JPH06181464A - 交差偏波間干渉補償器 - Google Patents
交差偏波間干渉補償器Info
- Publication number
- JPH06181464A JPH06181464A JP22969392A JP22969392A JPH06181464A JP H06181464 A JPH06181464 A JP H06181464A JP 22969392 A JP22969392 A JP 22969392A JP 22969392 A JP22969392 A JP 22969392A JP H06181464 A JPH06181464 A JP H06181464A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- interference
- channel
- output
- digital conversion
- demodulated signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、異偏波共用方式の無線通信システ
ムにおいて、一方のチャネルに対する他方のチャネルの
干渉を相互に補償する交差偏波間干渉補償器に関し、ク
ロスリセット時における復調信号への影響を抑え、かつ
異偏波に対応したチャネルによる干渉の補償を安定化で
きることを目的とする。 【構成】 偏波面が互いに直交して周波数が同じ搬送波
を用いて個別に形成された２つのチャネルの内、一方の
チャネルの復調信号をディジタル変換するディジタル変
換手段１１と、ディジタル変換手段１１によってディジ
タル変換された復調信号について、２つのチャネルの
内、他方のチャネルによる干渉を補償する干渉補償手段
１３とを備えた交差偏波間干渉補償器において、ディジ
タル変換手段１１によってディジタル変換された復調信
号に積分処理を施してそのディジタル変換手段に負帰還
する積分手段１５を備えて構成される。
ムにおいて、一方のチャネルに対する他方のチャネルの
干渉を相互に補償する交差偏波間干渉補償器に関し、ク
ロスリセット時における復調信号への影響を抑え、かつ
異偏波に対応したチャネルによる干渉の補償を安定化で
きることを目的とする。 【構成】 偏波面が互いに直交して周波数が同じ搬送波
を用いて個別に形成された２つのチャネルの内、一方の
チャネルの復調信号をディジタル変換するディジタル変
換手段１１と、ディジタル変換手段１１によってディジ
タル変換された復調信号について、２つのチャネルの
内、他方のチャネルによる干渉を補償する干渉補償手段
１３とを備えた交差偏波間干渉補償器において、ディジ
タル変換手段１１によってディジタル変換された復調信
号に積分処理を施してそのディジタル変換手段に負帰還
する積分手段１５を備えて構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数が同じで偏波面
が互いに直交した搬送波を用いて並行して２つのチャン
ネルを形成する無線通信システムにおいて、一方のチャ
ネルに対する他方のチャネルの干渉を相互に補償する交
差偏波間干渉補償器に関する。
が互いに直交した搬送波を用いて並行して２つのチャン
ネルを形成する無線通信システムにおいて、一方のチャ
ネルに対する他方のチャネルの干渉を相互に補償する交
差偏波間干渉補償器に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数が同じ２つの搬送波の偏波面を互
いに直交させることにより干渉を抑えて２つのチャネル
（コ・チャネル）を形成する直交偏波共用方式は、無線
周波数の有効利用の点で有利であるために、ディジタル
多重無線装置その他の伝送装置に採用されている。
いに直交させることにより干渉を抑えて２つのチャネル
（コ・チャネル）を形成する直交偏波共用方式は、無線
周波数の有効利用の点で有利であるために、ディジタル
多重無線装置その他の伝送装置に採用されている。
【０００３】このような伝送装置では、降雨その他に応
じた伝搬路の歪みに起因して偏波面に偏差が生じるため
に互いに一方のチャネルが他方のチャネルの干渉を受
け、受信端にこのような干渉を抑圧するために交差偏波
間干渉補償器ＸＰＩＣ（CrossPolarization Interferen
ce Canceller)が設けられる。
じた伝搬路の歪みに起因して偏波面に偏差が生じるため
に互いに一方のチャネルが他方のチャネルの干渉を受
け、受信端にこのような干渉を抑圧するために交差偏波
間干渉補償器ＸＰＩＣ（CrossPolarization Interferen
ce Canceller)が設けられる。
【０００４】図９は、直交偏波共用方式を用いた伝送装
置の受信部の構成例を示す図である。図において、受信
アンテナ９１は偏分波器９２の入力に接続され、その一
方の出力は周波数変換部９３1 を介して復調部９４1 の
入力に接続される。復調部９４1 の一方の出力は交差偏
波間干渉補償器９５1 を介して後段に第一の復調信号を
与える。偏分波器９２の他方の出力は周波数変換部９３
2 を介して復調部９４ 2 の入力に接続され、その一方の
出力は交差偏波間干渉補償器９５2 を介して後段に第二
の復調信号を与える。復調部９４1 の他方の出力は復調
部９４2 の他方の入力に接続され、復調部９４2 の他方
の出力は復調部９４1 の他方の入力に接続される。復調
部９４1 と交差偏波間干渉補償器９５1 との間および復
調部９４ 2 と交差偏波間干渉補償器９５2 との間では、
それぞれ上述した干渉の抑圧にかかわる種々の信号が送
受される。なお、復調部９４1 、９４2 の構成は同じで
あり、交差偏波間干渉補償器９５1 、９５2 の構成は同
じである。
置の受信部の構成例を示す図である。図において、受信
アンテナ９１は偏分波器９２の入力に接続され、その一
方の出力は周波数変換部９３1 を介して復調部９４1 の
入力に接続される。復調部９４1 の一方の出力は交差偏
波間干渉補償器９５1 を介して後段に第一の復調信号を
与える。偏分波器９２の他方の出力は周波数変換部９３
2 を介して復調部９４ 2 の入力に接続され、その一方の
出力は交差偏波間干渉補償器９５2 を介して後段に第二
の復調信号を与える。復調部９４1 の他方の出力は復調
部９４2 の他方の入力に接続され、復調部９４2 の他方
の出力は復調部９４1 の他方の入力に接続される。復調
部９４1 と交差偏波間干渉補償器９５1 との間および復
調部９４ 2 と交差偏波間干渉補償器９５2 との間では、
それぞれ上述した干渉の抑圧にかかわる種々の信号が送
受される。なお、復調部９４1 、９４2 の構成は同じで
あり、交差偏波間干渉補償器９５1 、９５2 の構成は同
じである。
【０００５】図１０は、交差偏波間干渉補償器および復
調部の構成を示す図である。復調部９４1(９４2)では、
周波数変換部９３1(９３2)から与えられる中間周波信号
がＡＧＣ増幅器１０１を介してハイブリッド１０２の入
力に与えられ、その第一および第二の出力はそれぞれ乗
算器１０３1 、１０３2 の一方の入力に接続される。乗
算器１０３1 の出力は、ローパスフィルタ１０４1 およ
びＡＧＣ増幅器１０５1 を介してＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）１０６1 の入力、増幅器１０７1 の出力および第一
の異偏波出力端子に接続される。乗算器１０３2 の出力
は、ローパスフィルタ１０４2 およびＡＧＣ増幅器１０
５2 を介してＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１０６2 の入力、
増幅器１０７2 の出力および第二の異偏波出力端子に接
続される。ハイブリッド１０２の第三の出力はハイブリ
ッド１０８の入力に接続され、その第一および第二の出
力はそれぞれ乗算器１０９の入力に接続される。乗算器
１０９の出力はバンドパスフィルタ１１０およびリミッ
タ１１１を介してミキサ１１２の一方の入力に接続さ
れ、その出力は積分器１１３を介して電圧制御発振器１
１４の入力に接続される。電圧制御発振器１１４の出力
は、ミキサ１１２の他方の入力、可変位相器１１５1 、
１１５2 の入力およびＡ／Ｄ変換器１１６1 、１１６2
のクロック入力に接続される。可変位相器１１５1 の出
力はＡ／Ｄ変換器１１６1 のクロック入力に接続され、
可変位相器１１５2 の出力はＡ／Ｄ変換器１１６2 のク
ロック入力に接続される。一方の異偏波入力端子は増幅
器１１７1 を介してＡ／Ｄ変換器１１６1 の入力に接続
され、他方の異偏波入力端子は増幅器１１７2 を介して
Ａ／Ｄ変換器１１６2 の入力に接続される。Ａ／Ｄ変換
器１０６1 、１０６2 、１１６1 、１１６2 の出力は、
それぞれ交差偏波間干渉補償器９５1(９５2)の対応する
入力に接続され、ＡＧＣ増幅器１０５1 、１０５2 の制
御入力および増幅器１０７1 、１０７2 、１１８の入力
には、それぞれ交差偏波間干渉補償器９５1(９５2)の対
応する出力が接続される。増幅器１１８の出力は積分器
１１９を介して電圧制御発振器１２０の入力に接続さ
れ、その出力は９０度ハイブリッド１２１の入力に接続
される。９０度ハイブリッド１２１の第一および第二の
出力は、それぞれ乗算器１０３1 、１０３2 の他方の入
力に接続される。
調部の構成を示す図である。復調部９４1(９４2)では、
周波数変換部９３1(９３2)から与えられる中間周波信号
がＡＧＣ増幅器１０１を介してハイブリッド１０２の入
力に与えられ、その第一および第二の出力はそれぞれ乗
算器１０３1 、１０３2 の一方の入力に接続される。乗
算器１０３1 の出力は、ローパスフィルタ１０４1 およ
びＡＧＣ増幅器１０５1 を介してＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）１０６1 の入力、増幅器１０７1 の出力および第一
の異偏波出力端子に接続される。乗算器１０３2 の出力
は、ローパスフィルタ１０４2 およびＡＧＣ増幅器１０
５2 を介してＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１０６2 の入力、
増幅器１０７2 の出力および第二の異偏波出力端子に接
続される。ハイブリッド１０２の第三の出力はハイブリ
ッド１０８の入力に接続され、その第一および第二の出
力はそれぞれ乗算器１０９の入力に接続される。乗算器
１０９の出力はバンドパスフィルタ１１０およびリミッ
タ１１１を介してミキサ１１２の一方の入力に接続さ
れ、その出力は積分器１１３を介して電圧制御発振器１
１４の入力に接続される。電圧制御発振器１１４の出力
は、ミキサ１１２の他方の入力、可変位相器１１５1 、
１１５2 の入力およびＡ／Ｄ変換器１１６1 、１１６2
のクロック入力に接続される。可変位相器１１５1 の出
力はＡ／Ｄ変換器１１６1 のクロック入力に接続され、
可変位相器１１５2 の出力はＡ／Ｄ変換器１１６2 のク
ロック入力に接続される。一方の異偏波入力端子は増幅
器１１７1 を介してＡ／Ｄ変換器１１６1 の入力に接続
され、他方の異偏波入力端子は増幅器１１７2 を介して
Ａ／Ｄ変換器１１６2 の入力に接続される。Ａ／Ｄ変換
器１０６1 、１０６2 、１１６1 、１１６2 の出力は、
それぞれ交差偏波間干渉補償器９５1(９５2)の対応する
入力に接続され、ＡＧＣ増幅器１０５1 、１０５2 の制
御入力および増幅器１０７1 、１０７2 、１１８の入力
には、それぞれ交差偏波間干渉補償器９５1(９５2)の対
応する出力が接続される。増幅器１１８の出力は積分器
１１９を介して電圧制御発振器１２０の入力に接続さ
れ、その出力は９０度ハイブリッド１２１の入力に接続
される。９０度ハイブリッド１２１の第一および第二の
出力は、それぞれ乗算器１０３1 、１０３2 の他方の入
力に接続される。
【０００６】交差偏波間干渉補償器９５1(９５2)では、
トランスバーサルフィルタ(ＴＲ)１２２1 、１２２2 の
入力にはＡ／Ｄ変換器１０６1 の出力が接続され、トラ
ンスバーサルフィルタ１２２1 の出力は減算器１２３1
の一方の入力に接続される。減算器１２３1 の出力は減
算器１２４1 の一方の入力に接続され、その出力は搬送
波再生部（ＣＲ）１２５の一方の入力、ＡＧＣ増幅器１
０５1 の制御入力、増幅器１０７1 の入力および後段に
第一の復調信号を与える。トランスバーサルフィルタ
（ＴＲ）１２２3 、１２２4 の入力にはＡ／Ｄ変換器１
０６2 の出力が接続され、トランスバーサルフィルタ１
２２3 の出力は減算器１２３2 の一方の入力に接続され
る。減算器１２３2 の出力は減算器１２４2 の一方の入
力に接続され、その出力は搬送波再生部(ＣＲ)１２５の
他方の入力、ＡＧＣ増幅器１０５2の制御入力、増幅器
１０７2 の入力および後段に第二の復調信号を与える。
トランスバーサルフィルタ１２２2 の出力は減算器１２
３2 の他方の入力に接続され、トランスバーサルフィル
タ１２２4 の出力は減算器１２３1 の他方の入力に接続
される。トランスバーサルフィルタ１２６1 、１２６2
の入力にはＡ／Ｄ変換器１１６1 の出力が接続され、ト
ランスバーサルフィルタ１２６3 、１２６4 の入力には
Ａ／Ｄ変換器１１６2 の出力が接続される。トランスバ
ーサルフィルタ１２６1 の出力は減算器１２７1 の一方
の入力に接続され、トランスバーサルフィルタ１２６3
の出力は減算器１２７2 の一方の入力に接続される。減
算器１２７1 の出力は減算器１２４1 の他方の入力に接
続され、減算器１２７2 の出力は減算器１２４2 の他方
の入力に接続される。トランスバーサルフィルタ１２６
2の出力は減算器１２７2 の他方の入力に接続され、ト
ランスバーサルフィルタ１２６4 の出力は減算器１２７
1 の他方の入力に接続される。
トランスバーサルフィルタ(ＴＲ)１２２1 、１２２2 の
入力にはＡ／Ｄ変換器１０６1 の出力が接続され、トラ
ンスバーサルフィルタ１２２1 の出力は減算器１２３1
の一方の入力に接続される。減算器１２３1 の出力は減
算器１２４1 の一方の入力に接続され、その出力は搬送
波再生部（ＣＲ）１２５の一方の入力、ＡＧＣ増幅器１
０５1 の制御入力、増幅器１０７1 の入力および後段に
第一の復調信号を与える。トランスバーサルフィルタ
（ＴＲ）１２２3 、１２２4 の入力にはＡ／Ｄ変換器１
０６2 の出力が接続され、トランスバーサルフィルタ１
２２3 の出力は減算器１２３2 の一方の入力に接続され
る。減算器１２３2 の出力は減算器１２４2 の一方の入
力に接続され、その出力は搬送波再生部(ＣＲ)１２５の
他方の入力、ＡＧＣ増幅器１０５2の制御入力、増幅器
１０７2 の入力および後段に第二の復調信号を与える。
トランスバーサルフィルタ１２２2 の出力は減算器１２
３2 の他方の入力に接続され、トランスバーサルフィル
タ１２２4 の出力は減算器１２３1 の他方の入力に接続
される。トランスバーサルフィルタ１２６1 、１２６2
の入力にはＡ／Ｄ変換器１１６1 の出力が接続され、ト
ランスバーサルフィルタ１２６3 、１２６4 の入力には
Ａ／Ｄ変換器１１６2 の出力が接続される。トランスバ
ーサルフィルタ１２６1 の出力は減算器１２７1 の一方
の入力に接続され、トランスバーサルフィルタ１２６3
の出力は減算器１２７2 の一方の入力に接続される。減
算器１２７1 の出力は減算器１２４1 の他方の入力に接
続され、減算器１２７2 の出力は減算器１２４2 の他方
の入力に接続される。トランスバーサルフィルタ１２６
2の出力は減算器１２７2 の他方の入力に接続され、ト
ランスバーサルフィルタ１２６4 の出力は減算器１２７
1 の他方の入力に接続される。
【０００７】このような受信部では、アンテナ９１を介
して受信された受信波は、偏分波器９２を介して互いに
直交した偏波の成分に分離され、それぞれ周波数変換部
９３ 1 、９３2 によって所定周波数の中間周波信号に変
換されて復調部９４1、９４2に与えられる。
して受信された受信波は、偏分波器９２を介して互いに
直交した偏波の成分に分離され、それぞれ周波数変換部
９３ 1 、９３2 によって所定周波数の中間周波信号に変
換されて復調部９４1、９４2に与えられる。
【０００８】復調部９４1(９４2)では、ＡＧＣ増幅器１
０１およびハイブリッド１０２は、それぞれこのように
して与えられた中間周波信号を所定のレベルに増幅し、
乗算器１０３1 、１０３2 およびハイブリッド１０８に
与える。乗算器１０３1 、１０３2 は、このようにして
分岐された中間周波信号と９０度ハイブリッド１２１を
介して与えられる互いに直交した再生搬送波を乗算する
ことにより、これらの中間周波信号を復調して２つの直
交したベースバンド信号を出力する。
０１およびハイブリッド１０２は、それぞれこのように
して与えられた中間周波信号を所定のレベルに増幅し、
乗算器１０３1 、１０３2 およびハイブリッド１０８に
与える。乗算器１０３1 、１０３2 は、このようにして
分岐された中間周波信号と９０度ハイブリッド１２１を
介して与えられる互いに直交した再生搬送波を乗算する
ことにより、これらの中間周波信号を復調して２つの直
交したベースバンド信号を出力する。
【０００９】一方、ハイブリッド１０８および乗算器１
０９は上述した中間周波信号をホモダイン検波し、バン
ドパスフィルタ１１０およびリミッタ１１１を介してミ
キサ１１２に与える。ミキサ１１２はこのようにして与
えられる検波信号と電圧制御発振器１１４から与えられ
るクロック信号とを乗算し、積分器１１３はその乗算の
結果を積分して得られる電圧信号により電圧制御発振器
１１４の発振周波数を可変制御する。したがって、電圧
制御発振器１１４の出力には、上述した検波信号に位相
同期したクロックが得られる。
０９は上述した中間周波信号をホモダイン検波し、バン
ドパスフィルタ１１０およびリミッタ１１１を介してミ
キサ１１２に与える。ミキサ１１２はこのようにして与
えられる検波信号と電圧制御発振器１１４から与えられ
るクロック信号とを乗算し、積分器１１３はその乗算の
結果を積分して得られる電圧信号により電圧制御発振器
１１４の発振周波数を可変制御する。したがって、電圧
制御発振器１１４の出力には、上述した検波信号に位相
同期したクロックが得られる。
【００１０】Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 は、それ
ぞれローパスフィルタ１０４1 、１０４2 およびＡＧＣ
増幅器１０５1 、１０５2 を介して上述した２つのベー
スバンド信号を取り込み、さらに、電圧制御発振器１１
４から与えられるクロックに基づいてディジタル信号に
変換する。なお、可変位相器１１５1 、１１５2 は、
は、それぞれＡ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 に与えら
れるクロックの位相を微調整する。
ぞれローパスフィルタ１０４1 、１０４2 およびＡＧＣ
増幅器１０５1 、１０５2 を介して上述した２つのベー
スバンド信号を取り込み、さらに、電圧制御発振器１１
４から与えられるクロックに基づいてディジタル信号に
変換する。なお、可変位相器１１５1 、１１５2 は、
は、それぞれＡ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 に与えら
れるクロックの位相を微調整する。
【００１１】トランスバーサルフィルタ１２２1 〜１２
２4 は、何れも無線伝送路の特性に適応した同じ等化特
性を有し、Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 によって上
述した２つのベースバンド信号の歪み成分をディジタル
処理により補償する。減算器１２３1 、１２３2 は、こ
のようにして得られた２つのベースバンド信号の成分を
互いに減算することによりこれらのベースバンド信号に
含まれる直交誤差を補正する。 また、Ａ／Ｄ変換器１
１６1、１１６2は、それぞれ増幅器１１７1 、１１７2
を介して反対側の偏波に対応した復調部９４2(９４1)の
ＡＧＣ増幅器１０５1 、１０５2 から出力される２つ直
交したベースバンド信号を取り込み、これらの信号を電
圧制御発振器１１４から与えられるクロックに応じてデ
ィジタル変換する。トランスバーサルフィルタ１２６1
〜１２６4 はトランスバーサルフィルタ１２２1 〜１２
２4 と同じ等化特性により伝送路歪みの補償を行い、減
算器１２７1 、１２７2 は上述した減算器１２３1 、１
２３2 と同様に直交誤差を補正する。
２4 は、何れも無線伝送路の特性に適応した同じ等化特
性を有し、Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 によって上
述した２つのベースバンド信号の歪み成分をディジタル
処理により補償する。減算器１２３1 、１２３2 は、こ
のようにして得られた２つのベースバンド信号の成分を
互いに減算することによりこれらのベースバンド信号に
含まれる直交誤差を補正する。 また、Ａ／Ｄ変換器１
１６1、１１６2は、それぞれ増幅器１１７1 、１１７2
を介して反対側の偏波に対応した復調部９４2(９４1)の
ＡＧＣ増幅器１０５1 、１０５2 から出力される２つ直
交したベースバンド信号を取り込み、これらの信号を電
圧制御発振器１１４から与えられるクロックに応じてデ
ィジタル変換する。トランスバーサルフィルタ１２６1
〜１２６4 はトランスバーサルフィルタ１２２1 〜１２
２4 と同じ等化特性により伝送路歪みの補償を行い、減
算器１２７1 、１２７2 は上述した減算器１２３1 、１
２３2 と同様に直交誤差を補正する。
【００１２】減算器１２４1 、１２４2 は、このように
して得られた２つの異なる偏波に対応したチャネルのベ
ースバンド信号の差分をとってこれらのチャネル相互間
の干渉成分を補償し、その補償の結果得られた２つのベ
ースバンド信号を後段に与える。また、このようにして
得られた２つのベースバンド信号は、搬送波再生部１２
５が行う搬送波再生処理の対象となり、ＡＧＣ増幅器１
０５1 、１０５2 の制御入力にフィードバックされて各
ベースバンド信号のレベル変動分の補償に供され、増幅
器１０７1 、１０７2 を介してＡ／Ｄ変換器１０６1 、
１０６2 の入力にフィードバックされてディジタル変換
に伴う直流オフセット分を補償する制御に供される。
して得られた２つの異なる偏波に対応したチャネルのベ
ースバンド信号の差分をとってこれらのチャネル相互間
の干渉成分を補償し、その補償の結果得られた２つのベ
ースバンド信号を後段に与える。また、このようにして
得られた２つのベースバンド信号は、搬送波再生部１２
５が行う搬送波再生処理の対象となり、ＡＧＣ増幅器１
０５1 、１０５2 の制御入力にフィードバックされて各
ベースバンド信号のレベル変動分の補償に供され、増幅
器１０７1 、１０７2 を介してＡ／Ｄ変換器１０６1 、
１０６2 の入力にフィードバックされてディジタル変換
に伴う直流オフセット分を補償する制御に供される。
【００１３】さらに、このような交差偏波間干渉の補償
制御では、減算器１２４1、１２４2の出力端に得られる
各ベースバンド信号のアイパターンは、正常時には図１
１(a) に示すように上述した直流オフセット分を含まず
に与えられるべきであるが、Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１
０６2 が行うディジタル変換に付随した直流オフセット
分（図１２）は何ら補償されずに減算器１２４1 、１
２４2 に与えられるために、図１１(b) に示すアイパタ
ーンとなる。しかし、このような直流オフセット分は、
Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 の入力端に増幅器１０
７1 、１０７2を介して形成されるドリフト制御ループ
を介して相殺され、図１１(c) に示すように、見掛け上
は正常なものとなる。
制御では、減算器１２４1、１２４2の出力端に得られる
各ベースバンド信号のアイパターンは、正常時には図１
１(a) に示すように上述した直流オフセット分を含まず
に与えられるべきであるが、Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１
０６2 が行うディジタル変換に付随した直流オフセット
分（図１２）は何ら補償されずに減算器１２４1 、１
２４2 に与えられるために、図１１(b) に示すアイパタ
ーンとなる。しかし、このような直流オフセット分は、
Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 の入力端に増幅器１０
７1 、１０７2を介して形成されるドリフト制御ループ
を介して相殺され、図１１(c) に示すように、見掛け上
は正常なものとなる。
【００１４】また、搬送波再生部１２５から出力される
再生搬送波信号は増幅器１１８および積分器１１９を介
して電圧制御発振器１２０に与えられ、その出力には上
述した基準搬送波信号が得られる。
再生搬送波信号は増幅器１１８および積分器１１９を介
して電圧制御発振器１２０に与えられ、その出力には上
述した基準搬送波信号が得られる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来の交差偏波間干渉補償器では、何らかの原因で異偏
波側の復調部で生成される基準搬送波信号が対応する偏
波の受信波と非同期になったり、このような非同期の状
態に陥る可能性があることが検出されると、その受信波
と反対の偏波に対応した交差偏波間干渉補償器のトラン
スバーサルフィルタ１２６1 〜１２６4 と、減算器１２
７1 、１２７2 との動作を自動的にあるいは手動により
停止させるクロスリセットが行われる。このような場合
には、減衰器１２４1 、１２４2 に与えられていたＡ／
Ｄ変換器１１６1 、１１６2 の直流オフセット分が突然
消失し（図１２）、上述したドリフト制御ループでは
このような消失分に追従した補償制御が行われるため
に、その制御が発散したり、上述したアイパターンが乱
れてビット誤り率が劣化する原因となっていた。
従来の交差偏波間干渉補償器では、何らかの原因で異偏
波側の復調部で生成される基準搬送波信号が対応する偏
波の受信波と非同期になったり、このような非同期の状
態に陥る可能性があることが検出されると、その受信波
と反対の偏波に対応した交差偏波間干渉補償器のトラン
スバーサルフィルタ１２６1 〜１２６4 と、減算器１２
７1 、１２７2 との動作を自動的にあるいは手動により
停止させるクロスリセットが行われる。このような場合
には、減衰器１２４1 、１２４2 に与えられていたＡ／
Ｄ変換器１１６1 、１１６2 の直流オフセット分が突然
消失し（図１２）、上述したドリフト制御ループでは
このような消失分に追従した補償制御が行われるため
に、その制御が発散したり、上述したアイパターンが乱
れてビット誤り率が劣化する原因となっていた。
【００１６】本発明は、クロスリセット時における復調
信号への影響を抑え、かつ異偏波に対応したチャネルに
よる干渉の補償を安定化できる交差偏波間干渉補償器を
提供することを目的とする。
信号への影響を抑え、かつ異偏波に対応したチャネルに
よる干渉の補償を安定化できる交差偏波間干渉補償器を
提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】図１は、請求項１に記載
の発明の原理ブロック図である。本発明は、偏波面が互
いに直交して周波数が同じ搬送波を用いて個別に形成さ
れた２つのチャネルの内、一方のチャネルの復調信号を
ディジタル変換するディジタル変換手段１１と、ディジ
タル変換手段１１によってディジタル変換された復調信
号について、２つのチャネルの内、他方のチャネルによ
る干渉を補償する干渉補償手段１３とを備えた交差偏波
間干渉補償器において、ディジタル変換手段１１によっ
てディジタル変換された復調信号に積分処理を施してそ
のディジタル変換手段に負帰還する積分手段１５を備え
たことを特徴とする。
の発明の原理ブロック図である。本発明は、偏波面が互
いに直交して周波数が同じ搬送波を用いて個別に形成さ
れた２つのチャネルの内、一方のチャネルの復調信号を
ディジタル変換するディジタル変換手段１１と、ディジ
タル変換手段１１によってディジタル変換された復調信
号について、２つのチャネルの内、他方のチャネルによ
る干渉を補償する干渉補償手段１３とを備えた交差偏波
間干渉補償器において、ディジタル変換手段１１によっ
てディジタル変換された復調信号に積分処理を施してそ
のディジタル変換手段に負帰還する積分手段１５を備え
たことを特徴とする。
【００１８】図２は、請求項２に記載の発明の原理ブロ
ック図である。本発明は、偏波面が互いに直交して周波
数が同じ搬送波を用いて個別に形成された２つのチャネ
ルの内、一方のチャネルの復調信号をディジタル変換す
るディジタル変換手段２１と、２つのチャネルの内、他
方のチャネルの復調信号からディジタル変換手段２１に
よってディジタル変換された復調信号の成分を減算し、
一方のチャネルによる干渉を補償する干渉補償手段２３
とを備えた交差偏波間干渉補償器において、干渉補償手
段２３によって干渉補償が行われた復調信号に積分処理
を施して干渉補償手段２３に負帰還する積分手段２５を
備えたことを特徴とする。
ック図である。本発明は、偏波面が互いに直交して周波
数が同じ搬送波を用いて個別に形成された２つのチャネ
ルの内、一方のチャネルの復調信号をディジタル変換す
るディジタル変換手段２１と、２つのチャネルの内、他
方のチャネルの復調信号からディジタル変換手段２１に
よってディジタル変換された復調信号の成分を減算し、
一方のチャネルによる干渉を補償する干渉補償手段２３
とを備えた交差偏波間干渉補償器において、干渉補償手
段２３によって干渉補償が行われた復調信号に積分処理
を施して干渉補償手段２３に負帰還する積分手段２５を
備えたことを特徴とする。
【００１９】
【作用】請求項１に記載の交差偏波間干渉補償器では、
ディジタル変換手段１１は干渉補償の対象となる一方の
チャネルの復調信号をディジタル変換して干渉補償手段
１３に与え、積分手段１５はこのようにしてディジタル
変換された復調信号に積分処理を施すことにより、その
ディジタル変換に伴う直流オフセット分を求めてディジ
タル変換手段１１に負帰還する。
ディジタル変換手段１１は干渉補償の対象となる一方の
チャネルの復調信号をディジタル変換して干渉補償手段
１３に与え、積分手段１５はこのようにしてディジタル
変換された復調信号に積分処理を施すことにより、その
ディジタル変換に伴う直流オフセット分を求めてディジ
タル変換手段１１に負帰還する。
【００２０】すなわち、このような負帰還の帰還路は干
渉補償手段１３の前段に形成されるので、上述した一方
のチャネルに対する干渉波となる他方のチャネルの復調
信号が何らかの原因で与えられない状態でも、上述した
直流オフセット分は安定に軽減される。さらに、このよ
うな状態に突入したりその状態から脱却したときにも、
干渉補償手段１３の出力端からディジタル変換手段１１
に対して負帰還を行っていた従来例のように帰還路の定
常状態は変化しないので、干渉補償が施されて出力され
る復調信号に生じる変動分は同様に抑圧される。
渉補償手段１３の前段に形成されるので、上述した一方
のチャネルに対する干渉波となる他方のチャネルの復調
信号が何らかの原因で与えられない状態でも、上述した
直流オフセット分は安定に軽減される。さらに、このよ
うな状態に突入したりその状態から脱却したときにも、
干渉補償手段１３の出力端からディジタル変換手段１１
に対して負帰還を行っていた従来例のように帰還路の定
常状態は変化しないので、干渉補償が施されて出力され
る復調信号に生じる変動分は同様に抑圧される。
【００２１】請求項２に記載の交差偏波間干渉補償器で
は、ディジタル変換手段２１は干渉波となる一方のチャ
ネルの復調信号をディジタル変換して干渉補償手段２３
に与え、積分手段２５は干渉補償手段２３によって干渉
補償が行われた他方のチャネルの復調信号に積分処理を
施すことにより、上述したディジタル変換に伴う直流オ
フセット分を求めて干渉補償手段２３に負帰還する。
は、ディジタル変換手段２１は干渉波となる一方のチャ
ネルの復調信号をディジタル変換して干渉補償手段２３
に与え、積分手段２５は干渉補償手段２３によって干渉
補償が行われた他方のチャネルの復調信号に積分処理を
施すことにより、上述したディジタル変換に伴う直流オ
フセット分を求めて干渉補償手段２３に負帰還する。
【００２２】すなわち、このような負帰還の帰還路が無
かった従来例に比べて、上述した直流オフセット分が軽
減され、かつその直流オフセット分が干渉補償手段２３
から出力される復調信号に含まれることに起因した識別
誤りの発生確率が低減される。
かった従来例に比べて、上述した直流オフセット分が軽
減され、かつその直流オフセット分が干渉補償手段２３
から出力される復調信号に含まれることに起因した識別
誤りの発生確率が低減される。
【００２３】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図３は、請求項１に記載の発明に対
応した実施例を示す図である。
て詳細に説明する。図３は、請求項１に記載の発明に対
応した実施例を示す図である。
【００２４】図において、図１０に示すものと機能およ
び構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して
示し、ここではその説明を省略する。本発明の特徴とす
る構成は、本実施例では、増幅器１０７1 の入力端を積
分器３１1 を介して減算器１２３1 の出力に接続し、増
幅器１０７2 の入力端を積分器３１2 を介して減算器１
２３2 の出力に接続した点にある。
び構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して
示し、ここではその説明を省略する。本発明の特徴とす
る構成は、本実施例では、増幅器１０７1 の入力端を積
分器３１1 を介して減算器１２３1 の出力に接続し、増
幅器１０７2 の入力端を積分器３１2 を介して減算器１
２３2 の出力に接続した点にある。
【００２５】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、Ａ／Ｄ変換器１０６1 はディジ
タル変換手段１１に対応し、トランスバーサルフィルタ
１２２1 〜１２２4 、減算器１２３1 、１２３2 、１２
４1 、１２４2 、Ａ／Ｄ変換器１１６1 、１１６2 、ト
ランスバーサルフィルタ１２６1 〜１２６4 および減算
器１２７1 、１２７2 は干渉補償手段１３に対応し、積
分器３１1 、３１2 および増幅器１０７1 、１０７2 は
積分手段１５に対応する。
の対応関係については、Ａ／Ｄ変換器１０６1 はディジ
タル変換手段１１に対応し、トランスバーサルフィルタ
１２２1 〜１２２4 、減算器１２３1 、１２３2 、１２
４1 、１２４2 、Ａ／Ｄ変換器１１６1 、１１６2 、ト
ランスバーサルフィルタ１２６1 〜１２６4 および減算
器１２７1 、１２７2 は干渉補償手段１３に対応し、積
分器３１1 、３１2 および増幅器１０７1 、１０７2 は
積分手段１５に対応する。
【００２６】以下、本実施例の動作を説明する。Ａ／Ｄ
変換器１０６1 の出力に得られるディジタルのベースバ
ンド信号（以下、単に「ディジタルベースバンド信号」
という。）の各語がそのＡ／Ｄ変換器に与えられるアナ
ログのベースバンド信号（以下、単に「アナログベース
バンド信号」という。）の振幅値を純２進数で示し、か
つ図４(a) に示すように、信号空間ダイヤグラム上でこ
のような語で示される信号点の分布がガウス分布で与え
られる場合には、一般に、これらの語の最下位ビット
（例えば、１６ＱＡＭ方式の場合には、図５に示すＤ2
で示される。）の各論理値の発生確率は、Ａ／Ｄ変換器
１０６1 のディジタル変換に伴う直流オフセット分に起
因して偏りが生じる。積分器３１1 は、連続した所定語
数毎に上述した最下位ビットの論理値の移動平均をと
り、増幅器１０７1 を介してＡ／Ｄ変換器１０６1 に対
して負帰還（ドリフト制御）を行う。さらに、積分器３
１2 は、Ａ／Ｄ変換器１０６2 に対して同様に負帰還を
行う。したがって、Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 が
行うディジタル変換に伴う直流オフセット分は、上述し
た負帰還によって抑圧される。
変換器１０６1 の出力に得られるディジタルのベースバ
ンド信号（以下、単に「ディジタルベースバンド信号」
という。）の各語がそのＡ／Ｄ変換器に与えられるアナ
ログのベースバンド信号（以下、単に「アナログベース
バンド信号」という。）の振幅値を純２進数で示し、か
つ図４(a) に示すように、信号空間ダイヤグラム上でこ
のような語で示される信号点の分布がガウス分布で与え
られる場合には、一般に、これらの語の最下位ビット
（例えば、１６ＱＡＭ方式の場合には、図５に示すＤ2
で示される。）の各論理値の発生確率は、Ａ／Ｄ変換器
１０６1 のディジタル変換に伴う直流オフセット分に起
因して偏りが生じる。積分器３１1 は、連続した所定語
数毎に上述した最下位ビットの論理値の移動平均をと
り、増幅器１０７1 を介してＡ／Ｄ変換器１０６1 に対
して負帰還（ドリフト制御）を行う。さらに、積分器３
１2 は、Ａ／Ｄ変換器１０６2 に対して同様に負帰還を
行う。したがって、Ａ／Ｄ変換器１０６1 、１０６2 が
行うディジタル変換に伴う直流オフセット分は、上述し
た負帰還によって抑圧される。
【００２７】また、このような負帰還路は異偏波間の干
渉補償を行う減算器１２４1 の前段に形成されるので、
クロスリセットが行われている状態であるか否かにかか
わらず、上述した直流オフセット分は安定に抑圧され
る。
渉補償を行う減算器１２４1 の前段に形成されるので、
クロスリセットが行われている状態であるか否かにかか
わらず、上述した直流オフセット分は安定に抑圧され
る。
【００２８】なお、積分器３１1 、３１2 の構成につい
ては、上述したように信号空間ダイヤグラム上における
各語の信号点の分布によって異なり、例えば図４(b) に
示すように、その分布が異偏波間の干渉量が大きいため
にガウス分布で与えられない場合には、図４(c) に示す
ように各語がとり得る値の平均値をＡ／Ｄ変換器１０６
1 、１０６2 に負帰還すればよい。
ては、上述したように信号空間ダイヤグラム上における
各語の信号点の分布によって異なり、例えば図４(b) に
示すように、その分布が異偏波間の干渉量が大きいため
にガウス分布で与えられない場合には、図４(c) に示す
ように各語がとり得る値の平均値をＡ／Ｄ変換器１０６
1 、１０６2 に負帰還すればよい。
【００２９】また、このような平均値を得るために行う
演算については、上述したように移動平均法に限定され
ず、例えば、指数平滑法その他のどのような方法を用い
てもよい。
演算については、上述したように移動平均法に限定され
ず、例えば、指数平滑法その他のどのような方法を用い
てもよい。
【００３０】図６は、請求項２に記載の発明に対応した
実施例を示す図である。図において、図３に示すものと
機能および構成が同じものについては、同じ参照番号を
付与して示し、ここではその説明を省略する。
実施例を示す図である。図において、図３に示すものと
機能および構成が同じものについては、同じ参照番号を
付与して示し、ここではその説明を省略する。
【００３１】本発明の特徴とする構成は、本実施例で
は、図３に示す実施例に併せて、減算器１２４1 の出力
からスイッチ６１1 および積分器６２1 を介して減算器
１２７ 1 の出力に備えたディジタル加算器（以下、単に
「加算器」という。）６４1 に負帰還路を設け、減算器
１２４2 の出力からスイッチ６１2 および積分器６２2
を介して減算器１２７2 の出力に備えた加算器６４2 に
負帰還路を設け、スイッチ６１1 、６１2 のメイク接点
間にＰＮ符号発生器（ＰＮ）６３を配置した点にある。
ここに、スイッチ６１1 のブレーク接点は減算器１２４
1 の出力に接続され、スイッチ６１2 のブレーク接点は
減算器１２４2 の出力に接続される。
は、図３に示す実施例に併せて、減算器１２４1 の出力
からスイッチ６１1 および積分器６２1 を介して減算器
１２７ 1 の出力に備えたディジタル加算器（以下、単に
「加算器」という。）６４1 に負帰還路を設け、減算器
１２４2 の出力からスイッチ６１2 および積分器６２2
を介して減算器１２７2 の出力に備えた加算器６４2 に
負帰還路を設け、スイッチ６１1 、６１2 のメイク接点
間にＰＮ符号発生器（ＰＮ）６３を配置した点にある。
ここに、スイッチ６１1 のブレーク接点は減算器１２４
1 の出力に接続され、スイッチ６１2 のブレーク接点は
減算器１２４2 の出力に接続される。
【００３２】なお、本実施例と図２に示すブロック図と
の対応関係については、Ａ／Ｄ変換器１１６1、１１６2
はディジタル変換手段２１に対応し、Ａ／Ｄ変換器１０
６1、１０６2 、トランスバーサルフィルタ１２２1 〜
１２２4 、減算器１２３1 、１２３2 、１２４1 、１２
４2 、積分器３１1 、３１2 、増幅器１０７1 、１０７
2 、トランスバーサルフィルタ１２６1 〜１２６4 およ
び減算器１２７1 、１２７2 は干渉補償手段２３に対応
し、積分器６２1 、６２2 および加算器６４1、６４2
は積分手段２５に対応する。
の対応関係については、Ａ／Ｄ変換器１１６1、１１６2
はディジタル変換手段２１に対応し、Ａ／Ｄ変換器１０
６1、１０６2 、トランスバーサルフィルタ１２２1 〜
１２２4 、減算器１２３1 、１２３2 、１２４1 、１２
４2 、積分器３１1 、３１2 、増幅器１０７1 、１０７
2 、トランスバーサルフィルタ１２６1 〜１２６4 およ
び減算器１２７1 、１２７2 は干渉補償手段２３に対応
し、積分器６２1 、６２2 および加算器６４1、６４2
は積分手段２５に対応する。
【００３３】以下、本実施例の動作を説明する。第一お
よび第二の異偏波入力端子から与えられたアナログの２
つのベースバンド信号は、それぞれ増幅器１１７1 、１
１７2 およびＡ／Ｄ変換器１１６1 、１１６2 を介して
ディジタルベースバンド信号に変換される。これらの信
号は、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換器１１６1、１１
６2が行うディジタル変換の過程で生じた直流オフセッ
ト分を含み、それぞれトランスバーサルフィルタ１２６
1 、１２６3 、減算器１２７1 、１２７2 を介して減算
器１２４1 、１２４2 の出力に伝達される。
よび第二の異偏波入力端子から与えられたアナログの２
つのベースバンド信号は、それぞれ増幅器１１７1 、１
１７2 およびＡ／Ｄ変換器１１６1 、１１６2 を介して
ディジタルベースバンド信号に変換される。これらの信
号は、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換器１１６1、１１
６2が行うディジタル変換の過程で生じた直流オフセッ
ト分を含み、それぞれトランスバーサルフィルタ１２６
1 、１２６3 、減算器１２７1 、１２７2 を介して減算
器１２４1 、１２４2 の出力に伝達される。
【００３４】クロスリセットが行われていない状態で
は、減算器１２４1 の出力からスイッチ６１1 および積
分器６２1 を介して減算器１２４1 の入力端に至る負帰
還路と、減算器１２４2 の出力からスイッチ６１2 およ
び積分器６２2 を介して減算器１２４2 の入力端に至る
負帰還路とが形成される。したがって、Ａ／Ｄ変換器１
１６1 、１１６2 から出力されるディジタルベースバン
ド信号に含まれる直流オフセット分は、抑圧される。
は、減算器１２４1 の出力からスイッチ６１1 および積
分器６２1 を介して減算器１２４1 の入力端に至る負帰
還路と、減算器１２４2 の出力からスイッチ６１2 およ
び積分器６２2 を介して減算器１２４2 の入力端に至る
負帰還路とが形成される。したがって、Ａ／Ｄ変換器１
１６1 、１１６2 から出力されるディジタルベースバン
ド信号に含まれる直流オフセット分は、抑圧される。
【００３５】ここに、加算器６４1 、６４1 を介してそ
れぞれ減算器１２４1、１２４2の入力に帰還される信号
については、減算器１２４1 、１２４2 によって異偏波
間の干渉が抑圧されたものであるから、信号空間ダイヤ
グラム上の信号点の分布は正規分布であるものとして扱
えばよい。したがって、積分器６２1、６２2が行う積分
処理の方法としては、積分器３１1、３１2で行われる移
動平均法あるいはこれに相当するものであればよい。
れぞれ減算器１２４1、１２４2の入力に帰還される信号
については、減算器１２４1 、１２４2 によって異偏波
間の干渉が抑圧されたものであるから、信号空間ダイヤ
グラム上の信号点の分布は正規分布であるものとして扱
えばよい。したがって、積分器６２1、６２2が行う積分
処理の方法としては、積分器３１1、３１2で行われる移
動平均法あるいはこれに相当するものであればよい。
【００３６】また、クロスリセットが行われた状態で
は、減算器１２７1 、１２７2 の動作が停止してこれら
の出力信号の論理値が一定値になるが、積分器６２1 、
６２2の入力は何れもスイッチ６１1 、６１2 を介して
ＰＮ符号発生器６３の出力に接続される。ＰＮ符号発生
器６３から設定されるＰＮ符号は、デューティー比がほ
ぼ均等の値であり、積分器６２1 、６２2 を介して加算
器６４1 、６４2 の入力に帰還される。
は、減算器１２７1 、１２７2 の動作が停止してこれら
の出力信号の論理値が一定値になるが、積分器６２1 、
６２2の入力は何れもスイッチ６１1 、６１2 を介して
ＰＮ符号発生器６３の出力に接続される。ＰＮ符号発生
器６３から設定されるＰＮ符号は、デューティー比がほ
ぼ均等の値であり、積分器６２1 、６２2 を介して加算
器６４1 、６４2 の入力に帰還される。
【００３７】すなわち、クロスリセット状態となって
も、直流オフセット分は、大幅にシフトする（図１２
）ことはない。したがって、クロスリセット状態から
脱却した時に大きな過渡応答を伴うことなく、上述した
直流オフセット分を抑えた定常状態に速やかに復帰する
ことができる。
も、直流オフセット分は、大幅にシフトする（図１２
）ことはない。したがって、クロスリセット状態から
脱却した時に大きな過渡応答を伴うことなく、上述した
直流オフセット分を抑えた定常状態に速やかに復帰する
ことができる。
【００３８】このように本実施例によれば、Ａ／Ｄ変換
器１１６1 、１１６2 で発生する直流オフセット分が抑
圧されるので、このような直流オフセット分に起因して
従来例で発生していた各語の識別誤りが大幅に軽減され
る。
器１１６1 、１１６2 で発生する直流オフセット分が抑
圧されるので、このような直流オフセット分に起因して
従来例で発生していた各語の識別誤りが大幅に軽減され
る。
【００３９】なお、上述したＰＮ符号については、例え
ば、デューティ比が５０％のクロック信号のように、平
均値が振幅値のほぼ半分の値となる信号であればどのよ
うなものを用いてもよい。
ば、デューティ比が５０％のクロック信号のように、平
均値が振幅値のほぼ半分の値となる信号であればどのよ
うなものを用いてもよい。
【００４０】図８は、請求項２に記載の発明に対応した
他の実施例を示す図である。図において、図６に示すも
のと機能および構成が同じものについては、同じ参照番
号を付与して示し、ここではその説明を省略する。
他の実施例を示す図である。図において、図６に示すも
のと機能および構成が同じものについては、同じ参照番
号を付与して示し、ここではその説明を省略する。
【００４１】本発明の特徴とする構成は、本実施例で
は、増幅器１１７1 、１１７2 の前段に直交検波器８１
を備え、さらにその前段に干渉波を所定のレベルに増幅
する可変利得増幅器８２を備えた点にある。
は、増幅器１１７1 、１１７2 の前段に直交検波器８１
を備え、さらにその前段に干渉波を所定のレベルに増幅
する可変利得増幅器８２を備えた点にある。
【００４２】以下、本実施例の動作を説明する。本実施
例は、請求項２に記載の発明をＦＭ干渉除去を行うＶＣ
ＤＩＣ（VectorCompensated Detect Interference Canc
eller)に適用したものであり、本発明にかかかわる動作
については、図６に示す実施例に同じであるから、ここ
ではその説明を省略する。
例は、請求項２に記載の発明をＦＭ干渉除去を行うＶＣ
ＤＩＣ（VectorCompensated Detect Interference Canc
eller)に適用したものであり、本発明にかかかわる動作
については、図６に示す実施例に同じであるから、ここ
ではその説明を省略する。
【００４３】直交検波器８１には、ＡＧＣ増幅器１０１
に与えられる入力信号に対する干渉波が所定のアンテナ
系および可変利得増幅器８２を介して与えられる。直交
検波器８１は、このような干渉波を復調して２つの直交
したベースバンド信号を生成し、増幅器１１７1、１１
７2を介してＡ／Ｄコンバータに与える。したがって、
減算器１２４1 、１２４2 では、上述した中間周波数信
号に含まれる干渉波成分を除去する処理が行われる。
に与えられる入力信号に対する干渉波が所定のアンテナ
系および可変利得増幅器８２を介して与えられる。直交
検波器８１は、このような干渉波を復調して２つの直交
したベースバンド信号を生成し、増幅器１１７1、１１
７2を介してＡ／Ｄコンバータに与える。したがって、
減算器１２４1 、１２４2 では、上述した中間周波数信
号に含まれる干渉波成分を除去する処理が行われる。
【００４４】なお、上述した各実施例では、各偏波に対
応した受信波がＱＡＭ変調されているのでその変調方式
に適応した直交復調を行っているが、本発明は、このよ
うな変調方式に限定されず、例えば、２相のＰＳＫ変調
方式にも同様に適用可能である。
応した受信波がＱＡＭ変調されているのでその変調方式
に適応した直交復調を行っているが、本発明は、このよ
うな変調方式に限定されず、例えば、２相のＰＳＫ変調
方式にも同様に適用可能である。
【００４５】また、上述した各実施例では、トランスバ
ーサルフィルタ１２２2 、１２２4および減算器１２３
1 、１２３2 を介して、乗算器１０３1 、１０３2 が行
なう直交復調の直交誤差分の補償処理を行い、かつトラ
ンスバーサルフフィルタ１２２1 、１２２3 を介して伝
送路歪みの補償処理を行っているが、本発明は、このよ
うな補償処理を行わない受信装置にも適用可能である。
ーサルフィルタ１２２2 、１２２4および減算器１２３
1 、１２３2 を介して、乗算器１０３1 、１０３2 が行
なう直交復調の直交誤差分の補償処理を行い、かつトラ
ンスバーサルフフィルタ１２２1 、１２２3 を介して伝
送路歪みの補償処理を行っているが、本発明は、このよ
うな補償処理を行わない受信装置にも適用可能である。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、異偏波
共用方式に適応したチャネル間の干渉補償を行う干渉補
償手段の前段に、その補償対象となる復調信号のディジ
タル変換に伴う直流オフセット分を抑圧する負帰還路を
形成することにより、干渉波に対応した復調信号が与え
られない状態でもその直流オフセット分を安定に抑圧す
る。また、干渉補償手段に干渉波の復調信号のディジタ
ル変換に伴う直流オフセット分を負帰還路することによ
り、干渉補償手段の出力端に対するその直流オフセット
分の伝達を抑える。
共用方式に適応したチャネル間の干渉補償を行う干渉補
償手段の前段に、その補償対象となる復調信号のディジ
タル変換に伴う直流オフセット分を抑圧する負帰還路を
形成することにより、干渉波に対応した復調信号が与え
られない状態でもその直流オフセット分を安定に抑圧す
る。また、干渉補償手段に干渉波の復調信号のディジタ
ル変換に伴う直流オフセット分を負帰還路することによ
り、干渉補償手段の出力端に対するその直流オフセット
分の伝達を抑える。
【００４７】すなわち、干渉補償処理を施して得られる
復調信号に含まれる直流オフセット分は、干渉波の復調
信号が与えられるか否かにかかわらず従来例に比べて安
定にかつ確実に抑圧されるので、このような直流オフセ
ット分に起因する識別誤りの発生確率が軽減され、異偏
波共用方式に対応した受信装置の性能が高められる。
復調信号に含まれる直流オフセット分は、干渉波の復調
信号が与えられるか否かにかかわらず従来例に比べて安
定にかつ確実に抑圧されるので、このような直流オフセ
ット分に起因する識別誤りの発生確率が軽減され、異偏
波共用方式に対応した受信装置の性能が高められる。
【図１】請求項１に記載の発明の原理ブッロク図であ
る。
る。
【図２】請求項２に記載の発明の原理ブッロク図であ
る。
る。
【図３】請求項１に記載の発明に対応した実施例を示す
図である。
図である。
【図４】異偏波間の干渉量に対応した信号点の分布を示
す図である。
す図である。
【図５】ドリフト制御の方法を説明する図である。
【図６】請求項２に記載の発明に対応した実施例を示す
図である。
図である。
【図７】異偏波側のベースバンド信号に重畳された直流
オフセット分を示す図である。
オフセット分を示す図である。
【図８】請求項２に記載の発明に対応した他の実施例を
示す図である。
示す図である。
【図９】直交偏波共用方式を採用した伝送装置の受信部
の構成例を示す図である。
の構成例を示す図である。
【図１０】交差偏波間干渉補償器および復調部の構成を
示す図である。
示す図である。
【図１１】従来の交差偏波間干渉補償器の動作を説明す
る図である。
る図である。
【図１２】従来の交差偏波間干渉補償器の問題点を説明
する図である。
する図である。
１１，２１ ディジタル変換手段 １３，２３ 干渉補償手段 １５，２５ 積分手段 ３１，６２ 積分器 ６１ スイッチ ６３ ＰＮ符号発生器（ＰＮ） ６４ ディジタル加算器 ８１ 直交検波器 ８２ 可変利得増幅器 ９１ 受信アンテナ ９２ 偏分波器 ９３ 周波数変換部 ９４ 復調部 ９５ 交差偏波間干渉補償器 １０１，１０５ ＡＧＣ増幅器 １０２，１０８ ハイブリッド １０３，１０９ 乗算器 １０４ ローパスフィルタ １０６，１１６ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） １０７，１１７，１１８ 増幅器 １１０ バンドパスフィルタ １１１ リミッタ １１２ ミキサ １１３，１１９ 積分器 １１４，１２０ 電圧制御発振器 １１５ 可変位相器 １２１ ９０度ハイブリッド １２２，１２６ トランスバーサルフィルタ（ＴＲ） １２３，１２４，１２７ 減算器 １２５ 搬送波再生部（ＣＲ）
Claims (2)
- 【請求項１】 偏波面が互いに直交して周波数が同じ搬
送波を用いて個別に形成された２つのチャネルの内、一
方のチャネルの復調信号をディジタル変換するディジタ
ル変換手段（１１）と、 前記ディジタル変換手段（１１）によってディジタル変
換された復調信号について、前記２つのチャネルの内、
他方のチャネルによる干渉を補償する干渉補償手段（１
３）とを備えた交差偏波間干渉補償器において、 前記ディジタル変換手段（１１）によってディジタル変
換された復調信号に積分処理を施してそのディジタル変
換手段に負帰還する積分手段（１５）を備えたことを特
徴とする交差偏波間干渉補償器。 - 【請求項２】 偏波面が互いに直交して周波数が同じ搬
送波を用いて個別に形成された２つのチャネルの内、一
方のチャネルの復調信号をディジタル変換するディジタ
ル変換手段（２１）と、 前記２つのチャネルの内、他方のチャネルの復調信号か
ら前記ディジタル変換手段（２１）によってディジタル
変換された復調信号の成分を減算し、前記一方のチャネ
ルによる干渉を補償する干渉補償手段（２３）とを備え
た交差偏波間干渉補償器において、 前記干渉補償手段（２３）によって干渉補償が行われた
復調信号に積分処理を施して前記干渉補償手段（２３）
に負帰還する積分手段（２５）を備えたことを特徴とす
る交差偏波間干渉補償器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22969392A JPH06181464A (ja) | 1992-08-28 | 1992-08-28 | 交差偏波間干渉補償器 |
| PCT/JP1993/000735 WO1993025019A1 (en) | 1992-06-01 | 1993-06-01 | Compensator for interference between cross polarizations and cross polarization interference eliminator using the compensator |
| US08/190,067 US5710799A (en) | 1992-06-01 | 1993-06-01 | Cross polarization interference canceler and cross polarization interference eliminating apparatus using the same |
| US08/794,370 US5844950A (en) | 1992-06-01 | 1997-02-04 | Cross polarization interference canceler and cross polarization interference eliminating apparatus using the same |
| JP10256586A JP2958314B2 (ja) | 1992-06-01 | 1998-09-10 | 交差偏波干渉除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22969392A JPH06181464A (ja) | 1992-08-28 | 1992-08-28 | 交差偏波間干渉補償器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06181464A true JPH06181464A (ja) | 1994-06-28 |
Family
ID=16896230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22969392A Pending JPH06181464A (ja) | 1992-06-01 | 1992-08-28 | 交差偏波間干渉補償器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06181464A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7551678B2 (en) | 2002-12-19 | 2009-06-23 | Fujitsu Limited | OFDM transceiver apparatus |
| US7925236B2 (en) | 2005-10-20 | 2011-04-12 | Nec Corporation | Cross polarization interference canceling method and cross polarization interference canceling apparatus |
| US8145174B2 (en) | 2007-04-11 | 2012-03-27 | Nec Corporation | Orthogonal cross polarization interference compensating device, demodulator, receiving station, and method of compensating cross-polarization interference |
-
1992
- 1992-08-28 JP JP22969392A patent/JPH06181464A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7551678B2 (en) | 2002-12-19 | 2009-06-23 | Fujitsu Limited | OFDM transceiver apparatus |
| US7925236B2 (en) | 2005-10-20 | 2011-04-12 | Nec Corporation | Cross polarization interference canceling method and cross polarization interference canceling apparatus |
| US8145174B2 (en) | 2007-04-11 | 2012-03-27 | Nec Corporation | Orthogonal cross polarization interference compensating device, demodulator, receiving station, and method of compensating cross-polarization interference |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5844950A (en) | Cross polarization interference canceler and cross polarization interference eliminating apparatus using the same | |
| US4085378A (en) | QPSK demodulator | |
| US4736455A (en) | Interference cancellation system | |
| EP0037813B1 (en) | Single sideband receiver with pilot-based feed forward correction for motion-induced distortion | |
| US4701935A (en) | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference | |
| US4479258A (en) | Cross-polarization crosstalk canceller | |
| JP3565160B2 (ja) | 交差偏波間干渉補償回路 | |
| RU2308815C1 (ru) | Демодулятор и способ компенсации фазы для него | |
| US7769358B2 (en) | Radio system, radio transmitter, and radio receiver | |
| KR20050030422A (ko) | 직교 복조 수신 시스템에서 가변루프이득을 이용한 동위상채널과 직교 채널 간 위상 및 이득 불일치 보상 장치 및그 방법 | |
| EP0085403B1 (en) | Device for eliminating fm or like interference from a digital microwave signal | |
| US20100029237A1 (en) | Radio receiving apparatus and radio receiving method | |
| US6570441B1 (en) | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal | |
| US7373131B2 (en) | Signal processing method and signal processing apparatus | |
| US5442663A (en) | Residual carrier adaptive cross-polarization equalizer | |
| JPH06181464A (ja) | 交差偏波間干渉補償器 | |
| EP0684703B1 (en) | Circuit for removing random fm noise | |
| JPS6130347Y2 (ja) | ||
| EP0607496A1 (en) | One bit differential detector for GMSK with frequency offset compensation | |
| JPS6216581B2 (ja) | ||
| JP4281260B2 (ja) | Ｆｍ復調器および受信機 | |
| JP2504184B2 (ja) | 直交偏波通信方式 | |
| KR100306276B1 (ko) | 통신시스템의혼변조신호처리장치및방법 | |
| JP2513311B2 (ja) | 直交偏波通信方式 | |
| JPS6011859B2 (ja) | 相互干渉係数検出装置 |