DE4423224C1

DE4423224C1 - Abtastratenumsetzer und Verfahren zur Abtastratenumsetzung

Info

Publication number: DE4423224C1
Application number: DE4423224A
Authority: DE
Inventors: Walter Demmer; Peter Dr Ing Vogel
Original assignee: Harris Corp
Current assignee: Harris Corp
Priority date: 1994-07-01
Filing date: 1994-07-01
Publication date: 1995-08-17
Anticipated expiration: 2014-07-02
Also published as: US5619270A; DE4423224C2; DE69522614D1; CA2152658A1; KR100352630B1; EP0690621B1; EP0690621A2; EP0690621A3; JPH0851647A; DE69522614T2

Description

Die Erfindung betrifft einen Abtastratenumsetzer und ein Verfahren zur Abtastratenumsetzung, um mit einer ersten vorgegebenen Takt frequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte bei einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umzu setzen.

Solche Abtastratenumsetzer kommen beispielsweise bei digitalen Videosignaldekodern zur Anwendung, welche mit einer ersten Takt frequenz digitalisierte Abtastwerte des Videosignales für die wei tere Verarbeitung des Signals, wie die Demodulation, Dekodierung oder digitale Bildverarbeitung, in Abtastwerte bei einer zweiten "virtuellen" Abtastfrequenz umsetzen. Sie sind ferner bei Multi norm-Dekoder einsetzbar, welche Videosignale unterschiedlicher Normen mit voneinander abweichenden Farbhilfsträgerfrequenzen und Zeilenfrequenzen verarbeiten können.

Farb-Videosignale, sogenannte Composit Video, Blanking und Syn chronisations-Signale (CVBS), sind im wesentlichen zusammengesetzt aus einem Helligkeitssignal oder einer Luminanzkomponente (Y), zwei Farbdifferenzsignalen oder Chrominanzkomponenten (U, V bzw. I, Q), vertikalen und horizontalen Synchronisierungssignalen (VS, HS) und einem Austastsignal (Blank; BL). Der Aufbau eines zusam mengesetzten Videosignals (CVBS) sowie der entsprechenden Y-, U- und V-Signale ist in Fig. 1 gezeigt.

Fig. 1a zeigt ein zusammengesetztes Videosignal für ein EBU (Euro pean Broadcasting Union) Farbbalken-Testsignal, wobei der Lumi nanzkomponente Y die sechs zu den vertikalen Farbbalken gehörenden Farbartwerte in "Trägerpaketen" mit Farbträgerfrequenz additiv überlagert sind. Für die Farbträgergenerierung wird ein farbhilfs trägerfrequenter Synchronisierimpuls, Burst, direkt hinter dem Zeilensynchronimpuls, SYNC, übertragen. Die Burstphase und die Burstamplitude dienen als Referenzgrößen zur Bestimmung der Farbart und der Farbsättigung des demodulierten Signals welches durch die einzelnen Trägerpakete repräsentiert ist.

Die verschiedenen bei den bekannten Farbfernsehnormen eingeführten Codierverfahren, NTSC, PAL und SECAM, unterscheiden sich in der Art der Chrominanzübermittlung, insbesondere verwenden die ver schiedene Systeme unterschiedliche Farbhilfsträgerfrequenzen und unterschiedliche Zeilenfrequenzen.

Die folgenden Erläuterungen beziehen sich auf PAL- und NTSC-Syste me, sie gelten jedoch entsprechend auch für andere Standard-Video signale und Nicht-Standard-Signale.

Die Farbhilfsträgerfrequenz (fsc) eines PAL-Systems und eines NTSC-Systems ist

fsc(NTSC) = 3,58 MHz bzw.
fsc(PAL) = 4,43 MHz.

Ferner sind bei PAL- und NTSC-Systemen die Verhältnisse von Farb hilfsträgerfrequenz (fsc) zu Zeilenfrequenz (fh) gegeben durch

fsc(NTSC) = 227,50_*fh oder 4·fsc(NTSC) = 910·fh
fsc(PAL) = 283,75_*fh oder 4·fsc(PAL) = 1135·fh

so daß sich die Phase des Farbhilfsträgers bei NTSC um 180°/Zeile und bei PAL um 270°/Zeile ändert.

Bei der digitalen Videosignalverarbeitung und -dekodierung unter scheidet man im Stand der Technik grundsätzlich zwischen zwei Sy stemarchitekturen. Dies sind die Burst-Locked-Architektur und die Line-Locked-Architektur, d. h. Systeme die jeweils mit Abtastfre quenzen für das Videosignal arbeiten, welche phasenstarr entweder zu der mit dem Burstimpuls übermittelten Farbhilfsträgerfrequenz oder phasenstarr zur Zeilenfrequenz erzeugt werden.

Bei Dekodern mit einer Burst-Locked-Architektur wird die Ab tastfrequenz so gewählt, daß sie einerseits nicht zu hoch ist, um die Verlustleistung gering zu halten, und daß andererseits das Nyquist-Theorem erfüllt ist, d. h. f_a<2·fsc. Für eine problemfreie Verarbeitung des modulierten Farbträgers im Dekoder eignet sich eine Abtastfrequenz, welche einem gradzahligen Vielfachen des Farbhilfsträgers entspricht.

Bei Line-Locked-Architekturen wird der Takt des digitalen Systems von der Zeilenfrequenz abgeleitet, und er beträgt ein ganzzahliges Vielfaches der Zeilenfrequenz, so daß eine ganzzahlige Anzahl von Bildpunkten pro Zeile erzeugt werden.

Beide Systeme haben den Nachteil, daß die Taktfrequenzen zur Digi talisierung des Videosignals aus dem Videosystem abgeleitet wer den, nämlich aus der Farbhilfsträgerfrequenz bzw. aus der Zeilen frequenz, während beispielsweise in einer PC-Umgebung mit voll ständig anderen Taktfrequenzen gearbeitet wird, so daß sich auf grund der verschiedenen unterschiedlichen Frequenzen in dem Ge samtsystem Intermodulationsprodukte und Übersprechen von Signalen störend auf den Gesamtbetrieb und die Bildqualität auswirken kön nen. Da sich die Taktfrequenzen der PC′s in der Regel nicht zum Abtasten von Videosignalen eignen, weil sie den oben erläuterten Bedingungen nicht genügen, weisen Dekoder nach dem Stand der Tech nik jeweils eigene Oszillatoren zur Erzeugung der für eine be stimmte Fernsehnorm geeigneten Abtastfrequenz auf.

Ein Datenstrom eines abgetasteten Signales mit einer bestimmten Soll-Taktfrequenz kann jedoch auch dadurch erzeugt werden, daß mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs- Abtastwerte in Soll-Abtastwerte einer zweiten virtuellen Abtast frequenz umgesetzt werden.

Abtastratenumsetzung und Skalierung können als identische Funktio nen betrachtet werden, weil beide auf der Interpolation eines Da tenstromes in einem Takt-Bereich beruhen, um einen anderen Daten strom in einem anderen (virtuellen) Takt-Bereich zu erzeugen, wo bei jedoch die Skalierung normalerweise dahingehend verstanden wird, daß sie einen weiteren Bereich von abgeleiteten Abtastraten abdeckt als die Abtastratenumsetzung und sowohl in horizontaler als auch in vertikaler Richtung arbeitet. Im allgemeinen erfordert dieser weitere Bereich adaptive Tiefpaß-Filter, um Aliasing zu vermeiden.

Bei digitalen Farb-Videosignal-Dekodern sind die Anforderungen für den Eingangs-Abtastratenumsetzer besonders hoch, weil dieser ein zusammengesetztes Videosignal (CVBS) übermitteln muß, während die Ausgangs-Abtastratenumsetzer und/oder -Skalierer nur eine Signal komponente (Y, U, V) übertragen. Aus Untersuchungen der visuellen Wahrnehmung des Menschen ist bekannt, daß solche zusammengesetzten Signale relativ empfindlich gegenüber Verzerrungen ihrer Hochfre quenz-Anteile sind. Das zusammengesetzte Signal erfordert eine gute Wiederherstellung seiner Hochfrequenz-Anteile, um eine Hoch frequenz-Verzerrung zu vermeiden, welche nach der Demodulation als niederfrequente Signal-Bestandteile im Chrominanzkanal auftreten können, und um Interferenzstörungen oder "Übersprechen" zwischen Chrominanz und Luminanz zu vermeiden.

Folgendes Beispiel verdeutlicht die Anforderungen an die Genauig keit eines Abtastratenumsetzers für einen digitalen Farbvideo signal-Dekoder:

Bei einer Umsetzung von mit einer Taktfrequenz von 30 MHz (PC- Takt) digitalisierten Abtastwerten in Soll-Abtastwerte bei einer virtuellen Abtastfrequenz von 17,72 MHz (4·fsc (PAL)) darf die zeitliche Abweichung der Soll-Abtastwerte der virtuellen Abtast frequenz maximal 1,5 ns und die Phasenverschiebung maximal 2° be tragen, damit die Abweichung der Abtastwerte nicht als Farbfehler sichtbar wird.

Je nachdem, bei welchen Stütz stellen und mit welcher Gewichtung interpoliert wird, können Frequenzgangprobleme auftreten. Bei ei ner ungleichgewichtigen Interpolation können zwar genauere Ampli tudenwerte erhalten werden, die Phase ändert sich jedoch abhängig von der Abtastfrequenz, wohingegen bei einer gleichgewichtigen Interpolation, d. h. mit gleichmäßigen Stützstellen-Abständen, Am plitudenfehler auftreten.

In der DE-A-34 13 694 ist ein Beispiel für einen Abtastratenwand ler gezeigt, bei dem zwei Abtastwerte gleichgewichtig interpoliert werden.

Aufgabe der Erfindung ist es daher einen Abtastratenumsetzer und ein Verfahren zur Abtastratenumsetzung anzugeben, welche eine aus reichend präzise und verzerrungsfreie Wiedergabe eines mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierten Signales bei ei ner zweiten virtuellen Abtastfrequenz erzeugen können. Dabei soll der Schaltungs- bzw. Rechenaufwand für die Realisierung der Abta stratenumsetzung möglichst gering gehalten werden.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zur Abtastratenumsetzung mit den Merkmalen von Anspruch 1 und durch einen Abtastratenumset zer nach Anspruch 7 gelöst.

Erfindungsgemäß wird ein Verfahren zur Abtastratenumsetzung vor geschlagen, bei dem mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtast werte einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umgesetzt werden, indem (a) eine gleichgewichtige Interpolation jeweils zwischen zwei benachbarten Abtastwerten durchgeführt wird, (b) das in Schritt (a) erhaltene Interpolationsergebnis einer Amplitudenkor rektur unterworfen wird, (c) eine gleichgewichtige Interpolation des korrigierten Interpolationsergebnisses jeweils mit dessen Nachbarwerten durchgeführt wird, wobei die Nachbarwerte benachbar te Abtastwerte oder benachbarte Interpolationsergebnisse sein kön nen, (d) das in Schritt (c) erhaltene Interpolationsergebnis einer Amplitudenkorrektur unterworfen wird, und (e) die Schritte (c) und (d) so oft wiederholt werden, bis eine für die virtuelle Abtast frequenz notwendige Soll-Auflösung erreicht ist.

Gemäß einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wer den von den in Schritt (e) erhaltenen Interpolationsergebnissen nur die ausgewählt, die Soll-Abtastwerten bei der virtuellen Ab tastfrequenz entsprechen.

Alternativ können auch nur die für die Soll-Abtastwerte bei der virtuellen Abtastfrequenz notwendigen Interpolationsergebnisse gebildet werden.

Dabei ist es besonders vorteilhaft, fünf aufeinanderfolgende Ein gangs-Abtastwerte (z^-2 bis z⁺²) in zwei Blöcken von jeweils vier benachbarten Werten (z^-2 bis z¹ und z^-1 bis z²) mittels zwei eindi mensionalen (1_*4)-Walsh-Hadamard-Transformationen (WHT) in den WHT-Bereich zu transformieren, die sich entsprechenden WHT-Koef fizienten der beiden dabei gebildeten WHT-Matrizen gleichgewichtig zu interpolieren und die sich ergebenden WHT-Koeffizienten mit einem Korrekturfaktor zu multiplizieren.

Die korrigierten WHT-Koeffizienten können mittels einer inversen (1_*4)-WHT in den Pixel-Bereich zurücktransformiert werden.

Die korrigierten WHT-Koeffizienten können jedoch auch direkt zur weiteren Verarbeitung der Abtastwerte im WHT-Bereich verwendet wer den.

Die Erfindung sieht ferner einen Abtastratenumsetzer vor, der mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Ab tastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte bei einer zweiten vir tuellen Abtastfrequenz umsetzt, mit einer Verzögerungsvorrichtung, welche die seriellen Eingangs-Abtastwerte verzögert und einen Block von verzögerten Eingangsabtastwerten, z^-2 bis z⁺², parallel ausgibt, einer Rechenvorrichtung, mit einer WHT-Stufe, welche die verzögerten Eingangsabtastwerte (z^-2 bis z⁺²) mittels einer Walsh- Hadamard-Transformation in den WHT-Bereich transformiert, und ei ner Interpolationsvorichtung, welche die sich ergebenden WHT-Koef fizienten gleichgewichtig interpoliert und eine Amplitudenkorrek tur der Interpolationsergebnisse durchführt.

Der erfindungsgemäße Abtastratenumsetzer umfaßt gemäß einer bevor zugten Ausführungsform einen Multiplexer zwischen der Verzöger ungsvorrichtung und der Rechenvorrichtung, welcher von fünf Ein gangsabtastwerten, z^-2 bis z⁺², vier nebeneinanderliegende Werte auswählt, z^-2 bis z⁺¹ oder z^-1 bis z⁺², und an die Rechenvorrichtung übergibt, abhängig von der Lage des gesuchten Soll-Abtastwertes relativ zu dem mittleren der fünf Eingangs Abtastwerte, z⁰.

Dabei ist vorgesehen, daß die Rechenvorrichtung die folgenden Glei chungen realisiert:

H1(z)_d=|d|·[(z^-1 - z⁰)-ε·(z^-2 - z^-1 - z⁰ + z¹)] + z⁰ für d<0
H2(z)_d=|dλ·[(z¹ - z⁰) -ε·(z^-1 - z⁰ - z¹ - z²)] + z⁰ für d0,

wobei d die Verzögerung des gesuchten Soll-Abtastwertes relativ zu dem mittleren der fünf Eingangsabtastwerte z⁰ ist und ε ein Kor rekturfaktor ist.

Ferner soll gelten:

d = (i - 16)/32 für d < 0 und
d = i/32 für d 0 ist,

wobei i = 1 . . . 15, und
0,18 ε 0,22 ist, insbesondere ε = 0,1934.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist die Rechenvorrich tung sechs Addierer und zwei Multiplizierer auf.

Gemäß einer anderen Ausführungsform weist die Rechenvorrichtung sechs Addierer, einen Multiplizierer für die Gewichtung des Inter polationsergebnisses mit d und eine Nachschlagetabelle (LUT) für die Einführung des Korrekturfaktors ε auf.

Schließlich sieht die Erfindung die Verwendung eines Abtastraten umsetzers der beschriebenen Art als Eingangsstufe und/oder Aus gangsstufe für einen digitalen Multinorm-Dekoder für Videosignale vor.

Der erfindungsgemäße Abtastratenumsetzer deutet die einzelnen Ab tastwerte eines Datenstroms, der mit der vorgegebenen Taktfrequenz digitalisiert wurde, so um, daß sie einer anderen "virtuellen" Abtastfrequenz entsprechen. Die virtuelle Abtastfrequenz kann bei einem Multinorm-Dekoder an die entsprechende Norm des ankommenden Videosignals aus einem NTSC-System oder ein PAL-System oder aus einem anderen Videosystem angepaßt werden.

Die Erfindung ist im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsfor men mit Bezug auf die Zeichnungen im Einzelnen erläutert. In den Figuren zeigen:

Fig. 1 ein zusammengesetztes EBU-Farbbalken-Videosignal (CVBS) und die entsprechenden Y-, U- und V-Signale,

Fig. 2 den Amplitudengang eines herkömmlichen Interpolators,

Fig. 3 die Phasen-Frequenzcharakteristik eines herkömmlichen Interpolators,

Fig. 4 ein Schaltbild zur Realisierung einer 1×4 WHT und einer 1×4 IWHT,

Fig. 5 ein Blockschaltbild zur Realisierung einer Aufwärts-Um setzung mittels WHT,

Fig. 6a bis 6d eine graphische Wiedergabe der erfindungsgemäßen Verfah rens zur Abtastratenumsetzung,

Fig. 7 den Amplitudengang einer ersten Stufe des erfindungsge mäßen Interpolators,

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eines Multinorm-Dekoders, welcher den erfindungsgemäßen Abtastratenumsetzer verwendet,

Fig. 9 ein Schaltbild zur Realisierung eines Eingangs-Abtastra tenumsetzers für den Dekoder von Fig. 8, und

Fig. 10 ein Schaltbild zur Realisierung eines Ausgangs-Abtastra tenumsetzers für den Dekoder von Fig. 8.

Im Pixelbereich ist die Abtastratenumsetzung eine höchst an spruchsvolle Aufgabe, welche Mehrphasen-Filter erfordert, deren Koeffizienten sich von Takt zu Takt ändern. Eine einfache Inter polation zwischen benachbarten Pixelwerten würde unerwünschte fre quenzabhängige Schwankungen der Amplitude, wie in Fig. 2 darge stellt, sowie eine nicht lineare Phasen-Frequenzcharakteristik gemäß Fig. 3 ergeben.

Fig. 2 veranschaulicht die Abhängigkeit des Amplitudengangs von der Abtastfrequenz bei einer gleichgewichteten linearen Interpola tion (1/2·f0 + 1/2·f1) und bei unterschiedlich gewichteten In terpolationen. Fig. 3 zeigt die entsprechende Phasen-Frequenzcha rakteristik für eine gleichgewichtete lineare Interpolation (1/2· f0 + 1/2·f1) und unterschiedlich gewichtete Interpolationen.

Üblicherweise wurden Abtastratenumsetzungen, d. h. Interpolationen von Pixeln, im Pixelbereich durchgeführt und mit Mehrphasen-Fil tern realisiert. Zur Lösung der dabei entstehenden, oben beschrie benen Schwierigkeiten wurden verschiedene Wege angegeben, bei spielsweise die bilineare Interpolation, die quadratische Spline funktion und die kubische Splinefunktion. Die einfachste Form, die bilineare Interpolation, erfüllt nicht die strengen Anforderungen bezüglich des Amplitudenganges und der Phasen-Frequenzcharakteri stik, welche (zumindest) von einem Eingangs-Abtastratenumsetzer für einen Videosignaldekoder eingehalten werden müssen. Die qua dratische und die kubische Splinefunktion erfordern jedoch einen erheblich größeren Aufwand für ihre Realisierung.

Eine Ableitung der kubischen Splinefunktion in Form eines Mehrphasen-Filters wurde als ein Ausgangspunkt für weitere Versu che gewählt, um deren Komplexität mittels einer hybriden Lösung zwischen dem Pixel- und dem Walsh-Hadamad-Bereich zu minimieren.

Zum besseren Verständnis sollen zunächst die Grundzüge der Walsh- Hadamad-Transformation (WHT) kurz dargelegt werden.

Ebenso wie die diskrete Fouriertransformation (DFT), die diskrete Cosinustransformation (DCT) und die Karhunen-Loève-Transformation gehört die Walsh-Hadamard-Transformation (WHT) zu der Klasse der verlustlosen orthogonalen Einheits-Transformationen. In dieser Klasse ist die WHT die einfachste Art der Transformation. Die WHT [T_WHT] ist eine Quadratmatrix aus +1 und -1, deren Zeilen (und Spalten) orthogonal sind. Es gilt

Gl.1 T_WHT = T_WHT ^t = T_WHT ^-1

Die niederwertigste WHT-Matrix ist die der Ordnung zwei und hat folgende Form:

Die WHT-Matrizen höherer Ordnung ergeben sich aus einem Kronecker produkt von H₂ ⊖ H₂:

Die WHT erfüllt die Gleichungen Gl. 4 und Gl. 5 (inverse Transforma tion), wobei das Beispiel einer 4×4 WHT in Gl. 6 wiedergegeben ist.

wobei F(u,v,t) die transformierten Koeffizienten im WHT-Bereich sind, f(x,y,t) die Abtastwerte im Pixel-Bereich sind, Φ_u,v und Φ_x,y die Walsh-Hadamard-Transformationsmatrizen sind und N, M Reihen und Spalten 2-dimensionalen Felder sind.

Die Transformationskoeffizienten erscheinen als abgetastete Werte eines Satzes von Filtern, wobei sich die Bandbreite der sich erge benden Filter mit einer Zunahme der Ordnung der WHT vermindert und sich die Anzahl der Filter entsprechend erhöht. Der niederwertig ste und der hochwertigste Transformationskoeffizient entsprechen den Werten eines Tiefpaßfilters bzw. eines Hochpaßfilters.

Das Wesen der WHT, welche nur aus Grundfunktionen besteht, die ausschließlich aus +1 und -1 aufgebaut sind, ergibt eine einfache und multipliziererfreie Struktur, die in ICs leicht implementier bar ist. In diesem Zusammenhang sei bemerkt, daß die Abtastrate der einzelnen WHT-Koeffizienten als eine Funktion von 1/x der Ord nung der WHT abnimmt. Wenn also die Ordnung oder Basis der WHT erhöht wird, nimmt die benötigte Rechenleistung nur um log₂(x) zu.

Die mehrdimensionale WHT und ihre Inverse, IWHT, sind vollständig in eine Kaskade von eindimensionalen WHT′s (IWHT′s) auf trennbar. Das in Fig. 4 gezeigte Beispiel einer 1×4-WHT und -IWHT benötigt Addierer und Subtrahierer mit lediglich zwei Eingängen, und eine Verminderung oder Erhöhung der Ordnung der WHT ist leicht reali sierbar.

Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung zur Realisierung einer 1×4-WHT umfaßt vier Verzögerungsglieder 12, 13, 14 und 15, zwei Signal speicher (Latch) 16, 17 und acht Addierer (bzw. Subtrahierer) 19 bis 26. Am Eingang der in Reihe geschalteten Verzögerungsglieder 12 bis 15 wird das abgetastete Videosignal im Zeit- bzw. Pixelbe reich als Eingangs-Abtastwerte f_n eingegeben. Das Signal f_n wird in jedem Verzögerungsglied um eine Taktperiode (CLK) verzögert und an den Signalspeicher 16 ausgegeben. Dieser gibt parallel jeweils vier verzögerte Signalwerte f₁ bis f₄ mit einer Taktfrequenz von CLK/4 an die Addierer bzw. Subtrahierer 19 bis 26 aus. Die Addie rer sind wie in Fig. 4 gezeigt miteinander verbunden, wobei in jeweils einen Addierer 19 bzw. 21 und einen Subtrahierer 20 bzw. 22 die ersten beiden bzw. die zweiten zwei verzögerten Signalwerte eingegeben werden und die Ausgangssignale der ersten vier Addierer 19 bzw. 22 als Eingangssignale für die zweite Reihe von Addierern bzw. Subtrahierern 23 bis 26 dient. Das Ausgangssignal des ersten Addierers 19 wird in den Addierer 23 und den Subtrahierer 24 ein gegeben, das Ausgangssignal des Subtrahierers 20 wird in den Sub trahierer 25 und den Addierer 26 eingegeben, das Ausgangssignal des Addierers 21 wird in den Addierer 23 und den Subtrahierer 24 eingegeben, und das Ausgangssignal des Subtrahierers 22 wird in den Subtrahierer 25 und den Addierer 26 eingegeben. Die Ausgangs signale der Addierer 23 bis 26 werden an den Signalspeicher 17 übergeben, von wo sie parallel als Transformationskoeffizienten f₀, f₁, f₂ und f₃ ausgelesen werden können. Die in Fig. 4 gezeigte Addierer-Schaltung für eine 1×4-WHT erfüllt folgende Gleichung:

Die Schaltung für die inverse Walsh-Hadamard-Transformation (IWHT) ist mit der beschriebenen Schaltung identisch, weil WHT = IWHT, wobei jedoch die Verzögerungsglieder 27 bis 30 am Ausgang, und nicht am Eingang, dieser Schaltung angeordnet sind.

Im WHT-Bereich ist die Aufgabe einer amplituden- und frequenzver zerrungsfreien Interpolation nicht viel geringer als im Pixelbe reich, weil eine sehr breite Basis, oder Ordnung, für die Walsh- Hadamad-Transformation benötigt wird, um eine ausreichend fein gefächerte Frequenzübertragung zu erreichen.

Wie erläutert, besteht die Grundtransformation der Walsh-Hadamad- Transformation aus rechteckigen Funktionen mit den Werten "+1" und "-1". Für die Verarbeitungsstufen erlaubt diese Eigenschaft der WHT eine multipliziererlose und daher sehr kostengünstige Reali sierung. Für die Abtastratenumsetzung ist diese Eigenschaft der WHT jedoch in solchen Fällen eher nachteilig, in denen flexible Inversionsverhältnisse angestrebt werden. Um eine ausreichend fei ne Frequenzübertragung zu erreichen, ist bei der Interpolation im WHT-Bereich eine sehr hohe Ordnung für die Walsh-Hadamad-Transfor mation erforderlich. Dabei ergibt die Transformation in den WHT- Bereich inhärent eine "virtuelle" Abtastrate, welche n-mal größer als die ursprüngliche ist, wobei n die Breite des WHT-Fensters ist. Demzufolge ermöglicht die Walsh-Hadamard-Transformation Auf wärts-Umsetzungen der Abtastrate in Potenzen von 2 und liefert eine virtuelle Abtastrate welche genügend "dicht" ist, um dann wieder, durch einfache Interpolation, auf einen beliebigen, selbst nicht-ganzzahligen, Bruchteil im Pixel-Bereich abwärts-umgesetzt zu werden. Fig. 5 zeigt ein Beispiel eines Blockdiagramms für eine Aufwärts-Umsetzung im WHT-Bereich gemäß der Erfindung.

Das Blockdiagramm von Fig. 5 zeigt zwei (1×4)-WHT-Stufen 31, 32, drei Interpolationsstufen 33, 34, 35, drei Amplituden-Korrektur stufen 36, 37, 38 und drei (1×4)-IWHT-Stufen 39, 40, 41, welche auf die gezeigte Weise miteinander verbunden sind.

In diesem Grundschema werden fünf aufeinanderfolgende Eingangs- Abtastwerte mittels zwei eindimensionalen 1×4-WHT-Stufen 31, 32 in den WHT-Bereich transformiert, wobei Eingangsabtastwerte z^-2 bis z¹ in der ersten WHT-Stufe 31 und Eingangsabtastwerte z^-1 bis z² in der zweiten WHT-Stufe 32 transformiert werden.

Sich entsprechende WHT-Koeffizienten der beiden sich ergebenden WHT-Matrizen werden gleichgewichtig linear interpoliert, d. h. 1/2 WHT_0,x + 1/2 WHT_1,x, woraus sich eine Zeitverzögerung von einem hal ben Taktintervall und ein Amplitudengang von cos(f/fclk·π) er gibt. Der Amplitudengang wird nachfolgend in der Amplitudenkorrek turstufe 37 korrigiert, indem die vier einzelnen WHT-Koeffizienten mit einem festen Satz von Faktoren multipliziert werden. Das Aus gangssignal dieser Amplitudenkorrekturstufe wird in der 1×4 WHT- Stufe 40 mittels einer inversen Walsh-Hadamad-Transformation in den Pixelbereich zurücktransformiert, wobei Abtastwerte erzeugt werden, welche sich jeweils halb überlappen.

Dieses Prinzip kann wie in Fig. 5 gezeigt ausgedehnt werden, indem die korrigierten WHT-Koeffizienten am Ausgang der Amplitudenkor rekturstufe 37 mit den ursprünglichen WHT-Ausgangskoeffizienten der WHT-Stufen 31 und 32 gleichgewichtig linear interpoliert wer den, und zwar in den Interpolations-Stufen 33 und 35, einer Ampli tudenkorrektur in den Korrekturstufen 36 und 38 unterworfen werden und in den IWHT-Stufen 39 und 41 in den Pixel-Bereich zurücktrans formiert werden. Dabei wird die Tatsache ausgenutzt, daß keine weitere Walsh-Hadamad-Transformation erforderlich ist, da die ge eigneten korrigierten WHT-Koeffizienten bereits von der vorherigen Stufe zur Verfügung stehen. Ferner konvergieren die Korrekturfak toren schnell gegen "1", und die weiteren Korrekturstufen könnten überflüssig werden.

Bei einer Anwendung des gezeigten Schemas als Abtastratenumsetzer ist zu jeweils einem gegebenen Zeitpunkt immer nur ein Wert aus der Vielzahl von Werten, welche von der Anordnung zur Aufwärts- Umsetzung gemäß Fig. 5 erzeugt werden, von Interesse. Ferner sei bemerkt, daß von den fünf Eingangs-Abtastwerten für diese Anord nung immer nur vier für einen bestimmten Ausgangs-Abtastwert benö tigt werden, wenn eine geringe Welligkeit (ripple through effect) in der zweiten Amplitudenkorrekturstufe vernachlässigt wird. Wel ches der beiden Quadrupel aus den fünf Eingangs-Abtastwerten ge wählt wird, hängt davon ab, ob der gesuchte Ausgangs-Abtastwert links oder rechts vom momentanen mittleren Pixel z⁰ liegt, d. h. voreilt oder nacheilt. Umfangreiche theoretische Überlegungen und Berechnungen sowie Simulationen des erfindungsgemäßen Abtastraten umsetzers haben gezeigt, daß die Welligkeit in der zweiten und allen nachfolgenden Stufen vernachlässigt werden kann. Die IWHT- Stufen 39, 40, 41 können für den Fall, daß die Ausgangs-Abtastwer te des Abtastratenumsetzers im WHT-Bereich weiterverarbeitet wer den sollen, weggelassen werden.

Auf der Suche nach dem optimalen Wert für einen Korrekturfaktor für die Amplituden-Korrekturstufen war das Ziel, den minimal er zielbaren mittleren quadratischen Fehler zwischen der Verstär kungsfunktion der vom Korrekturfaktor ε abhängigen Filter und ei ner idealen Einheitsfunktion im Frequenzintervall von Null bis 1/4 der Eingangs-Abtastrate zu finden.

Eine Optimierung ergab sich bei einem Korrekturwert von ε = 0,1934, mit dem ein Signal-Rausch-Verhältnis SNR = 49,92 dB erreicht wurde. Untersuchungen ergaben ferner, daß die gesamte zweite (und alle nachfolgenden) Amplituden-Korrekturstufe zu dem Signal-Rauschverhältnis (SNR) des sich ergebenden Signales nicht irgendwie erheblich beitrugen. Demzufolge konnte die Anordnung von Fig. 5 noch weiter vereinfacht werden, wie in Fig. 6a bis 6d sche matisch gezeigt ist.

Fig. 6a und 6b zeigen schematisch das Interpolationsprinzip der Anordnung von Fig. 5, wobei die Verknüpfung der einzelnen Ein gangs-Abtastwerte mittels Verbindungslinien dargestellt ist. In Fig. 6a sind alle möglichen Ausgangs-Abtastwerte der IWHT-Stufe 40 von Fig. 5 gezeigt, wohingegen in Fig. 6b nur ein ausgewählter Ausgangs-Abtastwert und die für diesen notwendigen Verknüpfungen dargestellt sind. Fig. 6c und 6d zeigen ein entsprechendes Ver knüpfungsschema für eine gegenüber Fig. 5 vereinfachte Anordnung, bei der zum Bilden des ausgewählten Ausgangs-Abtastwerts nur noch 4 Eingangsabtastwerte benötigt werden.

Eine weitere Optimierung des Signal-Rauschverhältnisses SNR ist auch unter dem Gesichtspunkt nicht notwendig, daß sich einerseits die WHT-Koeffizienten willkürlich ändern können und andererseits die Auflösung eines 8 Bit A/D-Umsetzers einer theoretischen Grenze von 48,16 dB entspricht.

Es sei jedoch bemerkt, daß zum Erreichen des bestmöglichen inte gralen Signal-Rauschverhältnisses über dem gesamten Frequenzbe reich eine Verbesserung durch Einführen eines Wichtungsfaktors erreicht werden kann. Dieser Wichtungsfaktor berücksichtigt, daß die Wahrnehmung von Rauschen mit zunehmender Ortsfrequenz des Rau schens abnimmt. Ferner ist die direkte spektrale Umgebung des Farbhilfsträgers besonders empfindlich gegenüber Rauschen, weil eine nachfolgende Demodulierung jedes Rauschen in diesem Spektral bereich als Niederfrequenzrauschen in den Farbkanälen erscheinen läßt.

Fig. 7 zeigt die Verstärkungsfunktion (Amplitudengang) des sich ergebenden Filters der ersten Stufe eines Interpolators nach der Erfindung als eine Funktion der relativen Frequenz f/fclk und des Korrekturfaktors ε für eine Interpolation zwischen zwei ur sprünglichen Abtastwerten. Als Bezugsgröße wurde die Verstärkungs funktion für eine einfache bilineare Interpolation eingezeichnet, welche mit ε = 0,0 angegeben ist.

Fig. 8 zeigt das Blockschaltbild einer Ausführungsform eines digi talen Multinorm-Dekoders, welcher einen Eingangs-Abtastratenumset zer nach der Erfindung verwendet.

Der digitale Dekoder umfaßt einen Eingangs-Abtastratenumsetzer (Input Sample Rate Converter; SRC) 42, eine Zeilen/Burst-Phasenre gelschleife (Line & Burst PLL) 43, eine vertikale WHT-Schaltung 44 und eine horizontale WHT-Schaltung 45, eine Steuer/Einstell-Schal tung (Controls & Settings) 46, eine Schaltung 47 zur automatischen Verstärkungssteuerung des Chrominanzsignals (Chroma AGC), eine Kontroller/Benutzer-Schnittstelle (Controller & User Interface) 48, eine horizontale IWHT-Schaltung 49 und eine vertikale IWHT- Schaltung 50, einen Ausgangs-Abtastratenumsetzer (Output SRC) 51 und eine Zeilen-Phasenregelschleife (Line PLL) 52.

Das beispielsweise mit der Taktfrequenz eines Host-Systems, wie eines Computers, digitalisierte zusammengesetzte Videosignal (CVBS) wird in den Eingangs-Abtastratenumsetzer 42 eingegeben. Die Zeilen/Burst-Phasenregelschleife 43 steuert den Eingangs-Abtastra tenumsetzer 42 derart, daß das mit der vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangsvideosignal in ein Signal mit Abtastwerten einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umgesetzt wird, welche viermal die Farbhilfsträgerfrequenz ist, wie weiter unten noch im einzelnen beschrieben. Durch die Wahl der "virtuellen" Abtastfre quenz von viermal der Farbhilfsträgerfrequenz ist einerseits das Shannon-Nyquist-Theorem (f_a < 2·f_sc) erfüllt, andererseits ergibt sich eine ganzzahlige Anzahl von Abtastwerten pro Videobildzeile, nämlich 910 Abtastwerte pro Zeile für ein NTSC-Signal und 1135 Ab tastwerte pro Zeile für ein PAL-Signal, so daß die Vorteile einer Burst-Locked-Architektur, bei der das Abtastsignal ein geradzah liges Vielfaches der Farbhilfsträgerfrequenz ist, mit den Vortei len der Line-Locked-Architektur, bei der die Abtastfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Zeilenfrequenz ist, kombiniert werden können.

Der Abtastratenumsetzer empfängt von der Phasenregelschleife 43 ein Steuersignal, welches die Richtung und Größe einer Verschie bung, oder eines Offsets, relativ zu einem bestimmten tatsächli chen Abtastwert angibt, um den richtigen Ausgangs-Abtastwert aus den interpolierten Werten als Soll-Abtastwert bei der zweiten vir tuellen Abtastfrequenz zu ermitteln.

Eine besonders vorteilhafte Lösung für eine Zeilen/Burst-Phasen regelschleife ist in der parallelen Anmeldung derselben Anmelderin vom selben Anmeldetag mit dem Titel "Multinorm-Dekoder für Video signale und Verfahren zum Dekodieren von Videosignalen" beschrie ben, auf welche hierin bezuggenommen wird.

Die Abtastwerte des zusammengesetzten Videosignales (CVBS) werden dann an die vertikale WHT-Schaltung 44 weitergeleitet, deren Aus gang die Eingangssignale für die nachfolgende horizontale WHT- Schaltung 45 liefert.

Die Transformation des digitalisierten Videosignales mittels einer Walsh-Hadamard-Transformation in den WHT-Bereich und die Verarbei tung des Signals im WHT-Bereich hat sich für die Realisierung ei nes aufwandsoptimierten digitalen Multinorm-Dekoders für Videosi gnale als besonders vorteilhaft erwiesen. Ein solcher Dekoder und ein entsprechendes Verfahren zur Dekodierung digitaler Videosigna le, bei denen die Vorteile der Walsh-Hadamad-Transformation ge nutzt werden, sind in der parallelen Patentanmeldung derselben Anmelderin vom selben Anmeldetag mit dem Titel "Verfahren zur di gitalen Dekodierung von Videosignalen und digitaler Dekoder für Videosignal" beschrieben, auf die hierin ebenfalls bezuggenommen wird.

Die vertikale WHT-Schaltung bildet im wesentlichen ein vertikales Tiefpaßfilter und ein vertikales Hochpaßfilter, wobei jeweils zwei sich entsprechende Abtastwerte zweier Videobildzeilen addiert bzw. subtrahiert werden. In der horizontalen WHT-Schaltung werden dann alternierend die hochpaßgefilterten und die tiefpaßgefilterten Abtastwerte jeweils einer Zeile mittels der Walsh-Hadamard-Trans formation in den WHT-Bereich transformiert. Die sich ergebende WHT-Matrix wird dann in die Steuer-Einstell-Schaltung 36 eingege ben. In dieser Schaltung werden einerseits die Chrominanz-Signal bestandteile U und V vom Luminanz-Signalbestandteil Y abgetrennt, andererseits können sämtliche Steuerungen und Einstellungen des Signales in dieser Schaltung zentral durchgeführt werden.

Die WHT-Matrix, von der die Chrominanz-Signalbestandteile abge trennt worden sind, wird dann mittels der horizontalen IWHT-Schal tung 49 und der vertikalen IWHT-Schaltung 50 in den Pixelbereich zurücktransformiert, und die dekodierten Videosignalbestandteile U, V und Y können, gegebenenfalls nach einer Ausgangs-Abtastraten umsetzung durch den Ausgangs-Abtastratenumsetzer 51, vom digitalen Dekoder ausgegeben werden.

Zweck des Eingangs-Abtastratenumsetzers ist, die Eingangs-Abtast werte, welche von einem 8 Bit A/D-Umsetzer abgeleitet werden, der mit einer quarzgesteuerten, jedoch unbekannten Taktrate zwischen 20 und 40 MHz getaktet wird, in Soll-Abtastwerte einer virtuellen Abtastrate von viermal der Farbhilfsträgerfrequenz eines NTSC- oder PAL-Videosignales (CVBS) umzusetzen. Entsprechend der relati ven zeitlichen Lage eines gesuchten Abtastwertes zu einem momenta nen tatsächlichen Abtastwert werden vier von fünf Eingangsabtast werten mittels gewichteter Addition kombiniert, um diesen gesuch ten Ausgangs-Abtastwert des Eingangs-Abtastratenumsetzers zu bil den. Die zeitliche Position wird über eine Phasenregelschleife (PLL) in Schritten (Inkrementen) von 1/32 der Host-Taktfrequenz bestimmt. Eine Nachschlagetabelle (LUT) führt eine Multiplikation ihres Eingangssignals mit einem konstanten Faktor ε = 0,1934 durch. Da der Frequenzgang des Abtastratenumsetzers eine Verstär kung von Eins geringfügig überschreiten kann, verhindert eine Be grenzung des Ausgangssignals einen Überlauf.

Eine bevorzugte Ausführungsform für einen erfindungsgemäßen Ein gangs-Abtastratenumsetzer, der bei einem digitalen Dekoder gemäß Fig. 8 eingesetzt werden kann, ist in Fig. 9 dargestellt.

Der Abtastratenumsetzer von Fig. 9 umfaßt vier Verzögerungsstufen 53 bis 56, eine Multiplexervorrichtung 57, eine Rechenvorrichtung mit sechs Addierern 58 bis 62 und 64, eine Nachschlagetabelle 63 und einem Multiplizierer 65, welche wie in Fig. 9 gezeigt mitein ander verbunden sind. Am Eingang des Abtastratenumsetzers SRC_in werden die Eingangs-Abtastwerte in die Verzögerungsstufe 53 einge geben, von wo sie die weiteren Verzögerungsstufen bis zur letzten Verzögerungsstufe 56 durchlaufen. Der Abtastratenumsetzer empfängt ein Steuersignal d, beispielsweise von der Phasenregelschleife 43 des in Fig. 8 gezeigten digitalen Dekoders. Das Steuersignal d hat eine Auflösung von 5 Bit, wobei das höchstwertige Bit seine Pola rität angibt. Dieses Vorzeichen-Bit steuert den Eingang der Multi plexervorrichtung 57 und bestimmt, welche vier der fünf verzöger ten Eingangs-Abtastwerte von den Addierern 58, 58, 60 addiert bzw. subtrahiert werden, und zwar abhängig von der Lage des gesuchten Soll-Abtastwertes rechts oder links von dem mittleren der fünf Eingangs-Abtastwerte. Die vier niederwertigen Bits geben den Ab solutwert von d an, der die Verzögerung, oder den Offset, des ge suchten Soll-Abtastwerts relativ zu dem mittleren der fünf Ein gangs-Abtastwerte entspricht, und sie werden als Eingangssignal für den Multiplizierer 65 verwendet.

Der Amplituden-Korrekturfaktor ε wird mittels der Nachschlageta belle (LUT) 63 eingeführt, wodurch bei der Realisierung des Abta stratenumsetzers gemäß Fig. 9 ein Multiplizierer gespart wird. An stelle der Nachschlagetabelle (LUT) 63 kann jedoch auch ein Multi plizierer vorgesehen sein, in den der Korrekturfaktor ε eingegeben wird.

Die Rechenvorrichtung 58 bis 65 realisiert die folgenden Gleichun gen, welche sich aus einer Verknüpfung der 1×4-WHT mit der gleich gewichteten linearen Interpolation und der Amplitudenkorrektur gemäß einer Grundfunktion des Blockschaltbildes von Fig. 5 erge ben:

H¹(z)_d = |d|·[(z^-1 - z⁰)-ε·(z^-2 - z^-1 - z⁰ + z¹)] + z⁰ für d<0
H²(z)_d= |d|·[(z₁ - z⁰) -ε·(z^-1 - z⁰ - z¹ + z²)] + z⁰ für d0,

wobei z^-2 bis z⁺² die jeweils in einer Verzögerungsstufe 53, 54, 55 bzw. 56 verzögerten Eingangs-Abtastwerte sind und H1(z) und H2(z) die Ausgangssignale SRC_out des Abtastratenumsetzers sind.

Für das Steuersignal d gilt:

d = (i-16)/32 für d<0 und
d = i/32 für d0,

wobei i = 1 . . ., 15.

Interpolationswerte zwischen den Eingangs-Pixeln bzw. Soll-Abtast werte der virtuellen Abtastfrequenz können demgemäß mit einer Auf lösung von 1/32 der vorgegebenen Taktfrequenz ausgegeben werden.

Der Korrekturfaktor ε liegt vorzugsweise im Bereich von 0,18 ε 0,222.

Mit der in Fig. 9 gezeigten Schaltung für den Abtastratenumsetzer läßt sich das in Fig. 6d gezeigte vereinfachte Schema zur Durch führung einer im Blockschaltbild von Fig. 5 gezeigten Aufwärts wandlung mittels WHT besonders einfach und wirkungsvoll realisie ren. Da bei der vorgeschlagenen Anwendung des Abtastratenumsetzers gemäß Fig. 8 die weitere Verarbeitung des Videosignals im WHT-Be reich erfolgt, ist eine Rücktransformation in den Pixelbereich nicht notwendig.

Anders als der Eingangs-Abtastratenumsetzer muß bei der vorge schlagenen Anwendung für den digitalen Dekoder gemäß Fig. 8 ein Ausgangs-Abtastratenumsetzer nur Basisband-Signale Y, U und V ver arbeiten und keine zusammengesetzten Videosignale (CVBS), welche mit der Farbträgerfrequenz Informationen mit hohem Spektralanteil enthalten, die nach der Demodulation als Gleichspannung auftritt. Die Anforderungen an die Linearität der Frequenz abhängigen Ver stärkungsfunktion des Abtastratenumsetzers sind daher wesentlich geringer.

Anstelle des beschriebenen Abtastratenumsetzers nach der Erfindung kann daher für die Ausgangs-Abtastratenumsetzung eine einfache li neare Interpolation zwischen zwei benachbarten Pixeln eingesetzt werden.

Ein solcher Ausgangs-Abtastratenumsetzer ist in Fig. 10 gezeigt. Er umfaßt ein Verzögerungsglied 66, zwei Addierer 67 und 68 und einen Multiplizierer 69. Dieser Abtastratenumsetzer realisiert folgende Gleichung:

z = a·x₁ + (1 - a)·x₂ oder
z = a·(x₁ - x₂) + x₂.

Die in der vorstehenden Beschreibung, der Zeichnung und den An sprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirklichung der Er findung in ihren verschiedenen Ausgestaltungen von Bedeutung sein.

Claims

1. Verfahren zur Abtastratenumsetzung, bei dem mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umgesetzt werden, indem

(a) eine gleichgewichtige Interpolation jeweils zwischen zwei benachbarten Abtastwerten durchgeführt wird,
(b) das in Schritt (a) erhaltene Interpolationsergebnis einer Amplitudenkorrektur unterworfen wird,
(c) eine gleichgewichtige Interpolation des korrigierten In terpolationsergebnisses jeweils mit dessen Nachbarwerten durchgeführt wird, wobei die Nachbarwerte benachbarte Ab tastwerte oder benachbarte Interpolationsergebnisse sein kön nen,
(d) das in Schritt (c) erhaltene Interpolationsergebnis einer Amplitudenkorrektur unterworfen wird, und
(e) die Schritte (c) und (d) so oft wiederholt werden, bis eine für die virtuelle Abtastfrequenz notwendige Soll-Auflö sung erreicht ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß von den in Schritt (e) erhaltenen Interpolationsergebnissen nur die ausgewählt werden, die Soll-Abtastwerten bei der virtuel len Abtastfrequenz entsprechen.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß nur die für die Soll-Abtastwerte bei der virtuellen Abtastfre quenz notwendigen Interpolationsergebnisse gebildet werden.

4. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
fünf aufeinanderfolgende Eingangs-Abtastwerte (z^-2 bis z⁺²) in zwei Blöcken von jeweils vier benachbarten Werten (z^-2 bis z¹ und z^-1 bis z²) mittels zwei eindimensionalen (1_*4)- Walsh-Hadamard-Transformationen (WHT) in den WHT-Bereich transformiert werden,
die sich entsprechenden WHT-Koeffizienten der beiden da bei gebildeten WHT-Matrizen gleichgewichtig interpoliert wer den, und
die sich ergebenden WHT-Koeffizienten mit einem Korrek turfaktor multipliziert werden.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die korrigierten WHT-Koeffizienten mittels einer inversen (1_*4)- WHT in den Pixel-Bereich zurücktransformiert werden.

6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die korrigierten WHT-Koeffizienten direkt zur weiteren Verarbei tung der Abtastwerte im WHT-Bereich verwendet werden.

7. Abtastratenumsetzer, der mit einer ersten vorgegebenen Takt frequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte bei einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umsetzt, mit
einer Verzögerungsvorrichtung (53-56), welche die seriel len Eingangs-Abtastwerte verzögert und einen Block von ver zögerten Eingangsabtastwerten, z^-2 bis z⁺², parallel ausgibt,
einer Rechenvorrichtung (31, 32), mit einer WHT-Stufe, welche die verzögerten Eingangsabtastwerte (z^-2 bis z⁺²) mit tels einer Walsh-Hadamard-Transformation in den WHT-Bereich transformiert, und
einer Interpolationsvorichtung (34, 37), welche die sich erge benden WHT-Koeffizienten gleichgewichtig interpoliert und eine Amplitudenkorrektur der Interpolationsergebnisse durch führt.

8. Abtastratenumsetzer nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einen Multiplexer (57) zwischen der Verzögerungsvorrichtung und der Rechenvorrichtung, welcher von fünf Eingangsabtast werten, z^-2 bis z⁺², vier nebeneinanderliegende Werte aus wählt, z^-2 bis z⁺¹ oder z^-1 bis z⁺², und an die Rechenvorrich tung (58-64) übergibt, abhängig von der Lage des gesuchten Soll-Abtastwertes relativ zu dem mittleren der fünf Eingangs- Abtastwerte, z⁰.

9. Abtasratenumsetzer nach einem der Ansprüche 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenvorrichtung (58-64) die folgen den Gleichungen realisiert: H1(z)_d=|d|·[(z^-1 - z⁰)-ε·(z-² - z^-1 - z⁰ + z¹)] + z⁰ für d<0
H2(z)_d=|d|[(z¹ - z⁰)-ε·(z^-1 - z⁰ - z¹ + z²)] + z⁰ für d0wobei d die Verzögerung des gesuchten Soll-Abtastwertes rela tiv zu dem mittleren der fünf Eingangsabtastwerte z⁰ ist und ε ein Korrekturfaktor ist.

10. Abtastratenumsetzer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß d = (i - 16)/32 für d < 0 und
d = i/32 für d 0 ist,wobei i = 1 . . . 15, und 0,18 ε 0,22 ist, insbesondere ε = 0,1934.

11. Abtastratenumsetzer nach einem der Ansprüche 7 bis 10, da durch gekennzeichnet, daß die Rechenvorrichtung sechs Addie rer (58-61, 64) und zwei Multiplizierer (63, 65) aufweist.

12. Abtastratenumsetzer nach einem der Ansprüche 7 bis 10, da durch gekennzeichnet, daß die Rechenvorrichtung sechs Addie rer (58-61, 64), einen Multiplizierer (65) für die Gewichtung des Interpolationsergebnisses mit d und eine Nachschlageta belle (LUT) (63) für die Einführung des Korrekturfaktors ε aufweist.

13. Verwendung eines Abtastratenumsetzers nach einem der vorange henden Ansprüche als Eingangsstufe und/oder Ausgangsstufe für einen digitalen Multinorm-Dekoder für Videosignale.