JPH09247228A - 直交復調装置 - Google Patents
直交復調装置Info
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- JPH09247228A JPH09247228A JP8045232A JP4523296A JPH09247228A JP H09247228 A JPH09247228 A JP H09247228A JP 8045232 A JP8045232 A JP 8045232A JP 4523296 A JP4523296 A JP 4523296A JP H09247228 A JPH09247228 A JP H09247228A
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- Japan
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- signal
- quadrature
- orthogonality
- demodulation
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 無線装置に用いて好適な直交復調装置に関
し、直交度のずれを直交復調後のデータから補正するこ
とにより、直交度を最適に保持することができるように
する。 【解決手段】 復調出力情報をフィードバックすること
により得られた再生搬送波信号を用いて周波数変換を施
し、相互に直交する２つの直交復調信号を得ることによ
り復調処理を施す直交復調装置において、上記２つの直
交復調信号について、これらの直交復調信号が理論直交
軸上に位置するような補正演算を施す直交度補正部３を
設けるように構成する。
し、直交度のずれを直交復調後のデータから補正するこ
とにより、直交度を最適に保持することができるように
する。 【解決手段】 復調出力情報をフィードバックすること
により得られた再生搬送波信号を用いて周波数変換を施
し、相互に直交する２つの直交復調信号を得ることによ
り復調処理を施す直交復調装置において、上記２つの直
交復調信号について、これらの直交復調信号が理論直交
軸上に位置するような補正演算を施す直交度補正部３を
設けるように構成する。
Description
【０００１】（目次） 発明の属する技術分野 従来の技術（図１２〜図１４） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（図１，図２） 発明の実施の形態（図３〜図１１） 発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線装置に用いて
好適な直交復調装置に関する。
好適な直交復調装置に関する。
【０００３】
【従来の技術】図１４は、一般的な無線通信システムの
構成を示すブロック図で、この図１４に示す無線通信シ
ステム１１４は、アンテナ１０１に接続された送信側無
線装置１０３とアンテナ１０２に接続された受信側無線
装置１０４とが、無線回線１１３を介して接続されるこ
とにより構成されている。
構成を示すブロック図で、この図１４に示す無線通信シ
ステム１１４は、アンテナ１０１に接続された送信側無
線装置１０３とアンテナ１０２に接続された受信側無線
装置１０４とが、無線回線１１３を介して接続されるこ
とにより構成されている。
【０００４】ここで、送信側無線装置１０３は、変調部
１０５，周波数変換器としてのアップコンバータ（Ｕ／
Ｃ）１０６，送信フィルタ１０７（ＴＦ）及び高出力増
幅器（ＨＰＡ）１０８をそなえて構成される一方、受信
側無線装置１０４は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０９，
受信フィルタ（ＲＦ）１１０，周波数変換器としてのダ
ウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）１１１及び復調器１１２をそ
なえて構成されている。
１０５，周波数変換器としてのアップコンバータ（Ｕ／
Ｃ）１０６，送信フィルタ１０７（ＴＦ）及び高出力増
幅器（ＨＰＡ）１０８をそなえて構成される一方、受信
側無線装置１０４は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０９，
受信フィルタ（ＲＦ）１１０，周波数変換器としてのダ
ウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）１１１及び復調器１１２をそ
なえて構成されている。
【０００５】なお、アップコンバータ１０６はミキサ回
路（検波回路）１０６Ａと局部発振器１０６Ｂとで構成
され、ダウンコンバータ１１１はミキサ回路（検波回
路）１１１Ａと局部発振器１１１Ｂとで構成されてい
る。このような構成により、上述の図１４に示す無線通
信システム１１４では、送信側無線装置１０３から受信
側無線装置１０４に対して信号を送信するに際しては、
変調部１０５では、送信信号（ＢＢ信号：ベースバンド
信号）をＩＦ信号（中間周波信号）に変調し、この変調
部１０５で変調されたＩＦ信号をアップコンバータ１０
６でＬＯ信号（ローカル信号；局部発振器出力）を用い
てＲＦ信号（ラジオ周波数信号）に周波数変換する。続
いて、送信フィルタ１０７でスペクトルを所要帯域に制
限し、更に高出力増幅器１０８で増幅したのち、アンテ
ナ１０１から電波として送信される。
路（検波回路）１０６Ａと局部発振器１０６Ｂとで構成
され、ダウンコンバータ１１１はミキサ回路（検波回
路）１１１Ａと局部発振器１１１Ｂとで構成されてい
る。このような構成により、上述の図１４に示す無線通
信システム１１４では、送信側無線装置１０３から受信
側無線装置１０４に対して信号を送信するに際しては、
変調部１０５では、送信信号（ＢＢ信号：ベースバンド
信号）をＩＦ信号（中間周波信号）に変調し、この変調
部１０５で変調されたＩＦ信号をアップコンバータ１０
６でＬＯ信号（ローカル信号；局部発振器出力）を用い
てＲＦ信号（ラジオ周波数信号）に周波数変換する。続
いて、送信フィルタ１０７でスペクトルを所要帯域に制
限し、更に高出力増幅器１０８で増幅したのち、アンテ
ナ１０１から電波として送信される。
【０００６】一方、受信側無線装置１０４において、低
雑音増幅器１０９では、アンテナ１０２で受信した信号
を増幅し、受信フィルタ１１０では、この低雑音増幅器
１０９にて低雑音増幅されたＲＦ信号について不要信号
や雑音を除き、更にダウンコンバータ１１１でＬＯ信号
を用いてＩＦ信号に周波数変換した後に、復調器１１２
で復調するようになっている。
雑音増幅器１０９では、アンテナ１０２で受信した信号
を増幅し、受信フィルタ１１０では、この低雑音増幅器
１０９にて低雑音増幅されたＲＦ信号について不要信号
や雑音を除き、更にダウンコンバータ１１１でＬＯ信号
を用いてＩＦ信号に周波数変換した後に、復調器１１２
で復調するようになっている。
【０００７】なお、近年においては、図１４に示す送信
側無線装置１０３のように、ＢＢ信号をＩＦ信号へ周波
数変換して変調したのちに、ＲＦ信号に変換することは
行なわず、信号変調の際に直接ＢＢ信号からＲＦ信号へ
周波数変換するような、いわゆる直接変調を行なう無線
装置が提案されている。同様に受信側無線装置１０４に
おいても、信号復調の際に直接ＲＦ信号からＢＢ信号へ
周波数変換するような、いわゆる直接復調を行なう無線
装置が提案されている。
側無線装置１０３のように、ＢＢ信号をＩＦ信号へ周波
数変換して変調したのちに、ＲＦ信号に変換することは
行なわず、信号変調の際に直接ＢＢ信号からＲＦ信号へ
周波数変換するような、いわゆる直接変調を行なう無線
装置が提案されている。同様に受信側無線装置１０４に
おいても、信号復調の際に直接ＲＦ信号からＢＢ信号へ
周波数変換するような、いわゆる直接復調を行なう無線
装置が提案されている。
【０００８】ところで、上述の無線通信システム１１４
における変調方式としては、例えば、４相位相変調方式
（ＱＰＳＫ：Quadriphase Phase Shift Keying）を用い
ることができる。この場合においては、復調側では、再
生搬送波信号の生成手法により同期検波復調方式又は準
同期検波復調方式の２種類の態様がある。また、上述の
ＱＰＳＫ復調装置による直交復調度の精度を確保するた
めには、Ｉ成分とＱ成分の搬送波の直交度を９０°に保
持することが必要である。
における変調方式としては、例えば、４相位相変調方式
（ＱＰＳＫ：Quadriphase Phase Shift Keying）を用い
ることができる。この場合においては、復調側では、再
生搬送波信号の生成手法により同期検波復調方式又は準
同期検波復調方式の２種類の態様がある。また、上述の
ＱＰＳＫ復調装置による直交復調度の精度を確保するた
めには、Ｉ成分とＱ成分の搬送波の直交度を９０°に保
持することが必要である。
【０００９】しかし、実際にはＩ成分とＱ成分の搬送波
の直交度にはずれがあるため、上述の同期検波方式又は
準同期検波方式のＱＰＳＫ復調装置においては、例えば
移相器を用いることにより、Ｉ成分とＱ成分の搬送波の
直交度を補正することが考えられる。図１２，図１３
は、上述の一般的なＱＰＳＫ復調装置の構成を示すブロ
ック図であって、図１２は同期検波復調方式による直交
復調回路を示すブロック図であり、図１３は準同期検波
復調方式による直交復調回路を示すブロック図である。
の直交度にはずれがあるため、上述の同期検波方式又は
準同期検波方式のＱＰＳＫ復調装置においては、例えば
移相器を用いることにより、Ｉ成分とＱ成分の搬送波の
直交度を補正することが考えられる。図１２，図１３
は、上述の一般的なＱＰＳＫ復調装置の構成を示すブロ
ック図であって、図１２は同期検波復調方式による直交
復調回路を示すブロック図であり、図１３は準同期検波
復調方式による直交復調回路を示すブロック図である。
【００１０】まず、図１２に示す直交復調回路（同期検
波復調回路）は、ミキサ（検波回路）１１，周波数シン
セサイザ１２，バンドパスフィルタ１３，可変利得増幅
器（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）１４，ハイブリ
ッド（Ｈ）１５，ミキサ（検波回路）１６−Ｉ，１６−
Ｑ，ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑ，アナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１８−Ｉ，１８−
Ｑ，例えばトランスバーサル等化器等からなる等化器２
０，制御部（ＣＯＮＴ）２１，ローパスフィルタ２２，
２３，搬送波再生回路（ＣＲ）としての電圧制御発振器
（ＶＣＯ）２４，９０°ハイブリッド（Ｈ）２５，移相
器３０をそなえている。
波復調回路）は、ミキサ（検波回路）１１，周波数シン
セサイザ１２，バンドパスフィルタ１３，可変利得増幅
器（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）１４，ハイブリ
ッド（Ｈ）１５，ミキサ（検波回路）１６−Ｉ，１６−
Ｑ，ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑ，アナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１８−Ｉ，１８−
Ｑ，例えばトランスバーサル等化器等からなる等化器２
０，制御部（ＣＯＮＴ）２１，ローパスフィルタ２２，
２３，搬送波再生回路（ＣＲ）としての電圧制御発振器
（ＶＣＯ）２４，９０°ハイブリッド（Ｈ）２５，移相
器３０をそなえている。
【００１１】なお、上述の等化器２０と制御部２１はＬ
ＳＩ化されている（符号３１参照）。ところで、ＶＣＯ
２４は、制御部２１からの復調出力情報に基づいて、入
力直交変調信号（以下、単に入力信号ということがあ
る）に同期した周波数の信号を発振するものである。
ＳＩ化されている（符号３１参照）。ところで、ＶＣＯ
２４は、制御部２１からの復調出力情報に基づいて、入
力直交変調信号（以下、単に入力信号ということがあ
る）に同期した周波数の信号を発振するものである。
【００１２】また、９０°ハイブリッド２５は、ＶＣＯ
２４からの再生搬送波信号に９０°位相差をもたせ、互
いに９０°の位相差を有する再生搬送波信号をそれぞれ
の検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑに出力するようになって
いる。なお、移相器３０は、上述の９０°ハイブリッド
２５と検波回路１６−Ｑの間に介装され、９０°ハイブ
リッド２５からの再生搬送波信号の直交度の補正を行な
うものであり、例えばコンデンサ等により構成されてい
る。
２４からの再生搬送波信号に９０°位相差をもたせ、互
いに９０°の位相差を有する再生搬送波信号をそれぞれ
の検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑに出力するようになって
いる。なお、移相器３０は、上述の９０°ハイブリッド
２５と検波回路１６−Ｑの間に介装され、９０°ハイブ
リッド２５からの再生搬送波信号の直交度の補正を行な
うものであり、例えばコンデンサ等により構成されてい
る。
【００１３】さらに、制御部２１は、復調データＩCH，
ＱCHからＶＣＯ２４に対する周波数制御用の信号を作成
し、制御電圧としてＶＣＯ２４に供給するものである。
これにより、ＶＣＯ２４において、制御部２１からの制
御電圧に基づいて、その発振周波数を変化させることに
より、入力直交変調信号の周波数に同期するように制御
することができる。
ＱCHからＶＣＯ２４に対する周波数制御用の信号を作成
し、制御電圧としてＶＣＯ２４に供給するものである。
これにより、ＶＣＯ２４において、制御部２１からの制
御電圧に基づいて、その発振周波数を変化させることに
より、入力直交変調信号の周波数に同期するように制御
することができる。
【００１４】また、制御部２１は、復調データＩCH，Ｑ
CHからＡＧＣ用の制御信号を作成し、可変利得増幅器１
４に供給することにより、復調信号振幅を自動的に制御
するベースバンド自動ゲイン制御（ベースバンドＡＧ
Ｃ）を行なうものである。なお、ローパスフィルタ２２
は、上述の制御部２１からの周波数制御用の信号を平滑
化するもので、ローパスフィルタ２３は、制御部２１か
らの周波数制御用信号を平滑化するものである。
CHからＡＧＣ用の制御信号を作成し、可変利得増幅器１
４に供給することにより、復調信号振幅を自動的に制御
するベースバンド自動ゲイン制御（ベースバンドＡＧ
Ｃ）を行なうものである。なお、ローパスフィルタ２２
は、上述の制御部２１からの周波数制御用の信号を平滑
化するもので、ローパスフィルタ２３は、制御部２１か
らの周波数制御用信号を平滑化するものである。
【００１５】このような構成により、図１２に示す同期
検波復調回路では、検波回路１１へ入力された受信信号
としてのＱＰＳＫ信号について、周波数シンセサイザ１
２から入力される周波数データ（ｆデータ）によりＩＦ
帯に周波数変換される。周波数変換された受信信号は、
バンドパスフィルタ１３で帯域制限されて、可変利得増
幅器１４で信号振幅の自動ゲイン制御（ＡＧＣ）が行な
われる。
検波復調回路では、検波回路１１へ入力された受信信号
としてのＱＰＳＫ信号について、周波数シンセサイザ１
２から入力される周波数データ（ｆデータ）によりＩＦ
帯に周波数変換される。周波数変換された受信信号は、
バンドパスフィルタ１３で帯域制限されて、可変利得増
幅器１４で信号振幅の自動ゲイン制御（ＡＧＣ）が行な
われる。
【００１６】また、この可変利得増幅器１４からの信号
は、ハイブリッド１５で２分岐されて、それぞれ検波回
路１６−Ｉ，１６−Ｑに入力される。その後、検波回路
１６−Ｉ，１６−Ｑでは、それぞれ９０°ハイブリッド
２５，移相器３０からの直交度の補正された再生搬送波
信号に基づき、入力信号が直交検波されて、Ｉチャネ
ル，Ｑチャネルの復調データを発生する。
は、ハイブリッド１５で２分岐されて、それぞれ検波回
路１６−Ｉ，１６−Ｑに入力される。その後、検波回路
１６−Ｉ，１６−Ｑでは、それぞれ９０°ハイブリッド
２５，移相器３０からの直交度の補正された再生搬送波
信号に基づき、入力信号が直交検波されて、Ｉチャネ
ル，Ｑチャネルの復調データを発生する。
【００１７】さらに、ＩチャネルとＱチャネルの復調デ
ータは、それぞれローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑ
でノイズ等が除去されたのち、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，
１８−Ｑにおいてディジタル信号に変換される。さら
に、ディジタル信号に変換されたＩデータ，Ｑデータ
は、等化器２０において、所要の振幅等化処理が施さ
れ、復調データＩCH，ＱCHとして出力される。
ータは、それぞれローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑ
でノイズ等が除去されたのち、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，
１８−Ｑにおいてディジタル信号に変換される。さら
に、ディジタル信号に変換されたＩデータ，Ｑデータ
は、等化器２０において、所要の振幅等化処理が施さ
れ、復調データＩCH，ＱCHとして出力される。
【００１８】次に、図１３に示す直交復調回路は、図１
２の同期検波復調回路における搬送波再生回路をもつ電
圧制御発振器（ＶＣＯ）２４を省略して、固定周波数発
振器と位相回転回路及びディジタル可変周波数発振器と
を付加することにより、準同期検波方式で復調処理を施
すものである。ここで、１９′は位相回転部、２６はロ
ーパスフィルタ、２７はディジタル可変周波数発振器
（ＤＶＣＯ）、２８は固定周波数発振器（ＯＳＣ）であ
る。なお、図１３中、図１２におけるものと同一の符号
は同様の部分を示している。
２の同期検波復調回路における搬送波再生回路をもつ電
圧制御発振器（ＶＣＯ）２４を省略して、固定周波数発
振器と位相回転回路及びディジタル可変周波数発振器と
を付加することにより、準同期検波方式で復調処理を施
すものである。ここで、１９′は位相回転部、２６はロ
ーパスフィルタ、２７はディジタル可変周波数発振器
（ＤＶＣＯ）、２８は固定周波数発振器（ＯＳＣ）であ
る。なお、図１３中、図１２におけるものと同一の符号
は同様の部分を示している。
【００１９】また、位相回転部１９′，等化器２０，制
御部２１，ローパスフィルタ２６及びＤＶＣＯ２７はＬ
ＳＩ化されている（符号３３参照）。ところで、ＯＳＣ
２８は、入力直交変調信号の搬送波角周波数に近い周波
数の信号を発振するもので、９０°ハイブリッド２５に
おいて、ＯＳＣ２８からの再生搬送波信号に９０°位相
差をもたせ、互いに９０°の位相差を有する再生搬送波
信号をそれぞれの検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑに出力す
るようになっている。
御部２１，ローパスフィルタ２６及びＤＶＣＯ２７はＬ
ＳＩ化されている（符号３３参照）。ところで、ＯＳＣ
２８は、入力直交変調信号の搬送波角周波数に近い周波
数の信号を発振するもので、９０°ハイブリッド２５に
おいて、ＯＳＣ２８からの再生搬送波信号に９０°位相
差をもたせ、互いに９０°の位相差を有する再生搬送波
信号をそれぞれの検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑに出力す
るようになっている。
【００２０】なお、移相器３０は、前述の図１２におけ
るものと同様に、９０°ハイブリッド２５と検波回路１
６−Ｑとの間に介装され、９０°ハイブリッド２５から
の再生搬送波信号の直交度の補正を行なうものである。
また、ＤＶＣＯ２７は、入力信号の周波数とＯＳＣ２８
から発振する再生搬送波信号の周波数に依存する位相の
ずれにより、後述の位相回転部１９′は位相角に対応す
る補正データを算出し、位相回転部１９′へ出力するも
ので、位相回転部１９′において入力信号との演算処理
に用いられるようになっている。
るものと同様に、９０°ハイブリッド２５と検波回路１
６−Ｑとの間に介装され、９０°ハイブリッド２５から
の再生搬送波信号の直交度の補正を行なうものである。
また、ＤＶＣＯ２７は、入力信号の周波数とＯＳＣ２８
から発振する再生搬送波信号の周波数に依存する位相の
ずれにより、後述の位相回転部１９′は位相角に対応す
る補正データを算出し、位相回転部１９′へ出力するも
ので、位相回転部１９′において入力信号との演算処理
に用いられるようになっている。
【００２１】さらに、制御部２１は、復調データＩCH，
ＱCHから、ＡＧＣ用の制御信号を作成し、可変利得増幅
器１４に供給するもので、これにより、復調信号振幅を
制御するベースバンドＡＧＣを行なうことができるよう
になっている。また、制御部２１は、等化器２０からの
復調データ出力ＩCH，ＱCHを受けて、ＤＶＣＯ２７を制
御するための信号を出力するもので、この出力はローパ
スフィルタ２６を介してＤＶＣＯ２７へ出力されるよう
になっている。
ＱCHから、ＡＧＣ用の制御信号を作成し、可変利得増幅
器１４に供給するもので、これにより、復調信号振幅を
制御するベースバンドＡＧＣを行なうことができるよう
になっている。また、制御部２１は、等化器２０からの
復調データ出力ＩCH，ＱCHを受けて、ＤＶＣＯ２７を制
御するための信号を出力するもので、この出力はローパ
スフィルタ２６を介してＤＶＣＯ２７へ出力されるよう
になっている。
【００２２】さらに、位相回転部１９′は、２つの入力
される直交変調信号の位相回転を補正するもので、入力
信号の周波数とＯＳＣ２８から発振する再生搬送波信号
の周波数に依存する位相のずれを、ＤＶＣＯ２７により
出力される補正データを用いて、入力信号の周波数とＯ
ＳＣ２８から発振する信号の周波数とを同期することが
できるようになっている。
される直交変調信号の位相回転を補正するもので、入力
信号の周波数とＯＳＣ２８から発振する再生搬送波信号
の周波数に依存する位相のずれを、ＤＶＣＯ２７により
出力される補正データを用いて、入力信号の周波数とＯ
ＳＣ２８から発振する信号の周波数とを同期することが
できるようになっている。
【００２３】なお、ローパスフィルタ２２は、上述の制
御部２１からの周波数制御用の信号を平滑化するもので
ある。このような構成により、図１３に示す準同期検波
復調回路では、検波回路１１へ入力された受信信号とし
てのＱＰＳＫ信号について、周波数シンセサイザ１２か
ら入力される周波数データ（ｆデータ）によりＩＦ帯に
周波数変換される。周波数変換された受信信号は、バン
ドパスフィルタ１３で帯域制限されて、可変利得増幅器
１４で信号振幅のＡＧＣ処理が施される。
御部２１からの周波数制御用の信号を平滑化するもので
ある。このような構成により、図１３に示す準同期検波
復調回路では、検波回路１１へ入力された受信信号とし
てのＱＰＳＫ信号について、周波数シンセサイザ１２か
ら入力される周波数データ（ｆデータ）によりＩＦ帯に
周波数変換される。周波数変換された受信信号は、バン
ドパスフィルタ１３で帯域制限されて、可変利得増幅器
１４で信号振幅のＡＧＣ処理が施される。
【００２４】また、この可変利得増幅器１４からの信号
は、ハイブリッド１５で２分岐されて、それぞれ、検波
回路１６−Ｉ，１６−Ｑに入力される。その後、検波回
路１６−Ｉ，１６−Ｑでは、それぞれ９０°ハイブリッ
ド２５，移相器３０からの直交度の補正された再生搬送
波信号に基づき、入力信号が直交検波されて、Ｉチャネ
ル，Ｑチャネルの復調データを発生する。
は、ハイブリッド１５で２分岐されて、それぞれ、検波
回路１６−Ｉ，１６−Ｑに入力される。その後、検波回
路１６−Ｉ，１６−Ｑでは、それぞれ９０°ハイブリッ
ド２５，移相器３０からの直交度の補正された再生搬送
波信号に基づき、入力信号が直交検波されて、Ｉチャネ
ル，Ｑチャネルの復調データを発生する。
【００２５】さらに、ＩチャネルとＱチャネルの復調デ
ータは、それぞれローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑ
で、ノイズ等が除去されたのち、Ａ／Ｄ変換器１８−
Ｉ，１８−Ｑにおいてディジタル信号に変換される。さ
らに、位相回転部１９′では、後段の等化器２０からの
信号に基づいて、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑにおける
入力周波数と基準ローカル信号としての再生搬送波信号
とが同期するように位相回転が施される。その後、等化
器２０において所要の振幅等化処理が施され、復調デー
タＩCH，ＱCHとして出力される。
ータは、それぞれローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑ
で、ノイズ等が除去されたのち、Ａ／Ｄ変換器１８−
Ｉ，１８−Ｑにおいてディジタル信号に変換される。さ
らに、位相回転部１９′では、後段の等化器２０からの
信号に基づいて、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑにおける
入力周波数と基準ローカル信号としての再生搬送波信号
とが同期するように位相回転が施される。その後、等化
器２０において所要の振幅等化処理が施され、復調デー
タＩCH，ＱCHとして出力される。
【００２６】ところで、従来のＱＰＳＫ復調装置におい
ては、周波数変換機能，自動利得制御機能（可変増幅
器），直交復調機能，ＡＦＣ（automatic frequency co
ntrol）機能（ＶＣＯ：電圧制御発振器）などのアナロ
グ信号を処理する部分は、ディスクリート回路（個々の
集積回路を結線して作った回路）で構成されていたが、
近年のＱＰＳＫ復調装置においては、半導体技術等の進
歩により、上記アナログ信号を処理する部分はモジュー
ル化することが行なわれている。
ては、周波数変換機能，自動利得制御機能（可変増幅
器），直交復調機能，ＡＦＣ（automatic frequency co
ntrol）機能（ＶＣＯ：電圧制御発振器）などのアナロ
グ信号を処理する部分は、ディスクリート回路（個々の
集積回路を結線して作った回路）で構成されていたが、
近年のＱＰＳＫ復調装置においては、半導体技術等の進
歩により、上記アナログ信号を処理する部分はモジュー
ル化することが行なわれている。
【００２７】即ち、例えば前述の図中１２に示す直交復
調回路では、検波回路１１，周波数シンセサイザ１２，
バンドパスフィルタ１３，可変利得増幅器１４，ハイブ
リッド１５，検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑ，ＶＣＯ２
４，９０°ハイブリッド２５及び移相器３０は、アナロ
グ信号を処理するモジュール化されたアナログ部３２と
して構成することができる。
調回路では、検波回路１１，周波数シンセサイザ１２，
バンドパスフィルタ１３，可変利得増幅器１４，ハイブ
リッド１５，検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑ，ＶＣＯ２
４，９０°ハイブリッド２５及び移相器３０は、アナロ
グ信号を処理するモジュール化されたアナログ部３２と
して構成することができる。
【００２８】同様に、図中１３に示す直交復調回路で
は、ミキサ（検波回路）１１，周波数シンセサイザ１
２，バンドパスフィルタ１３，可変利得増幅器（ＡＧ
Ｃ：Automatic Gain Control）１４，ハイブリッド
（Ｈ）１５，ミキサ（検波回路）１６−Ｉ，１６−Ｑ，
固定周波数発振器（ＯＳＣ）２８，９０°ハイブリッド
（Ｈ）２５及び移相器３０は、アナログ信号を処理する
モジュール化されたアナログ部３４として構成すること
ができる。
は、ミキサ（検波回路）１１，周波数シンセサイザ１
２，バンドパスフィルタ１３，可変利得増幅器（ＡＧ
Ｃ：Automatic Gain Control）１４，ハイブリッド
（Ｈ）１５，ミキサ（検波回路）１６−Ｉ，１６−Ｑ，
固定周波数発振器（ＯＳＣ）２８，９０°ハイブリッド
（Ｈ）２５及び移相器３０は、アナログ信号を処理する
モジュール化されたアナログ部３４として構成すること
ができる。
【００２９】一方、前述した復調部の直交度補正手法の
他に、特開昭５８−０３３３０５号公報にて開示された
技術においては、直交検波器の一方の出力に重み付けを
行ない他方の出力に所定の重み付けの値を加算すること
で直交度補正を行なう機能をもつ直交検波回路が提案さ
れ、特開平２−０５８９５１号公報にて開示された技術
においては、直交検波器のＩ／Ｑチャネルのゲイン不平
衡，オフセット量及び直交度のずれを検出し補正する機
能をもつ位相検波装置が提案され、特開平２−１４６８
４４号公報にて開示された技術においては、位相平面上
において一方の基準軸に投影される信号点の信号値から
直交位相誤差を検出しその誤差を常に０とするように制
御する機能をもつ直交位相誤差検出回路が提案されてい
る。
他に、特開昭５８−０３３３０５号公報にて開示された
技術においては、直交検波器の一方の出力に重み付けを
行ない他方の出力に所定の重み付けの値を加算すること
で直交度補正を行なう機能をもつ直交検波回路が提案さ
れ、特開平２−０５８９５１号公報にて開示された技術
においては、直交検波器のＩ／Ｑチャネルのゲイン不平
衡，オフセット量及び直交度のずれを検出し補正する機
能をもつ位相検波装置が提案され、特開平２−１４６８
４４号公報にて開示された技術においては、位相平面上
において一方の基準軸に投影される信号点の信号値から
直交位相誤差を検出しその誤差を常に０とするように制
御する機能をもつ直交位相誤差検出回路が提案されてい
る。
【００３０】また、特開平６−０８５８６４号公報に開
示された技術においては、直交検波した信号について準
同期用の位相逆回転を行なった信号から直交度補正信号
を作成しその信号を直交検波器のＩ／Ｑ搬送波信号のう
ちの一方の搬送波を可変容量コンデンサにより位相補正
する方式をもつ準同期検波復調部が提案され、特開平７
−２１２４２７号公報に開示された技術においては、直
交検波器内の９０°ハイブリッドで分配された２つの信
号から直交度のずれを検出し補正する方式である直交振
幅変調器及び直交振幅復調器の直交度補正装置が提案さ
れている。
示された技術においては、直交検波した信号について準
同期用の位相逆回転を行なった信号から直交度補正信号
を作成しその信号を直交検波器のＩ／Ｑ搬送波信号のう
ちの一方の搬送波を可変容量コンデンサにより位相補正
する方式をもつ準同期検波復調部が提案され、特開平７
−２１２４２７号公報に開示された技術においては、直
交検波器内の９０°ハイブリッドで分配された２つの信
号から直交度のずれを検出し補正する方式である直交振
幅変調器及び直交振幅復調器の直交度補正装置が提案さ
れている。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
図１２，図１３に示すアナログ部３２，３４のようにモ
ジュール化されたものにおいては、移相器３０は、再生
搬送波信号の位相を固定的に移相するもので、Ｉ成分，
Ｑ成分の搬送波の直交度を９０°に保持するために、最
適に搬送波を調整することができないという課題があ
る。さらに、これらのアナログ部３２，３４がモジュー
ル化されてない場合においても、特に図１２に示す同期
検波復調方式の場合のように、搬送波周波数を変える場
合には、前述の移相器３０による位相補正を効果的に行
なうことができず、直交度がずれてしまうという課題も
ある。
図１２，図１３に示すアナログ部３２，３４のようにモ
ジュール化されたものにおいては、移相器３０は、再生
搬送波信号の位相を固定的に移相するもので、Ｉ成分，
Ｑ成分の搬送波の直交度を９０°に保持するために、最
適に搬送波を調整することができないという課題があ
る。さらに、これらのアナログ部３２，３４がモジュー
ル化されてない場合においても、特に図１２に示す同期
検波復調方式の場合のように、搬送波周波数を変える場
合には、前述の移相器３０による位相補正を効果的に行
なうことができず、直交度がずれてしまうという課題も
ある。
【００３２】また、特開昭５８−０３３３０５号公報に
て開示された技術では、データの位置する象限や、理論
直交軸に対するずれの向きに関わらず、直交検波器の出
力に一律に重み付けを行なっているので、特に理論直行
軸に対するずれの向きによっては、直交度の補正精度が
低下することが考えられる。さらに、特開平２−０５８
９５１号公報にて開示された技術では、変調信号を切り
替える回路を必要とするため、回路構成が複雑になると
いう課題がある。
て開示された技術では、データの位置する象限や、理論
直交軸に対するずれの向きに関わらず、直交検波器の出
力に一律に重み付けを行なっているので、特に理論直行
軸に対するずれの向きによっては、直交度の補正精度が
低下することが考えられる。さらに、特開平２−０５８
９５１号公報にて開示された技術では、変調信号を切り
替える回路を必要とするため、回路構成が複雑になると
いう課題がある。
【００３３】また、特開平２−１４６８４４号公報にて
開示された技術では、直交補正後のＩ軸上の振幅をある
一定の条件にしなければ直交復調信号と再生搬送波信号
との位相差が検出できず、復調後のデータ位置によって
は、上述の位相差の検出精度が低下することが考えられ
る。さらに、特開平６−０８５８６４号公報にて開示さ
れた技術では、準同期用の位相回転を行なった信号に基
づいて、ＩＦのローカル信号の直交度を補正しているの
で、上述の如くアナログ部をモジュール化した場合には
最適な位相補正を行なうことができない。
開示された技術では、直交補正後のＩ軸上の振幅をある
一定の条件にしなければ直交復調信号と再生搬送波信号
との位相差が検出できず、復調後のデータ位置によって
は、上述の位相差の検出精度が低下することが考えられ
る。さらに、特開平６−０８５８６４号公報にて開示さ
れた技術では、準同期用の位相回転を行なった信号に基
づいて、ＩＦのローカル信号の直交度を補正しているの
で、上述の如くアナログ部をモジュール化した場合には
最適な位相補正を行なうことができない。
【００３４】また、特開平７−２１２４２７号公報にて
開示された技術においても、ＩＦのローカル信号の直交
度を補正しているので、上述の場合と同様、アナログ部
がモジュール化されている場合には、最適な位相補正を
行なうことができない。本発明は、このような課題に鑑
み創案されたもので、直交度のずれを直交復調後のデー
タから補正することにより、直交度を最適に保持するこ
とができるようにした、直交復調装置を提供することを
目的とする。
開示された技術においても、ＩＦのローカル信号の直交
度を補正しているので、上述の場合と同様、アナログ部
がモジュール化されている場合には、最適な位相補正を
行なうことができない。本発明は、このような課題に鑑
み創案されたもので、直交度のずれを直交復調後のデー
タから補正することにより、直交度を最適に保持するこ
とができるようにした、直交復調装置を提供することを
目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理ブロ
ック図で、この図１において、９は直交復調装置であ
り、この直交復調装置９は、復調出力情報（ＩCH，
ＱCH）をフィードバックすることにより得られた再生搬
送波信号を用いて周波数変換を施し、相互に直交する２
つの直交復調信号を得ることにより、同期検波方式で復
調処理を施すものである。
ック図で、この図１において、９は直交復調装置であ
り、この直交復調装置９は、復調出力情報（ＩCH，
ＱCH）をフィードバックすることにより得られた再生搬
送波信号を用いて周波数変換を施し、相互に直交する２
つの直交復調信号を得ることにより、同期検波方式で復
調処理を施すものである。
【００３６】また、この図１に示す直交復調装置９は、
ハイブリッド（Ｈ）１，ミキサ（検波回路）２−Ｉ，２
−Ｑ，直交度補正部３，制御部４，電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）５，９０°ハイブリッド（Ｈ）６をそなえて構成
されている。ここで、ハイブリッド１は入力された受信
信号としてのＱＰＳＫ波信号を２分岐するもので、検波
回路２−Ｉ，２−Ｑは、９０°ハイブリッド６からの再
生搬送波信号に基づき、入力信号を直交検波するもので
あり、直交度補正部３は、直交復調信号が理論直交軸上
に位置するような補正演算を施すものである。
ハイブリッド（Ｈ）１，ミキサ（検波回路）２−Ｉ，２
−Ｑ，直交度補正部３，制御部４，電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）５，９０°ハイブリッド（Ｈ）６をそなえて構成
されている。ここで、ハイブリッド１は入力された受信
信号としてのＱＰＳＫ波信号を２分岐するもので、検波
回路２−Ｉ，２−Ｑは、９０°ハイブリッド６からの再
生搬送波信号に基づき、入力信号を直交検波するもので
あり、直交度補正部３は、直交復調信号が理論直交軸上
に位置するような補正演算を施すものである。
【００３７】ここで、理論直交軸とは、Ｉ成分，Ｑ成分
のそれぞれの信号が相互に直交するとともに、それぞれ
の信号成分の値を正確に読み取ることができるような軸
のことをいう。また、ＶＣＯ５は、入力信号に同期した
周波数信号（再生搬送波信号）を再生し９０°ハイブリ
ッド６へ出力する搬送波再生回路（ＣＲ）を構成するも
のである。９０°ハイブリッド６は、ＶＣＯ５より出力
された再生搬送波信号に９０°位相差をもたせるもので
あり、互いに９０°の位相差を有する再生搬送波信号
を、それぞれの検波回路２−Ｉ，２−Ｑに出力するよう
になっている。
のそれぞれの信号が相互に直交するとともに、それぞれ
の信号成分の値を正確に読み取ることができるような軸
のことをいう。また、ＶＣＯ５は、入力信号に同期した
周波数信号（再生搬送波信号）を再生し９０°ハイブリ
ッド６へ出力する搬送波再生回路（ＣＲ）を構成するも
のである。９０°ハイブリッド６は、ＶＣＯ５より出力
された再生搬送波信号に９０°位相差をもたせるもので
あり、互いに９０°の位相差を有する再生搬送波信号
を、それぞれの検波回路２−Ｉ，２−Ｑに出力するよう
になっている。
【００３８】さらに、制御部４は、復調出力情報
（ＩCH，ＱCH）からＶＣＯ５に対する周波数制御用の信
号を作成し、制御電圧としてＶＣＯ５に供給するもので
ある。これにより、図１に示す同期検波方式の直交復調
装置９では、受信信号としてのＱＰＳＫ波信号をハイブ
リッド１で２分岐し、それぞれ検波回路２−Ｉ，２−Ｑ
に入力する。検波回路２−Ｉ，２−Ｑでは、９０°ハイ
ブリッド６からの再生搬送波信号に基づき、入力信号を
直交検波し、直交度補正部３で、直交復調信号が理論直
交軸上に位置するような補正演算を施し、Ｉチャネル，
Ｑチャネルの復調データを発生する（請求項１）。
（ＩCH，ＱCH）からＶＣＯ５に対する周波数制御用の信
号を作成し、制御電圧としてＶＣＯ５に供給するもので
ある。これにより、図１に示す同期検波方式の直交復調
装置９では、受信信号としてのＱＰＳＫ波信号をハイブ
リッド１で２分岐し、それぞれ検波回路２−Ｉ，２−Ｑ
に入力する。検波回路２−Ｉ，２−Ｑでは、９０°ハイ
ブリッド６からの再生搬送波信号に基づき、入力信号を
直交検波し、直交度補正部３で、直交復調信号が理論直
交軸上に位置するような補正演算を施し、Ｉチャネル，
Ｑチャネルの復調データを発生する（請求項１）。
【００３９】図２は本発明の原理ブロック図で、この図
２において、１０は直交復調装置であり、この直交復調
装置１０は、再生搬送波信号を用いて周波数変換を施
し、相互に直交する２つの直交復調信号を得るととも
に、上記２つの直交復調信号に位相回転制御を施すこと
により、準同期検波方式で復調処理を施すものである。
また、この図２に示す直交復調装置１０は、ハイブリッ
ド（Ｈ）１，ミキサ（検波回路）２−Ｉ，２−Ｑ，直交
度補正部３，制御部４，９０°ハイブリッド（Ｈ）６，
位相回転制御部７，固定周波数発振器（ＯＳＣ）８をそ
なえて構成されている。
２において、１０は直交復調装置であり、この直交復調
装置１０は、再生搬送波信号を用いて周波数変換を施
し、相互に直交する２つの直交復調信号を得るととも
に、上記２つの直交復調信号に位相回転制御を施すこと
により、準同期検波方式で復調処理を施すものである。
また、この図２に示す直交復調装置１０は、ハイブリッ
ド（Ｈ）１，ミキサ（検波回路）２−Ｉ，２−Ｑ，直交
度補正部３，制御部４，９０°ハイブリッド（Ｈ）６，
位相回転制御部７，固定周波数発振器（ＯＳＣ）８をそ
なえて構成されている。
【００４０】ここで、ハイブリッド１は入力された受信
信号としてのＱＰＳＫ波信号を２分岐するもので、検波
回路２−Ｉ，２−Ｑは、９０°ハイブリッド６からの再
生搬送波信号に基づき、入力信号を直交検波するもので
あり、直交度補正部３は、直交復調信号が理論直交軸上
に位置するような補正演算を施すものである。また、位
相回転制御部７は、２つの入力される直交変調信号の位
相回転を補正するもので、ＯＳＣ８は、入力直交変調信
号の搬送波角周波数に近い周波数信号（再生搬送波信
号）を発振するもので、９０°ハイブリッド６は、ＯＳ
Ｃ８で出力された再生搬送波信号に９０°位相差をもた
せるものであり、互いに９０°の位相差を有する再生搬
送波信号を、それぞれの検波回路２−Ｉ，２−Ｑに出力
するようになっている。
信号としてのＱＰＳＫ波信号を２分岐するもので、検波
回路２−Ｉ，２−Ｑは、９０°ハイブリッド６からの再
生搬送波信号に基づき、入力信号を直交検波するもので
あり、直交度補正部３は、直交復調信号が理論直交軸上
に位置するような補正演算を施すものである。また、位
相回転制御部７は、２つの入力される直交変調信号の位
相回転を補正するもので、ＯＳＣ８は、入力直交変調信
号の搬送波角周波数に近い周波数信号（再生搬送波信
号）を発振するもので、９０°ハイブリッド６は、ＯＳ
Ｃ８で出力された再生搬送波信号に９０°位相差をもた
せるものであり、互いに９０°の位相差を有する再生搬
送波信号を、それぞれの検波回路２−Ｉ，２−Ｑに出力
するようになっている。
【００４１】さらに、制御部４は、復調出力情報
（ＩCH，ＱCH）から周波数制御用の信号を作成し、位相
回転制御部７における位相各θに対応するように制御信
号を出力するようになっている。これにより、図２に示
す準同期検波方式の直交復調装置１０では、受信信号と
してのＱＰＳＫ波信号をハイブリッド１で２分岐し、そ
れぞれ検波回路２−Ｉ，２−Ｑに入力する。検波回路２
−Ｉ，２−Ｑでは、ＯＳＣ８，９０°ハイブリッド６か
らの再生搬送波信号に基づき、入力信号を直交検波し、
直交度補正部３で、直交復調信号が理論直交軸上に位置
するような補正演算を施し、位相回転制御部７では、直
交復調信号に位相回転を施し、Ｉチャネル，Ｑチャネル
の復調データを発生する（請求項２）。
（ＩCH，ＱCH）から周波数制御用の信号を作成し、位相
回転制御部７における位相各θに対応するように制御信
号を出力するようになっている。これにより、図２に示
す準同期検波方式の直交復調装置１０では、受信信号と
してのＱＰＳＫ波信号をハイブリッド１で２分岐し、そ
れぞれ検波回路２−Ｉ，２−Ｑに入力する。検波回路２
−Ｉ，２−Ｑでは、ＯＳＣ８，９０°ハイブリッド６か
らの再生搬送波信号に基づき、入力信号を直交検波し、
直交度補正部３で、直交復調信号が理論直交軸上に位置
するような補正演算を施し、位相回転制御部７では、直
交復調信号に位相回転を施し、Ｉチャネル，Ｑチャネル
の復調データを発生する（請求項２）。
【００４２】また、この場合においては、直交復調装置
１０は、上記２つの直交復調信号に位相回転制御を施す
位相回転制御部７が、直交度補正部３を兼用することも
できる（請求項３）。なお、上述の図１又は図２に示す
直交復調装置においては、再生搬送波信号に起因する直
交度のずれが理論直交軸に対して正側にずれている場合
と、直交度のずれが理論直交軸に対して負側にずれてい
る場合とで、補正演算を変更するように直交度補正部３
を構成することもできるほか（請求項４）、また、再生
搬送波信号の周波数に応じて補正演算を変更するように
直交度補正部３を構成することもできる（請求項５）。
１０は、上記２つの直交復調信号に位相回転制御を施す
位相回転制御部７が、直交度補正部３を兼用することも
できる（請求項３）。なお、上述の図１又は図２に示す
直交復調装置においては、再生搬送波信号に起因する直
交度のずれが理論直交軸に対して正側にずれている場合
と、直交度のずれが理論直交軸に対して負側にずれてい
る場合とで、補正演算を変更するように直交度補正部３
を構成することもできるほか（請求項４）、また、再生
搬送波信号の周波数に応じて補正演算を変更するように
直交度補正部３を構成することもできる（請求項５）。
【００４３】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。 （ａ）第１実施形態の説明 図３は本発明の第１実施形態にかかる直交復調装置を示
すブロック図で、本実施形態にかかる直交復調装置は、
前述の図１４に示す無線通信システム１１４における復
調部１１２に適用され、復調出力情報をフィードバック
することにより得られた再生搬送波信号を用いて周波数
変換を施し、相互に直交する２つの直交復調信号を得る
ことにより、同期検波方式で復調処理を施すものであ
る。
施の形態を説明する。 （ａ）第１実施形態の説明 図３は本発明の第１実施形態にかかる直交復調装置を示
すブロック図で、本実施形態にかかる直交復調装置は、
前述の図１４に示す無線通信システム１１４における復
調部１１２に適用され、復調出力情報をフィードバック
することにより得られた再生搬送波信号を用いて周波数
変換を施し、相互に直交する２つの直交復調信号を得る
ことにより、同期検波方式で復調処理を施すものであ
る。
【００４４】ここで、この図３に示す直交復調装置は、
ミキサ（検波回路）１１，周波数シンセサイザ１２，バ
ンドパスフィルタ１３，可変利得増幅器（ＡＧＣ）１
４，ハイブリッド（Ｈ）１５，ミキサ（検波回路）１６
−Ｉ，１６−Ｑ，ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−
Ｑ，アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１８
−Ｉ，１８−Ｑ，直交度補正回路１９，等化器２０，制
御部（ＣＯＮＴ）２１，ローパスフィルタ２２，２３，
電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４及び９０°ハイブリッド
（Ｈ）２５をそなえて構成されている。
ミキサ（検波回路）１１，周波数シンセサイザ１２，バ
ンドパスフィルタ１３，可変利得増幅器（ＡＧＣ）１
４，ハイブリッド（Ｈ）１５，ミキサ（検波回路）１６
−Ｉ，１６−Ｑ，ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−
Ｑ，アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１８
−Ｉ，１８−Ｑ，直交度補正回路１９，等化器２０，制
御部（ＣＯＮＴ）２１，ローパスフィルタ２２，２３，
電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４及び９０°ハイブリッド
（Ｈ）２５をそなえて構成されている。
【００４５】また、検波回路１１は、入力されたＱＰＳ
Ｋ信号を周波数シンセサイザ１２からの周波数データ
（ｆデータ）により周波数変換するもので、検波回路１
１と周波数シンセサイザ１２とでダウンコンバーターを
構成している。さらに、バンドパスフィルタ１３は、検
波回路１１からの信号について帯域制限するもので、可
変利得増幅器１４は、バンドパスフィルタ１３で帯域制
限された信号振幅について自動ゲイン制御（ＡＧＣ：Au
tomatic Gain Control）を施すもので、ハイブリッド１
５は可変利得増幅器１４でＡＧＣ処理の施されたＩＦ信
号（中間周波信号）を２つに分岐するものであり、分岐
した２つの信号は、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６
−Ｑに出力されるようになっている。
Ｋ信号を周波数シンセサイザ１２からの周波数データ
（ｆデータ）により周波数変換するもので、検波回路１
１と周波数シンセサイザ１２とでダウンコンバーターを
構成している。さらに、バンドパスフィルタ１３は、検
波回路１１からの信号について帯域制限するもので、可
変利得増幅器１４は、バンドパスフィルタ１３で帯域制
限された信号振幅について自動ゲイン制御（ＡＧＣ：Au
tomatic Gain Control）を施すもので、ハイブリッド１
５は可変利得増幅器１４でＡＧＣ処理の施されたＩＦ信
号（中間周波信号）を２つに分岐するものであり、分岐
した２つの信号は、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６
−Ｑに出力されるようになっている。
【００４６】また、ＶＣＯ２４は、搬送波再生回路（Ｃ
Ｒ）を構成し、入力信号に同期した周波数信号（再生搬
送波信号）を再生し、９０°ハイブリッド２５へ出力す
るものである。また、９０°ハイブリッド２５は、ＶＣ
Ｏ２４で発振された再生搬送波信号を９０°位相差をも
たせた２つの再生搬送波信号に分岐するものであり、分
岐された再生搬送波信号は、それぞれ、検波回路１６−
Ｉ，１６−Ｑに出力されるようになっている。
Ｒ）を構成し、入力信号に同期した周波数信号（再生搬
送波信号）を再生し、９０°ハイブリッド２５へ出力す
るものである。また、９０°ハイブリッド２５は、ＶＣ
Ｏ２４で発振された再生搬送波信号を９０°位相差をも
たせた２つの再生搬送波信号に分岐するものであり、分
岐された再生搬送波信号は、それぞれ、検波回路１６−
Ｉ，１６−Ｑに出力されるようになっている。
【００４７】さらに、検波回路１６−Ｉは、ハイブリッ
ド１５からのＩＦ信号について、９０°ハイブリッド２
５からの再生搬送波信号に基づいて直交検波し、直交復
調信号としてのＩデータを生成するもので、検波回路１
６−Ｑは、ハイブリッド１５からのＩＦ信号について、
９０°ハイブリッド２５からの再生搬送波信号に基づい
て直交検波し、直交復調信号としてのＱデータを生成す
るものである。
ド１５からのＩＦ信号について、９０°ハイブリッド２
５からの再生搬送波信号に基づいて直交検波し、直交復
調信号としてのＩデータを生成するもので、検波回路１
６−Ｑは、ハイブリッド１５からのＩＦ信号について、
９０°ハイブリッド２５からの再生搬送波信号に基づい
て直交検波し、直交復調信号としてのＱデータを生成す
るものである。
【００４８】また、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−
Ｑは、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑからの直
交復調信号としてのＩデータ，Ｑデータのノイズ等を除
去するものである。さらに、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１
８−Ｑは、それぞれ、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７
−Ｑでローパスフィルタ処理を施されたＩデータ，Ｑデ
ータとしての２つのアナログ信号をディジタル信号に変
換するようになっている。
Ｑは、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑからの直
交復調信号としてのＩデータ，Ｑデータのノイズ等を除
去するものである。さらに、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１
８−Ｑは、それぞれ、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７
−Ｑでローパスフィルタ処理を施されたＩデータ，Ｑデ
ータとしての２つのアナログ信号をディジタル信号に変
換するようになっている。
【００４９】また、直交度補正回路１９は、Ａ／Ｄ変換
器１８−Ｉ，１８−Ｑから入力された２つのディジタル
信号の直交復調信号について、これらの直交復調信号が
理論直交軸上に位置するような補正演算を施す直交度補
正部としての機能を有するものである。さらに、等化器
２０は、直交度補正回路１９で直交度のずれが補正され
た信号を所要の振幅に等化するものであり、復調データ
ＩCH，ＱCHを生じるものである。
器１８−Ｉ，１８−Ｑから入力された２つのディジタル
信号の直交復調信号について、これらの直交復調信号が
理論直交軸上に位置するような補正演算を施す直交度補
正部としての機能を有するものである。さらに、等化器
２０は、直交度補正回路１９で直交度のずれが補正され
た信号を所要の振幅に等化するものであり、復調データ
ＩCH，ＱCHを生じるものである。
【００５０】また、制御部２１は、等化器２０からの復
調出力情報（ＩCH，ＱCH）に基づいて、可変利得増幅器
１４をＡＧＣ制御するほか、ＶＣＯ２４から出力される
再生搬送波信号を入力信号の周波数に同期するように制
御するものである。なお、上述の等化器２０と制御部２
１とにより、ＬＳＩ化されている（符号３１参照）。さ
らに、ローパスフィルタ２２は、可変利得増幅器１４を
ＡＧＣ制御するための制御信号のノイズ等を除去するも
ので、ローパスフィルタ２３は、ＶＣＯ２４における発
振周波数を制御するための制御信号のノイズ等を除去す
るものである。
調出力情報（ＩCH，ＱCH）に基づいて、可変利得増幅器
１４をＡＧＣ制御するほか、ＶＣＯ２４から出力される
再生搬送波信号を入力信号の周波数に同期するように制
御するものである。なお、上述の等化器２０と制御部２
１とにより、ＬＳＩ化されている（符号３１参照）。さ
らに、ローパスフィルタ２２は、可変利得増幅器１４を
ＡＧＣ制御するための制御信号のノイズ等を除去するも
ので、ローパスフィルタ２３は、ＶＣＯ２４における発
振周波数を制御するための制御信号のノイズ等を除去す
るものである。
【００５１】ところで、上述の直交度補正回路１９は、
詳細には図４のブロック図に示すようなハードウェア構
成を有している。ここで、この図４に示す直交度補正回
路１９は、直交補正前のディジタル信号をＩCH，ＱCH、
直交度補正後のディジタル信号をＩ′CH，Ｑ′CH、再生
搬送波信号の周波数に依存する直交度のずれをθとする
と、再生搬送波信号に起因する直交度のずれに応じて、
例えば式（１）又は式（２）に示すような一次変換式と
等価の演算を行なうことにより、理論直交軸上に座標変
換するものである。
詳細には図４のブロック図に示すようなハードウェア構
成を有している。ここで、この図４に示す直交度補正回
路１９は、直交補正前のディジタル信号をＩCH，ＱCH、
直交度補正後のディジタル信号をＩ′CH，Ｑ′CH、再生
搬送波信号の周波数に依存する直交度のずれをθとする
と、再生搬送波信号に起因する直交度のずれに応じて、
例えば式（１）又は式（２）に示すような一次変換式と
等価の演算を行なうことにより、理論直交軸上に座標変
換するものである。
【００５２】なお、上述のＩCH，ＱCHは、以下の式中に
おいてはＩ，Ｑと記載し、Ｉ′CH，Ｑ′CHは、以下の式
中においてはＩ′，Ｑ′と記載している。
おいてはＩ，Ｑと記載し、Ｉ′CH，Ｑ′CHは、以下の式
中においてはＩ′，Ｑ′と記載している。
【００５３】
【数１】
【００５４】また、上述の直交度のずれθは、外部から
設定されるようになっている。この直交度補正回路１９
は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１９０，１９１，乗算
器１９２〜１９５，加算器１９６，１９７，θ設定装置
１９８，Ａ／Ｄ変換器１９９Ａ，極性反転装置２００及
びＥＸＯＲ（Exclusive OR：排他的論理和）回路２０１
から構成されている。
設定されるようになっている。この直交度補正回路１９
は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１９０，１９１，乗算
器１９２〜１９５，加算器１９６，１９７，θ設定装置
１９８，Ａ／Ｄ変換器１９９Ａ，極性反転装置２００及
びＥＸＯＲ（Exclusive OR：排他的論理和）回路２０１
から構成されている。
【００５５】ここで、ＲＯＭ１９０，１９１は、再生搬
送波信号の周波数及び再生搬送波信号に起因する直交度
のずれの向きをアドレス情報として直交復調信号
（ＩCH，Ｑ CH）に対する固有の補正値演算用データを記
憶するもので、それぞれのＲＯＭ１９０，１９１は、直
交度のずれθに応じて、例えば以下に示すような補正値
演算データを記憶することができる。
送波信号の周波数及び再生搬送波信号に起因する直交度
のずれの向きをアドレス情報として直交復調信号
（ＩCH，Ｑ CH）に対する固有の補正値演算用データを記
憶するもので、それぞれのＲＯＭ１９０，１９１は、直
交度のずれθに応じて、例えば以下に示すような補正値
演算データを記憶することができる。
【００５６】
【表１】
【００５７】なお、直交度のずれに対するそれぞれの値
の演算精度は、ｓｉｎ（θ／２）／ｃｏｓθの値は、８
〜９ｂｉｔ以上のビットデータを必要とし、ｃｏｓ（θ
／２）／ｃｏｓθの値は、１４ｂｉｔ以上のビットデー
タを必要とする。また、乗算器１９２〜１９５は、直交
復調信号（ＩCH，ＱCH）とＲＯＭ１９０，１９１で作り
出される補正値を掛け合わせるもので、加算器１９６，
１９７は、乗算器１９２〜１９５で乗算された値を加算
するものである。
の演算精度は、ｓｉｎ（θ／２）／ｃｏｓθの値は、８
〜９ｂｉｔ以上のビットデータを必要とし、ｃｏｓ（θ
／２）／ｃｏｓθの値は、１４ｂｉｔ以上のビットデー
タを必要とする。また、乗算器１９２〜１９５は、直交
復調信号（ＩCH，ＱCH）とＲＯＭ１９０，１９１で作り
出される補正値を掛け合わせるもので、加算器１９６，
１９７は、乗算器１９２〜１９５で乗算された値を加算
するものである。
【００５８】さらに、θ設定装置１９８は、再生搬送波
信号の周波数に依存して発生する直交度のずれの値θ
〔データ（Ｉ，Ｑ）が理論直交軸に対してずれている角
度〕を設定するものである。また、Ａ／Ｄ変換器１９９
Ａは、制御部２１からのＶＣＯ２４の発振周波数を制御
するためのコントロール電圧（Ｖｃ）をＡ／Ｄ変換し、
入力信号の周波数の変化を示す情報として、ＲＯＭ１９
０，１９１へ送信するものである。
信号の周波数に依存して発生する直交度のずれの値θ
〔データ（Ｉ，Ｑ）が理論直交軸に対してずれている角
度〕を設定するものである。また、Ａ／Ｄ変換器１９９
Ａは、制御部２１からのＶＣＯ２４の発振周波数を制御
するためのコントロール電圧（Ｖｃ）をＡ／Ｄ変換し、
入力信号の周波数の変化を示す情報として、ＲＯＭ１９
０，１９１へ送信するものである。
【００５９】さらに、極性反転装置２００は、ＩCH，Ｑ
CHデータにおいて生じている直交度のずれの向き（極
性）を検出して、θ設定装置１９８にて設定される直交
度のずれθの極性を反転させる旨の極性反転信号がＲＯ
Ｍ１９１へ出力されるようになっている。また、ＥＸＯ
Ｒ回路２０１は、上述の極性反転装置２００と同様に、
復調後のＩCH，ＱCHデータの極性を入力され、これらＩ
データの極性及びＱデータの極性について排他的論理和
演算を行ない、演算結果はθ設定装置１９８にて設定さ
れる直交度のずれθの極性を反転するか否かを示す制御
信号としてＲＯＭ１９１に出力するようになっている。
CHデータにおいて生じている直交度のずれの向き（極
性）を検出して、θ設定装置１９８にて設定される直交
度のずれθの極性を反転させる旨の極性反転信号がＲＯ
Ｍ１９１へ出力されるようになっている。また、ＥＸＯ
Ｒ回路２０１は、上述の極性反転装置２００と同様に、
復調後のＩCH，ＱCHデータの極性を入力され、これらＩ
データの極性及びＱデータの極性について排他的論理和
演算を行ない、演算結果はθ設定装置１９８にて設定さ
れる直交度のずれθの極性を反転するか否かを示す制御
信号としてＲＯＭ１９１に出力するようになっている。
【００６０】なお、極性反転装置２００及びＥＸＯＲ回
路２０１は、θ設定装置１９８にて設定される直交度の
ずれθを反転させる手段として共に設けられているが、
少なくともいずれか一方のみを設置してもよい。これに
より、ＲＯＭ１９０では、θ設定装置１９８からのθ設
定情報と、Ａ／Ｄ変換器１９９Ａからの入力信号の周波
数の変化を示す情報（ディジタル信号）とを、アドレス
指定情報として入力され、このアドレス指定情報に基づ
いて、固有の補正値演算用データｃｏｓ（θ／２）／ｃ
ｏｓθが読み出されるようになっている。
路２０１は、θ設定装置１９８にて設定される直交度の
ずれθを反転させる手段として共に設けられているが、
少なくともいずれか一方のみを設置してもよい。これに
より、ＲＯＭ１９０では、θ設定装置１９８からのθ設
定情報と、Ａ／Ｄ変換器１９９Ａからの入力信号の周波
数の変化を示す情報（ディジタル信号）とを、アドレス
指定情報として入力され、このアドレス指定情報に基づ
いて、固有の補正値演算用データｃｏｓ（θ／２）／ｃ
ｏｓθが読み出されるようになっている。
【００６１】同様に、ＲＯＭ１９１では、θ設定装置１
９８からのθ設定情報と、Ａ／Ｄ変換器１９９Ａからの
入力信号の周波数の変化を示す情報（ディジタル信号）
とともに、極性反転装置２００及び／又はＥＸＯＲ回路
２０１からの極性反転信号をアドレス指定情報として入
力され、このアドレス指定情報に基づいて、固有の補正
値演算用データｓｉｎ（θ／２）／ｃｏｓθが読み出さ
れるようになっている。
９８からのθ設定情報と、Ａ／Ｄ変換器１９９Ａからの
入力信号の周波数の変化を示す情報（ディジタル信号）
とともに、極性反転装置２００及び／又はＥＸＯＲ回路
２０１からの極性反転信号をアドレス指定情報として入
力され、このアドレス指定情報に基づいて、固有の補正
値演算用データｓｉｎ（θ／２）／ｃｏｓθが読み出さ
れるようになっている。
【００６２】一般に、直交度のずれは、９０°ハイブリ
ッド２５により発生するが、９０°ハイブリッド２５
は、入力信号の周波数が１種類であればその時点で直交
度を調整できるのに対し、入力信号の周波数がある範囲
を変化する場合は、直交度のずれを調整することができ
ないため、ＶＣＯ２４のコントロール電圧（Ｖｃ）をＡ
／Ｄ変換して入力信号の周波数の変化とすることで、入
力信号の周波数によって発生する直交度のずれが補正さ
れるようになっているのである。
ッド２５により発生するが、９０°ハイブリッド２５
は、入力信号の周波数が１種類であればその時点で直交
度を調整できるのに対し、入力信号の周波数がある範囲
を変化する場合は、直交度のずれを調整することができ
ないため、ＶＣＯ２４のコントロール電圧（Ｖｃ）をＡ
／Ｄ変換して入力信号の周波数の変化とすることで、入
力信号の周波数によって発生する直交度のずれが補正さ
れるようになっているのである。
【００６３】なお、ＲＯＭ１９０の補正値演算用データ
ｃｏｓ（θ／２）／ｃｏｓθの値は、極性反転装置２０
０及び／又はＥＸＯＲ回路２０１からの極性反転信号に
依存しないため、この極性反転信号はＲＯＭ１９０のア
ドレス指定情報としては使用されない。また、乗算器１
９２は、直交度補正前のディジタル信号ＩCHとＲＯＭ１
９０にて読み出されたデータｃｏｓ（θ／２）／ｃｏｓ
θとを乗算するもので、乗算結果は加算器１９６に出力
されるようになっている。
ｃｏｓ（θ／２）／ｃｏｓθの値は、極性反転装置２０
０及び／又はＥＸＯＲ回路２０１からの極性反転信号に
依存しないため、この極性反転信号はＲＯＭ１９０のア
ドレス指定情報としては使用されない。また、乗算器１
９２は、直交度補正前のディジタル信号ＩCHとＲＯＭ１
９０にて読み出されたデータｃｏｓ（θ／２）／ｃｏｓ
θとを乗算するもので、乗算結果は加算器１９６に出力
されるようになっている。
【００６４】同様に、乗算器１９３は、直交度補正前の
ディジタル信号ＩCHとＲＯＭ１９１にて読み出されたデ
ータｓｉｎ（θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するもので、
乗算結果は加算器１９７に出力されるようになってい
る。さらに、乗算器１９４は、直交度補正前のディジタ
ル信号ＱCHとＲＯＭ１９１にて読み出されたデータｓｉ
ｎ（θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するもので、乗算結果
は加算器１９６に出力されるようになっている。
ディジタル信号ＩCHとＲＯＭ１９１にて読み出されたデ
ータｓｉｎ（θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するもので、
乗算結果は加算器１９７に出力されるようになってい
る。さらに、乗算器１９４は、直交度補正前のディジタ
ル信号ＱCHとＲＯＭ１９１にて読み出されたデータｓｉ
ｎ（θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するもので、乗算結果
は加算器１９６に出力されるようになっている。
【００６５】同様に、乗算器１９５は、直交度補正前の
ディジタル信号ＱCHとＲＯＭ１９０にて読み出されたデ
ータｃｏｓ（θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するもので、
乗算結果は加算器１９７に出力されるようになってい
る。また、加算器１９６は、乗算器１９２からの乗算結
果と乗算器１９４からの乗算結果とを加算し、直交補正
ディジタル信号Ｉ′CHとして出力するものであり、加算
器１９７は、乗算器１９３からの乗算結果と乗算器１９
５からの乗算結果とを加算し、直交補正ディジタル信号
Ｑ′CHとして出力するものである。
ディジタル信号ＱCHとＲＯＭ１９０にて読み出されたデ
ータｃｏｓ（θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するもので、
乗算結果は加算器１９７に出力されるようになってい
る。また、加算器１９６は、乗算器１９２からの乗算結
果と乗算器１９４からの乗算結果とを加算し、直交補正
ディジタル信号Ｉ′CHとして出力するものであり、加算
器１９７は、乗算器１９３からの乗算結果と乗算器１９
５からの乗算結果とを加算し、直交補正ディジタル信号
Ｑ′CHとして出力するものである。
【００６６】これにより、直交度補正回路１９では、極
性反転装置２００及び／又はＥＸＯＲ回路２０１からの
直交度のずれの極性とＡ／Ｄ変換器１９９Ａからの再生
搬送波信号の周波数情報に応じて、上述の式（１）又は
式（２）に示す一次変換式と等価の演算を行なうことに
より、直交復調信号ＩCH，ＱCHを理論直交軸上のデータ
Ｉ′CH，Ｑ′CHに変換するようになっている。
性反転装置２００及び／又はＥＸＯＲ回路２０１からの
直交度のずれの極性とＡ／Ｄ変換器１９９Ａからの再生
搬送波信号の周波数情報に応じて、上述の式（１）又は
式（２）に示す一次変換式と等価の演算を行なうことに
より、直交復調信号ＩCH，ＱCHを理論直交軸上のデータ
Ｉ′CH，Ｑ′CHに変換するようになっている。
【００６７】ところで、直交度補正回路１９による直交
度の補正量は、直交度のずれやデータ（Ｉ，Ｑ）の位置
に応じて式（１），（２）を用いて求められるようにな
っている。ここで、図５，６は入力信号の直交度の位相
補正を表す図であるが、この図５，６において、直交度
がずれている軸を実線ａ，ｂで示し、復調データをＩ，
Ｑとし、理論直交軸を点線ｃ，ｄで示し、上記復調デー
タＩ，Ｑの直交度が補正された値をＩ′，Ｑ′とする。
度の補正量は、直交度のずれやデータ（Ｉ，Ｑ）の位置
に応じて式（１），（２）を用いて求められるようにな
っている。ここで、図５，６は入力信号の直交度の位相
補正を表す図であるが、この図５，６において、直交度
がずれている軸を実線ａ，ｂで示し、復調データをＩ，
Ｑとし、理論直交軸を点線ｃ，ｄで示し、上記復調デー
タＩ，Ｑの直交度が補正された値をＩ′，Ｑ′とする。
【００６８】ここで、図５は、直交度のずれをθ〔理論
直交軸ｃ，ｄにより形成される角度（直角）と、直交度
がずれている軸ａ，ｂにより形成される角度との差〕と
した場合に、θが正、即ち、データ（Ｉ，Ｑ）が、理論
直交軸に対して正側にずれている場合を表す図である。
直交度がずれている軸ａ，ｂは、ＶＣＯ２４，９０°ハ
イブリッド２５による搬送波再生制御によりθ／２ずつ
均等にずれたところに位置するようになっている。
直交軸ｃ，ｄにより形成される角度（直角）と、直交度
がずれている軸ａ，ｂにより形成される角度との差〕と
した場合に、θが正、即ち、データ（Ｉ，Ｑ）が、理論
直交軸に対して正側にずれている場合を表す図である。
直交度がずれている軸ａ，ｂは、ＶＣＯ２４，９０°ハ
イブリッド２５による搬送波再生制御によりθ／２ずつ
均等にずれたところに位置するようになっている。
【００６９】この場合においては、（Ｉ，Ｑ）＝（１，
１）か又は（０，０）の場合には、式（１）を用いてデ
ータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換して、直交度がずれている軸
ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上の
（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換することによって、直交度の
ずれが補正されるようになっている。一方、（Ｉ，Ｑ）
＝（０，１）か又は（１，０）の場合は、式（２）を用
いてデータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換して、直交度がずれて
いる軸ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上
の（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換することによって、直交度
のずれが補正されるようになっている。
１）か又は（０，０）の場合には、式（１）を用いてデ
ータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換して、直交度がずれている軸
ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上の
（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換することによって、直交度の
ずれが補正されるようになっている。一方、（Ｉ，Ｑ）
＝（０，１）か又は（１，０）の場合は、式（２）を用
いてデータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換して、直交度がずれて
いる軸ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上
の（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換することによって、直交度
のずれが補正されるようになっている。
【００７０】また、図６は、上述のθが負、即ち、デー
タ（Ｉ，Ｑ）が、理論直交軸ｃ，ｄに対して負側にずれ
ている場合を表す図である。図６の場合においては、
（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）か又は（１，０）の場合は式
（１）を用いてデータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換して、直交
度がずれている軸ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交
軸ｃ，ｄ上の（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換することによっ
て、直交度のずれが補正されるようになっている。
タ（Ｉ，Ｑ）が、理論直交軸ｃ，ｄに対して負側にずれ
ている場合を表す図である。図６の場合においては、
（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）か又は（１，０）の場合は式
（１）を用いてデータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換して、直交
度がずれている軸ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交
軸ｃ，ｄ上の（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換することによっ
て、直交度のずれが補正されるようになっている。
【００７１】一方、（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）か又は
（０，０）の場合は、式（２）を用いてデータ（Ｉ，
Ｑ）を座標変換して、直交度がずれている軸ａ，ｂ上の
（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上の（Ｉ′，Ｑ′）
の値に変換することによって、直交度のずれが補正され
るようになっている。つまり、データ（Ｉ，Ｑ）が理論
直交軸に対して正側にずれている場合と、負側にずれて
いる場合とでは、データの値に応じて用いられる式は逆
になる。
（０，０）の場合は、式（２）を用いてデータ（Ｉ，
Ｑ）を座標変換して、直交度がずれている軸ａ，ｂ上の
（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上の（Ｉ′，Ｑ′）
の値に変換することによって、直交度のずれが補正され
るようになっている。つまり、データ（Ｉ，Ｑ）が理論
直交軸に対して正側にずれている場合と、負側にずれて
いる場合とでは、データの値に応じて用いられる式は逆
になる。
【００７２】また、図５，図６に示すようにcos(θ/2)
の値は I/(I ′+x1)又は Q/(Q ′+y 1)であり、tan(θ/
2) の値は x1/Q ′又は y1/I ′である。従って、直交
度補正回路１９においては、再生搬送波信号に起因する
直交度のずれが理論直交軸に対して正側にずれている
（θが正の極性を有している）場合と、直交度のずれが
理論直交軸に対して負側にずれている（θが負の極性を
有している）場合とで、補正演算を変更するようになっ
ている。
の値は I/(I ′+x1)又は Q/(Q ′+y 1)であり、tan(θ/
2) の値は x1/Q ′又は y1/I ′である。従って、直交
度補正回路１９においては、再生搬送波信号に起因する
直交度のずれが理論直交軸に対して正側にずれている
（θが正の極性を有している）場合と、直交度のずれが
理論直交軸に対して負側にずれている（θが負の極性を
有している）場合とで、補正演算を変更するようになっ
ている。
【００７３】また、上述したように、ＶＣＯ２４のコン
トロール電圧（Ｖｃ）をＡ／Ｄ変換して入力信号の周波
数の変化とし、ＲＯＭ１９０及び１９１に出力すること
により、再生搬送波信号の周波数に応じて補正演算を変
更するようになっている。上述の構成により、本発明の
第１実施形態にかかる直交復調装置では、図３に示すよ
うに、受信信号としてのＱＰＳＫ信号は、検波回路１１
において、周波数シンセサイザ１２からの周波数データ
（ｆデータ）により周波数変換された後に、バンドパス
フィルタ１３において帯域制限され、さらに、可変利得
増幅器１４においてＡＧＣ処理が施される。
トロール電圧（Ｖｃ）をＡ／Ｄ変換して入力信号の周波
数の変化とし、ＲＯＭ１９０及び１９１に出力すること
により、再生搬送波信号の周波数に応じて補正演算を変
更するようになっている。上述の構成により、本発明の
第１実施形態にかかる直交復調装置では、図３に示すよ
うに、受信信号としてのＱＰＳＫ信号は、検波回路１１
において、周波数シンセサイザ１２からの周波数データ
（ｆデータ）により周波数変換された後に、バンドパス
フィルタ１３において帯域制限され、さらに、可変利得
増幅器１４においてＡＧＣ処理が施される。
【００７４】また、ハイブリッド１５においては、可変
利得増幅器１４でＡＧＣ処理の施されたＩＦ信号が２つ
に分岐され、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑの
一方の入力に加えられる。さらに、ＶＣＯ２４において
は、入力信号に同期した周波数（再生搬送波信号）が再
生され、再生搬送波信号は、９０°ハイブリッド２５に
おいて９０°位相差をもつ２つの再生搬送波信号に分岐
され、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑの他方の
入力に加えられる。
利得増幅器１４でＡＧＣ処理の施されたＩＦ信号が２つ
に分岐され、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑの
一方の入力に加えられる。さらに、ＶＣＯ２４において
は、入力信号に同期した周波数（再生搬送波信号）が再
生され、再生搬送波信号は、９０°ハイブリッド２５に
おいて９０°位相差をもつ２つの再生搬送波信号に分岐
され、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑの他方の
入力に加えられる。
【００７５】また、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑにおい
ては、ハイブリッド１５からの２つのＩＦ信号と９０°
ハイブリッド２５からの再生搬送波信号が直交検波され
て、それぞれ、直交復調信号としてのＩデータ，Ｑデー
タとしてローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑに出力さ
れる。さらに、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑに
おいては、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑから
の直交復調信号としてのＩデータ，Ｑデータのノイズ等
が除去され、ノイズ等が除去された直交復調信号として
のＩデータ，Ｑデータ（ともにアナログ信号）は、それ
ぞれ、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑにおいてディジ
タル信号に変換される。
ては、ハイブリッド１５からの２つのＩＦ信号と９０°
ハイブリッド２５からの再生搬送波信号が直交検波され
て、それぞれ、直交復調信号としてのＩデータ，Ｑデー
タとしてローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑに出力さ
れる。さらに、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑに
おいては、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑから
の直交復調信号としてのＩデータ，Ｑデータのノイズ等
が除去され、ノイズ等が除去された直交復調信号として
のＩデータ，Ｑデータ（ともにアナログ信号）は、それ
ぞれ、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑにおいてディジ
タル信号に変換される。
【００７６】また、直交度補正回路１９において、Ａ／
Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑからの２つのディジタル信
号としての直交復調信号における直交度のずれが、その
ずれの極性及びデータ（Ｉ，Ｑ）の値に応じて式（１）
又は式（２）と等価の座標変換演算が行なわれることに
より補正される。その後、等化器２０において、直交度
補正回路１９で直交度のずれが補正された信号が所要の
振幅に等化され、復調データＩCH，ＱCHとして出力され
る。
Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑからの２つのディジタル信
号としての直交復調信号における直交度のずれが、その
ずれの極性及びデータ（Ｉ，Ｑ）の値に応じて式（１）
又は式（２）と等価の座標変換演算が行なわれることに
より補正される。その後、等化器２０において、直交度
補正回路１９で直交度のずれが補正された信号が所要の
振幅に等化され、復調データＩCH，ＱCHとして出力され
る。
【００７７】なお、制御部２１においては、等化器２０
からの復調出力情報（ＩCH，ＱCH）に基づき、可変利得
増幅器１４をＡＧＣ動作させるための制御信号をローパ
スフィルタ２２を介して出力するとともに、ＶＣＯ２４
にて発振される再生搬送波信号を入力信号の周波数に同
期させるための制御信号をローパスフィルタ２３を介し
て出力している。
からの復調出力情報（ＩCH，ＱCH）に基づき、可変利得
増幅器１４をＡＧＣ動作させるための制御信号をローパ
スフィルタ２２を介して出力するとともに、ＶＣＯ２４
にて発振される再生搬送波信号を入力信号の周波数に同
期させるための制御信号をローパスフィルタ２３を介し
て出力している。
【００７８】このように、本発明の第１実施形態におけ
る直交復調装置によれば、直交度補正回路１９で２つの
直交復調信号について、これらの直交復調信号が理論直
交軸上に位置するような補正演算を施すことができるの
で、再生搬送波信号の直交度を補正しなくても直交復調
後の復調データを補正すればよく、例えばアナログ信号
を処理するアナログ部（符号３６参照）を、モジュール
化して構成した場合においても、再生搬送波信号の周波
数に応じて最適に直交度を保持することができ、復調装
置の性能向上に寄与することができる利点がある。
る直交復調装置によれば、直交度補正回路１９で２つの
直交復調信号について、これらの直交復調信号が理論直
交軸上に位置するような補正演算を施すことができるの
で、再生搬送波信号の直交度を補正しなくても直交復調
後の復調データを補正すればよく、例えばアナログ信号
を処理するアナログ部（符号３６参照）を、モジュール
化して構成した場合においても、再生搬送波信号の周波
数に応じて最適に直交度を保持することができ、復調装
置の性能向上に寄与することができる利点がある。
【００７９】さらには、システム設計に応じて搬送波の
周波数を変更する場合においても、ＲＯＭ１９０，１９
１の仕様を変更するのみで、アナログ部の構成自体を変
更する必要がなく、装置を構成するためのコストを抑制
することができる利点もある。また、直交度補正回路１
９は、ＶＣＯ２４から発振される再生搬送波信号の直交
度のずれが正側にずれている場合でも、負側にずれてい
る場合でも、理論直交軸に補正するように構成されてい
るので、復調後のデータ位置によらず高い精度で直交度
を補正することができるので、装置の復調性能を大幅に
向上させることができる。
周波数を変更する場合においても、ＲＯＭ１９０，１９
１の仕様を変更するのみで、アナログ部の構成自体を変
更する必要がなく、装置を構成するためのコストを抑制
することができる利点もある。また、直交度補正回路１
９は、ＶＣＯ２４から発振される再生搬送波信号の直交
度のずれが正側にずれている場合でも、負側にずれてい
る場合でも、理論直交軸に補正するように構成されてい
るので、復調後のデータ位置によらず高い精度で直交度
を補正することができるので、装置の復調性能を大幅に
向上させることができる。
【００８０】さらに、直交度補正回路１９は、再生搬送
波信号の周波数に応じて直交度を補正するように構成さ
れているので、入力信号の周波数が１種類でなくある範
囲を変化する場合でも入力信号の直交度を補正すること
ができ、上述の場合と同様に、アナログ部をモジュール
化して構成した場合において、最適に直交度を保持する
ことができる。
波信号の周波数に応じて直交度を補正するように構成さ
れているので、入力信号の周波数が１種類でなくある範
囲を変化する場合でも入力信号の直交度を補正すること
ができ、上述の場合と同様に、アナログ部をモジュール
化して構成した場合において、最適に直交度を保持する
ことができる。
【００８１】なお、上述の本実施形態においては、直交
度のずれθ〔deg 〕に対し、ＲＯＭ１９１により作り出
されるｓｉｎ（θ／２）／ｃｏｓθという値は大きく変
化する一方、ＲＯＭ１９０により作り出されるｃｏｓ
（θ／２）／ｃｏｓθという値は、ほとんど無視できる
値となる（ｃｏｓ（θ／２）／ｃｏｓθ≒１）。そのた
め、式（１），（２）は以下に示す式（３），（４）と
近似することができ、このようにすれば図４におけるＲ
ＯＭ１９０及び乗算器１９２，１９５を、例えば図７に
示すように削除することできるので、装置の回路構成を
簡略化させることができ、ひいては装置の小型化をはか
ることもできる。
度のずれθ〔deg 〕に対し、ＲＯＭ１９１により作り出
されるｓｉｎ（θ／２）／ｃｏｓθという値は大きく変
化する一方、ＲＯＭ１９０により作り出されるｃｏｓ
（θ／２）／ｃｏｓθという値は、ほとんど無視できる
値となる（ｃｏｓ（θ／２）／ｃｏｓθ≒１）。そのた
め、式（１），（２）は以下に示す式（３），（４）と
近似することができ、このようにすれば図４におけるＲ
ＯＭ１９０及び乗算器１９２，１９５を、例えば図７に
示すように削除することできるので、装置の回路構成を
簡略化させることができ、ひいては装置の小型化をはか
ることもできる。
【００８２】
【数２】
【００８３】（ｂ）第２実施形態の説明 図８は本発明の第２実施形態にかかるブロック図で、本
実施形態にかかる直交復調装置は、前述の図１４に示す
復調部１１２に適用され、再生搬送波信号を用いて周波
数変換を施し、相互に直交する２つの直交復調信号を得
るとともに、上記２つの直交復調信号に位相回転制御を
施すことにより、準同期検波方式で復調処理を施すもの
である。
実施形態にかかる直交復調装置は、前述の図１４に示す
復調部１１２に適用され、再生搬送波信号を用いて周波
数変換を施し、相互に直交する２つの直交復調信号を得
るとともに、上記２つの直交復調信号に位相回転制御を
施すことにより、準同期検波方式で復調処理を施すもの
である。
【００８４】ここで、この図８に示す直交復調装置は、
ミキサ（検波回路）１１，周波数シンセサイザ１２，バ
ンドパスフィルタ１３，可変利得増幅器（ＡＧＣ）１
４，ハイブリッド（Ｈ）１５，ミキサ（検波回路）１６
−Ｉ，１６−Ｑ，ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−
Ｑ，アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１８
−Ｉ，１８−Ｑ，直交度補正回路１９Ａ−１，位相回転
回路１９Ａ−２の両機能を有する位相回転部１９Ａ，等
化器２０，制御部（ＣＯＮＴ）２１，ローパスフィルタ
２２，９０°ハイブリッド２５（Ｈ），ローパスフィル
タ２６，ディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ）２７
及び固定周波数発振器（ＯＳＣ）２８をそなえて構成さ
れている。
ミキサ（検波回路）１１，周波数シンセサイザ１２，バ
ンドパスフィルタ１３，可変利得増幅器（ＡＧＣ）１
４，ハイブリッド（Ｈ）１５，ミキサ（検波回路）１６
−Ｉ，１６−Ｑ，ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−
Ｑ，アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１８
−Ｉ，１８−Ｑ，直交度補正回路１９Ａ−１，位相回転
回路１９Ａ−２の両機能を有する位相回転部１９Ａ，等
化器２０，制御部（ＣＯＮＴ）２１，ローパスフィルタ
２２，９０°ハイブリッド２５（Ｈ），ローパスフィル
タ２６，ディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ）２７
及び固定周波数発振器（ＯＳＣ）２８をそなえて構成さ
れている。
【００８５】ここで、検波回路１１は、入力されたＱＰ
ＳＫ信号を周波数シンセサイザ１２からの周波数データ
（ｆデータ）により周波数変換するもので、検波回路１
１と周波数シンセサイザ１２とでダウンコンバーターを
構成している。また、バンドパスフィルタ１３は、検波
回路１１からの信号について帯域制限するもので、可変
利得増幅器１４は、バンドパスフィルタ１３で帯域制限
された信号振幅について自動ゲイン制御（ＡＧＣ）を行
なうもので、ハイブリッド１５は、可変利得増幅器１４
でＡＧＣ処理の施されたＩＦ信号を２つに分岐するもの
であり、分岐された２つのＩＦ信号は、検波回路１６−
Ｉ，１６−Ｑの一方の入力に加えられるようになってい
る。
ＳＫ信号を周波数シンセサイザ１２からの周波数データ
（ｆデータ）により周波数変換するもので、検波回路１
１と周波数シンセサイザ１２とでダウンコンバーターを
構成している。また、バンドパスフィルタ１３は、検波
回路１１からの信号について帯域制限するもので、可変
利得増幅器１４は、バンドパスフィルタ１３で帯域制限
された信号振幅について自動ゲイン制御（ＡＧＣ）を行
なうもので、ハイブリッド１５は、可変利得増幅器１４
でＡＧＣ処理の施されたＩＦ信号を２つに分岐するもの
であり、分岐された２つのＩＦ信号は、検波回路１６−
Ｉ，１６−Ｑの一方の入力に加えられるようになってい
る。
【００８６】さらに、ＯＳＣ２８は、入力直交変調信号
の搬送波角周波数に近い周波数信号（再生搬送波信号）
を発振するもので、９０°ハイブリッド２５は、ＯＳＣ
２８で発振された再生搬送波信号を９０°位相差をもた
せた２つの再生搬送波信号に分岐するものであり、分岐
された再生搬送波信号は、それぞれ、検波回路１６−
Ｉ，１６−Ｑの他方の入力に加えられるようになってい
る。
の搬送波角周波数に近い周波数信号（再生搬送波信号）
を発振するもので、９０°ハイブリッド２５は、ＯＳＣ
２８で発振された再生搬送波信号を９０°位相差をもた
せた２つの再生搬送波信号に分岐するものであり、分岐
された再生搬送波信号は、それぞれ、検波回路１６−
Ｉ，１６−Ｑの他方の入力に加えられるようになってい
る。
【００８７】また、検波回路１６−Ｉは、ハイブリッド
１５からのＩＦ信号について、９０°ハイブリッド２５
からの再生搬送波信号に基づいて直交検波し、直交復調
信号としてのＩデータを生成するもので、検波回路１６
−Ｑは、ハイブリッド１５からのＩＦ信号について、９
０°ハイブリッド２５からの再生搬送波信号に基づいて
直交検波し、直交復調信号としてのＱデータを生成する
ものである。
１５からのＩＦ信号について、９０°ハイブリッド２５
からの再生搬送波信号に基づいて直交検波し、直交復調
信号としてのＩデータを生成するもので、検波回路１６
−Ｑは、ハイブリッド１５からのＩＦ信号について、９
０°ハイブリッド２５からの再生搬送波信号に基づいて
直交検波し、直交復調信号としてのＱデータを生成する
ものである。
【００８８】さらに、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７
−Ｑは、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑからの
直交復調信号としてのＩデータ，Ｑデータのノイズ等を
除去するものである。また、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１
８−Ｑは、それぞれ、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７
−Ｑでローパスフィルタ処理を施されたＩデータ，Ｑデ
ータとしての２つのアナログ信号をディジタル信号に変
換するようになっている。
−Ｑは、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑからの
直交復調信号としてのＩデータ，Ｑデータのノイズ等を
除去するものである。また、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１
８−Ｑは、それぞれ、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７
−Ｑでローパスフィルタ処理を施されたＩデータ，Ｑデ
ータとしての２つのアナログ信号をディジタル信号に変
換するようになっている。
【００８９】また、位相回転部１９Ａは、２つのディジ
タル信号における直交度のずれを補正するとともに、入
力信号の周波数とＯＳＣ２８にて生成される周波数との
ずれにより生じる直交復調信号の位相のずれを補正する
ように位相回転を行なうものであり、直交度補正回路１
９Ａ−１及び位相回転回路１９Ａ−２としての機能を有
している。
タル信号における直交度のずれを補正するとともに、入
力信号の周波数とＯＳＣ２８にて生成される周波数との
ずれにより生じる直交復調信号の位相のずれを補正する
ように位相回転を行なうものであり、直交度補正回路１
９Ａ−１及び位相回転回路１９Ａ−２としての機能を有
している。
【００９０】ここで、直交度補正回路１９Ａ−１は、Ａ
／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑから入力された２つのデ
ィジタル信号の直交復調信号について、これらの直交復
調信号が理論直交軸上に位置するような補正演算を施す
直交度補正部としての機能を有するものである。さら
に、位相回転回路１９Ａ−２は、２つの入力される直交
変調信号に位相回転制御を施すもので、入力信号の周波
数と直交復調装置のＯＳＣ２８から発振する信号の周波
数から生じる位相のずれを、ＤＶＣＯ２７により出力さ
れる補正データを用いて位相回転を行なうことにより補
正するものであり、この位相回転回路１９Ａ−２の位相
回転により、ＯＳＣ２８から発振する信号の周波数と入
力信号の周波数とを同期させることができる。等化器２
０は、位相回転部１９Ａにおいて位相回転の行なわれた
信号を、所要の振幅に等化し、復調データＩCH，ＱCHと
して出力するようになっている。
／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑから入力された２つのデ
ィジタル信号の直交復調信号について、これらの直交復
調信号が理論直交軸上に位置するような補正演算を施す
直交度補正部としての機能を有するものである。さら
に、位相回転回路１９Ａ−２は、２つの入力される直交
変調信号に位相回転制御を施すもので、入力信号の周波
数と直交復調装置のＯＳＣ２８から発振する信号の周波
数から生じる位相のずれを、ＤＶＣＯ２７により出力さ
れる補正データを用いて位相回転を行なうことにより補
正するものであり、この位相回転回路１９Ａ−２の位相
回転により、ＯＳＣ２８から発振する信号の周波数と入
力信号の周波数とを同期させることができる。等化器２
０は、位相回転部１９Ａにおいて位相回転の行なわれた
信号を、所要の振幅に等化し、復調データＩCH，ＱCHと
して出力するようになっている。
【００９１】即ち、図１０に示すように、準同期検波方
式では、Ｉ，Ｑ軸が仮に直交していても、入力されてく
る直交変調信号の周波数と直交復調装置のＯＳＣ２８か
ら発振する信号の周波数が同期していないため、入力さ
れてくる直交変調信号は、Ｉ，Ｑ軸上にある信号点
（１，１），（０，１），（０，０），（１，１）の定
位置に定まらず、Ｉ，Ｑ軸が同じ円周上を一定速度で回
転するようになる。
式では、Ｉ，Ｑ軸が仮に直交していても、入力されてく
る直交変調信号の周波数と直交復調装置のＯＳＣ２８か
ら発振する信号の周波数が同期していないため、入力さ
れてくる直交変調信号は、Ｉ，Ｑ軸上にある信号点
（１，１），（０，１），（０，０），（１，１）の定
位置に定まらず、Ｉ，Ｑ軸が同じ円周上を一定速度で回
転するようになる。
【００９２】そのため、Ｉ，Ｑ軸をその周波数がずれた
分だけ回転させる必要があり、回転する軸の速度に合わ
せてＩ，Ｑ軸上の信号点の位置を回転させるようにする
ことで、定位置に定まっていない入力信号は停止してい
るかのように補正され、入力信号がそれぞれ本来の信号
点の位置に定まるようになっている。また、上述した周
波数のずれをω0 としたときの回転させる位相（θ0 ）
は、θ0 ＝ω0 ｔと表せる（ｔ＝時間）。
分だけ回転させる必要があり、回転する軸の速度に合わ
せてＩ，Ｑ軸上の信号点の位置を回転させるようにする
ことで、定位置に定まっていない入力信号は停止してい
るかのように補正され、入力信号がそれぞれ本来の信号
点の位置に定まるようになっている。また、上述した周
波数のずれをω0 としたときの回転させる位相（θ0 ）
は、θ0 ＝ω0 ｔと表せる（ｔ＝時間）。
【００９３】なお、上述の位相回転回路１９Ａ−２によ
る信号点を位相角θ0 だけ回転させる演算としては、以
下に示す式（５）が用いられている。
る信号点を位相角θ0 だけ回転させる演算としては、以
下に示す式（５）が用いられている。
【００９４】
【数３】
【００９５】また、制御部２１は、等化器２０からの復
調出力情報（ＩCH，ＱCH）に基づいて可変利得増幅器１
４をＡＧＣ動作させるような制御信号を出力するととも
に、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑ，等化器２０から
の復調データ及び後述のＤＶＣＯ２７からの周波数情報
に基づいて、入力信号の周波数とＯＳＣ２８にて生成さ
れる周波数とのずれをなくすように位相回転部１９Ａに
て位相回転を施すための制御信号（電圧信号）を出力す
るものである。
調出力情報（ＩCH，ＱCH）に基づいて可変利得増幅器１
４をＡＧＣ動作させるような制御信号を出力するととも
に、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑ，等化器２０から
の復調データ及び後述のＤＶＣＯ２７からの周波数情報
に基づいて、入力信号の周波数とＯＳＣ２８にて生成さ
れる周波数とのずれをなくすように位相回転部１９Ａに
て位相回転を施すための制御信号（電圧信号）を出力す
るものである。
【００９６】なお、ローパスフィルタ２２は、制御部２
１からの可変利得増幅器１４への復調出力情報（ＩCH，
ＱCH）のノイズ等を除去するものであり、ローパスフィ
ルタ２６は、制御部２１からＤＶＣＯ２７に対する制御
信号としての電圧信号についてノイズ等を除去するもの
である。さらに、ＤＶＣＯ２７は、制御部２１からロー
パスフィルタ２６を介して位相回転を施すための制御信
号（電圧信号）を入力され、この制御信号の電圧に応じ
たディジタル周波数信号を生成して、位相回転部１９Ａ
に出力するものである。
１からの可変利得増幅器１４への復調出力情報（ＩCH，
ＱCH）のノイズ等を除去するものであり、ローパスフィ
ルタ２６は、制御部２１からＤＶＣＯ２７に対する制御
信号としての電圧信号についてノイズ等を除去するもの
である。さらに、ＤＶＣＯ２７は、制御部２１からロー
パスフィルタ２６を介して位相回転を施すための制御信
号（電圧信号）を入力され、この制御信号の電圧に応じ
たディジタル周波数信号を生成して、位相回転部１９Ａ
に出力するものである。
【００９７】なお、位相回転部１９Ａ，等化器２０，制
御部２１，ローパスフィルタ２６及びＤＶＣＯ２７はＬ
ＳＩ３５として構成されている。ところで、上述の位相
回転部１９Ａは、詳細には図９のブロック図に示すよう
なハードウェアの構成を有している。ここで、この図９
に示す位相回転部１９Ａは、再生搬送波信号に起因する
直交度のずれと信号点の位置に応じ、以下に示すような
信号点の位相ずれと合算された式（６）又は式（７）に
示すような一次変換式を演算することにより、直交復調
信号を理論直交軸上に座標変換するとともに、入力信号
の周波数とＯＳＣ２８にて生成される再生搬送波信号の
周波数のずれにより生じる直交復調信号の位相のずれを
補正するものである。
御部２１，ローパスフィルタ２６及びＤＶＣＯ２７はＬ
ＳＩ３５として構成されている。ところで、上述の位相
回転部１９Ａは、詳細には図９のブロック図に示すよう
なハードウェアの構成を有している。ここで、この図９
に示す位相回転部１９Ａは、再生搬送波信号に起因する
直交度のずれと信号点の位置に応じ、以下に示すような
信号点の位相ずれと合算された式（６）又は式（７）に
示すような一次変換式を演算することにより、直交復調
信号を理論直交軸上に座標変換するとともに、入力信号
の周波数とＯＳＣ２８にて生成される再生搬送波信号の
周波数のずれにより生じる直交復調信号の位相のずれを
補正するものである。
【００９８】なお、以下に示す式（６）又は（７）にお
いて直交補正前のディジタル信号をＩCH，ＱCH、直交度
補正後のディジタル信号をＩ′CH，Ｑ′CH、外部から設
定される再生搬送波信号の周波数に依存する直交度のず
れをθ、ＤＶＣＯ２７から設定される位相回転回路１９
Ａ−２の位相角に対応する値をθ0 とする。
いて直交補正前のディジタル信号をＩCH，ＱCH、直交度
補正後のディジタル信号をＩ′CH，Ｑ′CH、外部から設
定される再生搬送波信号の周波数に依存する直交度のず
れをθ、ＤＶＣＯ２７から設定される位相回転回路１９
Ａ−２の位相角に対応する値をθ0 とする。
【００９９】
【数４】
【０１００】ところで、式（６），（７）における、座
標変換を行なうための２×２行列は、それぞれ、上述の
式（１），（２）における２×２行列と式（５）におけ
る２×２行列を合算（乗算）することにより得られたも
のである。即ち、データ（Ｉ，Ｑ）が、理論直交軸に対
して正側にずれている場合において、（Ｉ，Ｑ）＝
（１，１）か又は（０，０）の場合には、式（６）を用
いてデータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換することにより、直交
度がずれている軸ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交
軸ｃ，ｄ上の（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換し、直交度のず
れが補正されるようになっている。
標変換を行なうための２×２行列は、それぞれ、上述の
式（１），（２）における２×２行列と式（５）におけ
る２×２行列を合算（乗算）することにより得られたも
のである。即ち、データ（Ｉ，Ｑ）が、理論直交軸に対
して正側にずれている場合において、（Ｉ，Ｑ）＝
（１，１）か又は（０，０）の場合には、式（６）を用
いてデータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換することにより、直交
度がずれている軸ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交
軸ｃ，ｄ上の（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換し、直交度のず
れが補正されるようになっている。
【０１０１】一方、（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）か又は
（１，０）の場合には、式（７）を用いてデータ（Ｉ，
Ｑ）を座標変換することにより、直交度がずれている軸
ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上の
（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換し、直交度のずれが補正され
るようになっている。また、データ（Ｉ，Ｑ）が、理論
直交軸に対して負側にずれている場合においては、
（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）か又は（１，０）の場合には、
式（６）を用いてデータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換すること
により、直交度がずれている軸ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の
値を理論直交軸ｃ，ｄ上の（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換
し、直交度のずれが補正されるようになっている。
（１，０）の場合には、式（７）を用いてデータ（Ｉ，
Ｑ）を座標変換することにより、直交度がずれている軸
ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上の
（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換し、直交度のずれが補正され
るようになっている。また、データ（Ｉ，Ｑ）が、理論
直交軸に対して負側にずれている場合においては、
（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）か又は（１，０）の場合には、
式（６）を用いてデータ（Ｉ，Ｑ）を座標変換すること
により、直交度がずれている軸ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の
値を理論直交軸ｃ，ｄ上の（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換
し、直交度のずれが補正されるようになっている。
【０１０２】一方、（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）か又は
（０，０）の場合には、式（７）を用いてデータ（Ｉ，
Ｑ）を座標変換することにより、直交度がずれている軸
ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上の
（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換し、直交度のずれが補正され
るようになっている。つまり、第１実施形態と同様に、
データ（Ｉ，Ｑ）が理論直交軸に対して正側にずれてい
る場合と、負側にずれている場合とでは、データの値に
応じて用いられる式は逆になる。
（０，０）の場合には、式（７）を用いてデータ（Ｉ，
Ｑ）を座標変換することにより、直交度がずれている軸
ａ，ｂ上の（Ｉ，Ｑ）の値を理論直交軸ｃ，ｄ上の
（Ｉ′，Ｑ′）の値に変換し、直交度のずれが補正され
るようになっている。つまり、第１実施形態と同様に、
データ（Ｉ，Ｑ）が理論直交軸に対して正側にずれてい
る場合と、負側にずれている場合とでは、データの値に
応じて用いられる式は逆になる。
【０１０３】従って、２つの直交復調信号に位相回転制
御を施す位相回転回路１９Ａ−２が、直交度補正回路１
９Ａ−１を兼用することにより、位相回転部１９Ａを構
成しているのである。ここで、位相回転部１９Ａは、Ｒ
ＯＭ２０２〜２０５，乗算器１９２〜１９５，加算器１
９６，１９７，θ設定装置１９８，Ａ／Ｄ変換器１９９
Ｂ，極性反転装置２００及びＥＸＯＲ回路２０１をそな
えて構成されている。
御を施す位相回転回路１９Ａ−２が、直交度補正回路１
９Ａ−１を兼用することにより、位相回転部１９Ａを構
成しているのである。ここで、位相回転部１９Ａは、Ｒ
ＯＭ２０２〜２０５，乗算器１９２〜１９５，加算器１
９６，１９７，θ設定装置１９８，Ａ／Ｄ変換器１９９
Ｂ，極性反転装置２００及びＥＸＯＲ回路２０１をそな
えて構成されている。
【０１０４】なお、乗算器１９２〜１９５，加算器１９
６，１９７，θ設定装置１９８，Ａ／Ｄ変換器１９９
Ｂ，極性反転装置２００及びＥＸＯＲ回路２０１につい
ては、第１実施形態におけるもの（符号１９２〜２０１
参照）と同様に機能するものであり、その詳細な説明は
省略する。また、ＲＯＭ２０２〜２０５は、再生搬送波
信号に起因する直交度のずれの極性とともに、入力信号
の周波数とＯＳＣ２８にて生成される周波数とのずれに
応じた、直交復調信号（ＩCH，ＱCH）に対する固有の補
正値演算用データを記憶するものである。
６，１９７，θ設定装置１９８，Ａ／Ｄ変換器１９９
Ｂ，極性反転装置２００及びＥＸＯＲ回路２０１につい
ては、第１実施形態におけるもの（符号１９２〜２０１
参照）と同様に機能するものであり、その詳細な説明は
省略する。また、ＲＯＭ２０２〜２０５は、再生搬送波
信号に起因する直交度のずれの極性とともに、入力信号
の周波数とＯＳＣ２８にて生成される周波数とのずれに
応じた、直交復調信号（ＩCH，ＱCH）に対する固有の補
正値演算用データを記憶するものである。
【０１０５】なお、上述の極性反転装置２００及びＥＸ
ＯＲ回路２０１は、θ設定装置１９８にて設定される直
交度のずれθを反転させる手段として共に設けられてい
るが、少なくともいずれか一方のみを設けてもよい。こ
れにより、ＲＯＭ２０２〜２０５では、θ設定装置１９
８からのθ設定情報と、Ａ／Ｄ変換器１９９Ｂからの入
力信号の周波数の変化を示す情報（ディジタル信号），
極性反転装置２００及び／又はＥＸＯＲ回路２０１から
の極性反転信号とともに、ＤＶＣＯ２７からのディジタ
ル周波数信号をアドレス指定情報として入力され、この
アドレス指定情報に基づいて、固有の補正値演算用デー
タが読み出されるようになっている。
ＯＲ回路２０１は、θ設定装置１９８にて設定される直
交度のずれθを反転させる手段として共に設けられてい
るが、少なくともいずれか一方のみを設けてもよい。こ
れにより、ＲＯＭ２０２〜２０５では、θ設定装置１９
８からのθ設定情報と、Ａ／Ｄ変換器１９９Ｂからの入
力信号の周波数の変化を示す情報（ディジタル信号），
極性反転装置２００及び／又はＥＸＯＲ回路２０１から
の極性反転信号とともに、ＤＶＣＯ２７からのディジタ
ル周波数信号をアドレス指定情報として入力され、この
アドレス指定情報に基づいて、固有の補正値演算用デー
タが読み出されるようになっている。
【０１０６】なお、上述の補正値演算用データとして
は、ＲＯＭ２０２では、ｃｏｓ（θ0＋θ／２）／ｃｏ
ｓθの値を、ＲＯＭ２０３では、−ｓｉｎ（θ0 ＋θ／
２）／ｃｏｓθの値を、ＲＯＭ２０４では、ｃｏｓ（θ
0 −θ／２）／ｃｏｓθの値を、ＲＯＭ２０５では、ｓ
ｉｎ（θ0 −θ／２）／ｃｏｓθの値が保持するように
なっている。
は、ＲＯＭ２０２では、ｃｏｓ（θ0＋θ／２）／ｃｏ
ｓθの値を、ＲＯＭ２０３では、−ｓｉｎ（θ0 ＋θ／
２）／ｃｏｓθの値を、ＲＯＭ２０４では、ｃｏｓ（θ
0 −θ／２）／ｃｏｓθの値を、ＲＯＭ２０５では、ｓ
ｉｎ（θ0 −θ／２）／ｃｏｓθの値が保持するように
なっている。
【０１０７】なお、直交度のずれに対するそれぞれの値
の演算精度は、−ｓｉｎ（θ0 ＋θ／２）／ｃｏｓθ，
ｓｉｎ（θ0 −θ／２）／ｃｏｓθの値は、８〜９ｂｉ
ｔ以上のビットデータを必要とし、ｃｏｓ（θ0 ＋θ／
２）／ｃｏｓθ，ｃｏｓ（θ 0 −θ／２）／ｃｏｓθの
値は、１４ｂｉｔ以上のビットデータを必要とする。ま
た、乗算器１９２は、直交度補正前のディジタル信号Ｉ
CHとＲＯＭ２０２読み出されたデータｃｏｓ（θ0 ＋θ
／２）／ｃｏｓθとを乗算するもので、乗算結果は加算
器１９６に出力されるようになっている。
の演算精度は、−ｓｉｎ（θ0 ＋θ／２）／ｃｏｓθ，
ｓｉｎ（θ0 −θ／２）／ｃｏｓθの値は、８〜９ｂｉ
ｔ以上のビットデータを必要とし、ｃｏｓ（θ0 ＋θ／
２）／ｃｏｓθ，ｃｏｓ（θ 0 −θ／２）／ｃｏｓθの
値は、１４ｂｉｔ以上のビットデータを必要とする。ま
た、乗算器１９２は、直交度補正前のディジタル信号Ｉ
CHとＲＯＭ２０２読み出されたデータｃｏｓ（θ0 ＋θ
／２）／ｃｏｓθとを乗算するもので、乗算結果は加算
器１９６に出力されるようになっている。
【０１０８】同様に、乗算器１９３は、直交度補正前の
ディジタル信号ＩCHとＲＯＭ２０３にて読み出されたデ
ータ−ｓｉｎ（θ0 ＋θ／２）／ｃｏｓθとを乗算する
もので、乗算結果は加算器１９７に出力されるようにな
っている。さらに、乗算器１９４は、直交度補正前のデ
ィジタル信号ＱCHとＲＯＭ２０５にて読み出されたデー
タｓｉｎ（θ0 −θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するもの
で、乗算結果は加算器１９６に出力されるようになって
いる。
ディジタル信号ＩCHとＲＯＭ２０３にて読み出されたデ
ータ−ｓｉｎ（θ0 ＋θ／２）／ｃｏｓθとを乗算する
もので、乗算結果は加算器１９７に出力されるようにな
っている。さらに、乗算器１９４は、直交度補正前のデ
ィジタル信号ＱCHとＲＯＭ２０５にて読み出されたデー
タｓｉｎ（θ0 −θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するもの
で、乗算結果は加算器１９６に出力されるようになって
いる。
【０１０９】同様に、乗算器１９５は、直交度補正前の
ディジタル信号ＱCHとＲＯＭ２０４にて読み出されたデ
ータｃｏｓ（θ0 −θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するも
ので、乗算結果は加算器１９７に出力されるようになっ
ている。また、加算器１９６は、乗算器１９２からの乗
算結果と乗算器１９４からの乗算結果とを加算し、直交
補正値Ｉ′CHとして出力するものであり、加算器１９７
は、乗算器１９３からの乗算結果と乗算器１９５からの
乗算結果とを加算し、直交補正値Ｑ′CHとして出力する
ものである。
ディジタル信号ＱCHとＲＯＭ２０４にて読み出されたデ
ータｃｏｓ（θ0 −θ／２）／ｃｏｓθとを乗算するも
ので、乗算結果は加算器１９７に出力されるようになっ
ている。また、加算器１９６は、乗算器１９２からの乗
算結果と乗算器１９４からの乗算結果とを加算し、直交
補正値Ｉ′CHとして出力するものであり、加算器１９７
は、乗算器１９３からの乗算結果と乗算器１９５からの
乗算結果とを加算し、直交補正値Ｑ′CHとして出力する
ものである。
【０１１０】上述の構成により、本発明の第２実施形態
にかかる直交復調装置では、図８に示すように、受信信
号としてのＱＰＳＫ信号は、検波回路１１において、周
波数シンセサイザ１２から出力される周波数データ（ｆ
データ）により周波数変換された後に、バンドパスフィ
ルタ１３において帯域制限され、さらに、可変利得増幅
器１４において、ＡＧＣ処理が施される。
にかかる直交復調装置では、図８に示すように、受信信
号としてのＱＰＳＫ信号は、検波回路１１において、周
波数シンセサイザ１２から出力される周波数データ（ｆ
データ）により周波数変換された後に、バンドパスフィ
ルタ１３において帯域制限され、さらに、可変利得増幅
器１４において、ＡＧＣ処理が施される。
【０１１１】また、ハイブリッド１５においては、可変
利得増幅器１４でＡＧＣ処理の施されたＩＦ信号が２つ
に分岐され、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑの
一方の入力に加えられる。また、ＯＳＣ２８において
は、再生搬送波信号を発振するが、この再生搬送波信号
は、９０°ハイブリッド２５において９０°位相差をも
つ２つの再生搬送波信号に分岐され、それぞれ、検波回
路１６−Ｉ，１６−Ｑの他方の入力に加えられる。
利得増幅器１４でＡＧＣ処理の施されたＩＦ信号が２つ
に分岐され、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑの
一方の入力に加えられる。また、ＯＳＣ２８において
は、再生搬送波信号を発振するが、この再生搬送波信号
は、９０°ハイブリッド２５において９０°位相差をも
つ２つの再生搬送波信号に分岐され、それぞれ、検波回
路１６−Ｉ，１６−Ｑの他方の入力に加えられる。
【０１１２】さらに、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑにお
いて、ハイブリッド１５からの２つのＩＦ信号と９０°
ハイブリッド２５からの再生搬送波信号が直交検波され
て、それぞれ直交復調信号であるＩデータ，Ｑデータと
してローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑに出力され
る。また、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑにおい
ては、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑからの直
交復調信号としてのＩデータ，Ｑデータのノイズ等が除
去され、ノイズ等が除去された直交復調信号であるＩデ
ータ，Ｑデータ（ともにアナログ信号）は、それぞれ、
Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑにおいてディジタル信
号に変換される。
いて、ハイブリッド１５からの２つのＩＦ信号と９０°
ハイブリッド２５からの再生搬送波信号が直交検波され
て、それぞれ直交復調信号であるＩデータ，Ｑデータと
してローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑに出力され
る。また、ローパスフィルタ１７−Ｉ，１７−Ｑにおい
ては、それぞれ、検波回路１６−Ｉ，１６−Ｑからの直
交復調信号としてのＩデータ，Ｑデータのノイズ等が除
去され、ノイズ等が除去された直交復調信号であるＩデ
ータ，Ｑデータ（ともにアナログ信号）は、それぞれ、
Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８−Ｑにおいてディジタル信
号に変換される。
【０１１３】さらに、位相回転部１９Ａにおいては、θ
設定装置１９８からのθ設定情報，Ａ／Ｄ変換器１９９
Ｂからの周波数変化を示す情報，極性反転装置２００，
ＥＸＯＲ回路２０１からの極性反転情報及びＤＶＣＯ２
７からの位相回転情報に基づいて、Ａ／Ｄ変換器１８−
Ｉ，１８−ＱからのＩデータ，Ｑデータについて上述の
式（６），（７）と等価の座標変換演算が行なわれる。
設定装置１９８からのθ設定情報，Ａ／Ｄ変換器１９９
Ｂからの周波数変化を示す情報，極性反転装置２００，
ＥＸＯＲ回路２０１からの極性反転情報及びＤＶＣＯ２
７からの位相回転情報に基づいて、Ａ／Ｄ変換器１８−
Ｉ，１８−ＱからのＩデータ，Ｑデータについて上述の
式（６），（７）と等価の座標変換演算が行なわれる。
【０１１４】これにより、Ａ／Ｄ変換器１８−Ｉ，１８
−Ｑからの２つのディジタル信号としての直交復調信号
における直交度のずれが補正されるとともに、入力信号
の周波数とＯＳＣ２８から発振する信号の周波数との差
から生じる位相のずれを、ＤＶＣＯ２７により出力され
る補正データによって、位相回転が施されて補正され
る。
−Ｑからの２つのディジタル信号としての直交復調信号
における直交度のずれが補正されるとともに、入力信号
の周波数とＯＳＣ２８から発振する信号の周波数との差
から生じる位相のずれを、ＤＶＣＯ２７により出力され
る補正データによって、位相回転が施されて補正され
る。
【０１１５】その後、等化器２０において、位相回転部
１９Ａで補正された信号が所要の振幅に等化され、復調
データＩCH，ＱCHとして出力される。なお、制御部２１
においては、等化器２０からの復調出力情報（ＩCH，Ｑ
CH）に基づき、可変利得増幅器１４をＡＧＣ動作させる
ための制御信号をローパスフィルタ２２を介して出力す
るとともに、位相のずれを補正するような位相回転を行
なうための制御信号をローパスフィルタ２６を介してＤ
ＶＣＯ２７に出力する。
１９Ａで補正された信号が所要の振幅に等化され、復調
データＩCH，ＱCHとして出力される。なお、制御部２１
においては、等化器２０からの復調出力情報（ＩCH，Ｑ
CH）に基づき、可変利得増幅器１４をＡＧＣ動作させる
ための制御信号をローパスフィルタ２２を介して出力す
るとともに、位相のずれを補正するような位相回転を行
なうための制御信号をローパスフィルタ２６を介してＤ
ＶＣＯ２７に出力する。
【０１１６】このように、本発明の第２実施形態におけ
る直交復調装置によれば、位相回転部１９Ａで、２つの
直交復調信号について、これらの直交復調信号が理論直
交軸上に位置するような補正演算を施すことができるの
で、再生搬送波信号の直交度を補正しなくても直交復調
後の復調データを補正すればよく、例えばアナログ信号
を処理するアナログ部（符号３７参照）を、モジュール
化して構成した場合においても、再生搬送波信号の周波
数に応じて最適に直交度を保持することができ、復調装
置の性能向上に寄与することができる利点がある。
る直交復調装置によれば、位相回転部１９Ａで、２つの
直交復調信号について、これらの直交復調信号が理論直
交軸上に位置するような補正演算を施すことができるの
で、再生搬送波信号の直交度を補正しなくても直交復調
後の復調データを補正すればよく、例えばアナログ信号
を処理するアナログ部（符号３７参照）を、モジュール
化して構成した場合においても、再生搬送波信号の周波
数に応じて最適に直交度を保持することができ、復調装
置の性能向上に寄与することができる利点がある。
【０１１７】さらには、システム設計に応じて搬送波の
周波数を変更する場合においても、ＲＯＭ２０２〜２０
５の仕様を変更するのみで、アナログ部の構成自体を変
更する必要がなく、装置を構成するためのコストを抑制
することができる利点もある。また、２つの直交復調信
号に位相回転を施す位相回転回路１９Ａ−２が、直交度
補正回路１９Ａ−１を兼用することにより、位相回転部
１９Ａを構成しているので、直交度のずれの補正と位相
回転のずれの補正を同時に行なうことができ、本装置の
直交補正機能の迅速化を図ることができる利点があるほ
か、装置構成を簡略化することができるので、装置の小
型化を図ることもできる。
周波数を変更する場合においても、ＲＯＭ２０２〜２０
５の仕様を変更するのみで、アナログ部の構成自体を変
更する必要がなく、装置を構成するためのコストを抑制
することができる利点もある。また、２つの直交復調信
号に位相回転を施す位相回転回路１９Ａ−２が、直交度
補正回路１９Ａ−１を兼用することにより、位相回転部
１９Ａを構成しているので、直交度のずれの補正と位相
回転のずれの補正を同時に行なうことができ、本装置の
直交補正機能の迅速化を図ることができる利点があるほ
か、装置構成を簡略化することができるので、装置の小
型化を図ることもできる。
【０１１８】さらに、直交度補正回路１９Ａ−１は、Ｏ
ＳＣ２８から発振される再生搬送波信号の直交度のずれ
が正側にずれている場合でも、負側にずれている場合で
も、理論直交軸に補正するように構成されているので、
復調後のデータ位置によらず高い精度で直交度を補正す
ることができ、装置の復調性能を大幅に向上させること
ができる。
ＳＣ２８から発振される再生搬送波信号の直交度のずれ
が正側にずれている場合でも、負側にずれている場合で
も、理論直交軸に補正するように構成されているので、
復調後のデータ位置によらず高い精度で直交度を補正す
ることができ、装置の復調性能を大幅に向上させること
ができる。
【０１１９】また、直交度補正回路１９Ａ−１は、再生
搬送波信号の周波数に応じて直交度を補正するように構
成されているので、入力信号の周波数が１種類でなくあ
る範囲を変化する場合でも入力信号の直交度を補正する
ことができ、上述の場合と同様に、アナログ部をモジュ
ール化して構成した場合において、最適に直交度を保持
することができる。
搬送波信号の周波数に応じて直交度を補正するように構
成されているので、入力信号の周波数が１種類でなくあ
る範囲を変化する場合でも入力信号の直交度を補正する
ことができ、上述の場合と同様に、アナログ部をモジュ
ール化して構成した場合において、最適に直交度を保持
することができる。
【０１２０】なお、上述の本実施形態においては、位相
回転部１９Ａにおける座標変換を行なう際に式（６）又
は（７）に示す演算を行なっているが、入力信号の直交
度のずれθ〔deg 〕に対し、ＲＯＭ２０２及びＲＯＭ２
０４により作り出される値はほとんど無視できるため
（ｃｏｓ（θ0 ＋θ／２）／ｃｏｓθ及びｃｏｓ（θ0
−θ／２）／ｃｏｓθ≒１）、上述の式（６），（７）
は以下に示す式（８），（９）に近似することができ
る。
回転部１９Ａにおける座標変換を行なう際に式（６）又
は（７）に示す演算を行なっているが、入力信号の直交
度のずれθ〔deg 〕に対し、ＲＯＭ２０２及びＲＯＭ２
０４により作り出される値はほとんど無視できるため
（ｃｏｓ（θ0 ＋θ／２）／ｃｏｓθ及びｃｏｓ（θ0
−θ／２）／ｃｏｓθ≒１）、上述の式（６），（７）
は以下に示す式（８），（９）に近似することができ
る。
【０１２１】この場合においては、ＲＯＭ２０２，ＲＯ
Ｍ２０４及び乗算器１９２，１９５を、図１１に示すよ
うに削除することでき、位相補正の精度を下げることに
より、直交度補正回路１９Ａ−１の回路構成を簡略化す
ることができるため、装置の小型化を実現することが可
能となる。
Ｍ２０４及び乗算器１９２，１９５を、図１１に示すよ
うに削除することでき、位相補正の精度を下げることに
より、直交度補正回路１９Ａ−１の回路構成を簡略化す
ることができるため、装置の小型化を実現することが可
能となる。
【０１２２】
【数５】
【０１２３】また、本発明の第２実施形態では、位相回
転部１９Ａにおいて位相回転回路１９Ａ−２が直交度補
正回路１９Ａ−１と兼用して直交補正するものについて
詳述したが、直交度補正回路１９Ａ−１の補正機能と位
相回転回路１９Ａ−２の補正機能はそれぞれ独立して設
けることもできる。
転部１９Ａにおいて位相回転回路１９Ａ−２が直交度補
正回路１９Ａ−１と兼用して直交補正するものについて
詳述したが、直交度補正回路１９Ａ−１の補正機能と位
相回転回路１９Ａ−２の補正機能はそれぞれ独立して設
けることもできる。
【０１２４】（ｃ）その他 なお、本装置における直交復調システムは、ハードウェ
アとして用いてもソフトウェアとして用いてもよい。
アとして用いてもソフトウェアとして用いてもよい。
【０１２５】
【発明の効果】以上詳述したように、請求項１，２記載
の本発明の直交復調装置によれば、２つの直交復調信号
が理論直交軸上に位置するような補正演算を施す直交度
補正部を設けることにより、直交度のずれを直交復調後
の再生データから補正することができるので、例えばア
ナログ信号を処理するアナログ部を、モジュール化して
構成した場合においても、再生搬送波信号の周波数に応
じて最適に直交度を保持することができ、復調装置の性
能向上に寄与することができる利点がある。
の本発明の直交復調装置によれば、２つの直交復調信号
が理論直交軸上に位置するような補正演算を施す直交度
補正部を設けることにより、直交度のずれを直交復調後
の再生データから補正することができるので、例えばア
ナログ信号を処理するアナログ部を、モジュール化して
構成した場合においても、再生搬送波信号の周波数に応
じて最適に直交度を保持することができ、復調装置の性
能向上に寄与することができる利点がある。
【０１２６】さらに、請求項３記載の本発明の直交復調
装置によれば、２つの直交復調信号に位相回転制御を施
す位相回転制御部が、直交度補正部を兼用しているの
で、直交度のずれの補正と位相回転のずれの補正を同時
に行なうことができ、本装置の直交補正機能の迅速化を
図ることができる利点があるほか、装置構成を簡略化す
ることができるので、装置の小型化を図ることもでき
る。
装置によれば、２つの直交復調信号に位相回転制御を施
す位相回転制御部が、直交度補正部を兼用しているの
で、直交度のずれの補正と位相回転のずれの補正を同時
に行なうことができ、本装置の直交補正機能の迅速化を
図ることができる利点があるほか、装置構成を簡略化す
ることができるので、装置の小型化を図ることもでき
る。
【０１２７】また、請求項４記載の本発明の直交復調装
置によれば、上記再生搬送波信号に起因する直交度のず
れが上記理論直交軸に対して正側にずれている場合と、
上記直交度のずれが上記理論直交軸に対して負側にずれ
ている場合とで、上記補正演算を変更するように、上記
直交度補正部が構成されているので、復調後のデータ位
置によらず高い精度で直交度を補正することができ、装
置の復調性能を大幅に向上させることができる。
置によれば、上記再生搬送波信号に起因する直交度のず
れが上記理論直交軸に対して正側にずれている場合と、
上記直交度のずれが上記理論直交軸に対して負側にずれ
ている場合とで、上記補正演算を変更するように、上記
直交度補正部が構成されているので、復調後のデータ位
置によらず高い精度で直交度を補正することができ、装
置の復調性能を大幅に向上させることができる。
【０１２８】さらに、請求項５記載の本発明の直交復調
装置によれば、上記再生搬送波信号の周波数に応じて上
記補正演算を変更するように、上記直交度補正部が構成
されているので、入力信号の周波数が１種類でなくある
範囲を変化する場合でも直交度を補正することができ
る。
装置によれば、上記再生搬送波信号の周波数に応じて上
記補正演算を変更するように、上記直交度補正部が構成
されているので、入力信号の周波数が１種類でなくある
範囲を変化する場合でも直交度を補正することができ
る。
【図１】第１の発明の原理ブロック図である。
【図２】第２の発明の原理ブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態にかかる直交復調装置を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態にかかる直交度補正回路
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１実施形態にかかる直交度が正にず
れた場合の位相補正を説明するための図である。
れた場合の位相補正を説明するための図である。
【図６】本発明の第１実施形態にかかる直交度が負にず
れた場合の位相補正を説明するための図である。
れた場合の位相補正を説明するための図である。
【図７】本発明の第１実施形態にかかる直交度補正回路
の変形例を示すブロック図である。
の変形例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第２実施形態にかかる直交復調装置を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図９】本発明の第２実施形態にかかる位相回転部の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２実施形態にかかる準同期検波方
式における位相回転制御を説明するための図である。
式における位相回転制御を説明するための図である。
【図１１】本発明の第２実施形態にかかる位相回転部の
変形例を示すブロック図である。
変形例を示すブロック図である。
【図１２】一般的な同期検波復調方式による直交復調回
路のブロック図である。
路のブロック図である。
【図１３】一般的な準同期検波復調方式による直交復調
回路のブロック図である。
回路のブロック図である。
【図１４】一般的な無線通信システムの送受信を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
１，１５ ハイブリッド（Ｈ） ２−Ｉ，２−Ｑ，１１，１６−Ｉ，１６−Ｑ ミキサ
（検波回路） ３ 直交度補正部 ４，２１ 制御部 ５，２４ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ６，２５ ９０°ハイブリッド（Ｈ） ７ 位相回転制御部 ８，２８ 固定周波数発振器（ＯＳＣ） ９，１０ 直交復調装置 １２ 周波数シンセサイザ １３ バンドパスフィルタ １４ 可変利得増幅器（ＡＧＣ） １７−Ｉ，１７−Ｑ，２２，２３，２６ ローパスフィ
ルタ １８−Ｉ，１８−Ｑ，１９９Ａ，１９９Ｂ Ａ／Ｄ変換
器 １９，１９Ａ−１ 直交度補正回路（直交度補正部） １９′，１９Ａ 位相回転部 １９Ａ−２ 位相回転回路（位相回転制御部） ２０ 等化器 ２７ ディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ） ３０ 移相器 ３１，３３，３５ ＬＳＩ ３２，３４，３６，３７ アナログ部 １０１，１０２ アンテナ １０３ 送信側無線装置 １０４ 受信側無線装置 １０５ 変調部 １０６ アップコンバータ １０７ 送信フィルタ １０８ 増幅器（ＨＰＡ） １０９ 低雑音増幅器（ＬＮＡ） １１０ 受信フィルタ １１１ ダウンコンバータ １１２ 復調器 １１３ 無線回線 １１４ 無線通信システム １９０，１９１，２０２〜２０５ ＲＯＭ １９２〜１９５ 乗算器 １９６，１９７ 加算器 １９８ θ設定装置 ２００ 極性反転装置 ２０１ 排他的論理和回路 ａ，ｂ 直交度を補正する前の軸 ｃ，ｄ 理論直交軸
（検波回路） ３ 直交度補正部 ４，２１ 制御部 ５，２４ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ６，２５ ９０°ハイブリッド（Ｈ） ７ 位相回転制御部 ８，２８ 固定周波数発振器（ＯＳＣ） ９，１０ 直交復調装置 １２ 周波数シンセサイザ １３ バンドパスフィルタ １４ 可変利得増幅器（ＡＧＣ） １７−Ｉ，１７−Ｑ，２２，２３，２６ ローパスフィ
ルタ １８−Ｉ，１８−Ｑ，１９９Ａ，１９９Ｂ Ａ／Ｄ変換
器 １９，１９Ａ−１ 直交度補正回路（直交度補正部） １９′，１９Ａ 位相回転部 １９Ａ−２ 位相回転回路（位相回転制御部） ２０ 等化器 ２７ ディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ） ３０ 移相器 ３１，３３，３５ ＬＳＩ ３２，３４，３６，３７ アナログ部 １０１，１０２ アンテナ １０３ 送信側無線装置 １０４ 受信側無線装置 １０５ 変調部 １０６ アップコンバータ １０７ 送信フィルタ １０８ 増幅器（ＨＰＡ） １０９ 低雑音増幅器（ＬＮＡ） １１０ 受信フィルタ １１１ ダウンコンバータ １１２ 復調器 １１３ 無線回線 １１４ 無線通信システム １９０，１９１，２０２〜２０５ ＲＯＭ １９２〜１９５ 乗算器 １９６，１９７ 加算器 １９８ θ設定装置 ２００ 極性反転装置 ２０１ 排他的論理和回路 ａ，ｂ 直交度を補正する前の軸 ｃ，ｄ 理論直交軸
Claims (5)
- 【請求項１】 復調出力情報をフィードバックすること
により得られた再生搬送波信号を用いて周波数変換を施
し、相互に直交する２つの直交復調信号を得ることによ
り、同期検波方式で復調処理を施す、直交復調装置にお
いて、 上記２つの直交復調信号について、これらの直交復調信
号が理論直交軸上に位置するような補正演算を施す直交
度補正部が設けられたことを特徴とする、直交復調装
置。 - 【請求項２】 再生搬送波信号を用いて周波数変換を施
し、相互に直交する２つの直交復調信号を得るととも
に、上記２つの直交復調信号に位相回転制御を施すこと
により、準同期検波方式で復調処理を施す、直交復調装
置において、 上記２つの直交復調信号について、これらの直交復調信
号が理論直交軸上に位置するような補正演算を施す直交
度補正部が設けられたことを特徴とする、直交復調装
置。 - 【請求項３】 上記２つの直交復調信号に位相回転制御
を施す位相回転制御部が、該直交度補正部を兼用してい
ることを特徴とする、請求項２記載の直交復調装置。 - 【請求項４】 該再生搬送波信号に起因する直交度のず
れが該理論直交軸に対して正側にずれている場合と、該
直交度のずれが該理論直交軸に対して負側にずれている
場合とで、該補正演算を変更するように、該直交度補正
部が構成されていることを特徴とする、請求項１又は請
求項２に記載の直交復調装置。 - 【請求項５】 該再生搬送波信号の周波数に応じて該補
正演算を変更するように、該直交度補正部が構成されて
いることを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の
直交復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04523296A JP3504800B2 (ja) | 1996-03-01 | 1996-03-01 | 直交復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04523296A JP3504800B2 (ja) | 1996-03-01 | 1996-03-01 | 直交復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09247228A true JPH09247228A (ja) | 1997-09-19 |
| JP3504800B2 JP3504800B2 (ja) | 2004-03-08 |
Family
ID=12713523
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04523296A Expired - Fee Related JP3504800B2 (ja) | 1996-03-01 | 1996-03-01 | 直交復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3504800B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6310513B1 (en) | 1999-01-25 | 2001-10-30 | Nec Corporation | Demodulator and demodulation method for demodulating quadrature modulation signals |
| US6483883B1 (en) | 1998-05-20 | 2002-11-19 | Nec Corporation | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit |
| KR100384410B1 (ko) * | 1999-05-24 | 2003-05-22 | 가부시키가이샤 아드반테스트 | 직교복조장치, 방법 및 기록매체 |
| US6721370B1 (en) | 1998-10-21 | 2004-04-13 | Nec Corporation | Phase correction circuit for radio communication apparatus |
| KR100468359B1 (ko) * | 2002-10-31 | 2005-01-27 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 국부 발진 신호 경로를 통한 동 위상 및 직교 위상 신호간 부정합 보정 회로를 이용한 국부 발진기 및 이를이용한 수신 장치 |
| US7031399B2 (en) | 2000-01-26 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Demodulator having automatic quadrature control function |
-
1996
- 1996-03-01 JP JP04523296A patent/JP3504800B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6483883B1 (en) | 1998-05-20 | 2002-11-19 | Nec Corporation | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit |
| US6721370B1 (en) | 1998-10-21 | 2004-04-13 | Nec Corporation | Phase correction circuit for radio communication apparatus |
| US6310513B1 (en) | 1999-01-25 | 2001-10-30 | Nec Corporation | Demodulator and demodulation method for demodulating quadrature modulation signals |
| KR100384410B1 (ko) * | 1999-05-24 | 2003-05-22 | 가부시키가이샤 아드반테스트 | 직교복조장치, 방법 및 기록매체 |
| US7031399B2 (en) | 2000-01-26 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Demodulator having automatic quadrature control function |
| KR100468359B1 (ko) * | 2002-10-31 | 2005-01-27 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 국부 발진 신호 경로를 통한 동 위상 및 직교 위상 신호간 부정합 보정 회로를 이용한 국부 발진기 및 이를이용한 수신 장치 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3504800B2 (ja) | 2004-03-08 |
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