JP3613344B2 - 準同期検波復調回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、直交変調された信号を復調するための準同期検波復調回路に関し、特に、利得制御（ＡＧＣ）やドリフト制御（ＤＲＣ）を含む準同期検波復調回路に関する。
【０００２】
準同期検波復調方式は、直交変調波を復調する際に、固定周波数のローカル信号を使用して復調した復調信号に対して、ディジタルキャリア再生（ＤＣＲ）により位相回転の処理を行って復調信号を得るものである。
【０００３】
準同期検波復調回路は、変調側と復調側とにおける信号振幅成分と、直流成分のずれを補償するために、ＡＧＣとＤＲＣとを行うことが必要であり、このような補償を正しく行えるような復調回路が求められている。
【０００４】
【従来の技術】
図５は、従来の復調回路を示し、１１はハイブリッド（Ｈ）、１２，１３は検波回路、１４は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１５は９０°ハイブリッド（Ｈ）、１６，１７はローパスフィルタ、１８，１９は可変利得増幅器、２０，２１は加算器、２２，２３はアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、２４は等化器、２５は制御部（ＣＯＮＴ）、２６，２７，２８，２９，３０はローパスフィルタである。
【０００５】
直交変調（ＱＡＭ）された中間周波信号入力（ＩＦ ＩＮ）は、ハイブリッド１１で２分岐されて、それぞれ検波回路１２，１３の一方の入力に加えられる。電圧制御発振器（以下ＶＣＯと略称する）１４は、搬送波再生回路（ＣＲ）を構成し、入力信号に同期したクロックを再生する。９０°ハイブリッド１５は、ＶＣＯ１４からのローカル信号を９０°移相して、それぞれ検波回路１２，１３の他方の入力に加えることによって、検波回路１２，１３からそれぞれＩチャネルとＱチャネルの復調出力が得られる。
【０００６】
ＩチャネルとＱチャネルの復調出力は、それぞれ、ローパスフィルタ１６，１７で帯域制限され、可変利得増幅器１８，１９において信号振幅のＡＧＣが行われ、加算器２０，２１において直流成分のずれを補償するＤＲＣが行われたのち、Ａ／Ｄ２２，２３において例えば８ビットのディジタル信号に変換され、トランスバーサル等化器等からなる等化器２４において所要の振幅等化を受けて、出力データＩＣＨ，ＱＣＨ となる。
【０００７】
制御部２５においては、復調データＩＣＨ，ＱＣＨから、ＶＣＯ１４に対する周波数制御用の信号を作成する。この際の制御信号は、復調データの第１ビットを極性信号（Ｄ）、第２ビット以下所定のビット数を有効データ、有効データより下位の１ビットを誤差信号（Ｅ）としたとき、Ｉチャネルのデータを添字Ｉ，又Ｑチャネルのデータを添字Ｑで表して、Ｄ（Ｉ） とＥ（Ｑ） の排他的論理和、またはＤ（Ｑ） とＥ（Ｉ） の排他的論理和のデータを使用する。例えば１６ＱＡＭ方式の場合は、有効データは第２，第３ビットであり、第４ビットは誤差信号である。この信号はローパスフィルタ２６を経て平滑化されて、制御電圧としてＶＣＯ１４に供給される。これによってＶＣＯ１４はその発振周波数を変化し、入力信号の周波数に同期するように制御される。
【０００８】
また、制御部２５においては、復調データＩＣＨ，ＱＣＨから、ＡＧＣ用の制御信号を作成する。この場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに対してそれぞれ、Ｄ（Ｉ） とＥ（Ｉ） の排他的論理和、およびＤ（Ｑ） とＥ（Ｑ） の排他的論理和のデータが使用される。これらの信号は、それぞれローパスフィルタ２７，２８を経て可変利得増幅器１８，１９に供給されて、復調信号振幅をそれぞれのチャネルごとに制御するベースバンド（Ｂ．Ｂ）ＡＧＣが行われる。
【０００９】
さらに制御部２５においては、復調データＩＣＨ，ＱＣＨから、ＤＲＣ用の制御信号を作成する。この場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに対してそれぞれ、Ｅ（Ｉ） とＥ（Ｑ） のデータが使用される。これらの信号は、それぞれローパスフィルタ２９，３０を経て平滑化されて、加算器２０，２１に供給され、復調データにおける直流分をチャネルごとに補償する。
【００１０】
図６は、準同期検波復調回路の一例を示し、図５における搬送波再生部を省略し、固定周波数発振器と位相回転部およびディジタル可変周波数発振器とを付加した構成を示す。図６における図５と同一機能部分を同一の符号で示し、３１は固定周波数発振器（ＯＳＣ）、３２は位相回転部、３３はローパスフィルタ、３４はディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ）を示す。
【００１１】
図７は、位相回転部の一例を示し、３６，３７，３８，３９はミキサ、４０，４１は加算器である。この図７において、位相回転前の信号をＩ，Ｑとし、位相回転後の信号をＩ’，Ｑ’としたとき、与えるべき位相回転をθとすると、ミキサ３６，３７，３８，３９の一方の入力に、それぞれｃｏｓ（θ），ｓｉｎ（θ），ｓｉｎ（θ），ｃｏｓ（θ）の信号を与えることによって、次式の関係により所望の位相回転θを与えることができる。
Ｉ’＝Ｉｃｏｓ（θ）−Ｑｓｉｎ（θ） …（１）
Ｑ’＝Ｉｓｉｎ（θ）＋Ｑｃｏｓ（θ） …（２）
【００１２】
図８は、ＤＶＣＯ（ディジタル可変周波数発振器）の一例を示し、４３，４４は遅延回路、４５は加算器、４６，４７はそれぞれリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）を示す。
【００１３】
制御部２５においては、図５に示された場合と同様にして、復調データＩＣＨ， ＱＣＨから周波数制御用の信号を作成し、この信号はローパスフィルタ３３を経て平滑化され、遅延回路４３に加えられて所要の時間遅延されたのち、遅延回路４４と加算器４５とからなるアキュムレータ（積分器）の機能により、サンプリング周期ごとにカウントアップまたはカウントダウンと等価な動作を行って、その出力はＲＯＭ４６，４７にアドレスとして加えられる。このアドレスは、位相回転部３２における位相角θに対応し、ＲＯＭ４６，４７は、それぞれこのアドレスに対応するｓｉｎ（θ）およびｃｏｓ（θ）のデータを出力する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
準同期検波復調回路のミキサ１２，１３からの復調出力信号は、ＩＦ ＩＮと、ＯＳＣ３１のローカル信号とが非同期のため、時間的にその位相が回転し、その振幅成分および直流成分は、位相回転部３２によって位相回転を与えた後において、この位相回転を与えた分だけ回転して出力データに現れる。従って、図６に示された準同期検波復調回路では、図５に示された同期検波復調回路のような単純なＡＧＣ，ＤＲＣによっては、その振幅成分および直流成分の変化に対する補償を行うことができない問題がある。
【００１５】
本発明は、このような準同期検波復調回路における従来技術の課題を解決することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の準同期検波復調回路は、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路において、位相回転処理前の信号に対しては、該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて、振幅補正を行う補正手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される振幅補正手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられた振幅補正手段と、振幅補正手段に対して、位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する制御手段とを備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路において、位相回転処理前の信号に対しては、該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて、位相補正を行う補正手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される位相補正手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくす る準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられた位相補正手段と、位相補正手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する制御手段とを備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される信号処理手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられた信号処理手段と、信号処理手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する制御手段とを備えている。
【００１７】
【作用】
本発明は、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路における補正手段が、該位相回転処理前の信号に対しては、該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて、振幅補正を行う。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における振幅補正手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における振幅補正手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、制御手段が、前記振幅補正手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する 準同期検波復調回路にける補正手段は、該位相回転処理前の信号に対しては、該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて、位相補正を行う。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における位相補正手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における位相補正手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、制御手段が、前記位相補正手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における信号処理手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における信号処理手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、制御手段が、前記信号処理手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する。
【００１８】
【実施例】
図１は本発明の実施例の構成を示し、１は直交検波器、２は位相回転部（θ）、３は利得誤差検出手段、３Ａは位相回転手段（−θ）、４ Ｉ ，４ Ｑ は利得制御手段、５は利得誤差検出手段、６ Ｉ ，６ Ｑ は利得制御手段、７はドリフト誤差検出手段、７Ａは位相回転手段（−θ）、８ Ｉ ，８ Ｑ はドリフト補償手段、９はドリフト誤差検出手段、１０ Ｉ ，１０ Ｑ はドリフト補償手段を示す。
【００１９】
図１に示すように、直交変調波を準同期検波して２系列からなる直交検波信号を出力する直交検波器１と、この直交検波器１による直交検波信号を位相回転して位相回転のない復調信号Ｉ，Ｑを出力する位相回転部２とを有する準同期検波復調回路において、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段３と、位相回転する利得誤差に対して位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を付与する第１の位相回転手段３Ａと、直交検波信号に対して第１の位相回転手段３Ａからの利得誤差を補償する第１の利得制御手段４ Ｉ ，４ Ｑ と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５と、位相回転後の信号に対して第２の利得誤差検出手段５からの利得誤差を補償する第２の利得制御手段６ Ｉ ，６ Ｑ と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転するドリフト誤差を求める第１のドリフト検出手段７と、位相回転するドリフト誤差に対して位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を付与する第２の位相回転手段７Ａと、直交検波信号に対して第２の位相回転手段７Ａからのドリフト誤差を補償する第１のドリフト補償手段８ Ｉ ，８ Ｑ と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト検出手段９と、位相回転後の信号に対して第２のドリフト検出手段９からのドリフト誤差を補償する第２のドリフト補償手段１０ Ｉ ，１０ Ｑ とを設けている。
【００２０】
このような構成により、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転する利得誤差を求め、位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を与えて、この利得誤差によって、直交検波信号に対して利得制御を行い、また、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転するドリフト誤差を求め、位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を与えて、このドリフト誤差によって、直交検波信号に対してドリフト補償を行うことができる。さらに、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転しない利得誤差を求め、この利得誤差によって、位相回転後の信号に対して利得制御を行い、また、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転しないドリフト誤差を求め、このドリフト誤差によって、位相回転後の信号に対してドリフト補償を行うことができる。
【００２１】
何故なら、図６に示す構成において、利得変化によって、位相回転前にＩチャネルの復調信号ＩがΔｉ （Ｇ） Ｉに変化し、Ｑチャネルの復調信号ＱがΔｑ （Ｇ） Ｑに変化したとすると、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調信号は、
となる。
【００２２】
従って、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調信号における振幅誤差は、
であって、位相回転部３２における位相回転と同じ位相回転θを有している。
【００２３】
Δｉ （Ｇ） ，Δｑ （Ｇ） は１に近い値を持つものであり、利得変化がないときは、１になる。そこで（Δｉ （Ｇ） −１），（Δｑ （Ｇ） −１）は、位相回転前の利得誤差を表している。
【００２４】
（５），（６）式から（Δｉ （Ｇ） −１），（Δｑ （Ｇ） −１）を求めると、
となる。
【００２５】
さらに、（Δｉ （Ｇ） −１），（Δｑ （Ｇ） −１）は（７），（８）式から、
となる。
【００２６】
（９），（１０）式から位相回転前の利得誤差は、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの振幅誤差に対して、位相回転部３２の位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えて、それぞれのチャネルの位相回転前の復調信号で割ることによって求めることができる。第１の利得制御手段４ Ｉ ，４ Ｑ においては、このようにして求められた利得誤差によってＡＧＣを行うことにより、準同期検波復調時の振幅成分の変化に対する補償を行うことができるからである。
【００２７】
また、ドリフトの変化によって、位相回転前にＩチャネルの復調出力Ｉが（Ｉ＋Δｉ （Ｄ） ）に変化し、Ｑチャネルの復調出力Ｑが（Ｑ＋Δｑ （Ｄ） ）に変化したとすると、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調信号は、
【００２８】
従って、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調信号におけるドリフト誤差は、
であって、位相回転部３２における位相回転と同じ位相回転θを有している。
【００２９】
（ １３）， （ １４ ）式からΔｉ （Ｄ） ，Δｑ （Ｄ） を求めると、
【００３０】
さらに、Δｉ （Ｄ） ，Δｑ （Ｄ） は、（ １５）， （ １６ ）式から、
【００３１】
（ １７）， （１８） 式から位相回転前のドリフト誤差は、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルのドリフト誤差に対して、位相回転部３２の位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えることによって求められる。第１のドリフト補償手段８ Ｉ ，８ Ｑ においては、このようにして求められたドリフト誤差によってＤＲＣを行うことにより、準同期検波復調時のドリフト成分の変化に対する補償を行うことができる。
【００３２】
しかしながら、図６に示された準同期検波復調回路では、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分の変動に対しては、補償することができない。
【００３３】
何故なら、変調側は、例えば、図９に示すように、ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）４８，４９と、ローパスフィルタ５０，５１と、ミキサ５２，５３と、ハイブリッド５４と、搬送波発振器（ＯＳＣ）５５と、９０°ハイブリッド５６とを含む構成を有するものである。
【００３４】
ＩチャネルとＱチャネルの入力信号は、それぞれＤ／Ａ４８，４９においてディジタル信号からアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ５０，５１を経て帯域制限されて、ミキサ５２，５３に入力される。ミキサ５２，５３の他方の入力には、ＯＳＣ５５の固定周波数のローカル信号が、９０°ハイブリッド５６を経て直交位相で加えられているので、ハイブリッド５４において、両ミキサ５２，５３の出力を合成することによって、直交変調波を発生する。
【００３５】
この際、ミキサ５２，５３以前の段階およびミキサ５２，５３における回路の調整や不平衡等に基づいて、出力信号には、振幅と直流成分との正規のレベルから外れた成分が含まれる。
【００３６】
このような、変調入力自体が有する振幅と直流成分における正規レベルからのずれは、準同期検波復調回路の出力においてそのまま現れ、従来の図６におけるＡＧＣおよびＤＲＣによっては補償することができないからである。
【００３７】
そこで、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５と、位相回転後の信号に対して第２の利得誤差検出手段５からの利得誤差を補償する第２の利得制御手段６ Ｉ ，６ Ｑ と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト検出手段９と、位相回転後の信号に対して第２のドリフト検出手段９からのドリフト誤差を補償する第２のドリフト補償手段１０ Ｉ ，１０ Ｑ とを設けている。
【００３８】
図２は本発明の実施例の説明図であり、図６と同一符号は同一部分を示し、２５Ａは周波数制御部、５７は位相回転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出部、５８は位相回転するドリフト誤差を求める第１のドリフト誤差検出部、５９は位相回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出部、６０は位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト誤差検出部、６１，６２はローパスフィルタ、６３，６４は利得制御部、６５，６６はローパスフィルタ、６７，６８は加算器、６９，７０は位相回転部を示す。また括弧内の符号は、図１における符号と同一のものは、同一機能部分を示す。
【００３９】
周波数制御部２５Ａは、図６における制御部２５と同様に、周波数制御用の信号を発生し、ローパスフィルタ３３を経て、ＤＶＣＯ３４を制御する。これによって、ＤＶＣＯ３４は、位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを発生して、位相回転部３２に与える。それにより、位相回転部３２は、変調出力に対する所要の位相回転を与えることができる。
【００４０】
利得誤差検出部５７は、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ における誤差成分から、ＤＶＣＯ ３４から与える位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθと同期した成分を検出し、これから、位相回転θを有する利得誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出する。この利得誤差は、ローパスフィルタ２７，２８を経て、位相回転部６９に与えられる。
【００４１】
位相回転部６９は、利得誤差検出部５７において検出された位相回転θを有する利得誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、（７ ） 式，（８）式の関係によって、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えることによって、（９ ）， （１０） 式の関係による位相回転前の利得誤差を求める。
【００４２】
この利得誤差は、ミキサ１２，１３の出力における復調信号と同位相であるから、可変利得増幅器１８，１９に利得制御信号として与えることによって、位相回転を有する利得誤差の補償を行うことができる。
【００４３】
ドリフト誤差検出部５８は、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ におけるドリフト成分から、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθと同期した成分を検出することによって、位相回転θを有するドリフト誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出する。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ２９，３０を経て、位相回転部７０に与えられる。
【００４４】
位相回転部７０は、ドリフト誤差検出部５８において検出された位相回転θを有するドリフト誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、（ １５） ， （１６） 式の関係によって、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えて、（ １７）， （１８） 式の関係による位相回転前のドリフト誤差を求める。
【００４５】
このドリフト誤差は、ミキサ１２，１３の出力における復調信号と同位相であるから、加算器２０，２１にドリフト補償信号として与えることによって、位相 回転を有するドリフト誤差の補償を行うことができる。
【００４６】
一方、利得誤差検出部５９は、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ における誤差成分が０になる条件から、位相回転しない利得誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出する。この利得誤差は、ローパスフィルタ６１，６２を経て、利得制御部６３，６４に与えられる。
【００４７】
利得制御部６３，６４は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行うことによって、位相回転部３２の出力における位相回転しない利得誤差を補償する。従って、入力信号ＩＦ ＩＮにおける変調入力自体が有する振幅の規定レベルからのずれを補償することができる。
【００４８】
また、ドリフト誤差検出部６０は、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ における誤差成分から、位相回転しないドリフト誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出する。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ６５，６６を経て、加算器６７，６８に与えられる。
【００４９】
加算器６７，６８は、このドリフト誤差をドリフト補償信号として利得制御部６３，６４の出力に加算することによって、位相回転部３２の出力における位相回転しないドリフト誤差を補償する。従って、入力信号ＩＦ ＩＮにおける変調入力自体が有する直流成分の規定レベルからのずれを補償することができる。
【００５０】
図２に示す実施例によれば、準同期検波復調回路において、位相回転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償と、これによって補償されない変調側において発生した変調入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償とを、それぞれのチャネルにおいて別個に行うので、準同期検波復調回路における復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償をより完全に行うことができる。
【００５１】
図３は本発明の実施例の説明図で、図２と同一符号は同一部分を示し、７１，７２は位相回転部、７３，７４，７５，７６は加算器を示す。また括弧内の符号は図１の同一符号と同一の機能部分を示す。
【００５２】
位相回転部７１は、利得誤差検出部５９において求められた位相回転しない利得誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部６９と同様の位相回転を行って、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転 （−θ）を与えることによって、位相回転前の利得誤差を求める。
【００５３】
また、加算器７３，７４は、位相回転部６９の出力と、位相回転部７１の出力とを加算して、可変利得増幅器１８，１９に与える。また、可変利得増幅器１８，１９は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行うことによって、位相回転部３２の出力における位相回転する利得誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償する。
【００５４】
また、位相回転部７２は、ドリフト誤差検出部６０において求めた位相回転しないドリフト誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部７０と同様の位相回転を行って、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えて位相回転前のドリフト誤差を求める。
【００５５】
また、加算器７５，７６は、位相回転部７０の出力と、位相回転部７２の出力とを加算して、加算器２０，２１に与える。この加算器２０，２１は、このドリフト誤差をドリフト補償信号として可変利得増幅器１８，１９の出力に加算することによって、位相回転部３２の出力における位相回転するドリフト誤差と、位相回転しないドリフト誤差とを補償する。
【００５６】
この図３に示す実施例によれば、変調器側において発生した、変調入力信号自 体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償のための制御信号を、準同期検波復調回路において、位相回転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償のための制御信号と、同じ位相回転状態として加算して、位相回転部以前において補償を行うようにしたので、復調側において発生した振幅と直流成分のずれと、変調側において発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれとを、ともに補償することができる。
【００５７】
図４は本発明の実施例の説明図であり、図２および図３と同一符号は同一部分を示す。また、８１，８２は位相回転部、８３，８４，８５，８６はローパスフィルタ、８７，８８は位相回転部、８９，９０，９１，９２は加算器、９３，９４は可変利得増幅器、９５，９６は加算器を示す。
【００５８】
位相回転部８１は、利得誤差検出部５７において求められた位相回転する利得誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部６９と同様の位相回転を行って、位相回転（−θ）を与えることにより、位相回転しないときの利得誤差を求める。この利得誤差から、ローパスフィルタ８３，８４によって直流分を求める。
【００５９】
また、位相回転部８７は、ローパスフィルタ８３，８４からの利得誤差の直流分に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部３２と同様の位相回転（θ）を与えることによって、位相回転したときの利得誤差を求める。
【００６０】
また、加算器８９，９０は、ローパスフィルタ６１，６２からの位相回転しない利得誤差と、位相回転部８７からの位相回転する利得誤差とを加算して、可変利得増幅器９３，９４に与える。この可変利得増幅器９３，９４は、利得誤差を利得制御信号として利得制御を行うことにより、復調出力における位相回転する利得誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償する。
【００６１】
また、位相回転部８２は、ドリフト誤差検出部５８において求めた位相回転するドリフト誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部７０と同様の位相回転（−θ）を与えることによって、位相回転しないときのドリフト誤差を求める。このドリフト誤差から、ローパスフィルタ８５，８６によって直流分を求める。
【００６２】
また、位相回転部８８は、ローパスフィルタ８５，８６からのドリフト誤差の直流分に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部３２と同様の位相回転（θ）を与えることによって、位相回転したときのドリフト誤差を求める。
【００６３】
また、加算器９１，９２は、ローパスフィルタ６５，６６からの位相回転しないドリフト誤差と、位相回転部８８からの位相回転するドリフト誤差とを加算して、加算器９５，９６に与える。この加算器９５，９６は、このドリフト誤差を可変利得増幅器９３，９４からの信号に加算してドリフト制御を行うことによって、復調出力における位相回転するドリフトと、位相回転しないドリフトとを補償する。
【００６４】
この実施例において、利得誤差検出部５７，ドリフト誤差検出部５８に対する入力としては、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ における正規復調レベルからの位相回転する振幅誤差とドリフト誤差とを使用し、利得誤差検出部５９，ドリフト誤差検出部６０に対する入力としては、復調出力Ｉ ＣＨ ， Ｑ ＣＨ における正規復調レベルからの位相回転しない振幅誤差とドリフト誤差とを使用することができる。
【００６５】
この実施例によれば、変調側において発生した、準同期検波復調回路における位相回転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償のための制御信号を、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償のための制御信号と、同一位相回転状態として加算して、位相回転部以後において補償を行うようにしたので、復調側において発生した振幅と直流成分のず れと、変調側において発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれとを、ともに補償することができる。また復調出力の位相回転後において、すべての処理を行うことができるので、ＬＳＩ化する場合等に便利である。
【００６６】
【発明の効果】
以上の説明したように、本発明によれば、準同期検波復調時の振幅成分の変化に対する補償を行うことができる。また、準同期検波復調時のドリフト成分の変化に対する補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の説明図である。
【図２】本発明の実施例の説明図である。
【図３】本発明の実施例の説明図である。
【図４】本発明の実施例の説明図である。
【図５】復調回路の説明図である。
【図６】準同期検波復調回路の説明図である。
【図７】位相回転部の説明図である。
【図８】ＤＶＣＯの説明図である。
【図９】変調側の概略構成説明図である。
【符号の説明】
１ 直交検波器
２ 位相回転部
３ 利得誤差検出手段
３Ａ 位相回転手段
４Ｉ 利得制御手段
４Ｑ 利得制御手段
５ 利得誤差検出手段
６Ｉ 利得制御手段
６Ｑ 利得制御手段
７ ドリフト誤差検出手段
７Ａ 位相回転手段
８Ｉ ドリフト補償手段
８Ｑ ドリフト補償手段
９ ドリフト誤差検出手段
１０Ｉ ドリフト補償手段
１０Ｑ ドリフト補償手段
７１ 位相回転部
７２ 位相回転部
７３ 加算器
７４ 加算器
７５ 加算器
７６ 加算器
８１ 位相回転部
８２ 位相回転部
８７ 位相回転部
８８ 位相回転部
８９ 加算器
９０ 加算器
９１ 加算器
９２ 加算器
９３ 可変利得増幅器
９４ 可変利得増幅器
９５ 加算器
９６ 加算器
【産業上の利用分野】
本発明は、直交変調された信号を復調するための準同期検波復調回路に関し、特に、利得制御（ＡＧＣ）やドリフト制御（ＤＲＣ）を含む準同期検波復調回路に関する。
【０００２】
準同期検波復調方式は、直交変調波を復調する際に、固定周波数のローカル信号を使用して復調した復調信号に対して、ディジタルキャリア再生（ＤＣＲ）により位相回転の処理を行って復調信号を得るものである。
【０００３】
準同期検波復調回路は、変調側と復調側とにおける信号振幅成分と、直流成分のずれを補償するために、ＡＧＣとＤＲＣとを行うことが必要であり、このような補償を正しく行えるような復調回路が求められている。
【０００４】
【従来の技術】
図５は、従来の復調回路を示し、１１はハイブリッド（Ｈ）、１２，１３は検波回路、１４は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、１５は９０°ハイブリッド（Ｈ）、１６，１７はローパスフィルタ、１８，１９は可変利得増幅器、２０，２１は加算器、２２，２３はアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、２４は等化器、２５は制御部（ＣＯＮＴ）、２６，２７，２８，２９，３０はローパスフィルタである。
【０００５】
直交変調（ＱＡＭ）された中間周波信号入力（ＩＦ ＩＮ）は、ハイブリッド１１で２分岐されて、それぞれ検波回路１２，１３の一方の入力に加えられる。電圧制御発振器（以下ＶＣＯと略称する）１４は、搬送波再生回路（ＣＲ）を構成し、入力信号に同期したクロックを再生する。９０°ハイブリッド１５は、ＶＣＯ１４からのローカル信号を９０°移相して、それぞれ検波回路１２，１３の他方の入力に加えることによって、検波回路１２，１３からそれぞれＩチャネルとＱチャネルの復調出力が得られる。
【０００６】
ＩチャネルとＱチャネルの復調出力は、それぞれ、ローパスフィルタ１６，１７で帯域制限され、可変利得増幅器１８，１９において信号振幅のＡＧＣが行われ、加算器２０，２１において直流成分のずれを補償するＤＲＣが行われたのち、Ａ／Ｄ２２，２３において例えば８ビットのディジタル信号に変換され、トランスバーサル等化器等からなる等化器２４において所要の振幅等化を受けて、出力データＩＣＨ，ＱＣＨ となる。
【０００７】
制御部２５においては、復調データＩＣＨ，ＱＣＨから、ＶＣＯ１４に対する周波数制御用の信号を作成する。この際の制御信号は、復調データの第１ビットを極性信号（Ｄ）、第２ビット以下所定のビット数を有効データ、有効データより下位の１ビットを誤差信号（Ｅ）としたとき、Ｉチャネルのデータを添字Ｉ，又Ｑチャネルのデータを添字Ｑで表して、Ｄ（Ｉ） とＥ（Ｑ） の排他的論理和、またはＤ（Ｑ） とＥ（Ｉ） の排他的論理和のデータを使用する。例えば１６ＱＡＭ方式の場合は、有効データは第２，第３ビットであり、第４ビットは誤差信号である。この信号はローパスフィルタ２６を経て平滑化されて、制御電圧としてＶＣＯ１４に供給される。これによってＶＣＯ１４はその発振周波数を変化し、入力信号の周波数に同期するように制御される。
【０００８】
また、制御部２５においては、復調データＩＣＨ，ＱＣＨから、ＡＧＣ用の制御信号を作成する。この場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに対してそれぞれ、Ｄ（Ｉ） とＥ（Ｉ） の排他的論理和、およびＤ（Ｑ） とＥ（Ｑ） の排他的論理和のデータが使用される。これらの信号は、それぞれローパスフィルタ２７，２８を経て可変利得増幅器１８，１９に供給されて、復調信号振幅をそれぞれのチャネルごとに制御するベースバンド（Ｂ．Ｂ）ＡＧＣが行われる。
【０００９】
さらに制御部２５においては、復調データＩＣＨ，ＱＣＨから、ＤＲＣ用の制御信号を作成する。この場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに対してそれぞれ、Ｅ（Ｉ） とＥ（Ｑ） のデータが使用される。これらの信号は、それぞれローパスフィルタ２９，３０を経て平滑化されて、加算器２０，２１に供給され、復調データにおける直流分をチャネルごとに補償する。
【００１０】
図６は、準同期検波復調回路の一例を示し、図５における搬送波再生部を省略し、固定周波数発振器と位相回転部およびディジタル可変周波数発振器とを付加した構成を示す。図６における図５と同一機能部分を同一の符号で示し、３１は固定周波数発振器（ＯＳＣ）、３２は位相回転部、３３はローパスフィルタ、３４はディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ）を示す。
【００１１】
図７は、位相回転部の一例を示し、３６，３７，３８，３９はミキサ、４０，４１は加算器である。この図７において、位相回転前の信号をＩ，Ｑとし、位相回転後の信号をＩ’，Ｑ’としたとき、与えるべき位相回転をθとすると、ミキサ３６，３７，３８，３９の一方の入力に、それぞれｃｏｓ（θ），ｓｉｎ（θ），ｓｉｎ（θ），ｃｏｓ（θ）の信号を与えることによって、次式の関係により所望の位相回転θを与えることができる。
Ｉ’＝Ｉｃｏｓ（θ）−Ｑｓｉｎ（θ） …（１）
Ｑ’＝Ｉｓｉｎ（θ）＋Ｑｃｏｓ（θ） …（２）
【００１２】
図８は、ＤＶＣＯ（ディジタル可変周波数発振器）の一例を示し、４３，４４は遅延回路、４５は加算器、４６，４７はそれぞれリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）を示す。
【００１３】
制御部２５においては、図５に示された場合と同様にして、復調データＩＣＨ， ＱＣＨから周波数制御用の信号を作成し、この信号はローパスフィルタ３３を経て平滑化され、遅延回路４３に加えられて所要の時間遅延されたのち、遅延回路４４と加算器４５とからなるアキュムレータ（積分器）の機能により、サンプリング周期ごとにカウントアップまたはカウントダウンと等価な動作を行って、その出力はＲＯＭ４６，４７にアドレスとして加えられる。このアドレスは、位相回転部３２における位相角θに対応し、ＲＯＭ４６，４７は、それぞれこのアドレスに対応するｓｉｎ（θ）およびｃｏｓ（θ）のデータを出力する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
準同期検波復調回路のミキサ１２，１３からの復調出力信号は、ＩＦ ＩＮと、ＯＳＣ３１のローカル信号とが非同期のため、時間的にその位相が回転し、その振幅成分および直流成分は、位相回転部３２によって位相回転を与えた後において、この位相回転を与えた分だけ回転して出力データに現れる。従って、図６に示された準同期検波復調回路では、図５に示された同期検波復調回路のような単純なＡＧＣ，ＤＲＣによっては、その振幅成分および直流成分の変化に対する補償を行うことができない問題がある。
【００１５】
本発明は、このような準同期検波復調回路における従来技術の課題を解決することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の準同期検波復調回路は、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路において、位相回転処理前の信号に対しては、該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて、振幅補正を行う補正手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される振幅補正手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられた振幅補正手段と、振幅補正手段に対して、位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する制御手段とを備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路において、位相回転処理前の信号に対しては、該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて、位相補正を行う補正手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される位相補正手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくす る準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられた位相補正手段と、位相補正手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する制御手段とを備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される信号処理手段を備えている。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、位相回転処理の前に設けられた信号処理手段と、信号処理手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する制御手段とを備えている。
【００１７】
【作用】
本発明は、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路における補正手段が、該位相回転処理前の信号に対しては、該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて、振幅補正を行う。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における振幅補正手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における振幅補正手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、制御手段が、前記振幅補正手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する 準同期検波復調回路にける補正手段は、該位相回転処理前の信号に対しては、該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いて、位相補正を行う。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における位相補正手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における位相補正手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、制御手段が、前記位相補正手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における信号処理手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される。
また、直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路における信号処理手段は、前記位相回転処理の前に設けられ、制御手段が、前記信号処理手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する。
【００１８】
【実施例】
図１は本発明の実施例の構成を示し、１は直交検波器、２は位相回転部（θ）、３は利得誤差検出手段、３Ａは位相回転手段（−θ）、４ Ｉ ，４ Ｑ は利得制御手段、５は利得誤差検出手段、６ Ｉ ，６ Ｑ は利得制御手段、７はドリフト誤差検出手段、７Ａは位相回転手段（−θ）、８ Ｉ ，８ Ｑ はドリフト補償手段、９はドリフト誤差検出手段、１０ Ｉ ，１０ Ｑ はドリフト補償手段を示す。
【００１９】
図１に示すように、直交変調波を準同期検波して２系列からなる直交検波信号を出力する直交検波器１と、この直交検波器１による直交検波信号を位相回転して位相回転のない復調信号Ｉ，Ｑを出力する位相回転部２とを有する準同期検波復調回路において、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出手段３と、位相回転する利得誤差に対して位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を付与する第１の位相回転手段３Ａと、直交検波信号に対して第１の位相回転手段３Ａからの利得誤差を補償する第１の利得制御手段４ Ｉ ，４ Ｑ と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５と、位相回転後の信号に対して第２の利得誤差検出手段５からの利得誤差を補償する第２の利得制御手段６ Ｉ ，６ Ｑ と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転するドリフト誤差を求める第１のドリフト検出手段７と、位相回転するドリフト誤差に対して位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を付与する第２の位相回転手段７Ａと、直交検波信号に対して第２の位相回転手段７Ａからのドリフト誤差を補償する第１のドリフト補償手段８ Ｉ ，８ Ｑ と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト検出手段９と、位相回転後の信号に対して第２のドリフト検出手段９からのドリフト誤差を補償する第２のドリフト補償手段１０ Ｉ ，１０ Ｑ とを設けている。
【００２０】
このような構成により、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転する利得誤差を求め、位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を与えて、この利得誤差によって、直交検波信号に対して利得制御を行い、また、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転するドリフト誤差を求め、位相回転部２における位相回転と逆の位相回転を与えて、このドリフト誤差によって、直交検波信号に対してドリフト補償を行うことができる。さらに、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転しない利得誤差を求め、この利得誤差によって、位相回転後の信号に対して利得制御を行い、また、復調信号Ｉ，Ｑにおける位相回転しないドリフト誤差を求め、このドリフト誤差によって、位相回転後の信号に対してドリフト補償を行うことができる。
【００２１】
何故なら、図６に示す構成において、利得変化によって、位相回転前にＩチャネルの復調信号ＩがΔｉ （Ｇ） Ｉに変化し、Ｑチャネルの復調信号ＱがΔｑ （Ｇ） Ｑに変化したとすると、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調信号は、
【００２２】
従って、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調信号における振幅誤差は、
【００２３】
Δｉ （Ｇ） ，Δｑ （Ｇ） は１に近い値を持つものであり、利得変化がないときは、１になる。そこで（Δｉ （Ｇ） −１），（Δｑ （Ｇ） −１）は、位相回転前の利得誤差を表している。
【００２４】
（５），（６）式から（Δｉ （Ｇ） −１），（Δｑ （Ｇ） −１）を求めると、
【００２５】
さらに、（Δｉ （Ｇ） −１），（Δｑ （Ｇ） −１）は（７），（８）式から、
【００２６】
（９），（１０）式から位相回転前の利得誤差は、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの振幅誤差に対して、位相回転部３２の位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えて、それぞれのチャネルの位相回転前の復調信号で割ることによって求めることができる。第１の利得制御手段４ Ｉ ，４ Ｑ においては、このようにして求められた利得誤差によってＡＧＣを行うことにより、準同期検波復調時の振幅成分の変化に対する補償を行うことができるからである。
【００２７】
また、ドリフトの変化によって、位相回転前にＩチャネルの復調出力Ｉが（Ｉ＋Δｉ （Ｄ） ）に変化し、Ｑチャネルの復調出力Ｑが（Ｑ＋Δｑ （Ｄ） ）に変化したとすると、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調信号は、
従って、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルの復調信号におけるドリフト誤差は、
【００２９】
（ １３）， （ １４ ）式からΔｉ （Ｄ） ，Δｑ （Ｄ） を求めると、
さらに、Δｉ （Ｄ） ，Δｑ （Ｄ） は、（ １５）， （ １６ ）式から、
（ １７）， （１８） 式から位相回転前のドリフト誤差は、位相回転後のＩチャネルとＱチャネルのドリフト誤差に対して、位相回転部３２の位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えることによって求められる。第１のドリフト補償手段８ Ｉ ，８ Ｑ においては、このようにして求められたドリフト誤差によってＤＲＣを行うことにより、準同期検波復調時のドリフト成分の変化に対する補償を行うことができる。
【００３２】
しかしながら、図６に示された準同期検波復調回路では、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分の変動に対しては、補償することができない。
【００３３】
何故なら、変調側は、例えば、図９に示すように、ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）４８，４９と、ローパスフィルタ５０，５１と、ミキサ５２，５３と、ハイブリッド５４と、搬送波発振器（ＯＳＣ）５５と、９０°ハイブリッド５６とを含む構成を有するものである。
【００３４】
ＩチャネルとＱチャネルの入力信号は、それぞれＤ／Ａ４８，４９においてディジタル信号からアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ５０，５１を経て帯域制限されて、ミキサ５２，５３に入力される。ミキサ５２，５３の他方の入力には、ＯＳＣ５５の固定周波数のローカル信号が、９０°ハイブリッド５６を経て直交位相で加えられているので、ハイブリッド５４において、両ミキサ５２，５３の出力を合成することによって、直交変調波を発生する。
【００３５】
この際、ミキサ５２，５３以前の段階およびミキサ５２，５３における回路の調整や不平衡等に基づいて、出力信号には、振幅と直流成分との正規のレベルから外れた成分が含まれる。
【００３６】
このような、変調入力自体が有する振幅と直流成分における正規レベルからのずれは、準同期検波復調回路の出力においてそのまま現れ、従来の図６におけるＡＧＣおよびＤＲＣによっては補償することができないからである。
【００３７】
そこで、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出手段５と、位相回転後の信号に対して第２の利得誤差検出手段５からの利得誤差を補償する第２の利得制御手段６ Ｉ ，６ Ｑ と、復調信号Ｉ，Ｑにおける正規復調出力からの位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト検出手段９と、位相回転後の信号に対して第２のドリフト検出手段９からのドリフト誤差を補償する第２のドリフト補償手段１０ Ｉ ，１０ Ｑ とを設けている。
【００３８】
図２は本発明の実施例の説明図であり、図６と同一符号は同一部分を示し、２５Ａは周波数制御部、５７は位相回転する利得誤差を求める第１の利得誤差検出部、５８は位相回転するドリフト誤差を求める第１のドリフト誤差検出部、５９は位相回転しない利得誤差を求める第２の利得誤差検出部、６０は位相回転しないドリフト誤差を求める第２のドリフト誤差検出部、６１，６２はローパスフィルタ、６３，６４は利得制御部、６５，６６はローパスフィルタ、６７，６８は加算器、６９，７０は位相回転部を示す。また括弧内の符号は、図１における符号と同一のものは、同一機能部分を示す。
【００３９】
周波数制御部２５Ａは、図６における制御部２５と同様に、周波数制御用の信号を発生し、ローパスフィルタ３３を経て、ＤＶＣＯ３４を制御する。これによって、ＤＶＣＯ３４は、位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを発生して、位相回転部３２に与える。それにより、位相回転部３２は、変調出力に対する所要の位相回転を与えることができる。
【００４０】
利得誤差検出部５７は、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ における誤差成分から、ＤＶＣＯ ３４から与える位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθと同期した成分を検出し、これから、位相回転θを有する利得誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出する。この利得誤差は、ローパスフィルタ２７，２８を経て、位相回転部６９に与えられる。
【００４１】
位相回転部６９は、利得誤差検出部５７において検出された位相回転θを有する利得誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、（７ ） 式，（８）式の関係によって、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えることによって、（９ ）， （１０） 式の関係による位相回転前の利得誤差を求める。
【００４２】
この利得誤差は、ミキサ１２，１３の出力における復調信号と同位相であるから、可変利得増幅器１８，１９に利得制御信号として与えることによって、位相回転を有する利得誤差の補償を行うことができる。
【００４３】
ドリフト誤差検出部５８は、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ におけるドリフト成分から、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθと同期した成分を検出することによって、位相回転θを有するドリフト誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出する。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ２９，３０を経て、位相回転部７０に与えられる。
【００４４】
位相回転部７０は、ドリフト誤差検出部５８において検出された位相回転θを有するドリフト誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、（ １５） ， （１６） 式の関係によって、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えて、（ １７）， （１８） 式の関係による位相回転前のドリフト誤差を求める。
【００４５】
このドリフト誤差は、ミキサ１２，１３の出力における復調信号と同位相であるから、加算器２０，２１にドリフト補償信号として与えることによって、位相 回転を有するドリフト誤差の補償を行うことができる。
【００４６】
一方、利得誤差検出部５９は、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ における誤差成分が０になる条件から、位相回転しない利得誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出する。この利得誤差は、ローパスフィルタ６１，６２を経て、利得制御部６３，６４に与えられる。
【００４７】
利得制御部６３，６４は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行うことによって、位相回転部３２の出力における位相回転しない利得誤差を補償する。従って、入力信号ＩＦ ＩＮにおける変調入力自体が有する振幅の規定レベルからのずれを補償することができる。
【００４８】
また、ドリフト誤差検出部６０は、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ における誤差成分から、位相回転しないドリフト誤差をＩチャネルとＱチャネルとについて抽出する。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ６５，６６を経て、加算器６７，６８に与えられる。
【００４９】
加算器６７，６８は、このドリフト誤差をドリフト補償信号として利得制御部６３，６４の出力に加算することによって、位相回転部３２の出力における位相回転しないドリフト誤差を補償する。従って、入力信号ＩＦ ＩＮにおける変調入力自体が有する直流成分の規定レベルからのずれを補償することができる。
【００５０】
図２に示す実施例によれば、準同期検波復調回路において、位相回転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償と、これによって補償されない変調側において発生した変調入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償とを、それぞれのチャネルにおいて別個に行うので、準同期検波復調回路における復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償をより完全に行うことができる。
【００５１】
図３は本発明の実施例の説明図で、図２と同一符号は同一部分を示し、７１，７２は位相回転部、７３，７４，７５，７６は加算器を示す。また括弧内の符号は図１の同一符号と同一の機能部分を示す。
【００５２】
位相回転部７１は、利得誤差検出部５９において求められた位相回転しない利得誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部６９と同様の位相回転を行って、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転 （−θ）を与えることによって、位相回転前の利得誤差を求める。
【００５３】
また、加算器７３，７４は、位相回転部６９の出力と、位相回転部７１の出力とを加算して、可変利得増幅器１８，１９に与える。また、可変利得増幅器１８，１９は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行うことによって、位相回転部３２の出力における位相回転する利得誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償する。
【００５４】
また、位相回転部７２は、ドリフト誤差検出部６０において求めた位相回転しないドリフト誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部７０と同様の位相回転を行って、位相回転部３２における位相回転θと逆の位相回転（−θ）を与えて位相回転前のドリフト誤差を求める。
【００５５】
また、加算器７５，７６は、位相回転部７０の出力と、位相回転部７２の出力とを加算して、加算器２０，２１に与える。この加算器２０，２１は、このドリフト誤差をドリフト補償信号として可変利得増幅器１８，１９の出力に加算することによって、位相回転部３２の出力における位相回転するドリフト誤差と、位相回転しないドリフト誤差とを補償する。
【００５６】
この図３に示す実施例によれば、変調器側において発生した、変調入力信号自 体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償のための制御信号を、準同期検波復調回路において、位相回転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償のための制御信号と、同じ位相回転状態として加算して、位相回転部以前において補償を行うようにしたので、復調側において発生した振幅と直流成分のずれと、変調側において発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれとを、ともに補償することができる。
【００５７】
図４は本発明の実施例の説明図であり、図２および図３と同一符号は同一部分を示す。また、８１，８２は位相回転部、８３，８４，８５，８６はローパスフィルタ、８７，８８は位相回転部、８９，９０，９１，９２は加算器、９３，９４は可変利得増幅器、９５，９６は加算器を示す。
【００５８】
位相回転部８１は、利得誤差検出部５７において求められた位相回転する利得誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部６９と同様の位相回転を行って、位相回転（−θ）を与えることにより、位相回転しないときの利得誤差を求める。この利得誤差から、ローパスフィルタ８３，８４によって直流分を求める。
【００５９】
また、位相回転部８７は、ローパスフィルタ８３，８４からの利得誤差の直流分に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部３２と同様の位相回転（θ）を与えることによって、位相回転したときの利得誤差を求める。
【００６０】
また、加算器８９，９０は、ローパスフィルタ６１，６２からの位相回転しない利得誤差と、位相回転部８７からの位相回転する利得誤差とを加算して、可変利得増幅器９３，９４に与える。この可変利得増幅器９３，９４は、利得誤差を利得制御信号として利得制御を行うことにより、復調出力における位相回転する利得誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償する。
【００６１】
また、位相回転部８２は、ドリフト誤差検出部５８において求めた位相回転するドリフト誤差に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部７０と同様の位相回転（−θ）を与えることによって、位相回転しないときのドリフト誤差を求める。このドリフト誤差から、ローパスフィルタ８５，８６によって直流分を求める。
【００６２】
また、位相回転部８８は、ローパスフィルタ８５，８６からのドリフト誤差の直流分に対して、ＤＶＣＯ３４から与えられる位相回転信号ｃｏｓθ，ｓｉｎθを用い、位相回転部３２と同様の位相回転（θ）を与えることによって、位相回転したときのドリフト誤差を求める。
【００６３】
また、加算器９１，９２は、ローパスフィルタ６５，６６からの位相回転しないドリフト誤差と、位相回転部８８からの位相回転するドリフト誤差とを加算して、加算器９５，９６に与える。この加算器９５，９６は、このドリフト誤差を可変利得増幅器９３，９４からの信号に加算してドリフト制御を行うことによって、復調出力における位相回転するドリフトと、位相回転しないドリフトとを補償する。
【００６４】
この実施例において、利得誤差検出部５７，ドリフト誤差検出部５８に対する入力としては、復調出力Ｉ ＣＨ ，Ｑ ＣＨ における正規復調レベルからの位相回転する振幅誤差とドリフト誤差とを使用し、利得誤差検出部５９，ドリフト誤差検出部６０に対する入力としては、復調出力Ｉ ＣＨ ， Ｑ ＣＨ における正規復調レベルからの位相回転しない振幅誤差とドリフト誤差とを使用することができる。
【００６５】
この実施例によれば、変調側において発生した、準同期検波復調回路における位相回転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償のための制御信号を、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償のための制御信号と、同一位相回転状態として加算して、位相回転部以後において補償を行うようにしたので、復調側において発生した振幅と直流成分のず れと、変調側において発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれとを、ともに補償することができる。また復調出力の位相回転後において、すべての処理を行うことができるので、ＬＳＩ化する場合等に便利である。
【００６６】
【発明の効果】
以上の説明したように、本発明によれば、準同期検波復調時の振幅成分の変化に対する補償を行うことができる。また、準同期検波復調時のドリフト成分の変化に対する補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の説明図である。
【図２】本発明の実施例の説明図である。
【図３】本発明の実施例の説明図である。
【図４】本発明の実施例の説明図である。
【図５】復調回路の説明図である。
【図６】準同期検波復調回路の説明図である。
【図７】位相回転部の説明図である。
【図８】ＤＶＣＯの説明図である。
【図９】変調側の概略構成説明図である。
【符号の説明】
１ 直交検波器
２ 位相回転部
３ 利得誤差検出手段
３Ａ 位相回転手段
４Ｉ 利得制御手段
４Ｑ 利得制御手段
５ 利得誤差検出手段
６Ｉ 利得制御手段
６Ｑ 利得制御手段
７ ドリフト誤差検出手段
７Ａ 位相回転手段
８Ｉ ドリフト補償手段
８Ｑ ドリフト補償手段
９ ドリフト誤差検出手段
１０Ｉ ドリフト補償手段
１０Ｑ ドリフト補償手段
７１ 位相回転部
７２ 位相回転部
７３ 加算器
７４ 加算器
７５ 加算器
７６ 加算器
８１ 位相回転部
８２ 位相回転部
８７ 位相回転部
８８ 位相回転部
８９ 加算器
９０ 加算器
９１ 加算器
９２ 加算器
９３ 可変利得増幅器
９４ 可変利得増幅器
９５ 加算器
９６ 加算器
Claims (6)
- 直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路において、
位相回転処理前の信号に対して該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いてドリフト補償を行う補償手段
を備えたことを特徴とする準同期検波復調回路。 - 直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、
前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御される振幅補正手段
を備えたことを特徴とする準同期検波復調回路。 - 直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、
前記位相回転処理の前に設けられた振幅補正手段と、
前記振幅補正手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする準同期検波復調回路。 - 直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを抑制する準同期検波復調回路において、
前記位相回転処理前の信号に対して該位相回転処理とは逆の位相回転処理を施した誤差信号を用いてドリフト補償を行う補償手段
を備えたことを特徴とする準同期検波復調回路。 - 直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、
前記位相回転処理の前に設けられ、該位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御されるドリフト補償手段
を備えたことを特徴とする準同期検波復調回路。 - 直交検波後の信号に対して位相回転処理を施して搬送波ずれを少なくする準同期検波復調回路において、
前記位相回転処理の前に設けられたドリフト補償手段と、
前記ドリフト補償手段に対して、前記位相回転処理が施された信号から得られた誤差信号に対して逆方向の位相回転処理が施された信号により制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする準同期検波復調回路。
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