DE69522614T2

DE69522614T2 - Abtastratenumsetzer und Verfahren zur Abtastratenumsetzung

Info

Publication number: DE69522614T2
Application number: DE69522614T
Authority: DE
Inventors: Walter /Demmer; Vogel
Original assignee: Harris Corp
Current assignee: Harris Corp
Priority date: 1994-07-01
Filing date: 1995-06-14
Publication date: 2002-04-18
Anticipated expiration: 2015-06-15
Also published as: JPH0851647A; EP0690621B1; EP0690621A3; US5619270A; KR100352630B1; CA2152658A1; DE4423224C2; DE69522614D1; DE4423224C1; EP0690621A2

Description

Die Erfindung betrifft einen Abtastratenumsetzer und ein Verfahren zur Abtastratenumsetzung, um mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte bei einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umzusetzen.
Solche Abtastratenumsetzer kommen beispielsweise bei digitalen Videosignaldekodern zur Anwendung, welche mit einer ersten Taktfrequenz digitalisierte Abtastwerte des Videosignales für die weitere Verarbeitung des Signals, wie die Demodulation, Dekodierung oder digitale Bildverarbeitung, in Abtastwerte bei einer zweiten "virtuellen" Abtastfrequenz umsetzen. Sie sind ferner bei Multinorm-Dekoder einsetzbar, welche Videosignale unterschiedlicher Normen mit voneinander abweichenden Farbhilfsträgerfrequenzen und Zeilenfrequenzen verarbeiten können. Ein Beispiel eines solchen Wandlers ist in GB-A-2138246 beschrieben.
Farb-Videosignale, sogenannte Composit Video, Blanking und Synchronisations-Signale (CVBS), sind im wesentlichen zusammengesetzt aus einem Helligkeitssignal oder einer Luminanzkomponente (Y), zwei Farbdifferenzsignalen oder Chrominanzkomponenten (U, V bzw. I, Q), vertikalen und horizontalen Synchronisierungssignalen (VS, HS) und einem Austastsignal (Blank; BL). Der Aufbau eines zusammengesetzten Videosignals (CVBS) sowie der entsprechenden Y-, U- und V-Signale ist in Fig. 1 gezeigt.
Fig. 1 zeigt ein zusammengesetztes Videosignal für ein EBU (European Broadcasting Union) Farbbalken-Testsignal, wobei der Luminanzkomponente Y die sechs zu den vertikalen Farbbalken gehörenden Farbartwerte in "Trägerpaketen" mit Farbträgerfrequenz additiv überlagert sind. Für die Farbträgergenerierung wird ein farbhilfsträgerfrequenter Synchronisierimpuls, Burst, direkt hinter dem Zeilensynchronimpuls, SYNC, übertragen. Die Burstphase und die Burstamplitude dienen als Referenzgrößen zur Bestimmung der Farbart und der Farbsättigung des demodulierten Signals welches durch die einzelnen Trägerpakete repräsentiert ist.
Die verschiedenen bei den bekannten Farbfernsehnormen eingeführten Codierverfahren, NTSC, PAL und SECAM, unterscheiden sich in der Art der Chrominanzübermittlung, insbesondere verwenden die verschiedene Systeme unterschiedliche Farbhilfsträgerfrequenzen und unterschiedliche Zeilenfrequenzen.
Die folgenden Erläuterungen beziehen sich auf PAL- und NTSC-Syteme, sie gelten jedoch entsprechend auch für andere Standard-Videosignale und Nicht-Standard-Signale.
Die Farbhilfsträgerfrequenz (fsc) eines PAL-Systems und eines NTSC-Systems ist
fsc(NTSC) = 3,58 MHz bzw.
fsc(PAL) = 4,43 MHz.
Ferner sind bei PAL- und NTSC-Systemen die Verhältnisse von Farbhilfsträgerfrequenz (fsc) zu Zeilenfrequenz (fh) gegeben durch
fsc(NTSC) = 227,50 * fh oder 4·fsc(NTSC) = 910 · fh
fsc(PAL) = 283,75 * fh oder 4·fsc(PAL) = 1135 · fh
so daß sich die Phase des Farbhilfsträgers bei NTSC um 180º/Zeile und bei PAL um 270º/Zeile ändert.
Bei der digitalen Videosignalverarbeitung und -dekodierung unterscheidet man im Stand der Technik grundsätzlich zwischen zwei Systemarchitekturen. Dies sind die Burst-Loked- Architektur und die Line-Locked-Architektur, d. h. Systeme die jeweils mit Abtastfrequenzen für das Videosignal arbeiten, welche phasenstarr entweder zu der mit dem Burstimpuls übermittelten Farbhilfsträgerfrequenz oder phasenstarr zur Zeilenfrequenz erzeugt werden.
Bei Dekodern mit einer Burst-Locked-Architektur wird die Abtastfrequenz so gewählt, daß sie einerseits nicht zu hoch ist, um die Verlustleistung gering zu halten, und daß andererseits das Nyquist-Theorem erfüllt ist, d. h. fa > 2·fsc. Für eine problemfreie Verarbeitung des modulierten Farbträgers im Dekoder eignet sich eine Abtastfrequenz, welche einem gradzahligen Vielfachen des Farbhilfsträgers entspricht.
Bei Line-Locked-Architekturen wird der Takt des digitalen Systems von der Zeilenfrequenz abgeleitet, und er beträgt ein ganzzahliges Vielfaches der Zeilenfrequenz, so daß eine ganzzahlige Anzahl von Bildpunkten pro Zeile erzeugt werden.
Beide Systeme haben den Nachteil, daß die Taktfrequenzen zur Digitalisierung des Videosignals aus dem Videosystem abgeleitet werden, nämlich aus der Farbhilfsträgerfrequenz bzw. aus der Zeilenfrequenz, während beispielsweise in einer PC-Umgebung mit vollständig anderen Taktfrequenzen gearbeitet wird, so daß sich aufgrund der verschiedenen unterschiedlichen Frequenzen in dem Gesamtsystem Intermodulationsprodukte und Übersprechen von Signalen störend auf den Gesamtbetrieb und die Bildqualität auswirken können. Da sich die Taktfrequenzen der PC's in der Regel nicht zum Abtasten von Videosignalen eignen, weil sie den oben erläuterten Bedingungen nicht genügen, weisen Dekoder nach dem Stand der Technik jeweils eigene Oszillatoren zur Erzeugung der für eine bestimmte Fernsehnorm geeigneten Abtastfrequenz auf.
Ein Datenstrom eines abgetasteten Signales mit einer bestimmten Soll-Taktfrequenz kann jedoch auch dadurch erzeugt werden, daß mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte in Soll-Abtastwerte einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umgesetzt werden.
Abtastratenumsetzung und Skalierung können als identische Funktionen betrachtet werden, weil beide auf der Interpolation eines Datenstromes in einem Takt-Bereich beruhen, um einen anderen Datenstrom in einem anderen (virtuellen) Takt-Bereich zu erzeugen, wobei jedoch die Skalierung normalerweise dahingehend verstanden wird, daß sie einen weiteren Bereich von abgeleiteten Abtastraten abdeckt als die Abtastratenumsetzung und sowohl in horizontaler als auch in vertikaler Richtung arbeitet. Im allgemeinen erfordert dieser weitere Bereich adaptive Tiefpaß-Filter, um Aliasing zu vermeiden.
Bei digitalen Farb-Videosignal-Dekodern sind die Anforderungen für den Eingangs- Abtastratenumsetzer besonders hoch, weil dieser ein zusammengesetztes Videosignal (CVBS) übermitteln muß, während die Ausgangs-Abtastratenumsetzer und/oder -Skalierer nur eine Signalkomponente (Y, U, V) übertragen. Aus Untersuchungen der visuellen Wahrnehmung des Menschen ist bekannt, daß solche zusammengesetzten Signale relativ empfindlich gegenüber Verzerrungen ihrer Hochfrequenz-Anteile sind. Das zusammengesetzte Signal erfordert eine gute Wiederherstellung seiner Hochfrequenz-Anteile, um eine Hochfrequenz-Verzerrung zu vermeiden, welche nach der Demodulation als niederfrequente Signal-Bestandteile im Chrominanzkanal auftreten können, und um Interferenzstörungen oder "Übersprechen" zwischen Chrominanz und Luminanz zu vermeiden.
Folgendes Beispiel verdeutlicht die Anforderungen an die Genauigkeit eines Abtastratenumsetzers für einen digitalen Farbvideosignal-Dekoder:
Bei einer Umsetzung von mit einer Taktfrequenz von 30 MHz (PC-Takt) digitalisierten Abtastwerten in Soll-Abtastwerte bei einer virtuellen Abtastfrequenz von 17,72 MHz (4·fsc (PAL)) darf die zeitliche Abweichung der Soll-Abtastwerte der virtuellen Abtastfrequenz maximal 1,5 ns und die Phasenverschiebung maximal 2º betragen, damit die Abweichung der Abtastwerte nicht als Farbfehler sichtbar wird.
Je nachdem, bei welchen Stützstellen und mit welcher Gewichtung interpoliert wird, können Frequenzgangprobleme auftreten. Bei einer ungleichgewichtigen Interpolation können zwar genauere Amplitudenwerte erhalten werden, die Phase ändert sich jedoch abhängig von der Abtastfrequenz, wohingegen bei einer gleichgewichtigen Interpolation, d. h. mit gleichmäßigen Stützstellen-Abständen, Amplitudenfehler auftreten.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Abtastratenumsetzer und ein Verfahren zur Abtastratenumsetzung anzugeben, welche eine ausreichend präzise und verzerrungsfreie Wiedergabe eines mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierten Signales bei einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz erzeugen können. Dabei soll der Schaltungs- bzw. Rechenaufwand für die Realisierung der Abtastratenumsetzung möglichst gering gehalten werden.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zur Abtastratenumsetzung mit den Merkmalen von Anspruch 1 und durch einen Abtastratenumsetzer nach Anspruch 7 gelöst.
Erfindungsgemäß wird ein Verfahren zur Abtastratenumsetzung vorgeschlagen, bei dem mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umgesetzt werden, indem (a) eine gleichgewichtige Interpolation jeweils zwischen zwei benachbarten Abtastwerten durchgeführt wird, (b) das in Schritt (a) erhaltene Interpolationsergebnis einer Amplitudenkorrektur unterworfen wird, (c) eine gleichgewichtige Interpolation des korrigierten Interpolationsergebnisses jeweils mit dessen Nachbarwerten durchgeführt wird, wobei die Nachbarwerte benachbarte Abtastwerte oder benachbarte Interpolationsergebnisse sein können, (d) das in Schritt (c) erhaltene Interpolationsergebnis einer Amplitudenkorrektur unterworfen wird, und (e) die Schritte (c) und (d) so oft wiederholt werden, bis eine ihr die virtuelle Abtastfrequenz notwendige Soll-Auflösung erreicht ist.
Gemäß einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens werden von den in Schritt (e) erhaltenen Interpolationsergebnissen nur die ausgewählt, die Soll-Abtastwerten bei der virtuellen Abtastfrequenz entsprechen.
Alternativ können auch nur die für die Soll-Abtastwerte bei der virtuellen Abtastfrequenz notwendigen Interpolationsergebnisse gebildet werden.
Dabei ist es besonders vorteilhaft, fünf aufeinanderfolgende Eingangs-Abtastwerte (z&supmin;² bis z&spplus;²) in zwei Blöcken von jeweils vier benachbarten Werten (z&supmin;² bis z¹ und z&supmin;¹ bis z²) mittels zwei eindimensionalen (1*4)-Walsh-Hadamard-Transformationen (WHT) in den WHT- Bereich zu transformieren, die sich entsprechenden WHT-Koeffizienten der beiden dabei gebildeten WHT-Matrizen gleichgewichtig zu interpolieren und die sich ergebenden WHT- Koeffizienten mit einem Korrekturfaktor zu multiplizieren.
Die korrigierten WHT-Koeffizienten können mittels einer inversen (1*4)-WHT in den Pixel- Bereich zurücktransformiert werden.
Die korrigierten WHT-Koeffizienten können jedoch auch direkt zur weiteren Verarbeitung der Abtastwete im WHT-Bereich verwendet werden.
Die Erfindung sieht ferner einen Abtastratenumsetzer vor, der mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte bei einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umsetzt, mit einer Verzögerungsvorrichtung, welche die seriellen Eingangs-Abtastwerte verzögert und einen Block von verzögerten Eingangsabtastwerten, z&supmin;² bis z&spplus;², parallel ausgibt, einer Rechenvorrichtung, mit einer WHT-Stufe, welche die verzögerten Eingangsabtastwerte (z&supmin;² bis z&spplus;²) mittels einer Walsh-Hadamard- Transformation in den WHT-Bereich transformiert, und einer Interpolationsvorichtung, welche die sich ergebenden WHT-Koeffizienten gleichgewichtig interpoliert und eine Amlitudenkorrektur der Interpolationsergebnisse durchführt.
Der erfindungsgemäße Abtastratenumsetzer umfaßt gemäß einer bevorzugten Ausführungsform einen Multiplexer zwischen der Verzögerungsvorrichtung und der Rechenvorrichtung, welcher von fünf Eingangsabtastwerten, z&supmin;² bis z&spplus;², vier nebeneinanderliegende Werte auswählt, z&supmin;² bis z&spplus;¹ oder z&supmin;¹ bis z&spplus;², und an die Rechenvorrichtung übergibt, abhängig von der Lage des gesuchten Soll-Abtastwertes relativ zu dem mittleren der fünf Eingangs- Abtastwerte, z&sup0;.
Dabei ist vorgesehen, daß die Rechenvorrichtung die folgenden Gleichungen realisiert:
H1(z)d = d ·[(z&supmin;¹ - z&sup0;) - &epsi; (z&supmin;² - z&supmin;¹ - z&sup0; + z¹)] + z&sup0; für d < 0
H2(z)d = d ·[(z¹ - z&sup0;) - &epsi; (z&supmin;¹ - z&sup0; - z¹ + z²)] + z&sup0; für d ≥ 0
wobei d die Verzögerung des gesuchten Soll-Abtastwertes relativ zu dem mittleren der fünf Eingangsabtastwerte z&sup0; ist und &epsi; ein Korrekturfaktor ist.
Ferner soll gelten:
d = (i - 16)/32 für d < 0 und
d = i/32 für d ≥ ist,
wobei i = 1...15, und
0,18 ≤ &epsi; ≤ 0,22 ist, insbesondere &epsi; = 0,1934.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist die Rechenvorrichtung sechs Addierer und zwei Multiplizierer auf.
Gemäß einer anderen Ausführungsform weist die Rechenvorrichtung sechs Addierer, einen Multiplizierer für die Gewichtung des Interpolationsergebnisses mit d und eine Nachschlagetabelle (LUT) für die Einführung des Korrekturfaktors &epsi; auf.
Schließlich sieht die Erfindung die Verwendung eines Abtastratenumsetzers der beschriebenen Art als Eingangsstufe und/oder Ausgangsstufe für einen digitalen Multinorm-Dekoder für Videosignale vor.
Der erfindungsgemäße Abtastratenumsetzer deutet die einzelnen Abtastwerte eines Datenstroms, der mit der vorgegebenen Taktfrequenz digitalsiert wurde, so um, daß sie einer anderen "virtuellen" Abtastfrequenz entsprechen. Die virtuelle Abtastfrequenz kann bei einem Multinorm-Dekoder an die entsprechende Norm des ankommenden Videosignals aus einem NTSC-System oder ein PAL-System oder aus einem anderen Videosystem angepaßt werden.
Die Erfindung ist im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen mit Bezug auf die Zeichnungen im Einzelnen erläutert. In den Figuren zeigen:
Fig. 1 ein zusammengesetztes EBU-Farbbalken-Videosignal (CVBS) und die entsprechenden Y-, U- und V-Signale,
Fig. 2 den Amplitudengang eines herkömmlichen Interpolators,
Fig. 3 die Phasen-Frequenzcharakteristik eines herkömmlichen Interpolators,
Fig. 4 ein Schaltbild zur Realisierung einer 1·4 WHT und einer 1·4 IWHT,
Fig. 5 ein Blockschaltbild zur Realisierung einer Aufwärts-Umsetzung mittels WHT,
Fig. 6a bis 6d eine graphische Wiedergabe der erfindungsgemäßen Verfahrens zur Abtastratenumsetzung,
Fig. 7 den Amplitudengang einer ersten Stufe des erfindungsgemäßen Interpolators,
Fig. 8 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eines Multinorm-Dekoders, welcher den erfindungsgemäßen Abtastratenumsetzer verwendet,
Fig. 9 ein Schaltbild zur Realisierung eines Eingangs-Abtastratenumsetzers für den Dekoder von Fig. 8, und
Fig. 10 ein Schaltbild zur Realisierung eines Ausgangs-Abtastratenumsetzers für den Dekoder von Fig. 8.
Im Pixelbereich ist die Abtastratenumsetzung eine höchst anspruchsvolle Aufgabe, welche Mehrphasen-Filter erfordert, deren Koeffizienten sich von Takt zu Takt ändern. Eine einfache Interpolation zwischen benachbarten Pixelwerten würde unerwünschte frequenzabhängige Schwankungen der Amplitude, wie in Fig. 2 dargestellt, sowie eine nicht lineare Phasen- Frequenzcharakteristik gemäß Fig. 3 ergeben.
Fig. 2 veranschaulicht die Abhängigkeit des Amplitudengangs von der Abtastfrequenz bei einer gleichgewichteten linearen Interpolation (1/2·f0 + 1/2·f1) und bei unterschiedlich gewichteten Interpolationen. Fig. 3 zeigt die entsprechende Phasen-Frequenzcharakteristik für eine gleichgewichtete lineare Interpolation (1/2·f0 + 1/2·f1) und unterschiedlich gewichtete Interpolationen.
Üblicherweise wurden Abtastratenumsetzungen, d. h. Interpolationen von Pixeln, im Pixelbereich durchgeführt und mit Mehrphasen-Filtern realisiert. Zur Lösung der dabei entstehenden, oben beschriebenen Schwierigkeiten wurden verschiedene Wege angegeben, beispielsweise die bilineare Interpolation, die quadratische Splinefunktion und die kubische Splinefunktion. Die einfachste Form, die bilineare Interpolation, erfüllt nicht die strengen Anforderungen bezüglich des Amplitudenganges und der Phasen-Frequenzcharakteristik, welche (zumindest) von einem Eingangs-Abtastratenumsetzer für einen Videosignaldekoder eingehalten werden müssen. Die quadratische und die kubische Splinefunktion erfordern jedoch einen erheblich größeren Aufwand für ihre Realisierung.
Eine Ableitung der kubischen Splinefunktion in Form eines Mehrphasen-Filters wurde als ein Ausgangspunkt für weitere Versuche gewählt, um deren Komplexität mittels einer hybriden Lösung zwischen dem Pixel- und dem Walsh-Hadamad-Bereich zu minimieren.
Zum besseren Verständnis sollen zunächst die Grundzüge der Walsh-Hadamad- Transformation(WHT) kurz dargelegt werden.
Ebenso wie die diskrete Fouriertransformation (DFT), die diskrete Cosinustransformation (DCT) und die Karhunen-Loève-Transformation gehört die Walsh-Hadamard-Transformation (WHT) zu der Klasse der verlustlosen orthogonalen Einheits-Transformationen. In dieser Klasse ist die WHT die einfachste Art der Transformation. Die WHT [IWHT] ist eine Quadratmatrix aus +1 und -1, deren Zeilen (und Spalten) orthogonal sind. Es gilt
Gl.1 TWHT = TWHTt = TWHT&supmin;¹
Die niederwertigste WHT-Matrix ist die der Ordnung zwei und hat folgende Form:
Gl.2
Die WHT-Matrizen höherer Ordnung ergeben sich aus einem Kronekerprodukt von H&sub2; H&sub2;:
Gl.3
Die WHT erfüllt die Gleichungen Gl.4 und Gl.5 (inverse Transformation), wobei das Beispiel einer 4·4 WHT in Gl.6 wiedergegeben ist.
Gl.4
Gl.5
wobei F(u,v,t) die transformierten Koeffizienten im WHT-Bereich sind, f(x,y,t) die Abtastwerte im Pixel-Bereich sind, Φu,v und und Φx,y die Walsh-Hadamard-Transformationsmatrizen sind und N, M Reihen und Spalten 2-dimensionalen Felder sind.
Gl.6
Die Transformationskoeffizienten erscheinen als abgetastete Werte eines Satzes von Filtern, wobei sich die Bandbreite der sich ergebenden Filter mit einer Zunahme der Ordnung der WHT vermindert und sich die Anzahl der Filter entsprechend erhöht. Der niederwertigste und der hochwertigste Transformationskoeffizient entsprechen den Werten eines Tiefpaßfilters bzw. eines Hochpaßfilters.
Das Wesen der WHT, welche nur aus Grundfunktionen besteht, die ausschließlich aus +1 und -1 aufgebaut sind, ergibt eine einfache und multipliziererfreie Struktur, die in ICs leicht implementierbar ist. In diesem Zusammenhang sei bemerkt, daß die Abtastrate der einzelnen WHT-Koeffizienten als eine Funktion von 1/x der Ordnung der WHT abnimmt. Wenn also die Ordnung oder Basis der WHT erhöht wird, nimmt die benötigte Rechenleistung nur um log&sub2;(x) zu.
Die mehrdimensionale WHT und ihre Inverse, IWHT, sind vollständig in eine Kaskade von eindimensionalen WHT's (IWHT's) auftrennbar. Das in Fig. 4 gezeigte Beispiel einer 1·4- WHT und -IWHT benötigt Addierer und Subtrahierer mit lediglich zwei Eingängen, und eine Verminderung oder Erhöhung der Ordnung der WHT ist leicht realisierbar.
Die in Fig. 4 gezeigte Schaltung zur Realisierung einer 1·4-WHT umfaßt vier Verzögerungsglieder 12, 13, 14 und 15, zwei Signalspeicher (Latch) 16, 17 und acht Addierer (bzw. Subtrahierer) 19 bis 26. Am Eingang der in Reihe geschalteten Verzögerungsglieder 12 bis 15 wird das abgetastete Videosignal im Zeit- bzw. Pixelbereich als Eingangs-Abtastwerte fn eingegeben. Das Signal fn wird in jedem Verzögerungsglied um eine Taktperiode (CLK) verzögert und an den Signalspeicher 16 ausgegeben. Dieser gibt parallel jeweils vier verzögerte Signalwerte f&sub1; bis f&sub4; mit einer Taktfrequenz von CLK/4 an die Addierer bzw. Subtrahierer 19 bis 26 aus. Die Addierer sind wie in Fig. 4 gezeigt miteinander verbunden, wobei in jeweils einen Addierer 19 bzw. 21 und einen Subtrahierer 20 bzw. 22 die ersten beiden bzw. die zweiten zwei verzögerten Signalwerte eingegeben werden und die Ausgangssignale der ersten vier Addierer 19 bzw. 22 als Eingangssignale für die zweite Reihe von Addierern bzw. Subtrahierern 23 bis 26 dient. Das Ausgangssignal des ersten Addierers 19 wird in den Addierer 23 und den Subtrahierer 24 eingegeben, das Ausgangssignal des Subtrahierers 20 wird in den Subtrahierer 25 und den Addierer 26 eingegeben, das Ausgangssignal des Addierers 21 wird in den Addierer 23 und den Subtrahierer 24 eingegeben, und das Ausgangssignal des Subtrahierers 22 wird in den Subtrahierer 25 und den Addierer 26 eingegeben. Die Ausgangssignale der Addierer 23 bis 26 werden an den Signalspeicher 17 übergeben, von wo sie parallel als Transformationskoeffizienten f&sub0;, f&sub1;, f&sub2; und f&sub3; ausgelesen werden können. Die in Fig. 4 gezeigte Addierer-Schaltung für eine 1·4-WHT erfüllt folgende Gleichung:
Gl.7
Die Schaltung für die inverse Walsh-Hadamard-Transformation (IWHT) ist mit der beschriebenen Schaltung identisch, weil WHT = IWHT, wobei jedoch die Verzögerungsglieder 27 bis 30 am Ausgang, und nicht am Eingang, dieser Schaltung angeordnet sind.
Im WHT-Bereich ist die Aufgabe einer amplituden- und frequenzverzerrungsfreien Interpolation nicht viel geringer als im Pixelbereich, weil eine sehr breite Basis, oder Ordnung, für die Walsh-Hadamad-Transformation benötigt wird, um eine ausreichend fein gefächerte Frequenzübertragung zu erreichen.
Wie erläutert, besteht die Grundtransformation der Valsh-Hadamad-Transformation aus rechteckigen Funktionen mit den Werten "+1" und "-1". Für die Verarbeitungsstufen erlaubt diese Eigenschaft der WHT eine multipliziererlose und daher sehr kostengünstige Realisierung. Für die Abtastratenumsetzung ist diese Eigenschaft der WHT jedoch in solchen Fällen eher nachteilig, in denen flexible Inversionsverhältnisse angestrebt werden. Um eine ausreichend feine Frequenzübertragung zu erreichen, ist bei der Interpolation im WHT-Bereich eine sehr hohe Ordnung für die Walsh-Hadamad-Transformation erforderlich. Dabei ergibt die Transformation in den WHT-Bereich inhärent eine "virtuelle" Abtastrate, welche n-mal größer als die ursprüngliche ist, wobei n die Breite des WHT-Fensters ist. Demzufolge ermöglicht die Walsh-Hadamard-Transformation Aufwärts-Umsetzungen der Abtastrate in Potenzen von 2 und liefert eine virtuelle Abtastrate welche genügend "dicht" ist, um dann wieder, durch einfache Interpolation, auf einen beliebigen, selbst nicht-ganzzahligen, Bruchteil im Pixel- Bereich abwärts-umgesetzt zu werden. Fig. 5 zeigt ein Beispiel eines Blockdiagramms für eine Aufwärts-Umsetzung im WHT-Bereich gemäß der Erfindung.
Das Blockdiagramm von Fig. 5 zeigt zwei (1·4)-WHT-Stufen 31, 32, drei Interpolationsstufen 33, 34, 35, drei Amplituden-Korrekturstufen 36, 37, 38 und drei (1·4)-IWHT-Stufen 39, 40, 41, welche auf die gezeigte Weise miteinander verbunden sind.
In diesem Grundschema werden ftinfaufeinanderfolgende Eingangs-Abtastwerte mittels zwei eindimensionalen 1·4-WHT-Stufen 31, 32 in den WHT-Bereich transformiert, wobei Eingangsabtastwerte z&supmin;² bis z¹ in der ersten WHT-Stufe 31 und Eingangsabtastwerte z&supmin;¹ bis z² in der zweiten WHT-Stufe 32 transformiert werden.
Sich entsprechende WHT-Koeffizienten der beiden sich ergebenden WHT-Matrizen werden gleichgewichtig linear interpoliert, d. h. 1/2 WHT0,x + 1/2 WHT1,x, woraus sich eine Zeitverzögerung von einem halben Taktintervall und ein Amplitudengang von cos(f/fclk·π) ergibt. Der Amplitudengang wird nachfolgend in der Amplitudenkorrekturstufe 37 korrigiert, indem die vier einzelnen WHT-Koeffizienten mit einem festen Satz von Faktoren multipliziert werden. Das Ausgangssignal dieser Amplitudenkorrekturstufe wird in der 1·4 WHT-Stufe 40 mittels einer inversen Walsh-Hadamad-Transformation in den Pixelbereich zurücktransformiert, wobei Abtastwerte erzeugt werden, welche sich jeweils halb überlappen.
Dieses Prinzip kann wie in Fig. 5 gezeigt ausgedehnt werden, indem die korrigierten WHT- Koeffizienten am Ausgang der Amplitudenkorrekturstufe 37 mit den ursprünglichen WHT- Ausgangskoeffizienten der WHT-Stufen 31 und 32 gleichgewichtig linear interpoliert werden, und zwar in den Interpolations-Stufen 33 und 35, einer Amplitudenkorrektur in den Korrekturstufen 36 und 38 unterworfen werden und in den IWHT-Stufen 39 und 41 in den Pixel-Bereich zurücktransformiert werden. Dabei wird die Tatsache ausgenutzt, daß keine weitere Walsh-Hadamad-Transformation erforderlich ist, da die geeigneten korrigierten WHT- Koeffizienten bereits von der vorherigen Stufe zur Verfügung stehen. Ferner konvergieren die Korrekturfaktoren schnell gegen "1", und die weiteren Korrekturstufen könnten überflüssig werden.
Bei einer Anwendung des gezeigten Schemas als Abtastratenumsetzer ist zu jeweils einem gegebenen Zeitpunkt immer nur ein Wert aus der Vielzahl von Werten, welche von der Anordnung zur Aufwärts-Umsetzung gemäß Fig. 5 erzeugt werden, von Interesse. Ferner sei bemerkt, daß von den fünf Eingangs-Abtastwerten für diese Anordnung immer nur vier für einen bestimmten Ausgangs-Abtastwert benötigt werden, wenn eine geringe Welligkeit (ripple through effect) in der zweiten Amplitudenkorrekturstufe vernachlässigt wird. Welches der beiden Quadrupel aus den flinf Eingangs-Abtastwerten gewählt wird, hängt davon ab, ob der gesuchte Ausgangs-Abtastwert links oder rechts vom momentanen mittleren Pixel z&sup0; liegt, d. h. voreilt oder nacheilt. Umfangreiche theoretische Überlegungen und Berechnungen sowie Simulationen des erfindungsgemäßen Abtastratenumsetzers haben gezeigt, daß die Welligkeit in der zweiten und allen nachfolgenden Stufen vernachlässigt werden kann. Die IWHT-Stufen 39, 40, 41 können für den Fall, daß die Ausgangs-Abtastwerte des Abtastratenumsetzers im WHT-Bereich weiterverarbeitet werden sollen, weggelassen werden.
Auf der Suche nach dem optimalen Wert für einen Korrekturfaktor für die Amplituden- Korrekturstufen war das Ziel, den minimal erzielbaren mittleren quadratischen Fehler zwischen der Verstärkungsfunktion der vom Korrekturfaktor &epsi; abhängigen Filter und einer idealen Einheitsfunktion im Frequenzintervall von Null bis 1/4 der Eingangs-Abtastrate zu finden.
Eine Optimierung ergab sich bei einem Korrekturwert von &epsi; = 0,1934, mit dem ein Signal- Rausch-Verhältnis SNR = 49,92 dB erreicht wurde. Untersuchungen ergaben ferner, daß die gesamte zweite (und alle nachfolgenden) Amplituden-Korrekturstufe zu dem Signal- Rauschverhältnis (SNR) des sich ergebenden Signales nicht irgendwie erheblich beitrugen. Demzufolge konnte die Anordnung von Fig. 5 noch weiter vereinfacht werden, wie in Fig. 6a bis 6d schematisch gezeigt ist.
Fig. 6a und 6b zeigen schematisch das Interpolationsprinzip der Anordnung von Fig. 5, wobei die Verknüpfung der einzelnen Eingangs-Abtastwerte mittels Verbindungslinien dargestellt ist. In Fig. 6a sind alle möglichen Ausgangs-Abtastwerte der IWHT-Stufe 40 von Fig. 5 gezeigt, wohingegen in Fig. 6b nur ein ausgewählter Ausgangs-Abtastwert und die für diesen notwendigen Verknüpfungen dargestellt sind. Fig. 6c und 6d zeigen ein entsprechendes Verknüpfungsschema für eine gegenüber Fig. 5 vereinfachte Anordnung, bei der zum Bilden des ausgewählten Ausgangs-Abtastwerts nur noch 4 Eingangsabtastwerte benötigt werden.
Eine weitere Optimierung des Signal-Rauschverhältnisses SNR ist auch unter dem Gesichtspunkt nicht notwendig, daß sich einerseits die WHT-Koeffizienten willkürlich ändern können und andererseits die Auflösung eines 8 Bit A/D-Umsetzers einer theoretischen Grenze von 48,16 dB entspricht.
Es sei jedoch bemerkt, daß zum Erreichen des bestmöglichen integralen Signal- Rauschverhältnisses über dem gesamten Frequenzbereich eine Verbesserung durch Einführen eines Wichtungsfaktors erreicht werden kann. Dieser Wichtungsfaktor berücksichtigt, daß die Wahrnehmung von Rauschen mit zunehmender Ortsfrequenz des Rauschens abnimmt. Ferner ist die direkte spektrale Umgebung des Farbhilfsträgers besonders empfindlich gegenüber Rauschen, weil eine nachfolgende Demodulierung jedes Rauschen in diesem Spektralbereich als Niederfrequenzrauschen in den Farbkanälen erscheinen läßt.
Fig. 7 zeigt die Verstärkungsfunktion. (Amplitudengang) des sich ergebenden Filters der ersten Stufe eines Interpolators nach der Erfindung als eine Funktion der relativen Frequenz f/fclk und des Korrekturfaktors &epsi; für eine Interpolation zwischen zwei ursprünglichen Abtastwerten. Als Bezugsgröße wurde die Verstärkungsfunktion für eine einfache bilineare Interpolation eingezeichnet, welche mit &epsi; = 0,0 angegeben ist.
Fig. 8 zeigt das Blockschaltbild einer Ausführungsform eines digitalen Multinorm-Dekoders, welcher einen Eingangs-Abtastratenumsetzer nach der Erfindung verwendet.
Der digitale Dekoder umfaßt einen Eingangs-Abtastratenumsetzer (Input Sample Rate Converter; SRC) 42, eine Zeilen/Burst-Phasenregelschleife (Line & Burst PLL) 43, eine vertikale WHT-Schaltung 44 und eine horizontale WHT-Schaltung 45, eine Steuer/Einstell-Schaltung (Controls & Settings) 46, eine Schaltung 47 zur automatischen Verstärkungssteuerung des Chrominanzsignals (Chroma AGC), eine Kontroller/Benutzer-Schnittstelle (Controller & User Interface) 48, eine horizontale IWHT-Schaltung 49 und eine vertikale IWHT-Schaltung 50, einen Ausgangs-Abtastratenumsetzer (Output SRC) 51 und eine Zeilen- Phasenregelschleife (Line PLL) 52.
Das beispielsweise mit der Taktfrequenz eines Host-Systems, wie eines Computers, digitalisierte zusammengesetzte Videosignal (CVBS) wird in den Eingangs-Abtastratenumsetzer 42 eingegeben. Die Zeilen/Burst-Phasenregelschleife 43 steuert den Eingangs- Abtastratenumsetzer 42 derart, daß das mit der vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangsvideosignal in ein Signal mit Abtastwerten einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umgesetzt wird, welche viermal die Farbhilfsträgerfrequenz ist, wie weiter unten noch im einzelnen beschrieben. Durch die Wahl der "virtuellen" Abtastfrequenz von viermal der Farbhilfsträgerfrequenz ist einerseits das Shannon-Nyquist-Theorem (fa > 2·fsc) erfüllt, andererseits ergibt sich eine ganzzahlige Anzahl von Abtastwerten pro Videobildzeile, nämlich 910 Abtastwerte pro Zeile für ein NTSC-Signal und 1135 Abtastwerte pro Zeile für ein PAL- Signal, so daß die Vorteile einer Burst-Locked-Architektur, bei der das Abtastsignal ein geradzahliges Vielfaches der Farbhilfsträgerfrequenz ist, mit den Vorteilen der Line-Locked- Architektur, bei der die Abtastfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Zeilenfrequenz ist, kombiniert werden können.
Der Abtastratenumsetzer empfängt von der Phasenregelschleife 43 ein Steuersignal, welches die Richtung und Größe einer Verschiebung, oder eines Offsets, relativ zu einem bestimmten tatsächlichen Abtastwert angibt, um den richtigen Ausgangs-Abtastwert aus den interpolierten Werten als Soll-Abtastwert bei der zweiten virtuellen Abtastfrequenz zu ermitteln.
Eine besonders vorteilhafte Lösung für eine Zeilen/Burst-Phasenregelschleife ist in der parallelen Anmeldung derselben Anmelderin vom selben Anmeldetag mit dem Titel "Multinorm- Dekoder für Videosignale und Verfahren zum Dekodieren von Videosignalen" beschrieben, auf welche hierin bezuggenommen wird.
Die Abtastwerte des zusammengesetzten Videosignales (CVBS) werden dann an die vertikale WHT-Schaltung 44 weitergeleitet, deren Ausgang die Eingangssignale für die nachfolgende horizontale WHT-Schaltung 45 liefert.
Die Transformation des digitalisierten Videosignales mittels einer Walsh-Hadamard- Transformation in den WHT-Bereich und die Verarbeitung des Signals im WHT-Bereich hat sich für die Realisierung eines aufwandsoptimierten digitalen Multinorm-Dekoders für Videosignale als besonders vorteilhaft erwiesen. Ein solcher Dekoder und ein entsprechendes Verfahren zur Dekodierung digitaler Videosignale, bei denen die Vorteile der Walsh- Hadamad-Transformation genutzt werden, sind in der parallelen Patentanmeldung derselben Anmelderin vom selben Anmeldetag mit dem Titel "Verfahren zur digitalen Dekodierung von Videosignalen und digitaler Dekoder für Videosignal" beschrieben, auf die hierin ebenfalls bezuggenommen wird.
Die vertikale WHT-Schaltung bildet im wesentlichen ein vertikales Tiefpaßfilter und ein vertikales Hochpaßfilter, wobei jeweils zwei sich entsprechende Abtastwerte zweier Videobildzeilen addiert bzw. subtrahiert werden. In der horizontalen WHT-Schaltung werden dann alternierend die hochpaßgefilterten und die tiefpaßgefilterten Abtastwerte jeweils einer Zeile mittels der Walsh-Hadamard-Transformation in den WHT-Bereich transformiert. Die sich ergebende WHT-Matrix wird dann in die Steuer-Einstell-Schaltung 36 eingegeben. In dieser Schaltung werden einerseits die Chrominanz-Signalbestandteile U und V vom Luminanz- Signalbestandteil Y abgetrennt, andererseits können sämtliche Steuerungen und Einstellungen des Signales in dieser Schaltung zentral durchgeführt werden.
Die WHT-Matrix, von der die Chrominanz-Signalbestandteile abgetrennt worden sind, wird dann mittels der horizontalen IWHT-Schaltung 49 und der vertikalen IWHT-Schaltung 50 in den Pixelbereich zurücktransformiert, und die dekodierten Videosignalbestandteile U, V und Y können, gegebenenfalls nach einer Ausgangs-Abtastratenumsetzung durch den Ausgangs- Abtastratenumsetzer 51, vom digitalen Dekoder ausgegeben werden.
Zweck des Eingangs-Abtastratenumsetzers ist, die Eingangs-Abtastwerte, welche von einem 8 Bit A/D-Umsetzer abgeleitet werden, der mit einer quarzgesteuerten, jedoch unbekannten Taktrate zwischen 20 und 40 MHz getaktet wird, in Soll-Abtastwerte einer virtuellen Abtastrate von viermal der Farbhilfsträgerfrequenz eines NTSC- oder PAL-Videosignales (CVBS) umzusetzen. Entsprechend der relativen zeitlichen Lage eines gesuchten Abtastwertes zu einem momentanen tatsächlichen Abtastwert werden vier von fünf Eingangsabtastwerten mittels gewichteter Addition kombiniert, um diesen gesuchten Ausgangs-Abtastwert des Eingangs-Abtastratenumsetzers zu bilden. Die zeitliche Position wird über eine Phasenregelschleife (PLL) in Schritten (Inkrementen) von 1/32 der Host-Taktfrequenz bestimmt. Eine Nachschlagetabelle (LUT) führt eine Multiplikation ihres Eingangssignals mit einem konstanten Faktor &epsi; = 0,1934 durch. Da der Frequenzgang des Abtastratenumsetzers eine Verstärkung von Eins geringfügig überschreiten kann, verhindert eine Begrenzung des Ausgangssignals einen Überlauf.
Eine bevorzugte Ausführungsform für einen erfindungsgemäßen Eingangs- Abtastratenumsetzer, der bei einem digitalen Dekoder gemäß Fig. 8 eingesetzt werden kann, ist in Fig. 9 dargestellt.
Der Abtastratenumsetzer von Fig. 9 umfaßt vier Verzögerungsstufen 53 bis 56, eine Multiplexervorrichtung 57, eine Rechenvorrichtung mit sechs Addierern 58 bis 62 und 64, eine Nachschlagetabelle 63 und einem Multiplizierer 65, welche wie in Fig. 9 gezeigt miteinander verbunden sind. Am Eingang des Abtastratenumsetzers SRCin werden die Eingangs-Abtastwerte in die Verzögerungsstufe 53 eingegeben, von wo sie die weiteren Verzögerungsstufen bis zur letzten Verzögerungsstufe 56 durchlaufen. Der Abtastratenumsetzer empfängt ein Steuersignal d, beispielsweise von der Phasenregelschleife 43 des in Fig. 8 gezeigten digitalen Dekoders. Das Steuersignal d hat eine Auflösung von S Bit, wobei das höchstwertige Bit seine Polarität angibt. Dieses Vorzeichen-Bit steuert den Eingang der Multiplexervorrichtung 57 und bestimmt, welche vier der fünf verzögerten Eingangs-Abtastwerte von den Addierern 58, 58, 60 addiert bzw. subtrahiert werden, und zwar abhängig von der Lage des gesuchten Soll- Abtastwertes rechts oder links von dem mittleren der fünf Eingangs-Abtastwerte. Die vier niederwertigen Bits geben den Absolutwert von d an, der die Verzögerung, oder den Offset, des gesuchten Soll-Abtastwerts relativ zu dem mittleren der fünf Eingangs-Abtastwerte entspricht, und sie werden als Eingangssignal für den Multiplizierer 65 verwendet.
Der Amplituden-Korrekturfaktor &epsi; wird mittels der Nachschlagetabelle (LUT) 63 eingeführt, wodurch bei der Realisierung des Abtastratenumsetzers gemäß Fig. 9 ein Multiplizierer gespart wird. Anstelle der Nachschlagetabelle (LUT) 63 kann jedoch auch ein Multiplizierer vorgesehen sein, in den der Korrekturfaktor &epsi; eingegeben wird.
Die Rechenvorrichtung 58 bis 65 realisiert die folgenden Gleichungen, welche sich aus einer Verknüpfung der 1·4-WHT mit der gleichgewichteten linearen Interpolation und der Amplitudenkorrektur gemäß einer Grundfunktion des Blockschaltbildes von Fig. 5 ergeben:
H1(z)d = d ·[(z&supmin;¹ - z&sup0;) - &epsi;·(z&supmin;² - z&supmin;¹ - z&sup0; + z¹)] + z&sup0; für d < 0
H2(z)d = d ·[(z&sub1; - z&sup0;) - &epsi;·(z&supmin;¹ - z&sup0; - z¹ + z²)] + z&sup0; für d ≥ 0,
wobei z&supmin;² bis z&spplus;² die jeweils in einer Verzögerungsstufe 53, 54, 55 bzw. 56 verzögerten Eingangs-Abtastwerte sind und H1(z) und H2(z) die Ausgangssignale SRCout des Abtastratenumsetzers sind.
Für das Steuersignal d gilt:
d = (i - 16)/32 für d < 0 und
d = i/32 für d ≥ 0,
wobei i = 1....,15.
Interpolationswerte zwischen den Eingangs-Pixeln bzw. Soll-Abtastwerte der virtuellen Abtastfrequenz können demgemäß mit einer Auflösung von 1/32 der vorgegebenen Taktfrequenz ausgegeben werden.
Der Korrekturfaktor &epsi; liegt vorzugsweise im Bereich von 0,18 ≥ &epsi; ≥ 0,222.
Mit der in Fig. 9 gezeigten Schaltung für den Abtastratenumsetzer läßt sich das in Fig. 6d gezeigte vereinfachte Schema zur Durchführung einer im Blockschaltbild von Fig. 5 gezeigten Aufwärtswandlung mittels WHT besonders einfach und wirkungsvoll realisieren. Da bei der vorgeschlagenen Anwendung des Abtastratenumsetzers gemäß Fig. 8 die weitere Verarbeitung des Videosignals im WHT-Bereich erfolgt, ist eine Rücktransformation in den Pixelbereich nicht notwendig.
Anders als der Eingangs-Abtastratenumsetzer muß bei der vorgeschlagenen Anwendung für den digitalen Dekoder gemäß Fig. 8 ein Ausgangs-Abtastratenumsetzer nur Basisband- Signale Y, U und V verarbeiten und keine zusammengesetzten Videosignale (CVBS), welche mit der Farbträgerfrequenz Informationen mit hohem Spektralanteil enthalten, die nach der Demodulation als Gleichspannung auftritt. Die Anforderungen an die Linearität der frequenzabhängigen Verstärkungsfunktion des Abtastratenumsetzers sind daher wesentlich geringer.
Anstelle des beschriebenen Abtastratenumsetzers nach der Erfindung kann daher für die Ausgangs-Abtastratenumsetzung eine einfache lineare Interpolation zwischen zwei benachbarten Pixeln eingesetzt werden.
Ein solcher Ausgangs-Abtastratenumsetzer ist in Fig. 10 gezeigt. Er umfaßt ein Verzögerungsglied 66, zwei Addierer 67 und 68 und einen Multiplizierer 69. Dieser Abtastratenumsetzer realisiert folgende Gleichung:
z = aºx&sub1; + (1 - a)ºx&sub2; oder
z = aº(x&sub1; - x&sub2;) + x&sub2;.

Claims

1. Verfahren zur Abtastratenumsetzung, bei dem mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umgesetzt werden, indem

(a) eine gleichgewichtige Interpolation jeweils zwischen zwei benachbarten Abtastwerten durchgeführt wird,

(b) das in Schritt (a) erhaltene Interpolationsergebnis einer Amplitudenkorrektur unterworfen wird,

(c) eine gleichgewichtige Interpolation des korrigierten Interpolationsergebnisses jeweils mit dessen Nachbarwerten durchgeführt wird, wobei die Nachbarwerte benachbarte Abtastwerte oder benachbarte Interpolationsergebnisse sein können,

(d) das in Schritt (c) erhaltene Interpolationsergebnis einer Amplitudenkorrektur unterworfen wird, und

(e) die Schritte (c) und (d) so oft wiederholt werden, bis eine für die virtuelle Abtastfrequenz notwendige Soll-Auflösung erreicht ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß von den in Schritt (e) erhaltenen Interpolationsergebnissen nur die ausgewählt werden, die Soll-Abtastwerten bei der virtuellen Abtastfrequenz entsprechen.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß nur die für die Soll- Abtastwerte bei der virtuellen Abtastfrequenz notwendigen Interpolationsergebnisse gebildet werden.

4. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß

fünf aufeinanderfolgende Eingangs-Abtastwerte (z&supmin;² bis z&spplus;²) in zwei Blöcken von jeweils vier benachbarten Werten (z&supmin;² bis z¹ und z&supmin;¹ bis z²) mittels zwei eindimensionalen (1*4)-Walsh-Hadamard-Transformationen (WHT) in den WHT-Bereich transformiert werden,

die sich entsprechenden WHT-Koeffizienten der beiden dabei gebildeten WHT- Matrizen gleichgewichtig interpoliert werden, und die sich ergebenden WHT-Koeffizienten mit einem Korrekturfaktor multipliziert werden.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die korrigierten WHT- Koeffizienten mittels einer inversen (1*4)-WHT in den Pixel-Bereich zurücktransformiert werden.

6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die korrigierten WHT- Koeffizienten direkt zur weiteren Verarbeitung der Abtastwete im WHT-Bereich verwendet werden.

7. Abtastratenumsetzer, der mit einer ersten vorgegebenen Taktfrequenz digitalisierte Eingangs-Abtastwerte eines Signals in Soll-Abtastwerte bei einer zweiten virtuellen Abtastfrequenz umsetzt, mit

einer Verzögerungsvorrichtung (53-56), welche die seriellen Eingangs-Abtastwerte verzögert und einen Block von verzögerten Eingangsabtastwerten, z&supmin;² bis z&spplus;², parallel ausgibt,

einer Rechenvorrichtung (31,32), mit einer WHT-Stufe, welche die verzögerten Eingangsabtastwerte z&supmin;² bis z&spplus;² mittels einer Walsh-Hadamard-Transformation in den WHT-Bereich transformiert, und einer Interpolationsvorichtung (34,37), welche die sich ergebenden WHT-Koeffizienten gleichgewichtig interpoliert und eine Amplitudenkorrektur der Interpolationsergebnisse durchführt.

8. Abtastratenumsetzer nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einen Multiplexer (57) zwischen der Verzögerungsvorrichtung und der Rechenvorrichtung, welcher von fünf Eingangsabtastwerten, z&supmin;² bis z&spplus;², vier nebeneinanderliegende Werte auswählt, z&supmin;² bis z&spplus;¹ oder z&supmin;¹ bis z&spplus;², und an die Rechenvorrichtung (58-64) übergibt, abhängig von der Lage des gesuchten Soll-Abtastwertes relativ zu dem mittleren der fünf Eingangs- Abtastwerte, z&sup0;.

9. Abtasratenumsetzer nach einem der Ansprüche 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenvorrichtung (58-64) zur Realisierung der folgenden Gleichungen geeignet ist:

H1(z)d = d ·[(z&supmin;¹ - z&sup0;) - &epsi;·(z&supmin;² - z&supmin;¹ - z&sup0; + z¹)] + z&sup0; für d < 0

H2(z)d = d ·[(z&sub1; - z&sup0;) - &epsi;·(z&supmin;¹ - z&sup0; - z¹ + z²)] + z&sup0; für d ≥ 0,

wobei d die Verzögerung des gesuchten Soll-Abtastwertes relativ zu dem mittleren der fünf Eingangsabtastwerte z&sup0; ist und &epsi; ein Korrekturfaktor ist.

10. Abtastratenumsetzer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß

d = (i - 16)/32 für d < 0 und

d = i/32 für d ≥ 0 ist,

wobei i = 1...15, und

0,18 ≤ &epsi; ≤ 0,22 ist, insbesondere &epsi; = 0,1934.

11. Abtastratenumsetzer nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenvorrichtung sechs Addierer (58-61, 64) und zwei Multiplizierer (63,65) aufweist.

12. Abtastratenumsetzer nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenvorrichtung sechs Addierer (58-61, 64), einen Multiplizierer (65) für die Gewichtung des Interpolationsergebnisses mit d und eine Nachschlagetabelle (LUT) (63) für die Einführung des Korrekturfaktors &epsi; aufweist.

13. Verwendung eines Abtastratenumsetzers nach einem der Ansprüche 7-12 als Eingangsstufe und/oder Ausgangsstufe für einen digitalen Multinorm-Dekoder für Videosignale.