JP3451398B2 - 準同期検波復調回路 - Google Patents
準同期検波復調回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直交変調された信号を
復調するための準同期検波復調回路に関し、特に準同期
検波復調回路における利得制御（ＡＧＣ）およびドリフ
ト制御（ＤＲＣ）の組み合わせ方法に関するものであ
る。
復調するための準同期検波復調回路に関し、特に準同期
検波復調回路における利得制御（ＡＧＣ）およびドリフ
ト制御（ＤＲＣ）の組み合わせ方法に関するものであ
る。
【０００２】準同期検波復調方式は、直交変調波を復調
する際に、固定周波数のローカル信号を使用して復調を
行なって得られた信号に対して、ディジタルキャリア再
生（ＤＣＲ）によって、位相回転の処理を行って復調信
号を得るものである。
する際に、固定周波数のローカル信号を使用して復調を
行なって得られた信号に対して、ディジタルキャリア再
生（ＤＣＲ）によって、位相回転の処理を行って復調信
号を得るものである。
【０００３】準同期検波復調回路においては、変調側と
復調側とにおける、信号振幅成分と、直流成分のずれを
補償するために、ＡＧＣとＤＲＣとを行うことが必要で
あり、このような補償を正しく行えるような復調回路が
求められている。
復調側とにおける、信号振幅成分と、直流成分のずれを
補償するために、ＡＧＣとＤＲＣとを行うことが必要で
あり、このような補償を正しく行えるような復調回路が
求められている。
【０００４】
【従来の技術】図５は、従来の復調回路を示したもので
あって、同期検波を行う場合を示している。１１はハイ
ブリッド（Ｈ）、１２，１３は検波回路、１４は電圧制
御発振器（ＶＣＯ）、１５は９０°ハイブリッド
（Ｈ）、１６，１７はローパスフィルタ、１８，１９は
可変利得増幅器、２０，２１は加算器、２２，２３はア
ナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、２４は等化器、２
５は制御部（ＣＯＮＴ）、２６，２７，２８，２９，３
０はローパスフィルタである。
あって、同期検波を行う場合を示している。１１はハイ
ブリッド（Ｈ）、１２，１３は検波回路、１４は電圧制
御発振器（ＶＣＯ）、１５は９０°ハイブリッド
（Ｈ）、１６，１７はローパスフィルタ、１８，１９は
可変利得増幅器、２０，２１は加算器、２２，２３はア
ナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、２４は等化器、２
５は制御部（ＣＯＮＴ）、２６，２７，２８，２９，３
０はローパスフィルタである。
【０００５】直交変調（ＱＡＭ）された中間周波信号入
力（ＩＦ ＩＮ）は、ハイブリッド１１で２分岐され
て、それぞれ検波回路１２，１３の一方の入力に加えら
れる。電圧制御発振器１４は、搬送波再生回路（ＣＲ）
を構成し、入力信号に同期したクロックを再生する。９
０°ハイブリッド１５はこのローカル信号を９０°移相
して、それぞれ検波回路１２，１３の他方の入力に加え
ることによって、検波回路１２，１３からそれぞれＩチ
ャネルとＱチャネルの復調出力を発生する。
力（ＩＦ ＩＮ）は、ハイブリッド１１で２分岐され
て、それぞれ検波回路１２，１３の一方の入力に加えら
れる。電圧制御発振器１４は、搬送波再生回路（ＣＲ）
を構成し、入力信号に同期したクロックを再生する。９
０°ハイブリッド１５はこのローカル信号を９０°移相
して、それぞれ検波回路１２，１３の他方の入力に加え
ることによって、検波回路１２，１３からそれぞれＩチ
ャネルとＱチャネルの復調出力を発生する。
【０００６】ＩチャネルとＱチャネルの復調出力は、そ
れぞれ、ローパスフィルタ１６，１７で帯域制限され、
可変利得増幅器１８，１９において信号振幅のＡＧＣを
行われ、加算器２０，２１において直流成分のずれを補
償するＤＲＣを行われたのち、Ａ／Ｄ２２，２３におい
て例えば８ビットのディジタル信号に変換され、トラン
スバーサル等化器等からなる等化器２４において所要の
振幅等化を受けて、出力データＩCH, ＱCHを生じる。
れぞれ、ローパスフィルタ１６，１７で帯域制限され、
可変利得増幅器１８，１９において信号振幅のＡＧＣを
行われ、加算器２０，２１において直流成分のずれを補
償するＤＲＣを行われたのち、Ａ／Ｄ２２，２３におい
て例えば８ビットのディジタル信号に変換され、トラン
スバーサル等化器等からなる等化器２４において所要の
振幅等化を受けて、出力データＩCH, ＱCHを生じる。
【０００７】制御部２５においては、復調データＩCH,
ＱCHから、ＶＣＯ１４に対する周波数制御用の信号を作
成する。この際の制御信号は、復調データの第１ビット
を極性信号（Ｄ）、第２ビット以下所定のビット数を有
効データ、有効データより下位の１ビットを誤差信号
（Ｅ）としたとき、Ｉチャネルのデータを添字Ｉ，Ｑチ
ャネルのデータを添字Ｑで表して、Ｄ(I) とＥ(Q) の排
他的論理和、またはＤ(Q ) とＥ(I) の排他的論理和のデ
ータを使用する。例えば１６ＱＡＭ方式の場合は、有効
データは第２，第３ビットであり、第４ビットは誤差信
号である。この信号はローパスフィルタ２６を経て平滑
化されて、制御電圧としてＶＣＯ１４に供給される。こ
れによってＶＣＯ１４はその発振周波数を変化し、入力
信号の周波数に同期するように制御される。
ＱCHから、ＶＣＯ１４に対する周波数制御用の信号を作
成する。この際の制御信号は、復調データの第１ビット
を極性信号（Ｄ）、第２ビット以下所定のビット数を有
効データ、有効データより下位の１ビットを誤差信号
（Ｅ）としたとき、Ｉチャネルのデータを添字Ｉ，Ｑチ
ャネルのデータを添字Ｑで表して、Ｄ(I) とＥ(Q) の排
他的論理和、またはＤ(Q ) とＥ(I) の排他的論理和のデ
ータを使用する。例えば１６ＱＡＭ方式の場合は、有効
データは第２，第３ビットであり、第４ビットは誤差信
号である。この信号はローパスフィルタ２６を経て平滑
化されて、制御電圧としてＶＣＯ１４に供給される。こ
れによってＶＣＯ１４はその発振周波数を変化し、入力
信号の周波数に同期するように制御される。
【０００８】また、制御部２５においては、復調データ
ＩCH, ＱCHから、ＡＧＣ用の制御信号を作成する。この
場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに対
してそれぞれ、Ｄ(I) とＥ(I) の排他的論理和、および
Ｄ(Q) とＥ(Q) の排他的論理和のデータが使用される。
これらの信号は、それぞれローパスフィルタ２７，２８
を経て可変利得増幅器１８，１９に供給されて、復調信
号振幅をそれぞれのチャネルごとに制御するベースバン
ド（Ｂ．Ｂ）ＡＧＣを行われる。
ＩCH, ＱCHから、ＡＧＣ用の制御信号を作成する。この
場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに対
してそれぞれ、Ｄ(I) とＥ(I) の排他的論理和、および
Ｄ(Q) とＥ(Q) の排他的論理和のデータが使用される。
これらの信号は、それぞれローパスフィルタ２７，２８
を経て可変利得増幅器１８，１９に供給されて、復調信
号振幅をそれぞれのチャネルごとに制御するベースバン
ド（Ｂ．Ｂ）ＡＧＣを行われる。
【０００９】さらに制御部２５においては、復調データ
ＩCH, ＱCHから、ＤＲＣ用の制御信号を作成する。この
場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに対
してそれぞれ、Ｅ(I) とＥ(Q) のデータが使用される。
これらの信号は、それぞれローパスフィルタ２９，３０
を経て平滑化されて、加算器２０，２１に供給されて、
復調データにおける直流分をチャネルごとに補償する。
ＩCH, ＱCHから、ＤＲＣ用の制御信号を作成する。この
場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに対
してそれぞれ、Ｅ(I) とＥ(Q) のデータが使用される。
これらの信号は、それぞれローパスフィルタ２９，３０
を経て平滑化されて、加算器２０，２１に供給されて、
復調データにおける直流分をチャネルごとに補償する。
【００１０】図６は、従来の準同期検波復調回路を示し
たものであって、図５の回路において搬送波再生部を省
略して、固定周波数発振器と位相回転部およびディジタ
ル可変周波数発振器とを付加した構成を有している。図
５におけると同じものを同じ番号で示し、３１は固定周
波数発振器（ＯＳＣ）、３２は位相回転部、３３はロー
パスフィルタ、３４はディジタル可変周波数発振器（Ｄ
ＶＣＯ）である。
たものであって、図５の回路において搬送波再生部を省
略して、固定周波数発振器と位相回転部およびディジタ
ル可変周波数発振器とを付加した構成を有している。図
５におけると同じものを同じ番号で示し、３１は固定周
波数発振器（ＯＳＣ）、３２は位相回転部、３３はロー
パスフィルタ、３４はディジタル可変周波数発振器（Ｄ
ＶＣＯ）である。
【００１１】図７は、位相回転部の構成を示したもので
あって、３６，３７，３８，３９はミキサ、４０，４１
は加算器である。図７において、位相回転前の信号を
Ｉ，Ｑとし、位相回転後の信号をＩ’，Ｑ’としたと
き、与えるべき位相回転をθとすると、ミキサ３６，３
７，３８，３９の一方の入力に、それぞれｃｏｓ
（θ），ｓｉｎ（θ），ｓｉｎ（θ），ｃｏｓ（θ）の
信号を与えることによって、次式の関係によって、所望
の位相回転θを与えることができる。 Ｉ’＝Ｉｃｏｓ（θ）−Ｑｓｉｎ（θ） （１） Ｑ’＝Ｉｓｉｎ（θ）＋Ｑｃｏｓ（θ） （２）
あって、３６，３７，３８，３９はミキサ、４０，４１
は加算器である。図７において、位相回転前の信号を
Ｉ，Ｑとし、位相回転後の信号をＩ’，Ｑ’としたと
き、与えるべき位相回転をθとすると、ミキサ３６，３
７，３８，３９の一方の入力に、それぞれｃｏｓ
（θ），ｓｉｎ（θ），ｓｉｎ（θ），ｃｏｓ（θ）の
信号を与えることによって、次式の関係によって、所望
の位相回転θを与えることができる。 Ｉ’＝Ｉｃｏｓ（θ）−Ｑｓｉｎ（θ） （１） Ｑ’＝Ｉｓｉｎ（θ）＋Ｑｃｏｓ（θ） （２）
【００１２】図８は、ＤＶＣＯの構成を示したものであ
って、４３，４４は遅延回路、４５は加算器、４６，４
７はそれぞれリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）である。
って、４３，４４は遅延回路、４５は加算器、４６，４
７はそれぞれリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）である。
【００１３】制御部２５においては、図５に示された場
合と同様にして、復調データＩCH,ＱCHから周波数制御
用の信号を作成し、この信号はローパスフィルタ３３を
経て平滑化されて、遅延回路４３に加えられて所要の時
間保持されたのち、遅延回路４４と加算器４５とからな
るアキュムレータ（積分器）において、サンプリング周
期ごとにカウントアップまたはカウントダウンされ、そ
の出力はＲＯＭ４６，４７にアドレスとして加えられ
る。このアドレスは、位相回転部３２における位相角θ
に対応し、ＲＯＭ４６，４７は、それぞれこのアドレス
に対応するｓｉｎ（θ）およびｃｏｓ（θ）のデータを
出力する。
合と同様にして、復調データＩCH,ＱCHから周波数制御
用の信号を作成し、この信号はローパスフィルタ３３を
経て平滑化されて、遅延回路４３に加えられて所要の時
間保持されたのち、遅延回路４４と加算器４５とからな
るアキュムレータ（積分器）において、サンプリング周
期ごとにカウントアップまたはカウントダウンされ、そ
の出力はＲＯＭ４６，４７にアドレスとして加えられ
る。このアドレスは、位相回転部３２における位相角θ
に対応し、ＲＯＭ４６，４７は、それぞれこのアドレス
に対応するｓｉｎ（θ）およびｃｏｓ（θ）のデータを
出力する。
【００１４】この場合、ミキサ１２，１３における復調
出力は、ＩＦ ＩＮとＯＳＣ３１のローカル信号とが非
同期のため、時間的にその位相が回転しているので、そ
の振幅成分および直流成分は、位相回転部３２によって
位相回転を与えた後において、この位相回転の分だけ回
転して出力データに現れる。従って、図６に示された準
同期検波復調回路では、図５に示された同期検波復調回
路のような単純なＡＧＣ，ＤＲＣによっては、その振幅
成分および直流成分の変化に対する補償を行うことがで
きない。
出力は、ＩＦ ＩＮとＯＳＣ３１のローカル信号とが非
同期のため、時間的にその位相が回転しているので、そ
の振幅成分および直流成分は、位相回転部３２によって
位相回転を与えた後において、この位相回転の分だけ回
転して出力データに現れる。従って、図６に示された準
同期検波復調回路では、図５に示された同期検波復調回
路のような単純なＡＧＣ，ＤＲＣによっては、その振幅
成分および直流成分の変化に対する補償を行うことがで
きない。
【００１５】図６の回路において、利得変化によって、
位相回転前にＩチャネルの復調信号ＩがΔｉ(G) Ｉに変
化し、Ｑチャネルの復調信号ＱがΔｑ(G) Ｑに変化した
とすると、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調
信号は、 Ｉ”＝Δｉ(G) Ｉ cos（θ）−Δｑ(G) Ｑ sin（θ） ＝Ｉ’＋（Δｉ(G) −１）Ｉ cos（θ）−（Δｑ(G) −１）Ｑ sin（θ） …（３） Ｑ”＝Δｉ(G) Ｉ sin（θ）＋Δｑ(G) Ｑ cos（θ） ＝Ｑ’＋（Δｉ(G) −１）Ｉ sin（θ）＋（Δｑ(G) −１）Ｑ cos（θ） …（４）
位相回転前にＩチャネルの復調信号ＩがΔｉ(G) Ｉに変
化し、Ｑチャネルの復調信号ＱがΔｑ(G) Ｑに変化した
とすると、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調
信号は、 Ｉ”＝Δｉ(G) Ｉ cos（θ）−Δｑ(G) Ｑ sin（θ） ＝Ｉ’＋（Δｉ(G) −１）Ｉ cos（θ）−（Δｑ(G) −１）Ｑ sin（θ） …（３） Ｑ”＝Δｉ(G) Ｉ sin（θ）＋Δｑ(G) Ｑ cos（θ） ＝Ｑ’＋（Δｉ(G) −１）Ｉ sin（θ）＋（Δｑ(G) −１）Ｑ cos（θ） …（４）
【００１６】従って位相回転後のＩチャネルとＱチャネ
ルの復調信号における振幅誤差は、 ＥI(G)＝（Δｉ(G) −１）Ｉ cos（θ）−（Δｑ(G) −１）Ｑ sin（θ） …（５） ＥQ(G)＝（Δｉ(G) −１）Ｉ sin（θ）＋（Δｑ(G) −１）Ｑ cos（θ） …（６） であって、位相回転部３２における位相回転と同じ位相
回転θを有している。
ルの復調信号における振幅誤差は、 ＥI(G)＝（Δｉ(G) −１）Ｉ cos（θ）−（Δｑ(G) −１）Ｑ sin（θ） …（５） ＥQ(G)＝（Δｉ(G) −１）Ｉ sin（θ）＋（Δｑ(G) −１）Ｑ cos（θ） …（６） であって、位相回転部３２における位相回転と同じ位相
回転θを有している。
【００１７】Δｉ(G) ，Δｑ(G) は１に近い値を持つも
のであり、利得変化がないときは、１になるものであ
る。そこで（Δｉ(G) −１），（Δｑ(G) −１）は、位
相回転前の利得誤差を表している。
のであり、利得変化がないときは、１になるものであ
る。そこで（Δｉ(G) −１），（Δｑ(G) −１）は、位
相回転前の利得誤差を表している。
【００１８】（５），（６）式から（Δｉ(G) −１），
（Δｑ(G) −１）を求めると、 Δｉ(G) −１＝〔ＥI(G) cos（θ）＋ＥQ(G) sin（θ）〕／Ｉ …（７） Δｑ(G) −１＝〔−ＥI(G) sin（θ）＋ＥQ(G) cos（θ）〕／Ｑ …（８）
（Δｑ(G) −１）を求めると、 Δｉ(G) −１＝〔ＥI(G) cos（θ）＋ＥQ(G) sin（θ）〕／Ｉ …（７） Δｑ(G) −１＝〔−ＥI(G) sin（θ）＋ＥQ(G) cos（θ）〕／Ｑ …（８）
【００１９】さらに、（Δｉ(G) −１），（Δｑ(G) −
１）は（７），（８）式から、 Δｉ(G) −１＝〔ＥI(G) cos（−θ）−ＥQ(G) sin（−θ）〕／Ｉ …（９） Δｑ(G) −１＝〔ＥI(G) sin（−θ）＋ＥQ(G) cos（−θ）〕／Ｑ …（10）
１）は（７），（８）式から、 Δｉ(G) −１＝〔ＥI(G) cos（−θ）−ＥQ(G) sin（−θ）〕／Ｉ …（９） Δｑ(G) −１＝〔ＥI(G) sin（−θ）＋ＥQ(G) cos（−θ）〕／Ｑ …（10）
【００２０】（９），（10）式から位相回転前の利得誤
差は、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルとの振幅誤
差に対して、位相回転部３２の位相回転θと逆の位相回
転（−θ）を与えて、それぞれチャネルの位相回転前の
Ｉ，Ｑで割算することにより求められる。可変利得増幅
器１８，１９においては、このようにして求められた利
得誤差によってＡＧＣを行うことにより、準同期検波復
調時の振幅成分の変化に対する補償を行うことができ
る。
差は、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルとの振幅誤
差に対して、位相回転部３２の位相回転θと逆の位相回
転（−θ）を与えて、それぞれチャネルの位相回転前の
Ｉ，Ｑで割算することにより求められる。可変利得増幅
器１８，１９においては、このようにして求められた利
得誤差によってＡＧＣを行うことにより、準同期検波復
調時の振幅成分の変化に対する補償を行うことができ
る。
【００２１】また、図６の回路において、ドリフトの変
化によって、位相回転前にＩチャネルの復調出力Ｉが
（Ｉ＋Δｉ(D) ）に変化し、Ｑチャネルの復調出力Ｑが
（Ｑ＋Δｑ(D) ）に変化したとすると、位相回転後のＩ
チャネルとＱチャネルの復調信号は、 Ｉ”＝（Ｉ＋Δｉ(D) ） cos（θ）−（Ｑ＋Δｑ(D) ） sin（θ） ＝Ｉ’＋Δｉ(D) cos（θ）−Δｑ(D) sin（θ） …（11） Ｑ”＝（Ｉ＋Δｉ(D) ） sin（θ）＋（Ｑ＋Δｑ(D) ） cos（θ） ＝Ｑ’＋Δｉ(D) sin（θ）＋Δｑ(D) cos（θ） …（12）
化によって、位相回転前にＩチャネルの復調出力Ｉが
（Ｉ＋Δｉ(D) ）に変化し、Ｑチャネルの復調出力Ｑが
（Ｑ＋Δｑ(D) ）に変化したとすると、位相回転後のＩ
チャネルとＱチャネルの復調信号は、 Ｉ”＝（Ｉ＋Δｉ(D) ） cos（θ）−（Ｑ＋Δｑ(D) ） sin（θ） ＝Ｉ’＋Δｉ(D) cos（θ）−Δｑ(D) sin（θ） …（11） Ｑ”＝（Ｉ＋Δｉ(D) ） sin（θ）＋（Ｑ＋Δｑ(D) ） cos（θ） ＝Ｑ’＋Δｉ(D) sin（θ）＋Δｑ(D) cos（θ） …（12）
【００２２】従って位相回転後のＩチャネルとＱチャネ
ルの復調信号におけるドリフト誤差は、 ＥI(D)＝Δｉ(D) cos （θ）−Δｑ(D) sin （θ） …（13） ＥQ(D)＝Δｉ(D) sin （θ）＋Δｑ(D) cos （θ） …（14） であって、位相回転部３２における位相回転と同じ位相
回転θを有している。
ルの復調信号におけるドリフト誤差は、 ＥI(D)＝Δｉ(D) cos （θ）−Δｑ(D) sin （θ） …（13） ＥQ(D)＝Δｉ(D) sin （θ）＋Δｑ(D) cos （θ） …（14） であって、位相回転部３２における位相回転と同じ位相
回転θを有している。
【００２３】（13),（14）式からΔｉ(D) ，Δｑ(D) を
求めると、 Δｉ(D) ＝ＥI(D) cos（θ）＋ＥQ(D) sin（θ） …(15) Δｑ(D) ＝−ＥI(D) sin（θ）＋ＥQ(D) cos（θ） …(16)
求めると、 Δｉ(D) ＝ＥI(D) cos（θ）＋ＥQ(D) sin（θ） …(15) Δｑ(D) ＝−ＥI(D) sin（θ）＋ＥQ(D) cos（θ） …(16)
【００２４】さらに、Δｉ(D) ，Δｑ(D) は（15),（1
6）式から、 Δｉ(D) ＝ＥI(D) cos（−θ）−ＥQ(D) sin（−θ） …（17） Δｑ(D) ＝ＥI(D) sin（−θ）＋ＥQ(D) cos（−θ） …（18）
6）式から、 Δｉ(D) ＝ＥI(D) cos（−θ）−ＥQ(D) sin（−θ） …（17） Δｑ(D) ＝ＥI(D) sin（−θ）＋ＥQ(D) cos（−θ） …（18）
【００２５】（17), (18) 式から位相回転前のドリフト
誤差は、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルのドリフ
ト誤差に対して、位相回転部３２の位相回転θと逆の位
相回転（−θ）を与えることによって求められる。加算
器２０，２１においては、このようにして求められたド
リフト誤差によってＤＲＣを行うことによって、準同期
検波復調時のドリフト成分の変化に対する補償を行うこ
とができる。
誤差は、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルのドリフ
ト誤差に対して、位相回転部３２の位相回転θと逆の位
相回転（−θ）を与えることによって求められる。加算
器２０，２１においては、このようにして求められたド
リフト誤差によってＤＲＣを行うことによって、準同期
検波復調時のドリフト成分の変化に対する補償を行うこ
とができる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】図６に示された従来の
準同期検波復調回路によれば、復調部における検波回路
からＡ／Ｄ変換器入力に至る部分において発生した、振
幅変化と、直流成分のずれに対しては補償することがで
きる。しかしながら、図６に示された準同期検波復調回
路では、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分の変
動に対しては、補償することができない。
準同期検波復調回路によれば、復調部における検波回路
からＡ／Ｄ変換器入力に至る部分において発生した、振
幅変化と、直流成分のずれに対しては補償することがで
きる。しかしながら、図６に示された準同期検波復調回
路では、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分の変
動に対しては、補償することができない。
【００２７】図９は、変調側の概略構成を示したもので
あって、４８，４９はディジタルアナログ変換器（Ｄ／
Ａ）、５０，５１はローパスフィルタ、５２，５３はミ
キサ、５４はハイブリッド、５５は搬送波発振器（ＯＳ
Ｃ）、５６は９０°ハイブリッドである。
あって、４８，４９はディジタルアナログ変換器（Ｄ／
Ａ）、５０，５１はローパスフィルタ、５２，５３はミ
キサ、５４はハイブリッド、５５は搬送波発振器（ＯＳ
Ｃ）、５６は９０°ハイブリッドである。
【００２８】ＩチャネルとＱチャネルの入力信号は、そ
れぞれＤ／Ａ４８，４９においてディジタル信号からア
ナログ信号に変換され、ローパスフィルタ５０，５１を
経て帯域制限されて、ミキサ５２，５３に入力される。
ミキサ５２，５３の他方の入力には、ＯＳＣ５５の固定
周波数のローカル信号が、９０°ハイブリッド５６を経
て直交位相で加えられているので、ハイブリッド５４に
おいて、両ミキサ５２，５３の出力を合成することによ
って、直交変調波を発生する。
れぞれＤ／Ａ４８，４９においてディジタル信号からア
ナログ信号に変換され、ローパスフィルタ５０，５１を
経て帯域制限されて、ミキサ５２，５３に入力される。
ミキサ５２，５３の他方の入力には、ＯＳＣ５５の固定
周波数のローカル信号が、９０°ハイブリッド５６を経
て直交位相で加えられているので、ハイブリッド５４に
おいて、両ミキサ５２，５３の出力を合成することによ
って、直交変調波を発生する。
【００２９】この際、ミキサ５２，５３以前の段階およ
びミキサ５２，５３において回路の調整や不平衡等に基
づいて、出力信号において、振幅と直流成分に正規のレ
ベルから外れた成分を発生する。
びミキサ５２，５３において回路の調整や不平衡等に基
づいて、出力信号において、振幅と直流成分に正規のレ
ベルから外れた成分を発生する。
【００３０】このような、変調入力自体が有する振幅と
直流成分における、正規レベルからのずれは、準同期検
波復調回路の出力においてそのまま現れ、図６に示され
た従来のＡＧＣおよびＤＲＣによっては、補償すること
ができないという問題があった。
直流成分における、正規レベルからのずれは、準同期検
波復調回路の出力においてそのまま現れ、図６に示され
た従来のＡＧＣおよびＤＲＣによっては、補償すること
ができないという問題があった。
【００３１】本発明は、このような従来技術の課題を解
決しようとするものであって、準同期検波復調回路にお
いて、変調入力自体が有する振幅と直流成分における規
定レベルからのずれに対しても補償することができる、
準同期検波復調回路を提供することを目的としている。
決しようとするものであって、準同期検波復調回路にお
いて、変調入力自体が有する振幅と直流成分における規
定レベルからのずれに対しても補償することができる、
準同期検波復調回路を提供することを目的としている。
【００３２】
(1) 本発明は、直交変調波を準同期検波して２系列から
なる直交検波信号を出力する直交検波器１と、該直交検
波信号を位相回転して位相回転のない復調信号Ｉ，Ｑを
出力する位相回転部２とを有する準同期検波復調回路に
おいて、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位
相回転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段３
と、位相回転する利得誤差に対して位相回転部２におけ
る位相回転と逆の位相回転を付与する第１の位相回転手
段３Ａと、直交検波信号に対して第１の位相回転手段３
Ａからの利得誤差を補償する第１の利得制御手段４I,４
Qと、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相
回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５
と、位相回転後の信号に対して第２の利得誤差検出手段
５からの利得誤差を補償する第２の利得制御手段６I,６
Q と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相
回転するドリフト誤差を求める第１のドリフト検出手段
７と、位相回転するドリフト誤差に対して位相回転部２
における位相回転と逆の位相回転を付与する第２の位相
回転手段７Ａと、直交検波信号に対して第２の位相回転
手段７Ａからのドリフト誤差を補償する第１のドリフト
補償手段８I,８Q と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調
出力からの位相回転しないドリフト誤差を求める第２の
ドリフト検出手段９と、位相回転後の信号に対して第２
のドリフト検出手段９からのドリフト誤差を補償する第
２のドリフト補償手段１０I,１０Q とを設けたものであ
る。
なる直交検波信号を出力する直交検波器１と、該直交検
波信号を位相回転して位相回転のない復調信号Ｉ，Ｑを
出力する位相回転部２とを有する準同期検波復調回路に
おいて、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位
相回転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段３
と、位相回転する利得誤差に対して位相回転部２におけ
る位相回転と逆の位相回転を付与する第１の位相回転手
段３Ａと、直交検波信号に対して第１の位相回転手段３
Ａからの利得誤差を補償する第１の利得制御手段４I,４
Qと、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相
回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５
と、位相回転後の信号に対して第２の利得誤差検出手段
５からの利得誤差を補償する第２の利得制御手段６I,６
Q と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相
回転するドリフト誤差を求める第１のドリフト検出手段
７と、位相回転するドリフト誤差に対して位相回転部２
における位相回転と逆の位相回転を付与する第２の位相
回転手段７Ａと、直交検波信号に対して第２の位相回転
手段７Ａからのドリフト誤差を補償する第１のドリフト
補償手段８I,８Q と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調
出力からの位相回転しないドリフト誤差を求める第２の
ドリフト検出手段９と、位相回転後の信号に対して第２
のドリフト検出手段９からのドリフト誤差を補償する第
２のドリフト補償手段１０I,１０Q とを設けたものであ
る。
【００３３】(2) また本発明は、直交変調波を準同期検
波して２系列の信号を出力する直交検波器１と、この２
系列の信号の位相回転を補正して復調信号Ｉ，Ｑを出力
する位相回転部２とを有する準同期検波復調回路におい
て、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段３と、
この利得誤差に対して位相回転部２における位相回転と
逆の位相回転を付与する第１の位相回転手段３Ａと、復
調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しな
い利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５と、第２
の利得誤差検出手段５からの利得誤差に位相回転部２に
おける位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転部７
１と、第１の位相回転手段３Ａからの利得誤差と、位相
回転部７１からの利得誤差とを加算する加算器７３，７
４と、直交検波信号に対して加算器７３，７４からの利
得誤差を補償する利得制御手段４I,４Q と、復調信号
Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転するドリフ
ト誤差を求める第１のドリフト検出手段７と、このドリ
フト誤差に対して位相回転部２における位相回転と逆の
位相回転を付与する第２の位相回転手段７Ａと、復調信
号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しないド
リフト誤差を求める第２のドリフト検出手段９と、第２
のドリフト検出手段９からのドリフト誤差に位相回転部
２における位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転
部７２と、第２の位相回転手段７Ａからのドリフト誤差
と、位相回転部７２からのドリフト誤差とを加算する加
算器７５，７６と、直交検波信号に対して加算器７５，
７６からのドリフト誤差を補償するドリフト補償手段８
I,８Q とを設けたものである。
波して２系列の信号を出力する直交検波器１と、この２
系列の信号の位相回転を補正して復調信号Ｉ，Ｑを出力
する位相回転部２とを有する準同期検波復調回路におい
て、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段３と、
この利得誤差に対して位相回転部２における位相回転と
逆の位相回転を付与する第１の位相回転手段３Ａと、復
調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しな
い利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５と、第２
の利得誤差検出手段５からの利得誤差に位相回転部２に
おける位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転部７
１と、第１の位相回転手段３Ａからの利得誤差と、位相
回転部７１からの利得誤差とを加算する加算器７３，７
４と、直交検波信号に対して加算器７３，７４からの利
得誤差を補償する利得制御手段４I,４Q と、復調信号
Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転するドリフ
ト誤差を求める第１のドリフト検出手段７と、このドリ
フト誤差に対して位相回転部２における位相回転と逆の
位相回転を付与する第２の位相回転手段７Ａと、復調信
号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しないド
リフト誤差を求める第２のドリフト検出手段９と、第２
のドリフト検出手段９からのドリフト誤差に位相回転部
２における位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転
部７２と、第２の位相回転手段７Ａからのドリフト誤差
と、位相回転部７２からのドリフト誤差とを加算する加
算器７５，７６と、直交検波信号に対して加算器７５，
７６からのドリフト誤差を補償するドリフト補償手段８
I,８Q とを設けたものである。
【００３４】(3) また本発明は、直交変調波を準同期検
波して２系列の信号を出力する直交検波器１と、この２
系列の信号の位相回転を補正して復調信号Ｉ，Ｑを出力
する位相回転部２とを有する準同期検波復調回路におい
て、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段３と、
復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転し
ない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５と、第
１の利得誤差検出手段３からの利得誤差に位相回転部２
における位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転部
８１と、位相回転部８１からの利得誤差の直流分に位相
回転部２における位相回転と同じ位相回転を付与する位
相回転部８７と、位相回転部８７からの利得誤差と、第
２の利得誤差検出手段５からの利得誤差とを加算する加
算器８９，９０と、位相回転後の信号に対して加算器８
９，９０からの利得誤差を補償する可変利得増幅器９
３，９４と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力から
の位相回転するドリフト誤差を求める第１のドリフト誤
差検出手段７と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力
からの位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリ
フト誤差検出手段９と、第１のドリフト誤差検出手段７
からのドリフト誤差に位相回転部２における位相回転と
逆の位相回転を付与する位相回転部８２と、位相回転部
８２からのドリフト誤差の直流分に位相回転部２におけ
る位相回転と同じ位相回転を付与する位相回転部８８
と、位相回転部８８からのドリフト誤差と、第２のドリ
フト誤差検出手段９からのドリフト誤差とを加算する加
算器９１，９２と、位相回転後の信号に対して加算器９
１，９２からのドリフト誤差を補償する加算器９５，９
６とを設けたものである。
波して２系列の信号を出力する直交検波器１と、この２
系列の信号の位相回転を補正して復調信号Ｉ，Ｑを出力
する位相回転部２とを有する準同期検波復調回路におい
て、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段３と、
復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転し
ない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５と、第
１の利得誤差検出手段３からの利得誤差に位相回転部２
における位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転部
８１と、位相回転部８１からの利得誤差の直流分に位相
回転部２における位相回転と同じ位相回転を付与する位
相回転部８７と、位相回転部８７からの利得誤差と、第
２の利得誤差検出手段５からの利得誤差とを加算する加
算器８９，９０と、位相回転後の信号に対して加算器８
９，９０からの利得誤差を補償する可変利得増幅器９
３，９４と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力から
の位相回転するドリフト誤差を求める第１のドリフト誤
差検出手段７と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力
からの位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリ
フト誤差検出手段９と、第１のドリフト誤差検出手段７
からのドリフト誤差に位相回転部２における位相回転と
逆の位相回転を付与する位相回転部８２と、位相回転部
８２からのドリフト誤差の直流分に位相回転部２におけ
る位相回転と同じ位相回転を付与する位相回転部８８
と、位相回転部８８からのドリフト誤差と、第２のドリ
フト誤差検出手段９からのドリフト誤差とを加算する加
算器９１，９２と、位相回転後の信号に対して加算器９
１，９２からのドリフト誤差を補償する加算器９５，９
６とを設けたものである。
【００３５】
(1) 準同期検波復調回路においては、直交変調波を準同
期検波して２系列からなる直交検波信号を出力し、位相
回転部２でこの直交検波信号を位相回転して、位相回転
のない復調信号Ｉ，Ｑを出力する。
期検波して２系列からなる直交検波信号を出力し、位相
回転部２でこの直交検波信号を位相回転して、位相回転
のない復調信号Ｉ，Ｑを出力する。
【００３６】第１の発明では、復調信号Ｉ，Ｑにおける
位相回転する利得誤差を求め、位相回転部２における位
相回転と逆の位相回転を与えて、この利得誤差によっ
て、直交検波信号に対して利得制御を行い、また、復調
信号Ｉ，Ｑにおける位相回転するドリフト誤差を求め、
位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を与え
て、このドリフト誤差によって、直交検波信号に対して
ドリフト補償を行う。
位相回転する利得誤差を求め、位相回転部２における位
相回転と逆の位相回転を与えて、この利得誤差によっ
て、直交検波信号に対して利得制御を行い、また、復調
信号Ｉ，Ｑにおける位相回転するドリフト誤差を求め、
位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を与え
て、このドリフト誤差によって、直交検波信号に対して
ドリフト補償を行う。
【００３７】さらに、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転
しない利得誤差を求め、この利得誤差によって、位相回
転後の信号に対して利得制御を行い、また、復調信号
Ｉ，Ｑにおける位相回転しないドリフト誤差を求め、こ
のドリフト誤差によって、位相回転後の信号に対してド
リフト補償を行う。
しない利得誤差を求め、この利得誤差によって、位相回
転後の信号に対して利得制御を行い、また、復調信号
Ｉ，Ｑにおける位相回転しないドリフト誤差を求め、こ
のドリフト誤差によって、位相回転後の信号に対してド
リフト補償を行う。
【００３８】従って、第１の発明によれば、復調出力
Ｉ，Ｑにおいて位相回転して現れる、直交検波の段階で
発生した、振幅と直流分の誤差に対する補償を行うこと
ができるとともに、復調出力Ｉ，Ｑにおいて位相回転し
ない、変調側で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、
補償を行うことができる。
Ｉ，Ｑにおいて位相回転して現れる、直交検波の段階で
発生した、振幅と直流分の誤差に対する補償を行うこと
ができるとともに、復調出力Ｉ，Ｑにおいて位相回転し
ない、変調側で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、
補償を行うことができる。
【００３９】(2) 第２の発明では、復調信号Ｉ，Ｑにお
ける位相回転する利得誤差を求めて、位相回転部２にお
ける位相回転と逆の位相回転を与えたものと、復調信号
Ｉ，Ｑにおける位相回転しない利得誤差を求めて、位相
回転部２における位相回転と逆の位相回転を与えたもの
とを加算して、加算された信号によって、直交検波信号
に対して利得制御を行う。
ける位相回転する利得誤差を求めて、位相回転部２にお
ける位相回転と逆の位相回転を与えたものと、復調信号
Ｉ，Ｑにおける位相回転しない利得誤差を求めて、位相
回転部２における位相回転と逆の位相回転を与えたもの
とを加算して、加算された信号によって、直交検波信号
に対して利得制御を行う。
【００４０】また、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転す
るドリフト誤差を求めて、位相回転部２における位相回
転と逆の位相回転を与えたものと、復調信号Ｉ，Ｑにお
ける位相回転しないドリフト誤差を求めて、位相回転部
２における位相回転と逆の位相回転を与えたものとを加
算して、加算された信号によって、直交検波信号に対し
てドリフト制御を行う。
るドリフト誤差を求めて、位相回転部２における位相回
転と逆の位相回転を与えたものと、復調信号Ｉ，Ｑにお
ける位相回転しないドリフト誤差を求めて、位相回転部
２における位相回転と逆の位相回転を与えたものとを加
算して、加算された信号によって、直交検波信号に対し
てドリフト制御を行う。
【００４１】従って、第２の発明によれば、第１の発明
と同様に、直交検波の段階で発生した、振幅と直流分の
誤差に対する補償を行うことができるとともに、変調側
で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、補償を行うこ
とができる。
と同様に、直交検波の段階で発生した、振幅と直流分の
誤差に対する補償を行うことができるとともに、変調側
で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、補償を行うこ
とができる。
【００４２】(3) 第３の発明では、復調信号Ｉ，Ｑにお
ける位相回転する利得誤差を求めて、位相回転部２にお
ける位相回転と逆の位相回転を与えたものから直流分を
抽出し、これに対して位相回転部２における位相回転と
逆の位相回転を与えたものと、復調信号Ｉ，Ｑにおける
位相回転しない利得誤差とを加算して、加算された信号
によって、位相回転後の復調信号に対して利得制御を行
う。
ける位相回転する利得誤差を求めて、位相回転部２にお
ける位相回転と逆の位相回転を与えたものから直流分を
抽出し、これに対して位相回転部２における位相回転と
逆の位相回転を与えたものと、復調信号Ｉ，Ｑにおける
位相回転しない利得誤差とを加算して、加算された信号
によって、位相回転後の復調信号に対して利得制御を行
う。
【００４３】また、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転す
るドリフト誤差を求めて、位相回転部２における位相回
転と逆の位相回転を与えたものから直流分を抽出し、こ
れに対して位相回転部２における位相回転と逆の位相回
転を与えたものと、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転し
ないドリフト誤差とを加算して、加算された信号によっ
て、位相回転後の復調信号に対してドリフト制御を行
う。
るドリフト誤差を求めて、位相回転部２における位相回
転と逆の位相回転を与えたものから直流分を抽出し、こ
れに対して位相回転部２における位相回転と逆の位相回
転を与えたものと、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転し
ないドリフト誤差とを加算して、加算された信号によっ
て、位相回転後の復調信号に対してドリフト制御を行
う。
【００４４】従って、第３の発明によれば、第１の発明
と同様に、直交検波の段階で発生した、振幅と直流分の
誤差に対する補償を行うことができるとともに、変調側
で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、補償を行うこ
とができる。
と同様に、直交検波の段階で発生した、振幅と直流分の
誤差に対する補償を行うことができるとともに、変調側
で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、補償を行うこ
とができる。
【００４５】
【実施例】図２は、本発明の実施例（１）を示したもの
であって、図６におけると同じものを同じ番号で示し、
２５Ａは周波数制御部、５７は位相回転する利得誤差を
求める第１の利得誤差検出部、５８は位相回転するドリ
フト誤差を求める第１のドリフト誤差検出部、５９は位
相回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出部、
６０は位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリ
フト誤差検出部、６１，６２はローパスフィルタ、６
３，６４は利得制御部、６５，６６はローパスフィル
タ、６７，６８は加算器、６９，７０はそれぞれ位相回
転部である。
であって、図６におけると同じものを同じ番号で示し、
２５Ａは周波数制御部、５７は位相回転する利得誤差を
求める第１の利得誤差検出部、５８は位相回転するドリ
フト誤差を求める第１のドリフト誤差検出部、５９は位
相回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出部、
６０は位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリ
フト誤差検出部、６１，６２はローパスフィルタ、６
３，６４は利得制御部、６５，６６はローパスフィル
タ、６７，６８は加算器、６９，７０はそれぞれ位相回
転部である。
【００４６】周波数制御部２５Ａは、図６に示された従
来例の制御部２５と同様にして、周波数制御用の信号を
発生し、ローパスフィルタ３３を経て、ＤＶＣＯ３４を
制御する。これによって、ＤＶＣＯ３４は、位相回転信
号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを発生して、位相回転部３２に与
えることによって、位相回転部３２において、変調出力
に対する所要の位相回転が行われる。
来例の制御部２５と同様にして、周波数制御用の信号を
発生し、ローパスフィルタ３３を経て、ＤＶＣＯ３４を
制御する。これによって、ＤＶＣＯ３４は、位相回転信
号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを発生して、位相回転部３２に与
えることによって、位相回転部３２において、変調出力
に対する所要の位相回転が行われる。
【００４７】利得誤差検出部５７は、復調出力ＩCH, Ｑ
CHにおける誤差成分から、ＤＶＣＯ３４から与えられる
位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθと同期した成分を検出
し、これから、位相回転θを有する利得誤差をＩチャネ
ルとＱチャネルとについて抽出する。この利得誤差は、
ローパスフィルタ２７，２８を経て、位相回転部６９に
与えられる。
CHにおける誤差成分から、ＤＶＣＯ３４から与えられる
位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθと同期した成分を検出
し、これから、位相回転θを有する利得誤差をＩチャネ
ルとＱチャネルとについて抽出する。この利得誤差は、
ローパスフィルタ２７，２８を経て、位相回転部６９に
与えられる。
【００４８】位相回転部６９は、利得誤差検出部５７に
おいて検出された位相回転θを有する利得誤差に対し
て、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓ
θ，ｓｉｎθを用い、（７), (８）式の関係によって、
位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転（−
θ）を与えることによって、（９), (10) 式の関係によ
って示される、位相回転前の利得誤差を求める。
おいて検出された位相回転θを有する利得誤差に対し
て、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓ
θ，ｓｉｎθを用い、（７), (８）式の関係によって、
位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転（−
θ）を与えることによって、（９), (10) 式の関係によ
って示される、位相回転前の利得誤差を求める。
【００４９】この利得誤差は、ミキサ１２，１３の出力
における復調信号と同位相であるから、可変利得増幅器
１８，１９に利得制御信号として与えることによって、
位相回転を有する利得誤差の補償を行うことができる。
における復調信号と同位相であるから、可変利得増幅器
１８，１９に利得制御信号として与えることによって、
位相回転を有する利得誤差の補償を行うことができる。
【００５０】ドリフト誤差検出部５８は、復調出力Ｉ
CH, ＱCHにおけるドリフト成分から、ＤＶＣＯ３４から
与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθと同期した
成分を検出することによって、位相回転θを有するドリ
フト誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出す
る。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ２９，３０
を経て、位相回転部７０に与えられる。
CH, ＱCHにおけるドリフト成分から、ＤＶＣＯ３４から
与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθと同期した
成分を検出することによって、位相回転θを有するドリ
フト誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出す
る。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ２９，３０
を経て、位相回転部７０に与えられる。
【００５１】位相回転部７０は、ドリフト誤差検出部５
８において検出された位相回転θを有するドリフト誤差
に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃ
ｏｓθ，ｓｉｎθを用い、（15), (16）式の関係によっ
て、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転
（−θ）を与えることによって、（17), (18) 式の関係
によって示される、位相回転前のドリフト誤差を求め
る。
８において検出された位相回転θを有するドリフト誤差
に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃ
ｏｓθ，ｓｉｎθを用い、（15), (16）式の関係によっ
て、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転
（−θ）を与えることによって、（17), (18) 式の関係
によって示される、位相回転前のドリフト誤差を求め
る。
【００５２】このドリフト誤差は、ミキサ１２，１３の
出力における復調信号と同位相であるから、加算器２
０，２１にドリフト補償信号として与えることによっ
て、位相回転を有するドリフト誤差の補償を行うことが
できる。
出力における復調信号と同位相であるから、加算器２
０，２１にドリフト補償信号として与えることによっ
て、位相回転を有するドリフト誤差の補償を行うことが
できる。
【００５３】一方、利得誤差検出部５９は、復調出力Ｉ
CH, ＱCHにおける誤差成分が０になる条件から、位相回
転しない利得誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて
抽出する。この利得誤差は、ローパスフィルタ６１，６
２を経て、利得制御部６３，６４に与えられる。
CH, ＱCHにおける誤差成分が０になる条件から、位相回
転しない利得誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて
抽出する。この利得誤差は、ローパスフィルタ６１，６
２を経て、利得制御部６３，６４に与えられる。
【００５４】利得制御部６３，６４は、この利得誤差を
利得制御信号として利得制御を行うことによって、位相
回転部３２の出力における、位相回転しない利得誤差を
補償する。従って、入力信号ＩＦ ＩＮにおける、変調
入力自体が有する、振幅の規定レベルからのずれを補償
することができる。
利得制御信号として利得制御を行うことによって、位相
回転部３２の出力における、位相回転しない利得誤差を
補償する。従って、入力信号ＩＦ ＩＮにおける、変調
入力自体が有する、振幅の規定レベルからのずれを補償
することができる。
【００５５】また、ドリフト誤差検出部６０は、復調出
力ＩCH, ＱCHにおける誤差成分から、位相回転しないド
リフト誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出す
る。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ６５，６６
を経て、加算器６７，６８に与えられる。
力ＩCH, ＱCHにおける誤差成分から、位相回転しないド
リフト誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出す
る。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ６５，６６
を経て、加算器６７，６８に与えられる。
【００５６】加算器６７，６８は、このドリフト誤差を
ドリフト補償信号として利得制御部６３，６４の出力に
加算することによって、位相回転部３２の出力におけ
る、位相回転しないドリフト誤差を補償する。従って、
入力信号ＩＦ ＩＮにおける、変調入力自体が有する、
直流成分の規定レベルからのずれを補償することができ
る。
ドリフト補償信号として利得制御部６３，６４の出力に
加算することによって、位相回転部３２の出力におけ
る、位相回転しないドリフト誤差を補償する。従って、
入力信号ＩＦ ＩＮにおける、変調入力自体が有する、
直流成分の規定レベルからのずれを補償することができ
る。
【００５７】図２に示された実施例によれば、準同期検
波復調回路において、位相回転部以前において発生した
復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償と、これ
によって補償されない、変調側において発生した、変調
入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれに対する補
償とをそれぞれのチャネルにおいて別個に行うので、準
同期検波復調回路における、復調信号の振幅と直流成分
のずれに対する補償をより完全に行うことができる。
波復調回路において、位相回転部以前において発生した
復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償と、これ
によって補償されない、変調側において発生した、変調
入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれに対する補
償とをそれぞれのチャネルにおいて別個に行うので、準
同期検波復調回路における、復調信号の振幅と直流成分
のずれに対する補償をより完全に行うことができる。
【００５８】図３は、本発明の実施例（２）を示したも
のであって、図２におけると同じものを同じ番号で示
し、７１，７２は位相回転部、７３，７４，７５，７６
は加算器である。
のであって、図２におけると同じものを同じ番号で示
し、７１，７２は位相回転部、７３，７４，７５，７６
は加算器である。
【００５９】位相回転部７１は、利得誤差検出部５９に
おいて求められた、位相回転しない利得誤差に対して、
ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓ
ｉｎθを用い、位相回転部６９と同様の位相回転を行っ
て、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転
（−θ）を与えることによって、位相回転前の利得誤差
を求める。
おいて求められた、位相回転しない利得誤差に対して、
ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓ
ｉｎθを用い、位相回転部６９と同様の位相回転を行っ
て、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転
（−θ）を与えることによって、位相回転前の利得誤差
を求める。
【００６０】加算器７３，７４は、位相回転部６９の出
力と、位相回転部７１の出力とを加算して、可変利得増
幅器１８，１９に与える。可変利得増幅器１８，１９
は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行う
ことによって、位相回転部３２の出力における、位相回
転する利得誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償す
る。
力と、位相回転部７１の出力とを加算して、可変利得増
幅器１８，１９に与える。可変利得増幅器１８，１９
は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行う
ことによって、位相回転部３２の出力における、位相回
転する利得誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償す
る。
【００６１】位相回転部７２は、ドリフト誤差検出部６
０において求められた、位相回転しないドリフト誤差に
対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏ
ｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部７０と同様の位相回
転を行って、位相回転部３２における位相回転θと逆の
位相回転（−θ）を与えることによって、位相回転前の
ドリフト誤差を求める。
０において求められた、位相回転しないドリフト誤差に
対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏ
ｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部７０と同様の位相回
転を行って、位相回転部３２における位相回転θと逆の
位相回転（−θ）を与えることによって、位相回転前の
ドリフト誤差を求める。
【００６２】加算器７５，７６は、位相回転部７０の出
力と、位相回転部７２の出力とを加算して、加算器２
０，２１に与える。加算器２０，２１は、このドリフト
誤差をドリフト補償信号として可変利得増幅器１８，１
９の出力に加算することによって、位相回転部３２の出
力における、位相回転するドリフト誤差と、位相回転し
ないドリフト誤差とを補償する。
力と、位相回転部７２の出力とを加算して、加算器２
０，２１に与える。加算器２０，２１は、このドリフト
誤差をドリフト補償信号として可変利得増幅器１８，１
９の出力に加算することによって、位相回転部３２の出
力における、位相回転するドリフト誤差と、位相回転し
ないドリフト誤差とを補償する。
【００６３】図３に示された実施例によれば、変調器側
において発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直
流成分のずれに対する補償のための制御信号を、準同期
検波復調回路において、位相回転部以前において発生し
た復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償のため
の制御信号と、同じ位相回転状態として加算して、位相
回転部以前において補償を行うようにしたので、復調側
において発生した振幅と直流成分のずれと、変調側にお
いて発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成
分のずれとを、ともに補償することができる。
において発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直
流成分のずれに対する補償のための制御信号を、準同期
検波復調回路において、位相回転部以前において発生し
た復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償のため
の制御信号と、同じ位相回転状態として加算して、位相
回転部以前において補償を行うようにしたので、復調側
において発生した振幅と直流成分のずれと、変調側にお
いて発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成
分のずれとを、ともに補償することができる。
【００６４】図４は、本発明の実施例（３）を示したも
のであって、図２におけると同じものを同じ番号で示
し、８１，８２は位相回転部、８３，８４，８５，８６
はローパスフィルタ、８７，８８は位相回転部、８９，
９０，９１，９２は加算器、９３，９４は可変利得増幅
器、９５，９６は加算器である。
のであって、図２におけると同じものを同じ番号で示
し、８１，８２は位相回転部、８３，８４，８５，８６
はローパスフィルタ、８７，８８は位相回転部、８９，
９０，９１，９２は加算器、９３，９４は可変利得増幅
器、９５，９６は加算器である。
【００６５】位相回転部８１は、利得誤差検出部５７に
おいて求められた、位相回転する利得誤差に対して、Ｄ
ＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉ
ｎθを用い、位相回転部６９と同様の位相回転を行っ
て、位相回転（−θ）を与えることによって、位相回転
しないときの利得誤差を求める。この利得誤差から、ロ
ーパスフィルタ８３，８４によって、直流分を求める。
おいて求められた、位相回転する利得誤差に対して、Ｄ
ＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉ
ｎθを用い、位相回転部６９と同様の位相回転を行っ
て、位相回転（−θ）を与えることによって、位相回転
しないときの利得誤差を求める。この利得誤差から、ロ
ーパスフィルタ８３，８４によって、直流分を求める。
【００６６】位相回転部８７は、ローパスフィルタ８
３，８４からの利得誤差の直流分に対して、ＤＶＣＯ３
４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用
い、位相回転部３２と同様の位相回転を行って、位相回
転（θ）を与えることによって、位相回転したときの利
得誤差を求める。
３，８４からの利得誤差の直流分に対して、ＤＶＣＯ３
４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用
い、位相回転部３２と同様の位相回転を行って、位相回
転（θ）を与えることによって、位相回転したときの利
得誤差を求める。
【００６７】加算器８９，９０は、ローパスフィルタ６
１，６２からの位相回転しない利得誤差と、位相回転部
８７からの位相回転する利得誤差とを加算して、可変利
得増幅器９３，９４に与える。可変利得増幅器９３，９
４は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行
うことによって、復調出力における、位相回転する利得
誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償する。
１，６２からの位相回転しない利得誤差と、位相回転部
８７からの位相回転する利得誤差とを加算して、可変利
得増幅器９３，９４に与える。可変利得増幅器９３，９
４は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行
うことによって、復調出力における、位相回転する利得
誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償する。
【００６８】位相回転部８２は、ドリフト誤差検出部５
８において求められた、位相回転するドリフト誤差に対
して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓ
θ，ｓｉｎθを用い、位相回転部７０と同様の位相回転
を行って、位相回転（−θ）を与えることによって、位
相回転しないときのドリフト誤差を求める。このドリフ
ト誤差から、ローパスフィルタ８５，８６によって、直
流分を求める。
８において求められた、位相回転するドリフト誤差に対
して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓ
θ，ｓｉｎθを用い、位相回転部７０と同様の位相回転
を行って、位相回転（−θ）を与えることによって、位
相回転しないときのドリフト誤差を求める。このドリフ
ト誤差から、ローパスフィルタ８５，８６によって、直
流分を求める。
【００６９】位相回転部８８は、ローパスフィルタ８
５，８６からのドリフト誤差の直流分に対して、ＤＶＣ
Ｏ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθ
を用い、位相回転部３２と同様の位相回転を行って、位
相回転（θ）を与えることによって、位相回転したとき
のドリフト誤差を求める。
５，８６からのドリフト誤差の直流分に対して、ＤＶＣ
Ｏ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθ
を用い、位相回転部３２と同様の位相回転を行って、位
相回転（θ）を与えることによって、位相回転したとき
のドリフト誤差を求める。
【００７０】加算器９１，９２は、ローパスフィルタ６
５，６６からの位相回転しないドリフト誤差と、位相回
転部８８からの位相回転するドリフト誤差とを加算し
て、加算器９５，９６に与える。加算器９５，９６は、
このドリフト誤差を可変利得増幅器９３，９４からの信
号に加算してドリフト制御を行うことによって、復調出
力における、位相回転するドリフトと、位相回転しない
ドリフトとを補償する。
５，６６からの位相回転しないドリフト誤差と、位相回
転部８８からの位相回転するドリフト誤差とを加算し
て、加算器９５，９６に与える。加算器９５，９６は、
このドリフト誤差を可変利得増幅器９３，９４からの信
号に加算してドリフト制御を行うことによって、復調出
力における、位相回転するドリフトと、位相回転しない
ドリフトとを補償する。
【００７１】なおこれらの場合における、利得誤差検出
部５７，ドリフト誤差検出部５８に対する入力として
は、復調出力ＩCH, ＱCHにおける正規復調レベルからの
位相回転する振幅誤差とドリフト誤差とを使用し、利得
誤差検出部５９，ドリフト誤差検出部６０に対する入力
としては、復調出力ＩCH, ＱCHにおける正規復調レベル
からの位相回転しない振幅誤差とドリフト誤差とを使用
する。
部５７，ドリフト誤差検出部５８に対する入力として
は、復調出力ＩCH, ＱCHにおける正規復調レベルからの
位相回転する振幅誤差とドリフト誤差とを使用し、利得
誤差検出部５９，ドリフト誤差検出部６０に対する入力
としては、復調出力ＩCH, ＱCHにおける正規復調レベル
からの位相回転しない振幅誤差とドリフト誤差とを使用
する。
【００７２】図４に示された実施例によれば、変調側に
おいて発生した、準同期検波復調回路における、位相回
転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分の
ずれに対する補償のための制御信号を、変調入力信号自
体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償のための
制御信号と、同一位相回転状態として加算して、位相回
転部以後において補償を行うようにしたので、復調側に
おいて発生した振幅と直流成分のずれと、変調側におい
て発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分
のずれとを、ともに補償することができる。この実施例
の方法は、復調出力の位相回転後において、すべての処
理を行うことができるので、ＬＳＩ化する場合等に便利
である。
おいて発生した、準同期検波復調回路における、位相回
転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分の
ずれに対する補償のための制御信号を、変調入力信号自
体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償のための
制御信号と、同一位相回転状態として加算して、位相回
転部以後において補償を行うようにしたので、復調側に
おいて発生した振幅と直流成分のずれと、変調側におい
て発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分
のずれとを、ともに補償することができる。この実施例
の方法は、復調出力の位相回転後において、すべての処
理を行うことができるので、ＬＳＩ化する場合等に便利
である。
【００７３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、準
同期検波復調回路において、位相回転部以前において発
生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償
と、変調側において発生した、変調入力信号自体が有す
る振幅と直流成分のずれに対する補償とを同時に行うこ
とができるので、準同期検波復調回路における、信号品
質向上の上で、極めて効果的である。
同期検波復調回路において、位相回転部以前において発
生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償
と、変調側において発生した、変調入力信号自体が有す
る振幅と直流成分のずれに対する補償とを同時に行うこ
とができるので、準同期検波復調回路における、信号品
質向上の上で、極めて効果的である。
【図１】本発明の原理的構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例（１）を示す図である。
【図３】本発明の実施例（２）を示す図である。
【図４】本発明の実施例（３）を示す図である。
【図５】従来の復調回路を示す図である。
【図６】従来の準同期検波復調回路を示す図である。
【図７】位相回転部の構成を示す図である。
【図８】ＤＶＣＯの構成を示す図である。
【図９】変調側の概略構成を示す図である。
１ 直交検波器
２ 位相回転部
３ 利得誤差検出手段
３Ａ 位相回転手段
４I 利得制御手段
４Q 利得制御手段
５ 利得誤差検出手段
６I 利得制御手段
６Q 利得制御手段
７ ドリフト誤差検出手段
７Ａ 位相回転手段
８I ドリフト補償手段
８Q ドリフト補償手段
９ ドリフト誤差検出手段
１０I ドリフト補償手段
１０Q ドリフト補償手段
７１ 位相回転部
７２ 位相回転部
７３ 加算器
７４ 加算器
７５ 加算器
７６ 加算器
８１ 位相回転部
８２ 位相回転部
８７ 位相回転部
８８ 位相回転部
８９ 加算器
９０ 加算器
９１ 加算器
９２ 加算器
９３ 可変利得増幅器
９４ 可変利得増幅器
９５ 加算器
９６ 加算器
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平３−175764（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−292140（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−90265（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−33443（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−262235（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−116436（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−205067（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (9)
- 【請求項１】 直交変調波を準同期検波して２系列から
なる直交検波信号を出力する直交検波器（１）と、該直
交検波信号を位相回転して位相回転のない復調信号Ｉ，
Ｑを出力する位相回転部（２）とを有する準同期検波復
調回路において、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段（３）
と、 該位相回転する利得誤差に対して前記位相回転部（２）
における位相回転と逆の位相回転を付与する第１の位相
回転手段（３Ａ）と、 前記直交検波信号に対して該第１の位相回転手段（３
Ａ）からの利得誤差を補償する第１の利得制御手段（４
I,４Q ）と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段
（５）と、 前記位相回転後の信号に対して該第２の利得誤差検出手
段（５）からの利得誤差を補償する第２の利得制御手段
（６I,６Q ）と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転するドリフト誤差を求める第１のドリフト誤差検出手
段（７）と、 該位相回転するドリフト誤差に対して前記位相回転部
（２）における位相回転と逆の位相回転を付与する第２
の位相回転手段（７Ａ）と、 前記直交検波信号に対して該第２の位相回転手段（７
Ａ）からのドリフト誤差を補償する第１のドリフト補償
手段（８I,８Q ）と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト誤差検出
手段（９）と、 前記位相回転後の信号に対して該第２のドリフト誤差検
出手段（９）からのドリフト誤差を補償する第２のドリ
フト補償手段（１０I,１０Q ）とを設けたことを特徴と
する準同期検波復調回路。 - 【請求項２】 直交変調波を準同期検波して２系列の信
号を出力する直交検波器（１）と、該２系列の信号の位
相回転を補正して復調信号Ｉ，Ｑを出力する位相回転部
（２）とを有する準同期検波復調回路において、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段（３）
と、 該利得誤差に対して前記位相回転部（２）における位相
回転と逆の位相回転を付与する第１の位相回転手段（３
Ａ）と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段
（５）と、 該第２の利得誤差検出手段（５）からの利得誤差に前記
位相回転部（２）における位相回転と逆の位相回転を付
与する位相回転部（７１）と、 前記第１の位相回転手段（３Ａ）からの利得誤差と、位
相回転部（７１）からの利得誤差とを加算する加算器
（７３，７４）と、 前記直交検波信号に対して該加算器（７３，７４）から
の利得誤差を補償する利得制御手段（４I,４Q ）と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転するドリフト誤差を求める第１のドリフト誤差検出手
段（７）と、 該ドリフト誤差に対して前記位相回転部（２）における
位相回転と逆の位相回転を付与する第２の位相回転手段
（７Ａ）と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト誤差検出
手段（９）と、 該第２のドリフト誤差検出手段（９）からのドリフト誤
差に前記位相回転部（２）における位相回転と逆の位相
回転を付与する位相回転部（７２）と、 前記第２の位相回転手段（７Ａ）からのドリフト誤差
と、位相回転部（７２）からのドリフト誤差とを加算す
る加算器（７５，７６）と、 前記直交検波信号に対して該加算器（７５，７６）から
のドリフト誤差を補償するドリフト補償手段（８
I,８Q ）とを設けたことを特徴とする準同期検波復調回
路。 - 【請求項３】 直交変調波を準同期検波して２系列の信
号を出力する直交検波器（１）と、該２系列の信号の位
相回転を補正して復調信号Ｉ，Ｑを出力する位相回転部
（２）とを有する準同期検波復調回路において、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段（３）
と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段
（５）と、 前記第１の利得誤差検出手段（３）からの利得誤差に前
記位相回転部（２）における位相回転と逆の位相回転を
付与する位相回転部（８１）と、 該位相回転部（８１）からの利得誤差の直流分に前記位
相回転部（２）における位相回転と同じ位相回転を付与
する位相回転部（８７）と、 該位相回転部（８７）からの利得誤差と、前記第２の利
得誤差検出手段（５）からの利得誤差とを加算する加算
器（８９，９０）と、 前記位相回転後の信号に対して該加算器（８９，９０）
からの利得誤差を補償する可変利得増幅器（９３，９
４）と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転するドリフト誤差を求める第１のドリフト誤差検出手
段（７）と、 前記復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回
転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト誤差検出
手段（９）と、 該第１のドリフト誤差検出手段（７）からのドリフト誤
差に前記位相回転部（２）における位相回転と逆の位相
回転を付与する位相回転部（８２）と、 該位相回転部（８２）からのドリフト誤差の直流分に前
記位相回転部（２）における位相回転と同じ位相回転を
付与する位相回転部（８８）と、 該位相回転部（８８）からのドリフト誤差と、前記第２
のドリフト誤差検出手段（９）からのドリフト誤差とを
加算する加算器（９１，９２）と、 前記位相回転後の信号に対して該加算器（９１，９２）
からのドリフト誤差を補償する加算器（９５，９６）と
を設けたことを特徴とする準同期検波復調回路。 - 【請求項４】 直交検波後の信号に対して位相回転処理
を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路にお
いて、 前記位相回転処理前の信号に対して、該位相回転処理と
は逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて振幅補正
を行う補正手段と、 前記位相回転処理後の信号に対して、該位相回転処理と
は逆の位相回転処理を 施していない誤差信号を用いて振
幅補正を行う補正手段と を有することを特徴とする準同
期検波復調回路。 - 【請求項５】 直交検波後の信号に対して位相回転処理
を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路に
おいて、 前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施
された信号から得られる誤差信号に対して逆方向の位相
回転処理が施された信号により制御される第１の振幅補
正手段と、 前記位相回転処理の後に設けられ、該位相回転処理が施
された信号から得られる誤差信号により制御される第２
の振幅補正手段と を有することを特徴とする準同期検波
復調回路。 - 【請求項６】 直交検波後の信号に対して位相回転処理
を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路に
おいて、 前記位相回転処理の前に設けられた第１の振幅補正手段
と、 前記位相回転処理の後に設けられた第２の振幅補正手段
と、 前記第１の振幅補正手段に対して、前記位相回転処理が
施された信号から得られる誤差信号に対して逆方向の位
相回転処理が施された信号により制御するとともに、前
記第２の振幅補正手段に対して、前記位相回転処理が施
された信号から得られる誤差信号により制御する制御手
段と を有することを特徴とする準同期検波復調回路。 - 【請求項７】 直交検波後の信号に対して位相回転処理
を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路にお
いて、 前記位相回転処理前の信号に対して、該位相回転処理と
は逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いドリフト補
償を行うドリフト補償手段と、 該位相回転処理後の信号に対して、該位相回転処理とは
逆の位相回転処理を施していない誤差信号を用いてドリ
フト補償を行うドリフト補償手段とを有することを特徴
とする準同期検波復調回路。 - 【請求項８】 直交検波後の信号に対して位相回転処理
を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路に
おいて、 前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施
された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相
回転処理が施された信号により制御される第１のドリフ
ト補償手段と、 前記位相回転処理の後に設けられ、該位相回転処理が施
された信号から得られた誤差信号により制御される第２
のドリフト補償手段とを有することを特徴とする準同期
検波復調回路。 - 【請求項９】 直交検波後の信号に対して位相回転処理
を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路に
おいて、 前記位相回転処理の前に設けられた第１のドリフト補償
手段と、 前記位相回転処理の後に設けられた第２のドリフト補償
手段と、 前記第１のドリフト補償手段に対して、前記位相回転処
理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向
の位相回転処理が施された信号により制御するととも
に、前記第２のドリフト補償手段に対して、前記位相回
転処理が施された信号から得られる誤差信号により制御
する制御手段とを有することを特徴とする準同期検波復
調回路。
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| JP30071092A JP3451398B2 (ja) | 1992-11-11 | 1992-11-11 | 準同期検波復調回路 |
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