JPH059978B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は直交乗算回路を備えるデイジタル復調
回路に係り、特に直交乗算回路の広帯域化技術に
関する。

（従来の技術） デイジタル変調方式の１つであるPSK（位相シ
フトキーイング）方式は、例えばFDMA（周波数
分割多元接続）−SCPC（Single Channel Per
Carrier）システムにおいて採用されているが、
そのPSK信号として例えば４−PSK信号は第４
図に示すようになつている。即ち、４−PSK信
号は、基準搬送波をデイジタル信号で２相位相変
調したＰチヤネルの信号と、基準搬送波と直交関
係にある直交搬送波をデイジタル信号で２相位相
変調したＱチヤネルの信号とを合成したものであ
る。つまり、第４図において、４−PSK信号は
互いに直交するＰ軸とＱ軸に対し45゜傾斜した信
号ベクトルで示され、この信号ベクトルのＱ軸へ
の投影点Ｅ，同ＦがＱチヤネルの信号を与える。

このようなPSK信号の復調方式には、遅延検
波方式等もあるが、第５図ａ，ｂに概略示するよ
うな方式が知られている。第５図ａに示す同期検
波方式は、PSK信号を一方の入力とする２つの
乗算回路６１，同６２において、その一方の乗算
回路６１では他の入力に基準搬送波の再生搬送波
信号を与えて前記Ｐチヤネルの復調信号を得、他
方の乗算回路では他方の入力に再生搬送波信号の
位相をπ／２移相器６３でπ／２宛移相した信号
を与えて前記Ｑチヤネルの復調信号を得る方式で
ある。また、第５図ｂに示す方式は、いわゆる準
同期検波方式と呼ばれるもので、前記再生搬送波
信号の代わりに発振器６６の出力信号を用いる点
が異なる。即ち、発振器６６の出力信号はPSK
信号の搬送波と同期関係になくそれに近いもので
あるから、２つの乗算回路６４，同６５から準同
期直交復調信号（P′，Q′）が得られ、後段の位相
同期回路６７にて位相同期処理が行われ本来の直
交復調信号（Ｐ，Ｑ）が得られる。

ここに、２つの乗算回路（直交乗算回路）の他
方の入力信号の周波数の位相差が正しくπ／２で
あれば、例えばＱ軸上のアイパターンは第７図ａ
に示す如くアイが最も開いたものとなり、２値の
信号（Ｅ，Ｆ）が符号間干渉なく正しく復調され
る。逆に、位相差がπ／２かれずれて例えばＱ軸
が第６図にQ′軸として示すように第−象限
側に傾くと、この傾いたQ′軸に投影される信号
点はＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４つとなり、このときのア
イパターンは第７図ｂに示す如くアイの開きが小
さくなる。これは符号間干渉が生じ正しく復調さ
れないことを示すものである。

ところで、例えばFDMA−SCPCシステムで
は、複数の回線があり、それぞれ異なる搬送波で
ある。そして、通信は常に特定の回線を使用する
とは限らずシステム内の任意の回線が選択使用さ
れる。従つて、復調回路では、同期検波方式で再
生搬送波は使用回線の搬送波に応じたものとな
り、また準同期検波方式では発振器６６としてシ
ンセサイザ等を用い使用回線の搬送波の周波数に
応じた周波数を発生できるようにしている。

要するに、この種の復調回路では、任意の回線
で正しく復調動作をすることを要するから、前記
直交性は当該システムとして使用可能な全周波数
帯域において確保されていることが本来的に要求
される。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、前記直交性を全周波数帯域に渡
つて維持することは、いかにπ／２移相器等を厳
密に製作してもハードウエアの不完全性等を回避
できないので、極めて困難である。従つて、従来
では、比較的直交関係が保たれる狭い周波数範囲
でシステムを運用せざるを得ず、システムとして
使用可能な全周波数帯域を有効に利用できないと
いう問題がある。

なお、前記直交性のずれの問題は、直交乗算回
路を用いる限り、QAM（Quadrature Amplitude
Modulation）復調回路においても同様に生ずる
ことは明らかである。

本発明は、このような問題に鑑みなされたもの
で、その目的は、前記直交性のずれを自動的に零
にできるようにし、以て広い周波数範囲に渡つて
正しい復調動作をなし得るデイジタル復調回路を
提供することにある。

（課題を解決するための手段） 前記目的を達成するために、本発明のデイジタ
ル復調回路は次の如き構成を有する。

即ち、本発明のデイジタル復調回路は、一方の
入力が受信デイジタル被変調信号で他方の入力が
再生搬送波信号または搬送波周波数に準同期した
準同期搬送波信号のいずれかである第１の乗算回
路と；前記再生搬送波信号または前記準同期搬送
波信号の位相をπ／２宛移相するπ／２移相器
と；制御信号に基づき前記π／２移相器の出力信
号を位相調整して出力する可変移相器と；一方の
入力が前記受信デイジタル被変調信号で他方の入
力が前記可変位相器の出力信号である第２の乗算
回路と；前記再生搬送波信号を用いる場合には前
記第１および第２の乗算回路の出力たる２系列の
直交復調信号に基づいて、または前記準同期搬送
波信号を用いる場合には前記第１および第２の乗
算回路の後段における位相同期復調処理で形成さ
れる２系列の直交復調信号に基づいて信号位相平
面上の少なくとも第象限と第象限または第
象限と第象限のいずれか一方の組合わせに係る
象限を判定しその判定した組合わせ象限における
軸に投影される信号点に対応したロードクロツク
信号を発生する象限判定回路と；前記２系列の直
交復調信号の一方の信号列であつて前記象限判定
回路が判定対象とする組合わせ象限における前記
軸に対応した信号列を受けてその軸に投影される
各信号点の信号値をそれに対応した前記ロードク
ロツク信号に従つてそれぞれ格納しその格納した
信号値間の差値を求める誤差検出回路と；前記誤
差検出回路の出力を受けてろ波処理等をし前記制
御信号を形成出力する信号形成回路と；を備えて
いることを特徴とするものである。

（作用） 次に、前記の如く構成される本発明のデイジタ
ル復調回路の作用を説明する。

受信デイジタル被変調信号にはQAM信号と
PSK信号とがあるが、例えば４−PSK信号とす
れば、２系列の直交復調信号間に直交位相誤差が
ある場合には、その位相平面上の信号ベクトルは
前記第６図に示すようになる。

そこで、２系列の直交復調信号に基づいて例え
ば第象限と第象限を判定し、その判定した第
象限と第象限において直交位相誤差分傾斜し
たQ′軸に投影される信号点Ａ，同Ｂそれぞれに
対応したロードクロツク信号を発生する（象限判
定回路）。

そして、２系列の直交復調信号のうちのＱチヤ
ネルの信号中前記信号点Ａ，同Ｂの各信号値をロ
ードクロツク信号に従つて格納し、その信号値の
差を求める（誤差検出回路）。ここで求められた
差値は信号点Ａと同Ｂのレベル差であつて、これ
は取りも直さず直交位相誤差を与える。

従つて、誤差検出回路の出力たる差値が零とな
るよう可変移相器の位相量を制御すれば、２系列
の直交復調信号間の直交位相誤差は広い周波数範
囲に渡つて常に零となるようにすることができ
る。

斯くして、本発明によれば、直交乗算回路の広
帯域化を図ることができるので、従来維持困難で
あつた広帯域における直交性を容易にかつ確実に
確保することができる。このとき、従来において
は、特にπ／２移相器は相当に厳格な精度が要求
されていたが、本発明の適用によつてその要件を
緩和でき、従つて原価低減を図ることが可能とな
る。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

第１図は、本発明の一実施例に係るデイジタル
復調回路を示す。第１図において、従来の同期検
波方式（第５図ａ）のデイジタル復調回路は、
（第１の）乗算回路１と、（第２の）乗算回路２
と、π／２移相器３と、搬送波・クロツク再生回
路４と、可変周波数発振回路５とで構成される
が、この構成において本第１実施例に係るデイジ
タル復調回路は、象限判定回路６と、誤差検出回
路７と、信号形成回路たるＤ／Ａ変換回路８およ
び低域ろ波回路９と、可変位相器１０とを設けた
ものである。

受信デイジタル被変調信号にはQAM信号や
PSK信号等があるが、本実施例では従来例に準
じてPSK信号とし、これは乗算回路１と同２の
一方の入力信号となつている。

乗算回路１の他方の入力信号およびπ／２移相
器３の入力信号たる再生搬送波信号は可変周波数
発振回路５から供給される。そして、π／２移相
器３の出力信号は可変移相器１０にて後述するよ
うに移相制御されて乗算回路２の他方の入力信号
となる。乗算回路１，同２の出力信号たるＰチヤ
ネルおよびＱチヤネルの復調信号は搬送波・クロ
ツク再生回路４と象限判定回路６へ供給され、ま
たＱチヤネル復調信号は誤差検出回路７へ供給さ
れる。

搬送波・クロツク再生回路４は、再生した搬送
波信号を可変周波数発振回路５へ出力し、また再
生したクロツク信号を象限判定回路６と誤差検出
回路７とへ出力する。なお、再生したデータ信号
は外部へ送出される。

可変周波数発振回路５は、前記再生された搬送
波信号が入力する電圧制御発振回路５１と、任意
の回線の使用搬送波の周波数と概略等しい周波数
の信号を発生するシンセサイザ５２と、これら両
者の出力信号を乗算操作するミキサー５３と、ミ
キサー５３の出力信号にろ波処理を施し前記乗算
回路１およびπ／２移相器３に対する再生搬送波
信号を形成出力する帯域ろ波回路５４とで構成さ
れる。つまり、この可変周波数発振回路５は、当
該無線通信システムが例えば前記FDMA−SCPC
方式のものである場合、回線は周波数分割して割
り当てられるが、システムとして割り当てられた
全回線の搬送波の周波数の信号をそれぞれ出力で
きるのであり、出力信号周波数はシンセサイザ５
２によつて定められ、入力搬送波周波数との位相
周期は電圧制御発振回路５１にて行われる。

象限判定回路６と誤差検出回路７は例えば第２
図に示すうに構成される。図中上段が象限判定回
路、図中下段が誤差検出回路にそれぞれ対応して
いる。第２図において、Ｐチヤネル復調信号は極
性判定回路２２０へ、Ｑチヤネル復調信号は極性
判定回路２２１とＡ／Ｄ変換回路２２２へそれぞ
れ与えられる。

極性判定回路２２０と同２２１は、再生クロツ
ク信号に基づいて復調信号をサンプリングし、そ
の信号極性の正負を判定する。ここで、極性判定
回路２２０は、Ｐチヤネル復調信号の極性が負の
とき“１”を、正のとき“０”をそれぞれ出力す
るものとし、また極性判定回路２２１は、Ｑチヤ
ネル復調信号の極性が正のとき“１”を、負のと
き“０”をそれぞれ出力するものとする。

極性判定回路２２０の出力は、論理積回路２２
４の一方の入力へ与えられるとともに、インバー
タ２２３を介して論理積回路２２５の一方の入力
へ与えられる。また、極性判定回路２２１の出力
は、論理積回路２２４と同２２５の他方の入力へ
与えられる。そして、論理積回路２２４の出力は
論理積回路２２６の一方の入力へ、論理積回路２
２５の出力は論理積回路２２７の一方の入力へそ
れぞれ与えられる。論理積回路２２６と同２２７
は、他方の入力にインバータ２２８を介して再生
クロツク信号が与えられ、対応するシフトレジス
タ２２９，同２３０に対しロードクロツク信号を
出力する。

要するに、極性判定回路２２０の出力が“１”
で、極性判定回路２２１の出力が“１”のとき、
つまり、受信信号ベクトルが第象限にあると
き、論理積回路２２４の出力が“１”となり、そ
の象限が判定され、ロードクロツク信号がシフト
レジスタ２２９に対し出力される。また、極定判
定回路２２０の出力が“０”で、極性判定回路２
２１の出力が“１”のとき、つまり、受信信号ベ
クトルが第象限にあるとき、論理積回路２２５
の出力が“１”となり、その象限が判定され、ロ
ードクロツク信号がシフトレジスタ２３０に対し
出力される。

換言すれば、象限判定回路６では、第象限と
第象限に在る受信信号ベクトルを判定し、両象
限における基準軸（第６図に示すＱ軸または
Q′軸）上の信号点に対応したロードクロツク信
号を発生しているのである。

次に、Ａ／Ｄ変換回路２２２は、Ｑチヤネル復
調信号を再生クロツク信号に従つてＫビツトのデ
イジタル信号へ変換し、それを前記シフトレジス
タ２２９，同２３０へ与える。その結果、シフト
レジスタ２２９は論理積回路２２６が出力するロ
ードクロツク信号に従つて、またシフトレジスタ
２３０は論理積回路２２７が出力するロードクロ
ツク信号に従つて入力デイジタル信号を取り込む
ことになる。

ここに、論理積回路２２６が出力するロードク
ロツク信号は第象限ある受信信号ベクトルにつ
いてのＱ軸またQ′軸上の信号点（ＥまたはＡ）
に対するものであり、また論理積回路２２７が出
力するロードクロツク信号は第象限にある受信
信号ベクトルについてのＱ軸またはQ′軸上の信
号点（ＥまたはＢ）に対するものである。つま
り、基準軸がＱ軸であるときは、両シフトレジス
タに取り込まれる信号値は共にＥであるが（第４
図参照）、基準軸がQ′軸であるときは、シフトレ
ジスタ２２９には信号値Ａが取り込まれ、シフト
レジスタ２３０には信号値Ｂが取り込まれること
になる。

そして、次段の減算回路２３１では、両シフト
レジスタの出力値間の差を求めるのであるが、両
シフトレジスタの出力値が共にＥであれば差は零
である。つまり、基準軸はＱ軸であつて直交位相
誤差はない。一方、シフトレジスタ２２９の出力
値がＡで、シフトレジスタ２３０の出力値がＢの
ときは、両者の差値（Ａ−Ｂ）が存在する。つま
り、基準軸はQ′軸であつて直交位相誤差がある。
この差値が取りも直さず直交位相誤差の大きさを
与え、また差値がプラスのときはQ′軸は第象
限側に傾斜し、マイナスのときは第象限側に傾
斜していると判断することができる。

従つて、この減算回路２３１の出力値は直交位
相誤差を与えるから、その誤差電圧（デイジタル
値）をＤ／Ａ変換回路８にてアナログ化し、低域
ろ波回路９にて雑音およびパターンジツタ等を抑
圧したアナログ制御電圧を可変移相器１０へ与
え、誤差検出信号が零となるようにπ／２移相器
３の出力信号周波数の位相を制御して乗算回路２
の他方の入力へ与えれば、乗算回路１と同２間の
直交性を極めて広い周波数範囲に渡つて保持でき
ることになる。

次に、第３図は本発明の他の実施例に係るデイ
ジタル復調回路を示す。第３図において、従来の
準同期検波方式（第５図ｂ）のデイジタル復調回
路は、（第１の）乗算回路３１と、（第２の）乗算
回路３２と、π／２移相器３３と、シンセサイザ
３４と、Ａ／Ｄ変換回路３５と、同３６と、デイ
ジタル回路たる複素乗算回路３７と、デイジタル
回路たる搬送波・クロツク再生回路３８と、デイ
ジタル回路の動作クロツクを発生するクロツク発
生回路３９とで構成されるが、この構成において
本第２実施例に係るデイジタル復調回路は、前述
した第１実施例と同様に、象限判定回路６と、誤
差検出回路７と、信号形成回路たるＤ／Ａ変換回
路８および低域ろ波回路９と、可変位相器１０と
を設けたものである。

本発明に係る部分は、前述したので、以下従来
回路部分の動作概要を説明する。

シンセサイザ３４は、前記シンセサイザ５２と
同様に、希望信号の周波数と概略等しい周波数の
搬送波信号を発生する。これは乗算回路３１の他
方の入力信号となるとともに、π／２移相器３
３、可変移相器１０を介して乗算回路３２の他方
の入力信号となる。

つまり、乗算回路３１と同３２からなる直交乗
算回路では、入力されたPSK信号内の希望信号
の角周波数ω_cに略等しい角周波数ω′_cの搬送波信
号を発生するシンセサイザ３４によつて希望信号
を準同期直交復調する。この準同期直交復調信号
（P′，Q′）はＡ／Ｄ変換回路３５，３６にてｋビ
ツト（ｋ＝６〜16）のデイジタル信号列へ変換さ
れる。そして、このデイジタル信号列は複素乗算
回路３７おび搬送波・クロツク再生回路３８にお
ける位相同期処理に付され、複素乗算回路３７か
ら同期復調された直交復調信号（Ｐ，Ｑ）が得ら
れる。

ＰチヤネルとＱチヤネルの復調信号は象限判定
回路６へ与えられ、Ｑチヤネルの復調信号は誤差
検出回路７へ与えられる。また、搬送波・クロツ
ク再生回路３８で再生されたクロツク信号はＡ／
Ｄ変換回路３５，３６へ与えられると共に、象限
判定回路６と誤差検出回路７へ与えられる。従つ
て、本発明に係る部分は前述したように所要の動
作をなし得ることになる。なお、Ｑチヤネル復調
信号はデイジタル信号であるから、誤差検出回路
７では第２図に示したＡ／Ｄ変換回路２２２は不
要となる。

ここに、本実施例では、Ｑ軸に対する位相誤差
を零にするようにしたが、Ｐ軸に対する位相誤差
を対象としてもよい。この場合には、象限判定回
路は第象限と第象限を判定するようにし、誤
差検出回路はＰチヤネルの復調信号から誤差検出
を行えば良い。

また、可変移相器１０は、アナログ制御型を用
いたので、Ｄ／Ａ変換回路８を設けたが、デイジ
タル制御型を用いれば不要とすることができる。
一方、現実のシステムで、雑音やパターンジツタ
は不可避であるから、低域ろ波回路９は制御性を
確保する意味で必要である。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明のデイジタル復調
回路によれば、直交位相誤差を検出し、それが零
となるように直交乗算回路を制御するようにした
ので、直交乗算回路の広帯域化を図ることがで
き、従来維持困難であつた広帯域における直交性
を容易にかつ確実に確保することができる効果が
ある。このとき、従来においては、特にπ／２移
相器は相当に厳格な精度が要求されていたが、本
発明の適用によつてその要件を緩和でき、従つて
原価低減を図ることが可能となる効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るデイジタル復
調回路の構成ブロツク図、第２図は象限判定回路
および誤差検出回路の一例を示す構成ブロツク
図、第３図は本発明の他の実施例に係るデイジタ
ル復調回路の構成ブロツク図、第４図はPSK信
号の位相平面上の信号ベクトル図、第５図は従来
のデイジタル復調回路の概略構成ブロツク図、第
６図は直交位相誤差がある場合の直交復調信号の
位相平面上の信号ベクトル図、第７図は直交位相
誤差がない場合（同図ａ）と直交位相誤差がある
場合（同図ｂ）のアイパターンを示す図である。 １，２，３１，３２……乗算回路、３，３３…
…π／２移相器、４，３８……搬送波・クロツク
再生回路、５……可変周波数発振回路、６……象
限判定回路、７……誤差検出回路、８……Ｄ／Ａ
変換回路、９……低域ろ波回路、１０……可変移
相器、３４…シンセサイザ、３５，３６……Ａ／
Ｄ変換回路、３７……複素乗算回路、３９……ク
ロツク発生回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 一方の入力が受信デイジタル被変調信号で他
   方の入力が再生搬送波信号または搬送波周波数に
   準同期した準同期搬送波信号のいずれかである第
   １の乗算回路と；前記再生搬送波信号または前記
   準同期搬送波信号の位相をπ／２宛移相するπ／
   ２移相器と；制御信号に基づき前記π／２移相器
   の出力信号を位相調整して出力する可変移相器
   と；一方の入力が前記受信デイジタル被変調信号
   で他方の入力が前記可変位相器の出力信号である
   第２の乗算回路と；前記再生搬送波信号を用いる
   場合には前記第１および第２の乗算回路の出力た
   る２系列の直交復調信号に基づいて、または前記
   準同期搬送波信号を用いる場合には前記第１およ
   び第２の乗算回路の後段における位相同期復調処
   理で形成される２系列の直交復調信号に基づいて
   信号位相平面上の少なくとも第象限と第象限
   または第象限と第象限のいずれか一方の組合
   わせに係る象限を判定しその判定した組合わせ象
   限における軸に投影される信号点に対応したロー
   ドクロツク信号を発生する象限判定回路と；前記
   ２系列の直交復調信号の一方の信号列であつて前
   記象限判定回路が判定対象とする組合わせ象限に
   おける前記軸に対応した信号列を受けてその軸に
   投影される各信号点の信号値をそれに対応した前
   記ロードクロツク信号に従つてそれぞれ格納しそ
   の格納した信号値間の差値を求める誤差検出回路
   と；前記誤差検出回路の出力を受けてろ波処理等
   をし前記制御信号を形成出力する信号形成回路
   と；を備えていることを特徴とするデイジタル復
   調回路。