JP2564968B2 - 交差偏波干渉補償器 - Google Patents
交差偏波干渉補償器Info
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- JP2564968B2 JP2564968B2 JP2126161A JP12616190A JP2564968B2 JP 2564968 B2 JP2564968 B2 JP 2564968B2 JP 2126161 A JP2126161 A JP 2126161A JP 12616190 A JP12616190 A JP 12616190A JP 2564968 B2 JP2564968 B2 JP 2564968B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交差偏波干渉補償器に関し、特に多値直交振
幅変調又は多相位相変調方式のデジタル無線通信システ
ム用の分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いた
交差偏波干渉補償器に関する。
幅変調又は多相位相変調方式のデジタル無線通信システ
ム用の分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いた
交差偏波干渉補償器に関する。
近年、デジタル無線通信方式においては、周波数を有
効利用するため、互いに直交する２つの偏波，即ち水平
偏波（Ｈ偏波）と垂直偏波（Ｖ偏波）を用いて、同一周
波数で２つの独立した信号を伝送する交差偏波伝送方式
が採用されている。本方式を多値直交振幅変調あるいは
多相位相変調方式に適用する際は、伝送路のフェージン
グや空中線交差偏波識別度の劣化に起因する交差偏波間
干渉を除去するため、受信側において交差偏波干渉補償
器が用いられる。
効利用するため、互いに直交する２つの偏波，即ち水平
偏波（Ｈ偏波）と垂直偏波（Ｖ偏波）を用いて、同一周
波数で２つの独立した信号を伝送する交差偏波伝送方式
が採用されている。本方式を多値直交振幅変調あるいは
多相位相変調方式に適用する際は、伝送路のフェージン
グや空中線交差偏波識別度の劣化に起因する交差偏波間
干渉を除去するため、受信側において交差偏波干渉補償
器が用いられる。
第３図は従来の交差偏波干渉補償器の一例のブロック
図である。
図である。
この交差偏波干渉補償器は、３タップの分数間隔形ト
ランスバーサル・フィルタを用いてベースバンド帯にお
いて、デジタル信号処理により交差偏波干渉を除去す
る。分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いる理
由は、水平偏波信号と垂直偏波信号の相対遅延時間差に
変動があっても補償特性が劣化しないためである（例え
ば、特開平１−300729）。第３図を参照して、従来の分
数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いた交差偏波
干渉補償器について説明する。この従来例では、再生ク
ロック周期Ｔの1/2の間隔のタップを有するT/2間隔形ト
ランスバーサル・フィルタを用いている。
ランスバーサル・フィルタを用いてベースバンド帯にお
いて、デジタル信号処理により交差偏波干渉を除去す
る。分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いる理
由は、水平偏波信号と垂直偏波信号の相対遅延時間差に
変動があっても補償特性が劣化しないためである（例え
ば、特開平１−300729）。第３図を参照して、従来の分
数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いた交差偏波
干渉補償器について説明する。この従来例では、再生ク
ロック周期Ｔの1/2の間隔のタップを有するT/2間隔形ト
ランスバーサル・フィルタを用いている。
第３図において、端子１には干渉を受けている主偏波
（Ｈ偏波又はＶ偏波）側の中間周波数帯の変調波S1が入
力され、端子２には干渉を与えている異偏波（Ｖ偏波又
はＨ偏波）側の中間周波数帯の変調波S2が入力される。
主偏波信号S1及び異偏波信号S2はそれぞれ復調器11及び
12に入力され、ベースバンド信号SB1及びSB2としてそれ
ぞれアナログ・デジタル変換器15及び16に出力される。
復調器12の出力SB2はアナログ・デジタル変換器17にも
出力される。
（Ｈ偏波又はＶ偏波）側の中間周波数帯の変調波S1が入
力され、端子２には干渉を与えている異偏波（Ｖ偏波又
はＨ偏波）側の中間周波数帯の変調波S2が入力される。
主偏波信号S1及び異偏波信号S2はそれぞれ復調器11及び
12に入力され、ベースバンド信号SB1及びSB2としてそれ
ぞれアナログ・デジタル変換器15及び16に出力される。
復調器12の出力SB2はアナログ・デジタル変換器17にも
出力される。
復調器11は、クロック信号CLK1を再生し、クロック信
号CLK1は２てい倍回路18に入力され、２てい倍されたク
ロック信号CLK2はアナログ・デジタル変換器15,16に出
力される。復調器12は、クロック信号CLK3を再生し、ア
ナログ・デジタル変換器17に出力する。アナログ・デジ
タル変換器15は、主偏波側のベースバンド信号SB1をク
ロック信号CLK2により標本・量子化し、デジタル信号列
D1として遅延回路19に出力する。また、アナログデジタ
ル変換器16は異偏波側のベースバンド信号SB2をクロッ
ク信号CLK2により標本・量子化し、デジタル信号列D2と
してトランスバーサル・フィルタ101に出力する。
号CLK1は２てい倍回路18に入力され、２てい倍されたク
ロック信号CLK2はアナログ・デジタル変換器15,16に出
力される。復調器12は、クロック信号CLK3を再生し、ア
ナログ・デジタル変換器17に出力する。アナログ・デジ
タル変換器15は、主偏波側のベースバンド信号SB1をク
ロック信号CLK2により標本・量子化し、デジタル信号列
D1として遅延回路19に出力する。また、アナログデジタ
ル変換器16は異偏波側のベースバンド信号SB2をクロッ
ク信号CLK2により標本・量子化し、デジタル信号列D2と
してトランスバーサル・フィルタ101に出力する。
トランスバーサル・フィルタ101は、アナログ・デジ
タル変換器16からの信号の振幅及び位相を制御した補償
信号SXを出力し、この補償信号SXを減算器29に入力す
る。減算器29には、遅延回路19の出力D11が入力され、
この信号D11からトランスバーサルフィルタ101の出力信
号を減算することにより、主偏波側信号に含まれる干渉
成分を除去することができる。
タル変換器16からの信号の振幅及び位相を制御した補償
信号SXを出力し、この補償信号SXを減算器29に入力す
る。減算器29には、遅延回路19の出力D11が入力され、
この信号D11からトランスバーサルフィルタ101の出力信
号を減算することにより、主偏波側信号に含まれる干渉
成分を除去することができる。
減算器29からの出力信号D12は、フリップ・フロップ3
0に入力されて、クロック信号CLK1により周期Ｔの情報
成分が抽出され、干渉成分の除去された主偏波信号D13
として端子３に出力されるとともに、受信信号の基準値
からの偏差をあらわす誤差信号Ｅがトランスバーサル・
フィルタ101に供給される。トランスバーサル・フィル
タ101は、アナログ・デジタル変換器16の出力の最上位
ビット（極性信号）と誤差信号Ｅとの相関をとり前記誤
差信号成分が最小となる様にトランスバーサル・フィル
タ101の各タップの重み係数を制御する。この制御アル
ゴリズムの詳細については文献、例えば、電子通信学会
編「デジタル信号処理」第11章（昭50）に詳述されてい
る。
0に入力されて、クロック信号CLK1により周期Ｔの情報
成分が抽出され、干渉成分の除去された主偏波信号D13
として端子３に出力されるとともに、受信信号の基準値
からの偏差をあらわす誤差信号Ｅがトランスバーサル・
フィルタ101に供給される。トランスバーサル・フィル
タ101は、アナログ・デジタル変換器16の出力の最上位
ビット（極性信号）と誤差信号Ｅとの相関をとり前記誤
差信号成分が最小となる様にトランスバーサル・フィル
タ101の各タップの重み係数を制御する。この制御アル
ゴリズムの詳細については文献、例えば、電子通信学会
編「デジタル信号処理」第11章（昭50）に詳述されてい
る。
この従来の交差偏波干渉補償器では、主偏波側のアナ
ログ・デジタル変換器は、再生クロック信号のＮ倍（第
３図の例では２倍）の周波数で動作する必要があるが、
高速のアナログ・デジタル変換器は価格が非常に高くな
るため、交差偏波干渉補償器が高価なものとなる欠点を
有していた。
ログ・デジタル変換器は、再生クロック信号のＮ倍（第
３図の例では２倍）の周波数で動作する必要があるが、
高速のアナログ・デジタル変換器は価格が非常に高くな
るため、交差偏波干渉補償器が高価なものとなる欠点を
有していた。
本発明は、この問題点を解決し、安価な交差偏波干渉
補償器を提供することを目的とする。
補償器を提供することを目的とする。
本発明の交差偏波干渉補償器は、互いに直交する２つ
の偏波信号のうち主偏波信号を復調する第１の復調器
と、異偏波信号を復調する第２の復調器と、前記第１の
復調聞からの再生クロック信号により前記第１の復調器
の出力ベースバンド信号を標本・量子化する第１のアナ
ログ・デジタル変換器と、前記再生クロック信号を逓倍
する逓倍回路と、この逓倍回路の出力信号により前記第
２の復調器の出力ベースバンド信号を標本・量子化する
第２のアナログ・デジタル変換器と、この第２のアナロ
グデジタル変換器の出力デジタル信号列を入力とする分
数間隔全デジタル形トランスバーサル・フィルタと、こ
の分数間隔全デジタル形トランスバーサル・フィルタの
出力デジタル信号列を前記再生クロック信号によりタイ
ミングするリタイミング回路と、前記第１のアナログ・
デジタル変換器の出力に接続され前記分数間隔全デジタ
ル形トランスバーサル・フィルタが有する遅延時間と前
記リタイミング回路が有する遅延時間との和に等しい遅
延時間を生じる遅延回路と、この遅延回路の出力デジタ
ル信号列から前記リタイミング回路の出力デジタル信号
列をデジタル減算することにより前記主偏波信号に含ま
れる異偏波側からの交差偏波干渉を除去した補償後主偏
波信号を出力するデジタル減算器とを備えている。
の偏波信号のうち主偏波信号を復調する第１の復調器
と、異偏波信号を復調する第２の復調器と、前記第１の
復調聞からの再生クロック信号により前記第１の復調器
の出力ベースバンド信号を標本・量子化する第１のアナ
ログ・デジタル変換器と、前記再生クロック信号を逓倍
する逓倍回路と、この逓倍回路の出力信号により前記第
２の復調器の出力ベースバンド信号を標本・量子化する
第２のアナログ・デジタル変換器と、この第２のアナロ
グデジタル変換器の出力デジタル信号列を入力とする分
数間隔全デジタル形トランスバーサル・フィルタと、こ
の分数間隔全デジタル形トランスバーサル・フィルタの
出力デジタル信号列を前記再生クロック信号によりタイ
ミングするリタイミング回路と、前記第１のアナログ・
デジタル変換器の出力に接続され前記分数間隔全デジタ
ル形トランスバーサル・フィルタが有する遅延時間と前
記リタイミング回路が有する遅延時間との和に等しい遅
延時間を生じる遅延回路と、この遅延回路の出力デジタ
ル信号列から前記リタイミング回路の出力デジタル信号
列をデジタル減算することにより前記主偏波信号に含ま
れる異偏波側からの交差偏波干渉を除去した補償後主偏
波信号を出力するデジタル減算器とを備えている。
前記リタイミング回路は、前記分数間隔全デジタル形
トランスバーサル・フィルタの出力デジタル信号列をデ
ータ入力とし、前記再生クロック信号をクロック入力と
するフリップ・フロップであってもよい。
トランスバーサル・フィルタの出力デジタル信号列をデ
ータ入力とし、前記再生クロック信号をクロック入力と
するフリップ・フロップであってもよい。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
この第１の実施例は、再生クロック周期Ｔの1/2の間
隔のタップを有するT/2間隔形トランスバーサル・フィ
ルタを用いた場合の実施例である。
隔のタップを有するT/2間隔形トランスバーサル・フィ
ルタを用いた場合の実施例である。
第１図において、端子１には、異偏波側からの干渉が
もれ込んだ主偏波側の中間周波数帯の変調波S1が入力さ
れ、一方、端子２には異偏波側の中間周波数帯の変調波
S2が入力される。主偏波信号S1及び異偏波信号S2は、そ
れぞれ復調器11及び復調器12に入力され、それぞれベー
スバンド信号SB1及びベースバンド信号SB2として出力さ
れる。
もれ込んだ主偏波側の中間周波数帯の変調波S1が入力さ
れ、一方、端子２には異偏波側の中間周波数帯の変調波
S2が入力される。主偏波信号S1及び異偏波信号S2は、そ
れぞれ復調器11及び復調器12に入力され、それぞれベー
スバンド信号SB1及びベースバンド信号SB2として出力さ
れる。
復調器11は周期Ｔのクロック信号CLK1を再生し、再生
クロック信号CLK1は、２逓倍回路18に入力され、２逓倍
されてクロック信号CLK2になる。ベースバンド信号SB1
は、アナログ・デジタル変換器31に出力され、再生クロ
ック信号CLK1により周期Ｔで標本・量子化され、デジタ
ル信号列D4として遅延回路32に入力される。一方、ベー
スバンド信号SB2は、アナログ・デジタル変換器16に入
力され、２逓倍クロック信号CLK2により周期T/2で標本
・量子化され、デジタル信号列D2として、T/2間隔形の
全デジタル形のトランスバーサル・フィルタ101に入力
される。
クロック信号CLK1は、２逓倍回路18に入力され、２逓倍
されてクロック信号CLK2になる。ベースバンド信号SB1
は、アナログ・デジタル変換器31に出力され、再生クロ
ック信号CLK1により周期Ｔで標本・量子化され、デジタ
ル信号列D4として遅延回路32に入力される。一方、ベー
スバンド信号SB2は、アナログ・デジタル変換器16に入
力され、２逓倍クロック信号CLK2により周期T/2で標本
・量子化され、デジタル信号列D2として、T/2間隔形の
全デジタル形のトランスバーサル・フィルタ101に入力
される。
トランスバーサル・フィルタ101は、アナログ・デジ
タル変換器16の出力D2をT/2ずつ遅延させる縦続接続さ
れたシフトレジスタ20及び21と、アナログ・デジタル変
換器16の出力D2を入力する可変重みづけ回路22と、遅延
素子であるシフトレジスタ20の出力端に接続される可変
重みづけ回路23と、シフトレジスタ21の出力端に接続さ
れる可変重みづけ回路24と、可変重みづけ回路22〜24の
出力を加算するデジタル加算器28と、減算器33の出力信
号の基準値からの偏差を表わす誤差信号Ｅを一方の入力
とし、可変重みづけ回路22,23,24の入力信号の最上位ビ
ットである極性信号をそれぞれの他方の入力とする相関
検出器25,26,27とから構成されている。
タル変換器16の出力D2をT/2ずつ遅延させる縦続接続さ
れたシフトレジスタ20及び21と、アナログ・デジタル変
換器16の出力D2を入力する可変重みづけ回路22と、遅延
素子であるシフトレジスタ20の出力端に接続される可変
重みづけ回路23と、シフトレジスタ21の出力端に接続さ
れる可変重みづけ回路24と、可変重みづけ回路22〜24の
出力を加算するデジタル加算器28と、減算器33の出力信
号の基準値からの偏差を表わす誤差信号Ｅを一方の入力
とし、可変重みづけ回路22,23,24の入力信号の最上位ビ
ットである極性信号をそれぞれの他方の入力とする相関
検出器25,26,27とから構成されている。
相関検出器25〜27の出力信号は、それぞれタップ制御
信号C-1,C0及びC1として、可変重みづけ回路22〜24に印
加され、誤差信号Ｅの誤差成分が最小となる様にタップ
重みが制御される。このようにして、デジタル加算器28
の出力には、主波側にもれ込んだ交差偏波干渉成分とほ
ぼ同じ信号が補償信号SKとして周期T/2で出力される。
信号C-1,C0及びC1として、可変重みづけ回路22〜24に印
加され、誤差信号Ｅの誤差成分が最小となる様にタップ
重みが制御される。このようにして、デジタル加算器28
の出力には、主波側にもれ込んだ交差偏波干渉成分とほ
ぼ同じ信号が補償信号SKとして周期T/2で出力される。
ところが、前記主偏波側のデジタル信号列D4は周期が
Ｔであるので、補償信号SXの内デジタル信号列D4に含ま
れる交差偏波干渉成分の除去に必要となる成分は１ビッ
トおき（T/2おき）となる。従って、補償信号SXをフリ
ップ・フロップ34に印加し、周期Ｔの再生クロック信号
CLK1で時間Ｔごとにラッチして信号SX1とする。信号SX1
は上述したデジタル信号列D4に含まれる交差偏波干渉成
分の除去に必要となる成分である。復調器11及びアナロ
グ・デジタル変換器31による信号の遅延時間は復調器12
及びアナログ・デジタル変換器16による信号の遅延時間
と等しいと見做せるので、信号SX1はトランスバーサル
・フィルタ101及びフリップ・フロップ34による遅延分
だけデジタル信号列D4に含まれる交差偏波干渉成分より
遅れている。この遅延を補償するために、デジタル信号
列D4を遅延時間がトランスバーサル・フィルタ101が有
する遅延時間とフリップフロップ34が有する遅延時間と
の和に等しい遅延回路32で遅延させる。遅延回路32の出
力であるデジタル信号列D41から減算器33により信号SX1
を減算することにより、交差偏波干渉成分が除去された
主偏波側信号42が端子３に出力さる。このディジタル信
号列D42のうち、基準値からの誤差成分を表わす誤差信
号Ｅは、トランスバーサル・フィルタ101に印加され
て、トランスバーサル・フィルタ101の制御に用いられ
る。
Ｔであるので、補償信号SXの内デジタル信号列D4に含ま
れる交差偏波干渉成分の除去に必要となる成分は１ビッ
トおき（T/2おき）となる。従って、補償信号SXをフリ
ップ・フロップ34に印加し、周期Ｔの再生クロック信号
CLK1で時間Ｔごとにラッチして信号SX1とする。信号SX1
は上述したデジタル信号列D4に含まれる交差偏波干渉成
分の除去に必要となる成分である。復調器11及びアナロ
グ・デジタル変換器31による信号の遅延時間は復調器12
及びアナログ・デジタル変換器16による信号の遅延時間
と等しいと見做せるので、信号SX1はトランスバーサル
・フィルタ101及びフリップ・フロップ34による遅延分
だけデジタル信号列D4に含まれる交差偏波干渉成分より
遅れている。この遅延を補償するために、デジタル信号
列D4を遅延時間がトランスバーサル・フィルタ101が有
する遅延時間とフリップフロップ34が有する遅延時間と
の和に等しい遅延回路32で遅延させる。遅延回路32の出
力であるデジタル信号列D41から減算器33により信号SX1
を減算することにより、交差偏波干渉成分が除去された
主偏波側信号42が端子３に出力さる。このディジタル信
号列D42のうち、基準値からの誤差成分を表わす誤差信
号Ｅは、トランスバーサル・フィルタ101に印加され
て、トランスバーサル・フィルタ101の制御に用いられ
る。
このようにして、第１図に示す実施例は、主偏波側に
もれ込んだ異偏波側からの干渉信号とこの干渉信号の源
となった異偏波側の信号と相対遅延時間差が生じても補
償特性の劣化が少ないというT/2間隔形トランスバーサ
ル・フィルタの長所を維持しつつ、しかも、主偏波側の
アナログ・デジタル変換器31はたかだかクロック周期Ｔ
で動作すれば良いため、非常に安価であるという特徴を
有する。
もれ込んだ異偏波側からの干渉信号とこの干渉信号の源
となった異偏波側の信号と相対遅延時間差が生じても補
償特性の劣化が少ないというT/2間隔形トランスバーサ
ル・フィルタの長所を維持しつつ、しかも、主偏波側の
アナログ・デジタル変換器31はたかだかクロック周期Ｔ
で動作すれば良いため、非常に安価であるという特徴を
有する。
第２図は、本発明の第２の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
この第２の実施例は、第１図の実施例におけるクロッ
ク周期Ｔの1/2の周期のクロック信号を発生する２逓倍
回路18のかわりに、1/N（Ｎは３以上の整数）の周期ク
ロック信号を発生するＮ逓倍回路41を備え、トランスバ
ーサル・フィルタ102のタップ数がＭ＝ｌ＋ｍ＋１（l,m
は０又は正の整数）であり、トランスバーサル・フィル
タ入力のアナログ・デジタル変換器42及びトランスバー
サル・フィルタ102が復調器11の再生クロック信号の周
期Ｔの1/Nのクロック信号で動作する点、及び、遅延回
路43の遅延時間が第１図の実施例と異なる。遅延回路43
の遅延時間はトランスバーサル・フィルタ102が有する
遅延時間とフリップ・フロップ34が有する遅延時間との
和に等しく設定する。
ク周期Ｔの1/2の周期のクロック信号を発生する２逓倍
回路18のかわりに、1/N（Ｎは３以上の整数）の周期ク
ロック信号を発生するＮ逓倍回路41を備え、トランスバ
ーサル・フィルタ102のタップ数がＭ＝ｌ＋ｍ＋１（l,m
は０又は正の整数）であり、トランスバーサル・フィル
タ入力のアナログ・デジタル変換器42及びトランスバー
サル・フィルタ102が復調器11の再生クロック信号の周
期Ｔの1/Nのクロック信号で動作する点、及び、遅延回
路43の遅延時間が第１図の実施例と異なる。遅延回路43
の遅延時間はトランスバーサル・フィルタ102が有する
遅延時間とフリップ・フロップ34が有する遅延時間との
和に等しく設定する。
以上説明した様に本発明の交差偏波干渉補償器は、主
偏波側にもれ込んだ異偏波からの干渉信号と、この干渉
信号の源となった異偏波側の信号とに相対遅延時間差が
生じても補償特性の劣化が少ないという分数（T/N）間
隔形トランスバーサル・フィルタの長所を維持しつつ、
しかも、主偏波側のアナログ・デジタル変換器は、値Ｎ
によらず常にクロック周期Ｔで動作すれば良いため、ク
ロック周期T/Nで動作する非常に高価なアナログ・デジ
タル変換器を主偏波側にも用いなければならない従来の
交差偏波干渉補償器に比して、非常に安価に構成できる
という長所を有する。
偏波側にもれ込んだ異偏波からの干渉信号と、この干渉
信号の源となった異偏波側の信号とに相対遅延時間差が
生じても補償特性の劣化が少ないという分数（T/N）間
隔形トランスバーサル・フィルタの長所を維持しつつ、
しかも、主偏波側のアナログ・デジタル変換器は、値Ｎ
によらず常にクロック周期Ｔで動作すれば良いため、ク
ロック周期T/Nで動作する非常に高価なアナログ・デジ
タル変換器を主偏波側にも用いなければならない従来の
交差偏波干渉補償器に比して、非常に安価に構成できる
という長所を有する。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は本発明の第２の実施例を示すブロック図、第３図は
従来の交差偏波干渉補償器の一例を示すブロック図であ
る。 11,12……復調器、15,16,17,31,42……アナログ・デジ
タル変換器、18,……２逓倍回路、19,32,43……遅延回
路、20,21,50,51……シフトレジスタ、22,23,24,52,53,
54……可変重みづけ回路、25,26,27,55,56,57……相関
検出器、28,58……デジタル加算器、29,33……減算器、
30,34……フリップ・フロップ、41……Ｎ逓倍回路。
図は本発明の第２の実施例を示すブロック図、第３図は
従来の交差偏波干渉補償器の一例を示すブロック図であ
る。 11,12……復調器、15,16,17,31,42……アナログ・デジ
タル変換器、18,……２逓倍回路、19,32,43……遅延回
路、20,21,50,51……シフトレジスタ、22,23,24,52,53,
54……可変重みづけ回路、25,26,27,55,56,57……相関
検出器、28,58……デジタル加算器、29,33……減算器、
30,34……フリップ・フロップ、41……Ｎ逓倍回路。
Claims (2)
- 【請求項１】互いに直交する２つの偏波信号のうち主偏
波信号を復調する第１の復調器と、異偏波信号を復調す
る第２の復調器と、前記第１の復調聞からの再生クロッ
ク信号により前記第１の復調器の出力ベースバンド信号
を標本・量子化する第１のアナログ・デジタル変換器
と、前記再生クロック信号を逓倍する逓倍回路と、この
逓倍回路の出力信号により前記第２の復調器の出力ベー
スバンド信号を標本・量子化する第２のアナログ・デジ
タル変換器と、この第２のアナログ・デジタル変換器の
出力デジタル信号列を入力とする分数間隔全デジタル形
トランスバーサル・フィルタと、この分数間隔全デジタ
ル形トランスバーサル・フィルタの出力デジタル信号列
を前記再生クロック信号によりりタイミングするリタイ
ミング回路と、前記第１のアナログ・デジタル変換器の
出力に接続され前記分数間隔全デジタル形トランスバー
サル・フィルタが有する遅延時間と前記リタイミング回
路が有する遅延時間との和に等しい遅延時間を生じる遅
延回路と、この遅延回路の出力デジタル信号列から前記
リタイミング回路の出力デジタル信号列をデジタル減算
することにより前記主偏波信号に含まれる異偏波側から
の交差偏波干渉を除去した補償後主偏波信号を出力する
デジタル減算器とを備えたことを特徴とする交差偏波干
渉補償器。 - 【請求項２】前記リタイミング回路は、前記分数間隔全
デジタル形トランスバーサル・フィルタの出力デジタル
信号列をデータ入力とし、前記再生クロック信号をクロ
ック入力とするフリップ・フロップであることを特徴と
する請求項１記載の交差偏波干渉補償器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2126161A JP2564968B2 (ja) | 1990-05-16 | 1990-05-16 | 交差偏波干渉補償器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2126161A JP2564968B2 (ja) | 1990-05-16 | 1990-05-16 | 交差偏波干渉補償器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0421226A JPH0421226A (ja) | 1992-01-24 |
| JP2564968B2 true JP2564968B2 (ja) | 1996-12-18 |
Family
ID=14928190
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2126161A Expired - Lifetime JP2564968B2 (ja) | 1990-05-16 | 1990-05-16 | 交差偏波干渉補償器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2564968B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3225560B2 (ja) * | 1991-11-27 | 2001-11-05 | 日本電気株式会社 | 交差偏波干渉補償装置 |
-
1990
- 1990-05-16 JP JP2126161A patent/JP2564968B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0421226A (ja) | 1992-01-24 |
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