ist.

Um ein Zurückklappen im Ausgangssignal von den Addierern Ui? und UM zu verhindern, wird in der ₂n Schaltung nach Fig. 13f eine Oberlauf- und Unterlauf-Anzeigeschaitung im folgenden Sinne verwendet. Das höchstwertige Bit Q am Eingang des Addierers (737 wird über einen Inverter I₁ auf einen Eingang eines UND-Gatters A\ gegeben. Ein weiteres Eingangssignal für das Gatter A\ wird durch das »Übertragungsw-Ausgangssignal an Pin 9 des Addierers (737 gebildet. Das Ausgangssignal des Gatters A\ wird auf jeweils einen Eingang von QDER-Gattern O\ bis Ck gegeben. Die anderen Hingänge dieser ODfTR-Gatter nehmen das Ausgangssignal der Addierer (737' und (713 auf. Das Ausgangssignal der ODER-Gatter O\ bis C^ wird auf zwei Multiplexer (739 und (746 gegeben. Jedesmal wenn ein Überlauf auftritt, aktiviert das UND-Gatter A\ die ODER-Gatter, um über die Multiplexer (739 und (746 ein Signal mit hochliegendem logischem Pegel auf deren Ausgangsleitungen 23 zu geben, wenn eine Taktung durch das Taktsignal erfolgt. Für Unterläufe wird das »Übertragungs«-Ausgangssignal an Pin 9 des Addierers (737 über einen Inverter /2 auf einen Eingang eines NAND-Gatters N\ gegeben, das an einem weiteren Eingang das in den Eingang des Addierers (737 eingespeiste höchstwertige Bit G aufnimmt. Das Ausgangssignal des Gatters /V₁ wird auf einen Steuereingang der Multiplexer (739 und (746 gegeben. Jedesmal wenn ein Unterlauf auftritt, was durch gleiche Bedingungen an den Pins 9 und 11 des Addierers (737 repräsentiert wird, nimmt der Ausgang des NAND-Gatters N] einen tiefen logischen Pegel an, wodurch die Multiplexer (739 und (746 ein Signal mit tiefliegenden logischen Pegel auf alle ihre Ausgangsleitungen 23 geben.

Wie bekannt, hat die NTSC-Chrominanzhilfsträgerkomponente am Beginn jeder aufeinanderfolgenden Zeile eine entgegengesetzte Phase und damit am Beginn jeder zweiten Zeile die gleiche Phase. Es ist weiterhin bekannt, daß es zur Erzeugung eines Ausfall-Kompensationssignals notwendig ist, sowohl die Luminanz- als auch die Chrominanzkomponente um eine Horizontalzeilenperiode zu verzögern. Um jedoch bei der Ausführungsform nach den Fig. 13a bis 13h einen richtigen Phasenzusammenhang von Zeile zu Zeile der Chrominanz-Komponente zu realisieren, muß diese Komponente um zwei Horizontalzeilenperioden verzögert werden, wie dies aus den folgenden Ausführungen noch folgt

Das Signal am Ausgang der Multiplexer (739 und (/46 in Fig. 13f repräsentiert ein NTSC-Farbfernsehsignal, dessen Chrominanz-Komponente um eine Horizontalzeilenperiode verzögert und dessen Luminanz-Komponente unver7Ögert ist. Das kombinierte zusammengesetzte Fernsehsignal wird vom Ausgang 23 auf die in den Fig. 13g und 13h dargestellte zweite Verzögerungsleitung 6 gegeben. Diese Verzögerungsleitung 6 enthält acht idei.tische 4 χ 256 Bit-Speicher mit wahlfreiem Zugriff, von denen 6 mit (779, (770, ί752, (780, (771 und t/53 bezeichnete Speicher dargestellt sind. Zwei Gruppen von jeweils vier Speichern nehmen höherwertige bzw. geringerwertige Bits auf. Die Verzögerungsleitung 6 verzögert das zusammengesetzte Farbfernsehsignal für ein Intervall, das auf abwechelnden Horizontalzeilen durch eine Taktsignalperiode so justiert ist, daß sich eine Verzögerung von 682 oder 683 Taktsignalperioden minus den entsprechenden, durch das Filter 2 und die Additionsstufe 5 im Luminanz-Signalpfad hervorgerufenen Schaltungsverzögerungen ergibt.

Eine Änderung der Länge der durch die Verzögerungsleitung 6 hervorgerufenen Verzögerung wird durch Multiplexer (782 und (773 sowie getaktele Flip-Flops (781 und (774 nach Fig. 13a bewirkt. Diese Multiplexer und Flip-Flops arbeiten in der gleichen Weise zusammen, wie dies anhand der vorbeschriebenen entsprechenden Komponenten der Verzögerungsleitung 4 nach Fig. 13f erläutert wurde, um die Flip-Flops abwechselnd in den Signalpfad der Verzögerungsleitung 6 einzuschalten und aus diesem abzuschalten. Wie im Falle der Verzögerungsleitung 4 wird das Ausgangssignal der Multiplexer (782 und (773 durch das oben erläuterte Steuersignal WAO abwechselnd zwischen den Eingängen umgeschaltet. Die Verzögerungsleitungen 4 und 6 werden synchron getaktet, so daß jede Verzögerungsleitung geichzeitig die gleiche Verzögerungslänge erzeugt. Die abgetrennte Chrominanz-Komponente läuft daher durch die Verzögerungsleitung 4, während die Verzögerungsleitungen 4 und 6 jeweils eine erste Verzögerung bewirken, welche einer Gesamtverzögerung von beispielsweise 682 Taktsignalperioden entspricht. Allerdings läuft dieselbe Chrominanz-Komponente (nunmehr mit der Luminanz-Komponente kombiniert) durch die folgende Verzögerungsleitung 6, nachdem die Multiplexer der Verzöge'."-ngsleitungen geschaltet wurden, so daß eine Verzögerung entsprechend einer Gesamtverzögerung von 683 Taktsignalperioden gegeben ist. Damit erfährt die Chrominanz-Komponente eine Gesamtverzögerung von zwei Zeilen und eine mittlere Verzögerung vcn 682,5 Taktsignalperioden relativ zur Luminanz-Komponente. Die Luminanz-Komponente erfährt im wesentlichen eine Gesamtverzögerung von einer Zeile. Die Änderung der durch die Verzögerungsleitung 6 bewirkten Verzögerung um eine Taktperiode des Taktsignals mit 10,7 MHz führt zu keinen ins Gewicht fallenden Luminanz-Störungen im dargestellten, einen substituierten Signalausfall-Kompensationsteil enthaltenden Bild.

Wie aus den vorstehenden Ausführungen folgt, bewirken die kombinierten Verzögerungen des Filters 2, der Additionsstufe 5 und der Verzögerungsleitung 6 eine Luminanz-Signalverzögerung entsprechend etwa einer Horizontalzeilenperiode. Entsprechend bewirken die durch die Verzögerungsleitung 7, die Differenzstufe 3. die Verzögerungsleitungen 4 und 6 sowie die Additionsstufe 5 hervorgerufenen kombinierten Verzögerungen eine Chrominanz-Signalverzögerung entsprechend zwei HorizontalzeilenDerioden. Gemäß

Fi g. 13h werden die Ausgangsdaten der Verzögerungsleitung 6 auf den Eingang 24 des Schalters 1 gemäß Fig, 13a gegeben. Wie oben anhand von Fig.8 ausgeführt wurde, repräsentieren diese Daten ein Farbfernseh-Ausfallkompensationssignal in dem die Luminanz-Kompetiente um eine Periode einer Horizontalzeile und die Chrominanzkomponente um zwei Horizontalzeilenperioden verzögert ist

Die Fig. 13f und 13d zeigen Schaltbilder von Speicheradreßgeneratoren 8 und 9, welche auf Speicheradreßleitungen Ao bis A₇ und A₀' bis Af AdreBsignale und auf Speicherschreib/Leseleitungen OE\ bis OEa, und WE\ bis WEt, Schreib- und Lesesteuersignale liefern, welche den Datenfljß durch die entsprechenden Verzögerungsleitungen 6 und 4 steuern. In der Schaltung nach Fig. 13d sind Zähler i/19, i/28 und L/36 so geschaltet, daß sie Taktperioden entsprechend der oben erläuterten tatsächlichen Verzögerung, weiche durch die in den Chrominanz-Signalweg geschaltete Verzögerungsleitung erzeugt wird, zählen. Der binäre Ausgang des Zählers i/36 ist auf einen binären Zweibit-Decoder i/44 gekoppelt, welcher das binäre Eingangssignal mit zwei Bit in ein entsprechendes Ausgangssignal für 4 Leitungen decodiert Das Signal mit 4 Bit wird in ein D-FIip-Flop i/35 eingespeist, das seinerseits auf den Leitungen OE₁ bis OEt, ein Steuersignal mit 4 Bit liefert Jedes Bit dieses Signals dient als Speicherschreib- und Speicherlesesignal zur Säuerung der entsprechenden Lese- und Schreibzyklen der oben erläuterten Speicher mit wahlfreiem Zugriff i/26 t/17, i/1, i/27, (718 und U2 der Verzögerungsleitung 4 in Fig. 13e. Die Speicher-Schreibsteuersignale werden auf Pin 20 und die Speicher-Lesesteuersignale auf Pin 18 jedes Speichers gekoppelt

In der Schaltung nach F i g. 13f sind Zähler i/72, i/63 und i/54 so gekoppelt daß sie Taktsignalperioden entsprechend der tatsächlichen Verzögerung zählen, die durch die im oben beschriebenen Sinne in den kombinierten Signalausfall-Kompensationspfad gekoppelte Verzögerungsleitung 6 hervorgerufen wird. Die Schaltungsauslegung des Speicheradreßgenerators 8 nach Fig. I3f entspricht der Schaltungsauslegung des Speicheradreßgenerators 9 nach F i g. 13d. Daher ist das Speicherschreib- und Lesesteuersignal mit 4 Bit auf den Leitungen WE\ bis WE* am Ausgang des D-FHp-Flops i/43 dem oben beschriebenen Steuersignal auf den Leitungen OE\ bis OEt, nach Fig. 13d analog. Dieses Speicherschreib- und Lesesteuersignal dient zur Steuerung der Schreib- und Lesezyklen der Speicher mit wahlfreiem Zugriff i/79, i/70, i/52, t/80 und i/71 in der Verzögerungsleitung 6 nach F i g. 13g. Die Schaltbilder nach den F i g. 13f und 13d geben die Speicheradreßgeneratoren 8 und 9 in ausreichendem Detail wieder. Eine weitere Erläuterung ist daher nicht erforderlich.

Ersichtlich können abgewandelte Ausführungsformen, welche den beschriebenen detaillierten Schaltungen nach den Fig. 13a bis 13h gleichartig sind, sowie andere Schaltungselemente in diesen Ausführungsformen verwendet werden, um die erläuterte Funktion der Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnung mit Übereinstimmung mit dem erfindungsgemäßen Verfahren zu realisieren. So kann beispielsweise die Differenzstufe 3 durch eine Subtraktionsstufe realisiert werden, der die entsprechenden Signale mit gleicher Polarität zugeführt werden, wie dies an sich bekannt ist. Entsprechend können auch andere Schaltungselemente in der Summationsstufe 5 verwendet werden, um die Kombination der Chrominanz- und der Luminanzkom ponente zu realisieren. Zur Realisierung der Verzögerung können in den Verzögerungsleitungen 4 und 6 anstelle der Speicher mit wahlfreiem Zugriff beispielsweise auch Schieberegister verwendet werden. Zur Realisierung der Teilung durch den Faktor 3 der Tastwerte in der Filterschaltung 2 können anstelle der beschriebenen Schaltungselemente zur Implementierung des Näherungsalgorithmus gemäß Gleichung (10) beispielsweise auch Festwertspeicher verwendet wer den.

Vorstehend wurden Beispiele bevorzugter Ausführungsformen von Signalausfall-Kompensationsschaltungen zur Kompensation von NTSC-Farbfernsehsignalen beschrieben. Die verschiedenen Ausführungsfor- men können jedoch auch zur Signalausfallkompensation anderer Farbfernsehsysteme, beispielsweise des PAL- oder des PAL-M-Systems verwendet werden. Beispielsweise kann die in den Fig. 13a bis 13h dargestellte Schaltungsanordnung mit Ausnahme der entsprechen den Speicheradreßgeneratoren 8 und 9 zur Steuerung der entsprechenden Verzögerungsleitungen 4 und 6 für PAL-Systeme verwendet werden. Der genannte Unterschied in der Schaltungsanordnung ist aufgrund des Unterschiedes in der Beziehung der Chrominanz-Hilfs trägersignalfrequenz zur Horizontalzeilenfrequenz in NTSC- und PAL-Systemen notwendig. Für PAL-Farbfernsehsignale ist im Gegensatz zur Chrominanz-Hilfsträger-Taktsignalfrequenz von 10,7 MHz für NTSC-Signale eine dreifache Chrominanz-Hilfsträger-Taktsi- gnalfrequenz von 13,29 MHz erforderlich. Da sich die Horizontalzeilenfrequenz von PAL- und NTSC-Signalen um weniger als 1 % unterscheidet, führt die höhere Tastfrequenz bei PAL-Signalen zu einer höheren Anzahl von Taktperioden pro Horizontalzeilenperiode.

Daher müssen für PAL-Signale die obengenannten Schaltungs-Teile 4,6,8 und 9 nach den Fig. 13a bis 13h so ausgelegt werden, daß sie eine höhere Anzahl von Taktperioden pro Zeile verarbeiten, um den gleichen, für NTSC-Signale vorgesehenen festen Verzögerungs betrag zu gewährleisten. Darüber hinaus werden die in F i g. 13a bis 13h mit 10,7 MHz und 10,7 MHz angegebenen Taktsignale durch Taktsignale mit 133MHz und 133 MHz ersetzt Entsprechende Änderungen sind in den Schaltungsteilen der entsprechenden Ausführungs formen nach den F i g. 9 bis 12 erforderlich, wenn diese Ausführungsformen zur Verarbeitung von PAL- oder anderen Fernsehsignalen ausgelegt werden sollen. Darüber hinaus kann eine Tastfrequenz verwendet werden, welche gleich einem geradzahligen Vielfachen der PAL-Farbhilfsträgerfrequenz (oder eines anderen Fernsehsignals) ist. Die Fig. 14 und 15 zeigen jeweils ein Blockschaltbild einer PAL-Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnung, in der das PAL-Fernsehsignal mit einer Frequenz getestet wird, welche gleich der vierfachen PAL-Farbhilfsträgerfrequenz, d. h., gleich 17,72MHz ist. Dabei wird eine Filterschaltung 2 verwendet, welche zur Verarbeitung derartiger Tastwerte ausgelegt ist. Es kann sich beispielsweise um eine Filterschaltung des in Fi g. 6 dargestellten Typs handeln.

Da die Ausführungsformen nach den F i g. 14 und 15 mit den AusfühfUilgsförfflefl nach den Fig.8 Und 12 gleichartig sind, sind entsprechende Schaltungsteile in den verschiedenen Ausführungsformen rrfit entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet. Es werden lediglich diejenigen Teile der Schaltungsanordnungen nach den Fig. 14 und 15 beschrieben, welche sich von den oben beschriebenen Ausführungsformen unterscheiden. Die Ausführungsform nach Fig. 14 eigne! sich zur

Kompensation sowohl von PAL- als auch von PAL-M-FarbfernsehsignaJen, Die abgetrennte Chrominanz-Komponente wird in aufeinanderfolgenden Zeilen durch eine um eine Zeile verzögerte Verzögerungsstufe 4 verzögert, und durch den Phaseninverter 40 invertiert, wobei diese beiden Stufen in den Signalpfad für die abgetrennte Chrominanz-Komponente gekoppelt sind. Die durch die Verzögerungsleitung 4 bewirkte Verzögerung ist gleich einer Horizontalzeilenperiode minus der kombinierten Verzögerungen in der Differenzstufe 3 und im Phaseninverter 40. Die um eine Zeile verzögernde Verzögerungsstufe 6 bewirkt eine Verzögerung, weiche gleich einer Horizontalzeilenperiode minus der durch das Filter 2 und die Additionsstufe 5 bewirkten kombinierten Verzögerung ist. Somit wird bei der Ausführungsform nach F i g. 14 die Luminanz-Komponente im wesentlichen um eine Horizontalzeilenperiode und die Chrominanz-Komponente um zwei Horizontalzeilenperioden verzögert

Die in Fig. 15 dargestellte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnung eignet sich zur Verwendung in PAL- und PAL-M-Systemen. Die abgetrennte Chrominanz-Komponente am Ausgang der Differenzstufe 3 wird durch einen Decoder 42 in an sich bekannter Weise in ihre u- und v-Farbkomponenten farbdecodierL Erfolgt beispielsweise die Tastung des Farbfernsehsignals genau längs der Farbhilfsträgerkomponenten-Achse, so stellen abwechselnd aufeinanderfolgende Tastwerte die entsprechenden u- und v-Komponenten dar. Dieser Sachverhalt folgt aus der bekannten Eigenschaft von PAL- und PAL-M-Signalen, daß die u- und v-Komponenten in Quadratur auf den Hilfsträger aufmoduliert sind, so daß sich immer eine Phasendifferenz von exakt 90° ergibt. Wenn die Tastfrequenz gleich der vierfachen Farbhilfsträgersignal-Frequenz ist und das Taktsignal mit dem Farbhilfsträgersignal in Phase ist, so kann daher der Decoder 42 als einfaches Gatter zur Trennung der abwechselnd aufeinanderfolgenden Tastwerte ausgestaltet werden, welche den u- und v-Komponenten zugeordnet sind. Die erläuterte Decodierungstechnik ist für PAL- oder PAL-M-Systeme an sich bekannt. Die abgetrennte v-Komponente wird sodann durch einen Phaseninverter 44 invertiert. Die abgetrennte u-Komponente und die invertierte v-Komponente werden in einem Addierer 45 beispielsweise dadurch kombiniert, daß sie in einfacher Weise als Komponente υ und Komponente ( — v) addiert werden. Um die durch den Inverter 44 bewirkte Verzögerung zu kompensieren, wird im Signalpfad für die abgetrennte Komponente u eine Verzögerungsstufe 43 verwendet, welche zwischen den Ausgang des Decoders 42 und den Addierer 45 gekoppelt ist, um die Komponenten u und ν zur Vorbereitung für die folgende Addition im Addierer 45 um den gleichen Betrag zu verzögern. Entsprechend ist eine Verzögerungsstufe 41 in den Signalpfad für die abgetrennte Luminanz-Komponente zwischen den Ausgang des Filters 2 und den Eingang des Addierers 5 gekoppelt, deren Verzögerung gleich den kombinierten Verzögerungen der Stufen 3, 42, 43 und 45 im Signaipfad für die abgetrennte Chrominanz-Komponente ist, um in den Signalpfaden für die abgetrennte Chrominanz-Komponente und die abgetrennte Luminanz-Komponente zur Vorbereitung für die nachfolgende Addition dieser Komponenten im Addierer 5 exakt den gleichen Verzögerungsbetrag zu realisieren.

Aus den vorstehenden Ausführungen folgt, daß sowohl die Chrominanz· als auch die Luminanz-Signalkomponente in der Schaltungsanordnung nach Fi g, 15 um eine Horizontalzeilenperiode verzögert werden.

Die Verschiebung von Zeile zu Zeile um eine Viertel Periode, welche aus der Phasenverschiebung um 90° resultiert, die während aufeinanderfolgender Fernsehzeilen in der PAL-Hilfsträgerkomponente auftritt, wird in den erfindungsgemäßen PAL-Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnungen selektiv justiert, wenn an die Stelle einer folgenden defekten Zeile des Fernsehsignals eine vorangehende Zeile des Fernsehsignals gesetzt wird. Dies erfolgt durch Einspeisung einer geeigneten Anzahl von Taktsignaien in die entsprechenden Verzögerungsleitungen 4 und 6 der verschiedenen Ausführungsformen und durch entsprechende Verschiebung des Beginns jeder aufeinanderfolgenden Zeile zur Kompensation der Verschiebung.

Zur Realisierung dieses Sachverhaltes dienen entsprechende Speicheradreßgeneratoren gemäß den Schaltbildern nach den Fig. 16a und 16b zur Verwendung in den Signalausfall-Kompensationsschaltungsanordnungen nach den F i g. 13a bis 13h für PAL-Farbfernsehsignale. Speziell ersetzt ein in Fi g. 16a dargestellter PAL-Speicheradreßgenerator 109 den NTSC-Speicheradreßgenerator9 nach Fig. 13d unddn PAL-Speicheradreßgenerator lOISr.ach Fig. 16bden NTSC-Speicheradreßgenerator8nach Fig. 13f.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 16a wird ein erstes Signal Ci, nnit einer Frequenz fan von einem Viertel der PAL-Horizontalsynchronfrequenz von 15,625 kHz von einem Flip-Flop L/221 aufgenommen. Ein zweites Signal Ci der Frequenz fan der halben PAL-Horizontalsynchron Frequenz wird von einem Flip-Flop i/223 aufgenommen. Die beiden Signale Q und Ci sind in der Frequenz und in der Phase auf ein Standard-PAL-Fernsehsignal mit einer Sequenz von vier Horizontalzeilen festgelegt, das am Eingang 10 der Schaltungsanordnung nach Fig. 13a aufgenommen wird. Diese Signale können von einer (nicht dargestellten) konventionellen PAL-Synchronverarbeitungsschaltung abgeleitet werden. Die Signale werden zur Erzielung einer Rauschfreiheit durch die Flip-Flops U221 und ί/223 getaktet Das Ausgangssignal mit der Frequenz fan des Flip-Flops U 221 wird über einen Inverter L/222 in zwei Flip-Flops i/224 und L/225 eingespeist. Die letztgenannten Flip-Flops nehmen jeweils ein Signal mit der Frequenz fan vom Flip*Flop L/223 auf, das seinerseits durch ein Taktsignal mit 133 MHz getaktet wird. Die Frequenz des Taktsignals entspricht der dreifachen PAL-Farbhüfsträger-Signalfrequenz von 4,43 MHz. Die Flip-Flops U224und U225 teilen die Frequenz der Signale an ihren entsprechenden Eingängen durch 2. Daher haben die entsprechenden Ausgangssignale aar Flip-Flops L/224 und L/225 eine Frequenz von fan, wobei sie durch die oben erläuterte Funktion der Schaötungsteile in der Phase aufeinander festgelegt sind. Ein horizonlalfrequenler Schreibimpuls fa wird durch einem monostabilen Multivibrator L/226 aufgenommen, welcher als Impulsdehner dient. Der Schreibimpuls wird durch die an sich bekannte PAL'H/4-Horizontitlzeilensequenz moduliert und durch die vorgenannte konventionelle PAL-Synchronprozessorschaltung derart erzeugt, daß er in der Frequenz und der Phase auf die Signale Q und Ci festgelegt ist. Der gedehnte Schreibimpuls wird von einem Zähler U227 aufgenommen, welcher auch das /««-Signal vom Flip-Flop L/224 und das Taktsignal mit 13,3MHz aufnimmt. Der gedehnte Schreibimpuls, der als Zähler-Rücksetzimpuls bezeichnet ist, dient zur Rücksetzung

des Zählers £/227 am Beginn jeder Horizontalzejle,

Speicheradre^änler t/229, t/230, £/231 und £/235 zählen in an sich bekannter Weise 0 bis 768 Taktperioden mit der Taktsignal-Folgefrequenz von 13,3 MHz, um die Speicheradreßsignale auf den s Leitungen /W bis Aj' und die Schreib- und Lesesteuersignale auf den Leitungen O~E\ bis OEt₁ zu erzeugen. Ein zwei aus vier-Decoder £/236 sowie folgende getaktete Puffer £/237 und £/238 werden von den Zählern angesteuert, um die Adreßsignale sowie die Schreib- ι ο und Lesesteuersignale in der oben beschriebenen Weise für vergleichbare, im Speicheradreßgenerator 9 nach Fig. 13d enthaltene Schaltungsteile zu erzeugen. Die oben genannte zeilenweise Justierung um ein Viertel der Hilfsträgerperiode wird durch den Zähler U227 durchgeführt Das Ausgangssignal des Zählers i/227 wird über einen Inverter £/228 auf Zähler £/229, £/230 und t/231 und über ein zusätzliches Flip-Flop t/233 auf einen Zähler t/235 gekoppelt Das Ausgangssignal des Zählers £/227 dient zum Starten der Speicheradreßzäh-Ier am Beginn jeder Horizontalzeile. Die Modulation des Ausgangssignals des Zählers £/227 durch das /"«/.»-Signal vom Flip-Flop t/224 bewirkt eine Verschiebung des Beginns jeder aufeinanderfolgenden Horizontalzeile, um die gewünschte Verschiebung um ein Viertel der Hilfsträgerperiode in aufeinanderfolgenden Horizontalzeilen zu realisieren. Die oben genannten 768 Taktperioden entsprechen der durch die Verzögerungsleitung 4 im Chrominanz-Signalpfad bewirkten Verzögerung um eine Zeile wie dies im Detail anhand des Blockschaltbildes nach F i g. 8 und der Schaltbilder nach den F i g. 13a bis ;3h beschrieben wurde.

Wie aus den Zeichnungen hervorgeht, entspricht der Speicheradreßgenerator 1OP nach Fig. 16b dem oben beschriebenen Speicheradre3gen"rator 109 nach Fig. 16a. Die beiden Impulse, nämlich der fan-Ausgangsimpuls vom Flip-Flop t/225 und der Zähler-Rücksetzimpuls vom monostabilen Multvibrator t/226 werden in einen Zähler U 227a des Generators 108 eingegeben. Wie ein Vergleich der Generatoren nach den F i g. 16a und 16b zeigt entspricht die Funktion des Zählers U227a nach Fig. 16b der vorbeschriebenen Funktion des Zählers £/227 nach Fig. 16a. Daher arbeitet der Generator 108 in entsprechender Weise wie der oben erläuterte Generator 109. Allerdings unterscheidet sich die durch die Speicheradreßzähler nach Fig. 16b gelieferte tatsächliche Zählung, welche über die Speicheradreßleitungen A₀ bis A₁ auf die in Fig. 13g dargestellten Speicher mit wahlfreiem Zugriff der Verzögerungsleitung 6 übertragen werden, von der durch den Generator 109 erzeugten Zählung, Dieser Unterschied ergibt sich aus der unterschiedlichen Länge der um eine Zeile verzögerten Verzögerungsleitung 6 im Signalpfad der rekombinierte Luminanz- und Chrominanz-Komponente, wie dies oben anhand der Fig.8 und 13a bis 13h beschrieben wurde. Die geringfügigen Unterschiede zwischen den entsprechenden Schaltbildern nach Fig. 16a und 16b geben daher die vorstehend erläuterten Unterschiede wieder,

Ein PAL- oder PAL-M-Chrominanz-Hilfsträgersignal besitzt eine inkrementelle Phasenverschiebung von 90° in aufeinanderfolgenden Zeilen und in jeder zweiten Zeile eine gegensinnige Phase. Daher hat ein PAL- oder PAL-M-Signal in jeder vierten Zeile eine identische Phase. Um die richtige Phase des Ausfall-Kompensaüonssignals für PAL- oder PAL-M-Signale zu realisieren, kann die abgetrennte Chrominanz-Komponente um eine Horizontalzeilenperiode verzögert und in aufeinanderfolgenden Zeilen invertiert werden. Stattdessen kann auch die abgetrennte Chrominanz-Komponente in u- und v-Komponenten decodiert werden, wobei die v-Komponente nachfolgend in aufeinanderfolgenden Zeilen invertiert wird, um die vertikale Ausrichtung der Tastwerte des Ausfall-Kompensationssignals zu erreichen.

Hinsichtlich der Abweichungen der verschiedenen erfindungsgemäßen Ausführungsformen ist darauf hinzuweisen, daß anstelle der Ankopplung des Eingangs der Signalausfall-Kompensationsschaltung 25 an den Ausgang 14 des Schalters 1 gemäß den Fig. 12, 14 und 15 auch eine Ankopplung an den Eingang 11 des Schalters 1 entsprechend F i g. 9 erfolgen kann. Darüber hinaus wird in den in den Fig. 12, 14 und 15 dargestellten erfindungsgemäßen Ausführungsformen eine der vierfachen Farbhilfsträgerfrequenz gleiche Rastfrequenz verwendet. Es ist daher zweckmäßig, die Ausführung der Filterschaltung 2 nach Fig.2 zu verwenden. Dieser Vorteil folgt aus der Tatsache, daß die Filterschaltung nach Fig.2 einen gewichteten mittleren Tastwert des Farbfernsehsignals liefert welcher aus einer ungeraden Anzahl von Tastungen gewonnen wird, wodurch eine Phasenverschiebung der gemittelten Tastwerte um eine halbe Tastperiode in bezug auf die ursprünglichen empfangenen Tastwerte vermieden wird, wie dies oben im einzelnen beschrieben wurde. Allerdings kann auch die Ausführungsform der Filterschaltung 2 nach Fi g. 6, welche einen gemittelten Tastwert aus einer geraden Anzahl von aufeinanderfolgenden Tastungen Ikjfert, ebenso verwendet werden.

Hierzu 16 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

U Anordnung zur Durchführung einer Signalausfallkompensation in einem digital codierten, zusammengesetzten Farbfernsehsignal, das eine Luminanzkomponente und ein Farbhilfsträgersignal mit einem eine Chrominanzkomponente repräsentierenden Informationsinhalt aufweist, wobei das Farbhilfsträgersignal während aufeinanderfolgender Ho- |₀ rizontalzeilenintervalle eine bekannte Frequenz und Phase besitzt, wobei aufeinanderfolgende digitale Darstellungen des Signals durch Tastung mit einer Frequenz erhalten worden sind, welche gleich einem Vielfachen in Form einer rationalen Zahl der Farbhilfsträgersignal-Frequenz ist und zum Farbhilfsträgersignal in einem festen Frequenz- und Phasenzusammenhang steht, wobei das Vielfache in Form einer rationalen Zahl größer als die doppelte Frequenz der höchsten Frequenzkomponente des zusammengesetzten Farbfernsehsignal ist und wobei ein Schalter zur selektiven Abgabe des zusammengesetzten Farbfernsehsignal oder eines durch die Anordnung unter Verwendung einer eine Verzögerung um ein Horizontalzeilenintervall bewirkenden Verzögerungsschaltung gelieferten Ersatz-Ausgangssignals als Funktion eines Steuersignals vorgesehen ist,

mit einer ersten Schaltung (2; 2'), weiche zwecks Realisierung eines Null-Mittelwertes des Farbhilfsträgersignals dieses durch arithmetische Kombination einer vor-gegebenen Anzahl der aufeinanderfolgenden digitalen Darst-ellunge- aus dem zusammengesetzten Farbfernsehsignal eliminiert und ein die abgetrennte Luminanzkompont'~5e repräsentierendes Ausgangssignal liefert,
gekennzeichnet durch
eine zweite Schaltung (3) mit einem ersten aufeinanderfolgende digitale Darstellungen des zusammengesetzten Farbfernsehsignal aufnehmenden Eingang und einem zweiten, das Ausgangssignal der ersten Schaltung (2; 2') aufnehmenden Eingang zur Bildung eines die abgetrennte Chrominanzkomponente repräsentierenden Differenzsignals,
eine dritte, das Differenzsignal aufnehmende Schaltung (4), welche dieses Signal derart justiert, daß es während desjenigen Horizontalzeilenintervalls für das die Signalausfallkompensation vorgesehen ist, eine der bekannten Phase des Farbhilfsträgersignals en tsprechende Phase besi tzt, eine vierte Schaltung (5) mit einem ersten, das phasenjustierte Differenzsignal aufnehmenden Eingang und einem zweiten, das Ausgangssignal der ersten Schaltung (2; T) aufnehmenden Eingang zur Rekombination der empfangenen Signale in ein zusammengesetztes Signal,
und eine fünfte Schaltung (6), welche die Luminanz- und die Chrominanzkomponente um eine dem Horizontalzeilenintervall gleiche Periode verzögert, wobei das Ersatz-Ausgangssignal durch das verzö- eo gerte, rekombinierte zusammengesetzte Signal gebildet ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (2) eine ganzzahlige Anzahl von aufeinanderfolgenden digitalen es Darstellungen, welche ein einer ganzen Zahl von Perioden des Farbhilfsträgersignals gleiches Zeitintervall definieren, arithmetisch kombiniert.
3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (2') Kreise (60 bis 66) zur Wichtung der aufeinanderfolgenden digitalen Darstellungen als Funktion von vorgegebenen Wichtungskoeffizienten sowie zur Erzeugung des Null-Mittelwertes des Farbhilfsträgersignals durch arithmetische Kombination einer vorgegebenen Anzahl der gewichteten .aufeinanderfolgenden digitalen Darstellungen aufweist
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen einen Eingang der ersten Schaltung (2; 2') und den ersten Eingang der zweiten Schaltung (3) eine Kompensationsverzögerungsstufe (7) zur Realisierung einer der durch die erste Schaltung (2; 2') erzeugten Verzögerung gleichen Verzögerung gekoppelt ist
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet daß die dritte Schaltung (4) das der abgetrennten Chrominanzkomponente entsprechende Differenzsignal um eine eine Horizontalzeilenperiode definierende Anzahl von Taktperioden verzögert und daß die fünfte Schaltung (6) sowohl die Luminanz- als auch die Chrominanz-Signalkomponente des Farbfernsehsignals um eine eine Horizontalzeilenperiode des Farbfernsehsignals definierende Anzahl von Taktperioden minus einer durch die «rste Schaltung (2, 2') bewirkten Verzögerung verzögert und daß der Schalter (1) an einem ersten Eingang das Farbfernsehsignal und an einem zweiten Eingang das rekombinierte Farbfernsehsignal aufnimmt wobei im rekombinierten Farbfernsehsignal die Luminanz-Komponente um eine Horizontalzeilenperiode und die Chrominanz-Komponente um zwei Horizontalzeilenperioden relativ zum empfangenen codierten Farbfernsehsignal verzögert ist
6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine der zweiten und der vierten Schaltung (3 bzw. 5) eine einer bekannten festen Zahl von Taktperioden gleiche Verzögerung bewirkt daß die dritte Schaltung (4) eine Verzögerung um eine Horizontalzeile minus der durch die zweite Schaltung (3) bewirkten Schaltungsverzögerung bewirkt und daß die fünfte Schaltung (6) eine Verzögerung um eine Horizontalzeile minus den durch die erste und vierte Schaltung (2; 2' und 5) bewirkten kombinierten Schaltungsverzögerungen bewirkt.
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 für NTSC-Farbfernsehsignale, wobei eine Horizontalzeilenperiode durch ein nicht ganzzahliges rationales Vielfaches von Taktperioden definiert ist, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte und die fünfte Schaltung (4, 6) während aufeinanderfolgender Horizontalzeiienperioden vorgegebene, abwechselnd komplementäre Verzögerungen bewirken, wobei die Verzögerungen einer höheren bzw. tieferen ganzen Zahl von Taktperioden, die dem nicht ganzzahligen rationalen Vielfachen der Taktperioden am nächsten liegen, sowie einem zwei Horizontalzeilenperioden gleichen Gesamtverzöge· rungsbetrag entsprechen, und daß die dritte und fünfte Schaltung (4, 6) innerhalb einer gegebenen Anzahl von aufeinanderfolgenden Zeilen einen mittleren Verzögerungsbetrag bewirken, welcher gleich dem eine Horizontalzeilenperiode definierenden, nicht ganzzahligen rationalen Vielfachen von Taktperioden gleich ist.
8. Anordnung nach einem der Ansprüche I bis 6 für PAL- oder PAL-M-Farbfernsehsignale, in denen eine Horizontalzeilenperiode durch ein nicht ganzzahliges rationales Vielfaches von Taktperioden definiert ist, und die Phase des Farbhilfsträgersignals sich in bezug auf den Beginn jedes aufeinanderfolgenden Horizontalzeilenintervalls sequentiell um Inkremente von 90° ändert dadurch gekennzeichnet, daß die dritte und die fünfte Schaltung (4, 6) Verzögerungen bewirken, welche gleich einer vorgegebenen festen ganzen Zahl von 1 aktperioden während aufeinanderfolgender Horizontalzeilenperioden sind, und während jeder Horizontalzeilenperiode eine zwei Horizontalzeilenperioden gleiche Gesamtverzögerung bewirken, ] daß eine Schaltung zur zeitlichen Neueinstellung des Beginns der während jeder aufeinanderfolgenden Horizontalzeilenperiode durch eine dem Phaseninkrement von 90° des Farbhilfsträgersignals entsprechende Anzahl von Taktperioden bewirkten Verzögerung vorgesehen ist

und daß die dritte und fünfte Schaltung (4, 6) innerhalb einer vorgegebenen Anzahl aufeinanderfolgender Zeilen einen mittleren Verzögerungsbetrag bewirken, welcher der eine Horizontalzeilenperiode definierenden nicht ganzzahligen rationalen Zahl von Taktperioden gleich ist
9. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet daß der Eingang der Schaltung (2; 2') an den Ausgang des Schalters (1) angekoppelt ist.
10. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der ersten Schaltung (2; 2') an den ersten Eingang des Schalters (1) angekoppelt ist.
11. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die fünfte Schaltung (6) in den Farbfernsehsignal-Pfad zwischen einem Ausgang der vierten Schaltung (5) und den zweiten Eingang des Schalters (1) gekoppelt ist.
12. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die fünfte Schaltung (30) in den den Schalter (1) und den Eingang der ersten Schaltung (2) verbindenden Farbfernsehsignal-Pfad geschaltet ist.
13. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Teilstufe (30) der fünften Schaltung in einen Signalpfad für die abgetrennte Luminanzkomponente zwischen einen Ausgang der ersten Schaltung (2) und den zweiten Eingang der vierten Schaltung (5) und eine zweite Teilstuf*: (32) der fünften Schaltung in einen Signalpfad für die abgetrennte Chrominanzkoniponente zwischen einen Ausgang der zweiten Schaltung (3) und den ersten Eingang der vierten Schaltung (5) geschaltet ist.
14. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13 für NTSC-, PAL- oder PAL-M-Farbfernsehsignale, die mit einer Frequenz gleich der dreifachen Farbhilfsträgersignal-Frequenz getastet werden, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (2) drei aufeinanderfolgende, eine Hilfsträgersignal-Periode definierende digitale Darstellungen arithmetisch kombiniert.
15. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14 für NTSC-, PAL- oder PAL-M-Farbfernsehsignale, die ein Farbhilfsträgersignal mit bekannter vorgegebener Phase in bezug auf den Beginn aufeinanderfolgender Horizontalzeilenintervalle besitzen und mit einer Frequenz gleich der vierfachen Farbhilfsträgersignal-Frequenz getastet werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Kreise (60 bis 66) der ersten Schaltung (2') zur Bildung eines der abgetrennten Luminanzkomponente entsprechenden gewichteten Null-Mittelwertes des Farbhilfsträgersignals drei abwechselnde von fünf aufeinanderfolgenden digitalen Darstellungen kombinieren, wobei die erste und fünfte mit einem Faktor von '/2 gewichtet sind und die dritte ungewichtet ist