JPH0316452A - バースト信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ＴＤＭＡパケット通信システムやバースト状
の音声あるいは、データ信号を扱うディジタル信号シス
テムに於いて、これらバースト信号を復調するのに適し
たバースト信号復調装置に関する。

（従来の技術） 従来より、バースト状ＡＰＳＫ変調信号を復調する手段
として、比較的電力効率の良い同期検波方式が広範に用
いられており、各バースト毎に短時間でキャリア位相及
び、ビノトタイミングを再生する必要がある。この同期
時間を短縮する目的で各バーストの先頭部にキャリア及
び、ビット同期用の特別なシーケンス、所謂プリアンプ
ルを設けるのが普通である。第２図は、通常よく見られ
るバースト信号の構戒を示しており、キャリア同期用の
無変調信号とビット同期用のＯｎ変調信号をプリアンブ
ルとして具備している。このようなバースト信号を復調
する装置には、従来、例えば第３図に示すような位相同
期ループ（ＰＬＬ）が広範に用いられてきた。以下にそ
の動作を図面を参照して簡単に説明する。図中で太線は
直交信号（または複素信号）、細線は実数信号を示す。

復調装置に到来するバースト状ＡＰＳＫ変調信号は、一
旦、固定周波数の発振器にて準同期検波され、相直交す
る２チャンネルのアナログ信号となる。各々はＡ／Ｄ変
換器１０により、ビソ１〜タイミング抽出手段１１によ
って抽出、制御される変調クロソクに同期したクロック
にて標本化され、量子化ビノトｎ（ｎ＞０の整数）から
なるデイジタル時系列データに変換される。各データは
複素乗算器１２に於いて、ＰＬＬで制御される再生キャ
リアによって同期検波され再生データを出力する。また
、複素乗算器１２の出力は位相検出器１３に人力され位
相誤差を出力する。位相誤差はＰＬＬの応答や雑音帯域
を決定する重要な要因となるループフィルタエ４で低域
ろ波され、その出力で電圧制御発振器１５を制御しキャ
リアを再生する。一方、バースト検出手段１６は複素乗
算器１２の出力を常時監視しバースト信号のプリアンプ
ルのうち無変調信号部を検出すると、あらかじめ決定さ
れたＰＬＬ制御フローを起動する。ＰＬＬ制御は、ＰＬ
Ｌ制御手段１７により行なわれ、主にＰＬＬの応答を加
速し同期を早める目的からループフィルタ１４、電圧制
御発振器工５を段階的に制御しＰＬＬの次数や雑音帯域
を切り替える。また、ＰＬＬ制御手段１７は位相検出器
１３を制御し人力信号の相数に適した位相比較器を選択
する。プリアンプルのＯｎ変調信号部が到来するとピン
トタイミング抽出手段１１はデータの変化点を検出しピ
ント同期を開始する。キャリア及び、ビット同期はプリ
アンプル終了以前に完了していなければならない。

（発明が解決しようとする課題） 以上が従来のバースト信号復調装置の一例である。この
ようなＰＬＬを用いる装置では各種条件により一概に決
定はできないが、キャリア及び、ビット双方の同期時間
を考慮すると、通常３００〜６００シンボルのプリアン
プルを必要とする。特に短いデー夕を扱うバケソト通信
システムでは回線効率が著しく低下する。また、人力信
号の位相条件でＰＬＬの同期時間に大きな隔たりがあり
、最悪位相条件ではプリアンプル時間内に同期が完了せ
ず全バースト的誤りとなる事もある。以上の問題を解決
するために、本発明では、従来より短いプリアンプルで
確実な復調が行なえるバースト信号復調装置を提供する
事にある。

（課題を解決するための手段） 本発明のバースト信号復調装置は、一定あるいは、不定
の保護時間を置いて到来するバースト状の振幅位相偏移
（ＡＰＳＫ）変調信号を固定周波数の発振器にて基底帯
域へ周波数変換した相直交する２チャンネルのアナログ
信号を受け、各々を変調クロックのＮ倍（Ｎ＞Ｏの整数
）の高速クロツクにて標本化し、各標本値を量子化ビッ
ｈｎ（ｎ＞０の整数）からなるディジタル時系列データ
へ変換するアナログ／デイジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受け、前記バースト状信号の
到来を検出するバースト検出手段と、前記Ａ／Ｄ変換器
の出力をあらかじめ定められた期間だけ遅らせる第１の
遅延手段と、この第１の遅延手段の出力を受け、前記バ
ースト検出手段からのバースト検出信号をトリガとし、
一定長の入力データよりビットタイミングを推定するビ
ットタイミング抽出手段と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を
あらかじめ定められた期間だけ遅らせる第２の遅延手段
と、この第２の遅延手段の出力を受け、前記ビットタイ
ミング抽出手段により推定したタイミングを以て、変調
周期毎のＮサンプルデータより最も確からし・いビット
タイミングのサンプルデータ１点を抽出するサンプラと
、このサンプラの出力を受け、前記ビットタイミング抽
出手段からのタイミング推定完了信号をトリガとし、一
定長の入力データよりキャリア周波数及び、位相を推定
し、以後推定値を基にキャリアを再生するキャリア再生
手段と、前記サンプラのいま１つの出力をあらかじめ定
められた期間だけ遅らせる第３の遅延手段と、この第３
の遅延手段の出力を受け、前記キャリア再生手段により
再生したキャリアと乗算する複素乗算器とを備えている
。

（実施例） 次に本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す図である。図中で太線
は直交信号（または複素信号）、細線は実数信号を示す
。

まず第１図に示すバースト信号復調装置には、第４図に
示すようなＯｎ変調信号をデータ先頭部にプリアンプル
として付加したバースト状ＡＰＳＫ変調信号が一定ある
は、不定の保護時間を置いて到来する。その信号は固定
周波数の発振器にて基底帯域へ周波数変換され、相直交
する２チャンネルのアナログ信号となる。ん０変換器１
は、各々を変調クロックのＮ倍（Ｎ〉０の整数）の高速
クロックにて標本化し、各標本値を量子化ビッ｝ｎ（ｎ
＞Ｏの整数）からなるデイジタル時系列データへ変換す
る。通常Ｎは、変調クロックの数十倍程度に選ばれＮ点
の中から最も確からしい１点を信号点とした場合でも、
ほとんど損失のない程度とする。ん０変換器１によりデ
ィジタル化された信号のまず１つは、バースト検出手段
２に入力される。バースト検出手段２は常時人力信号を
監視し、バースト信号の到来を検出すると、バースト検
出信号をビットタイミング抽出手段４へ送る。

第５図にバースト検出手段の構或例を示す。図中で太線
は直交信号（または複素信号）、細線は実数信号を示す
。入力データに対し逆変調手段１８は、変調同期毎にＮ
サンプル単位でｌと−１を交互に乗ずる動作を行う。こ
の時点では、依然ビット同期は確率しておらず入力デー
タに対してＮサンプルごとに乗数１と−１を切り替える
タイミングは不定である。この出力を受け、サンプラ１
９は、変調周期毎のＮサンプルデータから２分の１変調
周期のサンプルデータ２点を抽出し、その出力を奇数サ
ンプル系列データＳ，（２ｅ−　１）（＜　＝　１．　
２，　３，　・＞と偶数サンプル系列データＳ，（２ｅ
）Ｃ１！　＝　１．　２，　３，　・）とに分配する。

テータＳ，（２ｅ−１）と％（２ｅ）の各々は、第１及
び、第２のローバスフィルタ２０、２１に入力されＳ／
Ｎが改善される。

各々の出力は、第１及び、第２のエンベロープ検出手段
２２、２３により絶対値が計算され、再度第３及び、第
４のローパスフィルタ２４、２５に入力され信号分散が
改善される。第３及び、第４のローバスフィルタ２４、
２５の出力データをＳ，（２ｅ−１）（＜　＝１．　２
，　３，　・）と８，（２ａ（｛　＝　１．　２，　３
，　・）とすると第３のエンベロープ検出手段２６は、
データＳｄ（２ｅ−１）とＳｄ（２Ｆ：）とから絶対値
を計算する。第６図は無雑音時のアナログ人力信号エン
ベローブに対するサンプルデータＳ，Ｃ２ｅ−１）とＳ
，Ｃ２ｅ）を示しているが、各々のサンプルタイミング
Ｔ２ｅ−１とＴ２ｅはピットタイミングに同期していな
いため、いずれのサンプルも最犬のエンベローブ値を示
すとは限らない。エンベロープ検出値を最大かつ一定に
するため、変調周期１シンボル間のエンベロープ波形が
正弦波の半周期波形に近似している点に注目し、サンプ
ルデータＳ，Ｃ２ｅ−１）とＳ，（２ｅ）を相直交する
信号と仮定して絶対値を計算する事により、常に信号点
のエンベロープ値と同様の出力が得られる。比較手段２
７第３のエンベロープ検出手段２６の出力と検出しきい
値とを比較し、それを越えた時、バースト信号検出と判
断する。以上がバースト検出手段２の一例である。

第１図の説明にもどる。第１図ん０変換器１によりデイ
ジタル化された信号の１つは、第１の遅延手段３人力さ
れ、あらかじめ定められた期間だけ遅らされた後、ビッ
トタイミング抽出手段４に入力される。第１の遅延手段
３の遅延時間はバースト検出手段２にバースト信号が到
来してからバースト検出を完了するまでの時間が設定さ
れ、ビットタイミング抽出手段４がバースト検出信号を
受けた時、プリアンプル先頭部のデータからビットタイ
ミングの推定ができる様意図したものである。ビットタ
イミング抽出手段４は、一定長の人力データよりビット
タイミングの推定を行うものである。

第７図及び、第８図にビットタイミシグ抽出手段４の実
施例を示す。図中で太線は直交信号（または複素信号）
、細線は実数信号を示す。

入力データに対しエンベロープ検出手段２８は、その絶
対値を計算する。直交検波器２９はエンベロープ検出手
段２８の出力を変調周波数の正弦波信号にて直交検波し
、各々の出力は、第１及び、第２のローバスフィルタ３
０、３１に入力されＳ／Ｎが改善される。各々の出力を
受け、逆正接手段３２は逆正接を計算しビットタイミン
グを出力する。直交検波器２９は人力データと正弦波（
あるいは余弦波）との乗算値をあらかじめ書き込んだＲ
ＯＭと、正弦波（あるいは余弦波）の位相を計算するカ
ウンタとで構戒できるが、ハードウェアをより簡単化す
るために第８図に示す構戒がとれる。第８図では、エン
ベロープ検出手段２８の出力を受け、サンプラ３３は、
変調周期毎のＮサンプルデータから４分の工変調周期の
サンプルデータ４点を抽出し、その出力をサンプル系列
データＳ，（４ｅ−３）、ｓ，（４ｇ−２）、Ｓ，（４
６−１）、Ｓ，（４ａ、（ぞ＝１．２，３，・・・）と
に分配する。エンベローぶ検出手段２８の出力には変調
波数或分が含まれており、この正弦波成分を４倍サンプ
ルする事によって異時刻にサンプルされたデータＳ，（
４ｒ−３）とＳ，（４｛−２）は疑似的に、同時刻に直
交検波されたデータとみなされる。よってデータＳ，（
４＜−３）と８，（４８　−　２）は各々第１及び、第
２のローパスフィルタ３０、３１の入力とされるが、エ
ンベロープ検出手段２８の出力には変調周波数戒分の他
にも直流威分や高調波或分が含まれており、これらの戒
分を相殺するために、乗算器３４、３５テテータＳ，＜
４ｅ−１）と８，（４ｅ）とに−１を乗じ、各々を加算
器３６、３７でデータＳ５（４ｅ−３）と８，＜４８　
−　２）とに加える操作を一般的に行う。また、この操
作はアナログ人力信号の帯域制限が不十分な場合にはＳ
／Ｎを改善する効果がある。以上がビットタイミング抽
出手段４の例である。

第１図でん０変換器１によりディジタル化された信号の
いまｌつは、第２の遅延手段５に入力され、あらかじめ
定められた期間だけ遅らされた後、サンプラ６に人力さ
れる。サンプラ６はビットタイミング抽出手段４が推定
したタイミングを以て、変調周期毎のＮサンプルデータ
より最も確がらしいビットタイミングのサンプルデータ
１点を抽出し、その出力をキャリア再生手段７に入力す
る。第２の遅延手段５の遅延時間はバースト信号が到来
してがらバースト検出手段２がバースト検出を完了して
、さらにビットタイミング抽出手段４がタイミングを推
定し、サンプラ６が推定タイミングを以てサンプルを開
始するまでの時間が設定される。これはキャリア再生手
段７がタイミング推定完了信号を受けた時、プリアンプ
ル先頭部のデータがらキャリア周波数及び、位相の推定
ができる様意図したものである。キャリア再生手段７は
、一定長の入力データよりキャリア周波数及び、位相を
推定し、以後推定値を基にキャリアの再生を行うもので
ある。

第９図にキャリア再生手段７の一実施例を示す。

図中で太線は直交信号（または複素信号）、細線は実数
信号を示す。

逆変調手段３８は変調周期毎に信号烹のサンプルデータ
を受け、１サンプルごとに１と−１を交互に乗じて変調
を除去し、キャリア戒分を抽出する。

キャリア或分の抽出はてい倍によっても可能であるが、
非線形損失が問題となる。また、本発明の場合、入力が
Ｏｎ変調信号である事が事前に判明しているため容易に
逆変調が行える。複素フーリエ変換手段３９は、抽出さ
れたキャリア信号を時間軸上信号から周波数軸上信号に
変換し、その出力を受け、周波数、位相推定手段４ｏは
キャリア周波数Δωと初期位相ｅ。を推定し数値制御発
振器（ＮＣ○）４１に設定する。以後ＮＣＯ４１は設定
値を基にキャリアを再生する。また、キャリア周波数及
び、位相の推定は本実施例の他に時間軸上で全て処理す
る方法等も考えられる。以上がキャリア再生手段７の一
例である。

第１図でサンプラ６でサンプルされた信号のいま１つは
、第３の遅延手段８に人力され、あらかじめ定めれられ
た期間だけ遅らされた後、複素乗算器９に入力される。

第３の遅延手段８の遅延時間は、キャノア再生手段７が
キャリア周波数及び、位相を推定しキャリア再生を開始
するまでの時間が設定され、プリアンプル先頭部からデ
ータの復調が行われる様意図したものである。複素乗算
器９は第３の遅延手段８とキャリア再生手段７の出力と
を乗じ再生データを出力する。以上が本発明によるバー
スト信号復調装置である。まーた第１図に於いてバース
ト信号のプリアンプルが十分長い場合には、第１、第２
、第３の遅延手段３、５、８のいずれか、または全てを
省略する事も可能である。さらに第２の遅延手段５の入
力を第１の遅延手段３の出力からとる構戒や第３の遅延
手段８の人力を第工、あるいは第２の遅延手段３、５の
出力からとり、その出力にビットタイミングでサンプル
する新たなサンプラを置く構戒も当然考えられ、本質的
には第１図と変わりない。

ハードウェアをより簡単化する上で第１、第２、第３の
遅延手段３、５、８は時分割にアドレス制御され読み書
きされる１個のＲＡＭで構戒できる。

（発明の効果） 以上説明したように本発明では、 （１）入力バースト信号を遅延手段により複数回遅延さ
せる事で０■変調信号プリアンプルの再利用を図り、ま
たＰＬＬによる復調は行わず、一定長のデータよりビッ
トタイミング及び、キャリア周波数、位相を推定する方
式をとる事によって、従来方式に比べプリアンプルを約
３分の１程度に短縮でき回線効率の著しい向上が図れる
。

（２）ビット及び、キャリア同期をブロック推定により
行うため同期時間が入力信号条件に依存せず常に一定で
あり、また人力Ｓ／Ｎがあるスレソショルド以上では同
期失敗による全バースト的誤りが比較的少ない。

（３）全ディジタル的であるため、無調整かつＩＣ化が
容易でディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）を用い
たソフトウエア処理も行える。

等の効果が期待できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図及
び第３図は従来技術を説明するための図、第４図は第１
図の装置に入力される信号の形式を示す図、第５図から
第９図は、本発明に用いられる構戊要素を説明するため
の図である。 図において、１・・・Ａ／Ｄ変換器、２・・・バースト
検出手段、３，　５，　８・・・遅延手段、４・・・ビ
ットタイミング抽出手段、７・・・キャリア再生手段、
９・・・複素乗算器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）一定あるいは、不定の保護時間を置いて到来する
   バースト状の振幅位相偏移（ＡＰＳＫ）変調信号を固定
   周波数の発振器にて基底帯域へ周波数変換した相直交す
   る２チャンネルのアナログ信号を受け、各々を変調クロ
   ックのＮ倍（Ｎ＞０の整数）の高速クロックにて標本化
   し、各標本値を量子化ビットｎ（ｎ＞０の整数）からな
   るディジタル時系列データへ変換するアナログ／ディジ
   タル（Ａ／Ｄ）変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受
   け、前記バースト状信号の到来を検出するバースト検出
   手段と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力をあらかじめ定められ
   た期間だけ遅らせる第１の遅延手段と、この第１の遅延
   手段の出力を受け、前記バースト検出手段からのバース
   ト検出信号をトリガとし、一定長の入力データよりビッ
   トタイミングを推定するビットタイミング抽出手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換器の出力をあらかじめ定められた期間だ
   け遅らせる第２の遅延手段と、この第２の遅延手段の出
   力を受け、前記ビットタイミング抽出手段により推定し
   たタイミングを以て、変調周期毎のＮサンプルデータよ
   り最も確からしいビットタイミングのサンプルデータ１
   点を抽出するサンプラと、このサンプラの出力を受け、
   前記ビットタイミング抽出手段からのタイミング推定完
   了信号をトリガとし、一定長の入力データよりキャリア
   周波数及び、位相を推定し、以後推定値を基にキャリア
   を再生するキャリア再生手段と、前記サンプラのいま１
   つの出力をあらかじめ定められた期間だけ遅らせる第３
   の遅延手段と、この第３の遅延手段の出力を受け、前記
   キャリア再生手段により再生したキャリアと乗算する複
   素乗算器とを備えた事を特徴とするバースト信号復調装
   置。
2. （２）受信するバースト状ＡＰＳＫ変調信号の先頭部に
   は、あらかじめ定められたシンボル数のＯｎ変調信号を
   プリアンプルとして付加する事を規定し、上記バースト
   信号を入力とする事を特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のバースト信号復調装置。