DE3413694A1

DE3413694A1 - Verfahren und vorrichtung fuer eine 4-punkt-signalfolgefrequenzwandlung

Info

Publication number: DE3413694A1
Application number: DE19843413694
Authority: DE
Inventors: Kerns Harrington Princeton N.J. Powers
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1983-04-13
Filing date: 1984-04-11
Publication date: 1984-10-18
Also published as: JPH0431233B2; JPS59200585A; GB2138246B; FR2544573B1; US4568965A; FR2544573A1; GB2138246A

Description

Verfahren und Vorrichtung für eine 4-Punkt-Signalfolgefrequenzwandlung

Die Erfindung betrifft einen digitalen Signalwandler und insbesondere eine Vorrichtung zur Signalfolge- oder Tastfrequenzwandlung bei ungleichen Signalfolgefrequenzen verschiedener Fernsehnormen.

Die US-Patentanmeldungen Ser.No. 230,384 vom 2. Februar 1981, Ser.No. 262,619 vom 11. Mai 1981, Ser.No. 411,907 vom 26. August 1982 und Ser.No. 411,905 sowie 411,906 von K.H. Powers beschreiben lineare, quadratische und kubische Interpolatoren, mit deren Hilfe Fernsehsignale, die mit einer ersten Taktfrequenz abgetastet sind, in Fernsehsignale entsprechend einer zweiten Abtast-Taktfrequenz umgewandelt werden. In den US-Anmeldungen von Powers werden Codewandelverfahren und entsprechende Code-Wandler beschrieben, die 2, 3 oder 4 aufeinanderfolgende Abtastwerte des Quellensignals verwenden. Diese Anmeldungen beschreiben vereinfachte Ausführungen für solche Code-Wandelverfahren, bei denen das Verhältnis der Taktfrequenzen der beiden Signale, i.e. F-|/F2r gleich einer Bruchzahl M/2^r ist, wobei M und r beliebige ganze Zahlen sind. Die beschriebene Vereinfachung liegt darin, daß die Multiplikationen des Algorithmus funktionell durch ■Schieberegister und Addierer ausgeführt werden können. Für Fernsehsignale wird in den US-Anmeldungen die Näherung M/2^r für das Verhältnis F₁ZF₂ mit M und r als relativ kleine ganze Zahlen beschrieben. Wird ein Videosignal, das mit der Vierfachen der NTSC-Farbtragerfrequenz (i.e. 4xSC) abgetastet ist, in ein Signal umgewandelt, das beispielsweise eine der internationalen CCIR-Digitalsignalnorm von 13.5 MHz entsprechende Signalfrequenz aufweist, ist dieses Verhältnis:

Il 14.318 910 _ 35 17
F " 13.500 ~ 858 ~ 33 ~ 16

Ähnlich ist das entsprechende Verhältnis für die Code-Wandlung eines PAL - Normsignales in das 13.5 MHz-Normsignal:

η 1 17-734 1135^21 (₂)

f ~ 13.500 ~ 864 ~ 16

Es sei darauf hingewiesen, daß beide Näherungen in Gleichung (1) und (2) die gewünschte Bruchform M/2^r haben, wobei M entweder 17 (Gleichung (1)) oder 21 (Gleichung (2)) und r gleich 4 ist.

Diese vereinfachenden Näherungen bei der Code-Umwandlung führen zu einer kleinen geometrischen Bildverzerrung. In dem oben gegebenen Beispiel wird bei der Umwandlung eines NTSC-Signals. eine 0.18%-Bilddehnung und bei der Umwandlung des PAL-Signals einen 0.16%-Rhombusfehler und eine 0.09%-Bilddehnung erzeugt. Diese Verzerrungen halten sich allerdings innerhalb der Toleranzgrenzen für Kameras und Bildröhren und können daher vernachläßigt werden, außer wenn Code-Wandlungen mit ähnlichen Verzerrungen hintereinander ausgeführt werden.

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Vorrichtungen der genannten Art zu schaffen, die aber eine geringere Zahl von Multiplizierern benötigen und andere Näherungsverfahren verwenden, so daß bei einfachem Aufbau Bildverzerrungen vermieden werden.

Ein Code-Wandler wandelt Signale mit einer ersten Signalfolge- oder Tastfrequenz in zweite Signale mit einer zwei-

ten Signalfolge- oder Tastfrequenz um. Erfindungsgemäß wird der Wert jeder Abtastprobe des zweiten Signals aus vier Abtastproben des ersten Signals interpoliert. Die jeweils ersten, zweiten, dritten und vierten zeitlich " aufeinanderfolgenden Abtastproben des ersten Signals werden über eine Verzögerungseinrichtung geliefert, die an die Quelle des ersten Signals gekoppelt ist. Eine Addiervorrichtung, die mit der Verzögerungsvorrichtung gekoppelt ist, summiert die jeweils ersten und vierten Abtastproben zu einem ersten Summensignal. Drei Multipliziervorrichtungen dienen der Bildung gewichteter Werte der Abtastproben des eingehenden Signals. Die erste Multipliziervorrichtung, die mit der Verzögerungsvorrichtung gekoppelt ist, multipliziert den zweiten Abtastwert mit einem gespeicherten Koeffizienten um ein erstes Produktsignal abzugeben. Die zweite Multipliziervorrichtung, die ebenfalls mit der Verzögerungsvorrichtung gekoppelt ist, multipliziert den dritten Abtastwert mit einem gespeicherten Koeffizienten, um ein zweites Produktsignal _zu liefern. Die dritte Multipliziervorrichtung, die mit der Addiervorrichtung gekoppelt ist, multipliziert das erste Summensignal mit einem gespeicherten Koeffizienten, um ein drittes Produktsignal zu liefern. Eine Verknüpfungsvorrichtung, die mit der ersten, zweiten und dritten MuI-tipliziervorrichtung gekoppelt ist, kombiniert das erste, zweite und dritte Produktsignal, um so einen Signalwert oder eine Probe des zweiten Signals mit einem interpolierten Wert zu bilden.

im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine verallgemeinerte Signalform, anhand der die Interpolation der neuen Probenpunkte mit Hilfe

der erfindungsgemäßen quadratischen Verfahren illustriert wird,

Fig. 2 ein Impulsdiagramm zur Illustrierung der relativen Abtastzeiten bei der Umcodierung eines mit einer ersten Frequenz abgetasteten Signals in ein anderes mit einer zweiten Frequenz getasteten Signals,

2Q Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Interpolators gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 4 eine Koeffiziententabelle zur Interpolierung

neuer Probenpunkte entsprechend dem Interpolator jg aus Fig. 3, und

Fig. 5 einen Ausschnitt aus dem Interpolator von Fig. 3 mit der Modifikation, daß abgerundete Koeffizienten entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden.

Wie im Zusammenhang mit den US-Anmeldungen von Powers dargestellt wurde, sind Vorrichtungen bekannt, um eine lineare und quadratische Umcodierung aus einem ersten digitalen

oc Fernsehsignal, das mit einer ersten Taktfrequenz (i.e.

F-] ) getastet ist, in ein zweites Signal, das mit einer zweiten Taktfrequenz (i.e. F₂) getastet ist oder dessen Signalwerte mit der zweiten Taktfrequenz aufeinanderfolgen, auszuführen. Wie in Gleichung (1) dargestellt ist, reduziert

_₀ sich das Verhältnis von F-j zu F₂ für die Umcodierung der NTSC-Norm in die internationale Digitalnorm auf eine Bruchzahl, i.e. 35/33. Durch die vorliegende Erfindung wird ein gegenüber den US-Anmeldungen von Powers neuer Tastfrequenz-Wandler geschaffen. In der erfindungsgemäßen An-

_g5 Ordnung sind nur drei Multiplizierer für den Tastfrequenz-Wandler erforderlich. Diese vereinfachte Bauweise wird ohne

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nachteilige Bildverzerrungen erreicht.

Unter der Annahme eines Taktfrequenzverhältnisses von

L ,34 " (3)

F₂ 33

nimmt ein Block von 35 Probenwerten mit einer ersten Tastfrqüenz (F-) ) die gleiche Zeitdauer in Anspruch als ein Block von 33 Probenwerten mit der zweiten Frequenz (F2)· Wird die Gesamtzahl der Probenwerte so ausgewählt, daß sie in relativ kleine Blöcke unterteilt werden kann, dann kann der für die ümcodierung notwendige Aufwand an Signalverarbeitung stark verringert werden. Wenn die ursprünglichen Digitalsignale mit einer Tastfrequenz F-, abgetastet werden, ist es offensichtlich, daß es für die Erzeugung eines Signals mit einer Tastfrequenz F2 erforderlich ist, für alle Proben des zweiten Signals mit Ausnahme der ersten und letzten Probe des Blockes eine Interpolation auszuführen.

Die Signalform f(t) in Fig. 1 stellt eine Folge von Signalproben f_n_i, f_n/ ^fn+1' ^fn+2 ^dar· ^Die geraden Linien 410, 412, 414, die aufeinanderfolgende Probenwerte (i.e. fn+1 und f_n, f_n und f_n_i , f_n+2 und f_n+-| ) verbinden, stellen lineare Näherungen an die analoge Signalform f(t) dar, und die Folgen der Proben, die mit g_m-1 ' ^{r g}m' ^un<^ ^gm+1 ' bezeichnet sind, sind die bei einer Taktfrequenz von 13.5 MHz (F2) interpolierten Proben. Allgemein wird der Wert g_m' der m-ten linear interpolierten Ausgangsprobe, die in dem Intervall zwischen der unmittelbar vorausgehenden Probe f_n und der folgenden Probe f_n+-| erscheint, durch folgende Gleichung bestimmt:

e'=f + ~ ff - f ") ⁸m ¹Ii 33 ^UQ+1 V

-ΙΟΙ wobei m¹ einen Wert zwischen 0 und 32 annehmen kann und die bruchteilige Position in dem Intervall zwischen f_n und f_n+i des interpolierten Probenwertes g_m' bezeichnet. Die in Gleichung (4) angegebene Berechnung umfaßt zwei Additionen und eine Multiplikation.

In Fig. 2 sind eine Anzahl von Punkten, die die Zeitposition der Proben mit den beiden verschiedenen Tastfrequenzen F-) und F^ darstellen, gezeigt. Die Horizontalachse stellt die Zeit dar. Die Länge der Linie a ist 35 Einheiten, wobei jeder Punkt einen Tastzeitpunkt für die Tastfrequenz F-] repräsentiert. Die Proben 0 bis 34 entsprechen einem einzigen Datenblock in dem eingehenden Fernsehsignal, das sequentiell in einer Fernsehübertragung auftritt, und die Probe 35 ist die erste Probe des nächsten Blockes. Der Block der Signalproben in Zeile b stellt die Signalproben eines Ausgangssignals für eine andere Tastfrequenz, z.B. für F^r dar. Die Zeile b ist 34 Einheiten lang. Die ersten 33 Signalproben stellen einen Block von Signalproben für die F2-Tastfrequenz dar, wobei der Block zeitlich einem Block der Signalproben für die F-] -Tastfrequenz entspricht. Die Probe 33 in Zeile b, die die erste Probe des nächsten Blockes ist, entspricht zeitlich der Probe 35 aus Zeile a. Es ist offensichtlich, daß zur Erzeugung eines Signals, das in dem Taktsystem der Zeile b entspricht, eine gewisse Interpolation erforderlich sein wird. Beispielsweise fällt die Probe 0 in Fig. 2a mit der Probe 0 in Fig. 2b zusammen, zwischen den Proben 0 und 1 der Zeile a liegt keine Probe aus b, zwischen den Proben 1 und 2 aus a liegt die Probe 1 aus b, zwischen 2 und 3 die Probe 2 usw. bis hin zur Probe 17 aus b. Die Probe 17 aus b fällt zeitlich beinahe mit der Probe 18 aus a zusammen. Zwischen den Proben 19 und 20 aus a befindet sich die Probe 18 aus b, zwischen den Proben 20 und 21 die Probe 19 aus b usw. bis hin zur Probe 32 aus b, die zwichen den Proben 33 und 34 aus a liegt.

Ein lineares Interpolationsverfahren nach Gleichung (4) kann schwerwiegende Fehler während des Interpolationsverfahrens erzeugen. An Hand von Fig. 1 kann festgestellt werden, daß der Fehler in dem g_m'-Wert der Differenz zwischen «lern Wert der gekrümmten Signalform f (t) zur Zeit m un0 den Wert des Punktes g_m' auf der Geraden 410 zwischen f^+1 und f_n entspricht. Dieser Fehler kann klein sein, insbesondere dann, wenn der interpolierte Wert mit der gleichen Zahl der Pegel quantisiert wird wie die Eingangssignalform. Die Fehler werden zu den Punkten maximaler Konkavität in der Eingangssignalform größer und weisen in ihrer Richtung, wie in Fig. 1 gezeigt, in das Innere der Konkavität. Derartige Fehler treten nicht in den flachen Bereichen des Bildes mit konstantem Pegel oder in Bereichen mit linearer Änderung auf, sondern nur in der Umgebung einer sich ändernden Steigung (konkav oder konvex), Solche Interpolationsfehler werden nur in Bereichen hoher Auflösung oder mit sich schnell ändernden Rändern auftreten. Der Fehler hat die subjektive Wirkung, die Konkavitat zu verringern oder Bildkanten und -ränder aufzuweichen.

Der Interpolationsfehler, der aus den Konkavitäten in der Signalform f(t) resultiert, also aus der Signalform, von der die ursprünglichen Probenwerte f_n abgeleitet sind, kann beträchtlich dadurch reduziert werden, daß mehrere der benachbarten Punkte berücksichtigt werden, beispielsweise vier Probepunkte anstelle von zwei. Das kann durch die Verwendung der Verlängerungen 412 und 414 der Näherungsgeraden erreicht werden, die sich zwischen den Probenpunkten f_n und f_n-i bzw. zwischen f_n+i und fn+2 erstrecken. Vergegenwärtigt man sich, daß die Zeitpunkte m des Auftretens der neuen Proben g_m' für die F2~Taktfrequenz nahe des Zeitpunktes der Probe f_n zu liegen kommen kann, dann ist es augenscheinlich, daß das Gewicht, das den Nähe-

3g rungen g_m" auf der Geraden 412 oder g_m"' auf der Geraden 414 bei der Bestimmung des geschätzten Wertes g_m der neuen

Probe zur Zeit m von der zeitlichen Nähe der Probe g_m zu der Probe f_n oder f_n+i abhängen werden.

Zur Berechnung des .interpolierten g_ra wird der Wert von g_m" gleich dem eingehenden Probenwert f_n plus einem zusätzlichen Teil der Differenz zwischen den Probenwerten f_n und f_n_i gesetzt, d.h.,

g -· = f +al

^m η 33

wobei m' die in Zusammenhang mit Gleichung (4) geschriebene Bedeutung hat.

Ähnlich wird der Wert von g_m"' auf der Verlängerung der geraden Strecke 414 durch Addition des bekannten Wertes von fn+1 ^un(3 der Differenz der Probenwerte f_n+i und f_n+2 multipliziert mit dem Faktor 1 minus dem zusätzlichen Anteil, der zur Bestimmung von g_m" benutzt würde, berechnet, damit ist also:

ο '" = f + ff - f ") (6)

Der Wert m¹ entsprechend der Gleichungen (4), (5) und (6) kann durch die Gleichung

m' = (m χ (35 - 33)) modulo 33, (7)

berechnet werden, wobei m den Zählindex innerhalb eines gegebenen Blockes von Ausganssignalproben bezeichnet. 35

Man sieht, daß der neue Probenwert g_m durch die Gewichte, die durch.g_m', g_m" und g_m"' gegeben sind, bestimmt ist. Abhängig von dem Wert des Gewichtes, der für jeden der g_m', g_m" und g_m"' gewählt wird, wird die Konkavität der interpolierten Funktion ansteigen oder fallen. Bei der quadratischen Interpolation kann folglich die Wichtung der interpolierten Werte so ausgestaltet werden, daß schnelle Änderungen betont werden, d.h., die Übergänge oder Kanten im Fernsehbild verstärkt oder verschärft werden.

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der Schärfe- oder Gewichtsfaktor bei der quadratischen Interpolation des Probenwertes g_m' gleich 1/2 gewählt werden, dementsprechend ergibt sich für g_m folgender Ausdruck:

Gleichung (8) zeigt, das die Werte für g_m" und g_m"' so gewichtet sind, daß ihre Koeffizientensumme gleich Eins ist. Folglich ist g_m entsprechend Gleichung (8) gleich der Summe von 1/2 des interpolierten Probenwertes g_m' plus 1/2 der gewichteten Probenwerte g_m" und g_m"'.

Gleichung (8) kann auch mittels der f(t)-Probenwerte, i.e. f_n_v f_n> f_n+1 ^{und f}n+2' formuliert werden, indem die Gleichungen (4), (5) und (6) in die Gleichung (8) eingesetzt werden. g_m wird dann

2x33²	2x33² - 33m¹ -	t m'²	η
99m¹ -	2x33²		•
- m¹ (	2 ^Γα+ Jj in ι	1 χ-

2x33 ^n+Z

Die Gleichung (9) zeigt, daß die Koeffizienten von fn-1 und f_n+2 gleich sind, daher können vor der Multiplikation mit dem Koeffizienten die Probenwerte f_n-i und f_n+2 addiert werden, wodurch eine Multiplikation gespart wird. 5

In Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Ausführung der Gleichung (9) gezeigt. Für den Interpolator aus Fig. 3 werden vorteilhafterweise nur drei Multiplizierer benötigt, während beispielsweise der entsprechende Interpolator in der Fig. 14 der US-Anmeldungen von Powers vier Multiplizierer verwendet.

Nach Fig. 3 wird ein Eingangssignal über eine Eingangsklemme 201 an die Eingänge eines Verzögerungselementes 203 und einer Taktgeber- oder Zeitsteuerschaltung 205 geleitet. Der Taktgeber 205 leitet die Ausgangstaktfrequenz ab und enthält einen Zähler, der die Ausgangstaktimpulse zählt, um so den augenblicklichen Zählerindex (m) in jedem Block der 33 Ausgangssignalproben zu erhalten. Das Signal wird von einem Verzögerungselement um einen festen Betrag verzögert, das so erzeugte verzögerte Signal f_n+1 definiert das Eingangssignal als fn+2- Das verzögerte Signal fn+1 wird weiteren Verzögerungselementen 207 und 209 zugeführt, wobei weitere verzögerte Signale f_n bzw. f_n-i erzeugt werden. Die Signale f_n_i und f_n+2 werden einem Addierer 211 zugeführt, in dem sie vor der Multiplikation mit einem Gewichtskoeffizienten summiert werden. Das Ausgangssignal des Addierers 211 und die Signale fn+1 ^un<3 f_n werden Multiplizierern 213, 215 bzw. 217 zugeführt. Das Ausgangssignal des Taktgebers 205 ist ein Signal m, das durch Zählen der Ausgangstaktimpulse erhalten worden ist und die Position in jedem Block von 33 der zu interpolierenden Signalprobe angibt. Ein Signalgeber 219 erzeugt aufgrund des Eingangssignals m entsprechend der Gleichung (7) das Ausgangssignal m¹. Der Ausgang des Signalgebers 219

-15-kann ein paralleler Ausgang sein, der der Adressierung des Multiplizierer-ROM 221 dient. Eine Nachschlagetabelle im ROM 221 liefert die Koeffizienten a_m, b_m und c_m gemäß Fig. 4. In Fig. 4 entsprechen die Koeffizienten a_m, b_m und c_m den Koeffizienten von f_n, f_n+i beziehungsweise f_n+2 + f_n-1 ^von Gleichung (9). Diese Koeffizienten sind in der Tabelle Fig. 4 für jeden Wert von m¹ erfaßt. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 215 und 217 werden in einem Addierer 223 summiert, in einem Subtrahierer 225 wird dann die Differenz der Ausgangssignale des Multiplizierers 213 und Addierers 223 gebildet. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 225 ist der interpolierte Wert g_m.

Fig. 4 zeigt, daß der Koeffizient a_m für die Probe 0 mit 1 beginnt, dann bei der Probe 16 auf 49/1089 absinkt, bei der Probe 17 zu 1072/1089 wird und bei der Probe 32 auf 97/1089 absinkt. Andererseits beginnt der Koeffizient bfl, bei der Probe 0 mit dem Wert 0, steigt dann bei der Probe 16 auf 1072/1089 an, nimmt bei der Probe 17 dein Wert 49/1089 an und steigt bei der Probe 32 auf den Wert 1054/1089 an. Bei der Probe 33, die die erste Probe des nächsten Datenblockes ist, sind dann a_m und b_m ausgetauscht. Der Austausch spiegelt die Tatsache wieder, daß am Blockende der Signalproben der neu interpolierte Wert g_m sich zwischen den Spaltenproben f_n+i und f_n+2 befinden wird und nicht zwischen den Proben f_n und f_n+i· Die Verzögerungsleitungen 203, 207 und 209 in Fig. 3 sind eine Art FIFO-Pufferspeicher, so daß die Hardware die Variation des Probenpunktes von Block zu Block kompensieren wird. Wie oben festgestellt wurde und nochmals betont werden soll, werden die f_n aufgrund der Ausgangssignalproben g_m gewählt, i.e. m stellt den Fehlerindex für die Ausgangssignalproben dar.

Die Koeffizienten sind in Fig. 4 mit vier signifikanten Dezimalstellen angegeben, was für die Multiplizierereingänge zur Berechnung der Signalproben g_m mit voller Genauigkeit eine Genauigkeit größer als 10 Bit erfordern würde. Da die Ausgnagssignalproben nach der Umcodierung auf 8 Bit abgerundet werden, würde jedoch der Interpolationsfehler nicht wesentlich verschlechtert {+_ einem Quantifizierungsfehler), wenn die Koeffizienten in dem Tabellen-ROM auf eine Genauigkeit von 8 Bit abgerundet würden. Diese Rundung kann für jeden Koeffizienten in Fig. 4 durch Multiplikation des Koeffizienten mit 256, Rundung zur nächsten ganzen Zahl und Division des Ergebnisses durch 256 erreicht werden. Beispielsweise ist der auf 8 Bit abgerundete Koeffizient a_m für m gleich 10:

256 χ ^fJ = 131.4. (10)

Der gerundete 8-Bit Koeffizient ist folglich 131/256. Ähnlich ist b-j q ungefähr gleich 186/256.

In Fig. 5 ist eine Anordnung gezeigt, bei der die c_m genauer gerundet werden können, und zwar durch Multiplikation mit 1024 und anschließender Rundung. Gemäß der Anordnung nach Fig. 5 wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 213 in einem Dividierer 227 durch 4 dividiert. Gemäß dieser Ausführung kann der Dividierer 227 mit einem Schieberegister ausgestattet sein,in dem das Ausgangssignal um zwei Stellen bezüglich des Eingangssignals verschoben wird. Gemäß der Anordnung nach Fig. 5 würden die c_m zu 1024 durch Multiplikation mit 1024, Rundung und Division des Ergebnisses durch 1024 gerundet werden. Gemäß dieses Beispieles würde C-] q gleich dem folgenden Wert sein:

-17-122

10 ~ 256 ^X

Die beschriebenen Ausführungsformen beziehen sich auf quadratische Interpolationsverfahren. Für den Durchschnittsfachmann auf diesem Gebiet ist es aber offensichtlich, daß die Methoden des Nachschlagens des

10Koeffizienten und der Rundung des Koeffizienten auf die Polynomnäherungen, die in den US-Anmeldungen von Powers beschrieben sind, angewendet werden können. So kann für den 35/33-Umcodierungsfall eine kubische Interpolation durch Wichtung zweier Parabeln und ihrer

15anschließenden Addition angewendet werden, wodurch ein kubisches Polynom, daß durch die vier Signalptobenpunkte (f_n-1/ ^fn' ^fn+1< ^fn+2> führt, erhalten wird.

Claims

Patentansprüche

Verfahren zur Codewandlung eines ersten Fernsehsignals, das bei einer ersten gegebenen Frequenz abgetastet worden ist, in ein zweites Signal, das bei einer zweiten gegebenen Frequenz getastet ist und aus den Werten von vier Signalproben des ersten Signals interpoliert ist, dadurch gekennzeichnet , daß

ein Bruch ganzer Zahlen gewählt wird, der im wesentlichen gleich dem Verhältnis der ersten gegebenen Frequenz zur zweiten gegebenen Frequenz ist, wobei die Probenpunkte der ersten und der zweiten Signale in Blöcken auftreten, in denen die Zahl der Proben des ersten Signals innerhalb der Blöcke größer ist als die Zahl der Proben des zweiten Signals innerhalb der Blöcke, und wobei der Bruch gleich 35/33 ist,

der Wert der ersten, zweiten, dritten und vierten Proben des ersten Signals bestimmt wird, erste, zweite und dritte Differenzsignale zwischen den zweiten und dritten Proben, den ersten und zweiten Proben bzw. dritten und vierten Proben gebildet werden, das erste Differenzsignal gewichtet wird und das gewichtete erste Differenzsignal zu der zweiten Probe hinzuaddiert wird, um ein erstes gewichtetes Signal zu bilden,

das zweite Differenzsignal gewichtet wird und das gewichtete zweite Differenzsignal zu der zweiten Probe hinzuaddiert wird, um ein zweites gewichtetes Signal zu bilden,
das dritte Differenzsignal gewichtet wird und das gewichtete dritte Differenzsignal zu der dritten Probe hinzuaddiert wird, um ein drittes gewichtetes Signal zu bilden,

das zweite und dritte gewichtete Signal mit entsprechenden Koeffizienten, deren Summe Eins ist, gewichtet werden und dann ihre Summe gebildet wird, und das erste gewichtete Signal und die gewichteten summierten zweiten und dritten gewichteten Signale gewichtet werden, um eine interpolierte Signalprobe zu bilden.
2. Vorichtung zur Erzeugung eines interpolierten Signals, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung (203, 207, 208), die der Verzögerung eines Eingangssignals zur Erzeugung vier aufeinanderfolgender Proben f_n_-j / ^_n/ f_n+i und f_n+2 dient, eine Vorrichtung (211), die der Addition der Proben f_n_1 und f_n+2 ^zur Bildung einer ersten summierten Signalprobe dient,

eine erste und eine zweite Vorrichtung (215, 217), die der Multiplikation der Signalproben f_n und f_n+-j mit entsprechenden gespeicherten Koeffizienten, die mit dem Verhältnis der Eingangs- und Ausgangstastfrequenzen

in Beziehung stehen, dienen, um ein erstes und ein zweites Produktsignal zu erzeugen,

eine dritte Vorrichtung (213), die der Multiplikation der ersten summierten Signalproben mit einem gespeicherten Koeffizienten, der mit dem Verhältnis der Eingangsund Ausgangstastfrequenzen in Beziehung steht, dient, um ein drittes Produktsignal zu erzeugen,

eine Vorrichtung (223, 225), die der Kombination der ersten, zweiten und dritten Produktsignale dient, um die interpolierten Signale (g_m) zu bilden.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2 zur Umcodierung eines ersten Fernsehsignals, das mit einer ersten gegebenen Frequenz abgetastet worden ist, in ein zweites Signal, das mit einer zweiten gegebenen Frequenz getastet ist, durch Interpolation eines Wertes des zweiten Signals aus vier Signalproben des ersten Signals, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Multiplikationsvorrichtung (217) an die Verzögerungsvorrichtungen (207, 209) gekoppelt sind und die Probe f_n mit einem ersten laufenden variablen Koeffizienten multipliziert, um eine gewichtete zweite Probe zu liefern, die zweite multiplizierende Vorrichtung (215) an die Verzögerungsvorrichtungen (203, 207) gekoppelt ist und die Probe fn+1 ^mit einem zweiten laufenden variablen Koeffizienten multipliziert, um eine gewichtete dritte Probe zu liefern, und
die dritte multiplizierende Vorrichtung (213) an die addierende Vorrichtung (211) gekoppelt ist und das erste summierte Signal mit einem dritten laufenden variablen Koeffizienten multipliziert, um ein gewichtetes erstes Summensignal zu liefern, die kombinierende Vorrichtung (223, 225), die an die erste, zweite und dritte multiplizierende Vorrichtung gekoppelt ist, das gewichtete erste summierte Signal, die gewichtete zweite Probe und die gewichtete dritte

Probe kombiniert, um eine Probe (g_m) des zweiten Signals mit einem interpolierten Wert zu bilden.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Koeffizientenerzeugungsvorrichtung (205, 209, 221), die mit der ersten, zweiten und dritten multiplizierenden Vorrichtung (213, 215, 217) gekoppelt ist, um in Abhängigkeit von der zeitlichen Position die jeder zu interpolierenden Probe den ersten, zweiten und dritten laufenden variablen Koeffizienten zu erzeugen.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Koeffizientenerzeugungs- Vorrichtung (205, 209, 221) einen Festwertspeicher (221) enthält.
6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die kombinierende Vorrichtung (223, 225) folgendes umfaßt:

eine summierende Vorrichtung (223), die mit der ersten (217) und zweiten (215) multiplizierenden Vorrichtung gekoppelt ist, um die gewichteten zweiten (f_n) ^und dritten (f_n+-|) Proben zu summieren, und eine differenzbildende Vorrichtung (225), die mit der dritten multiplizierenden Vorrichtung (213) und der summierenden Vorrichtung (223) gekoppelt ist, um ein Differenzsignal zu bilden, das die Differenz zwischen den gewichteten zweiten (f_n) und dritten (f_n+i) Proben und dem gewichteten ersten summierten Signal darstellt, wobei das Differenzsignal (g_m) die interpolierte Probe des zweiten Signals darstellt.