JPH1075275A - コスタスループ搬送波再生回路 - Google Patents
コスタスループ搬送波再生回路Info
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- JPH1075275A JPH1075275A JP8248917A JP24891796A JPH1075275A JP H1075275 A JPH1075275 A JP H1075275A JP 8248917 A JP8248917 A JP 8248917A JP 24891796 A JP24891796 A JP 24891796A JP H1075275 A JPH1075275 A JP H1075275A
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 6
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/087—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal using at least two phase detectors or a frequency and phase detector in the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】回路規模を縮減しＬＳＩ化に適する回路を用い
てコスタスループ搬送波再生回路を実現する回路方式の
提供。 【解決手段】４相位相変調波の同相および直交の各成分
を基準搬送波で同期検波して２つの同相および直交の復
調信号を出力する同期検波手段と、前記同相および直交
の復調信号をそれぞれ入力してそれぞれの二乗出力を得
る第１、第２の二乗回路と、これら第１、第２の二乗回
路の出力を入力して乗算を行う乗算回路と、この乗算回
路の出力の高域成分を除去するローパスフィルタと、こ
のローパスフィルタの出力電圧により出力周波数が制御
され、前記同期検波回路手段に同相および直交の各基準
搬送波を帰還させる電圧制御発振器と、を備える。
てコスタスループ搬送波再生回路を実現する回路方式の
提供。 【解決手段】４相位相変調波の同相および直交の各成分
を基準搬送波で同期検波して２つの同相および直交の復
調信号を出力する同期検波手段と、前記同相および直交
の復調信号をそれぞれ入力してそれぞれの二乗出力を得
る第１、第２の二乗回路と、これら第１、第２の二乗回
路の出力を入力して乗算を行う乗算回路と、この乗算回
路の出力の高域成分を除去するローパスフィルタと、こ
のローパスフィルタの出力電圧により出力周波数が制御
され、前記同期検波回路手段に同相および直交の各基準
搬送波を帰還させる電圧制御発振器と、を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、４相位相変調波の
復調装置に関し、特に半導体集積回路上に形成して好適
とされる、線形性に優れたコスタスループの搬送波再生
回路に関する。
復調装置に関し、特に半導体集積回路上に形成して好適
とされる、線形性に優れたコスタスループの搬送波再生
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に「ＰＳＫ（Phase Shift Keying）
方式」と呼ばれる搬送波のディジタル位相変調方式は、
所要帯域特性および誤り率特性が、振幅変調、周波数変
調、バイアス変調、その他の変調方式よりも優れている
ことから、マイクロ波パルス符号変調を用いたマイクロ
波ディジタル通信、衛星放送通信、及びデータ電送モデ
ムなどに広く用いられているばかりでなく、ディジタル
移動体通信においても、位相をπ／４だけシフトしたＰ
ＳＫ方式が用いられて、普及してきている。
方式」と呼ばれる搬送波のディジタル位相変調方式は、
所要帯域特性および誤り率特性が、振幅変調、周波数変
調、バイアス変調、その他の変調方式よりも優れている
ことから、マイクロ波パルス符号変調を用いたマイクロ
波ディジタル通信、衛星放送通信、及びデータ電送モデ
ムなどに広く用いられているばかりでなく、ディジタル
移動体通信においても、位相をπ／４だけシフトしたＰ
ＳＫ方式が用いられて、普及してきている。
【０００３】この４相ＰＳＫ方式においては、電送すべ
き信号のディジタル・コードは２ビット毎に区切られ、
搬送波は、この４つの組み合わせに対応する位相変化量
で変調される。現在、実用に供される４相ＰＳＫ方式の
多くは、（０，０）、（０，１）、（１，０）、および
（１，１）の４個の組み合わせに対し、０、π／２、
π、および３π／２の位相変化量をそれぞれ対応させた
ものである。
き信号のディジタル・コードは２ビット毎に区切られ、
搬送波は、この４つの組み合わせに対応する位相変化量
で変調される。現在、実用に供される４相ＰＳＫ方式の
多くは、（０，０）、（０，１）、（１，０）、および
（１，１）の４個の組み合わせに対し、０、π／２、
π、および３π／２の位相変化量をそれぞれ対応させた
ものである。
【０００４】したがって、２ビットの信号成分は、搬送
波の同相成分Ｉと直交成分Ｑにそれぞれ含まれるので、
復調に当たっては、搬送波の同相および直交成分をそれ
ぞれ検波し、正負の識別判定を行えば良い。
波の同相成分Ｉと直交成分Ｑにそれぞれ含まれるので、
復調に当たっては、搬送波の同相および直交成分をそれ
ぞれ検波し、正負の識別判定を行えば良い。
【０００５】この場合の検波方式として同期検波方式
は、雑音が少なく、誤り率特性が優れているので通常良
く用いられるが、他の遅延検波方式などとは異なり、受
信側に搬送波再生回路を設け、正しい位相を持つ搬送波
を発生させる必要がある。
は、雑音が少なく、誤り率特性が優れているので通常良
く用いられるが、他の遅延検波方式などとは異なり、受
信側に搬送波再生回路を設け、正しい位相を持つ搬送波
を発生させる必要がある。
【０００６】この搬送波再生回路は、入力搬送波から符
号成分を除去した信号で位相同期回路をＰＬＬループを
構成して制御するようにした回路として構成される。
号成分を除去した信号で位相同期回路をＰＬＬループを
構成して制御するようにした回路として構成される。
【０００７】図２は、従来のコスタスループ搬送波再生
回路の構成をブロック図にて示したものである。図２に
おいて、１、２、１７は乗算器、３、４、８はＬＰＦ
（ローパスフィルタ）、１５は加算器、１６は減算器、
９はＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器、１０は移相器をそ
れぞれ示している。
回路の構成をブロック図にて示したものである。図２に
おいて、１、２、１７は乗算器、３、４、８はＬＰＦ
（ローパスフィルタ）、１５は加算器、１６は減算器、
９はＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器、１０は移相器をそ
れぞれ示している。
【０００８】４相位相変調波の信号は、ωtを搬送波の
周波数、θを０、π／２、π、および、３π／２の位相
変化とした時に、次式（１）で表される。
周波数、θを０、π／２、π、および、３π／２の位相
変化とした時に、次式（１）で表される。
【０００９】Ｓ＝Ｅｃｏｓ（ωt＋θ） …(1)
【００１０】また、ＶＣＸＯ（電圧制御型水晶発振器）
９からの２つの出力をＡ、Ｂとおくと（一方は、移相器
１０でπ／２位相がシフトした出力）、次式（２）、
（３）で表される。
９からの２つの出力をＡ、Ｂとおくと（一方は、移相器
１０でπ／２位相がシフトした出力）、次式（２）、
（３）で表される。
【００１１】Ａ＝Ｅ1ｓｉｎ（ωt＋θ1） …(2) Ｂ＝Ｅ1ｃｏｓ（ωt＋θ1） …(3)
【００１２】４相位相変調波Ｓと発振器出力Ａ、Ｂとを
乗算回路１、２により復調し、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）３、４を通過した場合について、まず、乗算回路１
の出力は、式（１）×式（２）から、次式（４）のよう
になる。
乗算回路１、２により復調し、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）３、４を通過した場合について、まず、乗算回路１
の出力は、式（１）×式（２）から、次式（４）のよう
になる。
【００１３】
【数１】
【００１４】この乗算回路１の出力をＬＰＦ３を通す
と、交流成分が除かれ、次式（５）が得られる。
と、交流成分が除かれ、次式（５）が得られる。
【００１５】
【数２】
【００１６】同様にして、乗算回路２の出力は、式
（１）×式（３）から、次式（６）のようになる。
（１）×式（３）から、次式（６）のようになる。
【００１７】
【数３】
【００１８】この出力をＬＰＦ４を通すと交流成分が除
かれ、次式（７）が得られる。
かれ、次式（７）が得られる。
【００１９】
【数４】
【００２０】ＬＰＦ３、４出力後の演算回路が、コスタ
スループ搬送波再生回路で、入力搬送波の４位相変調波
が、どの位相状態（０、π／２、π、３π／２）でもＶ
ＣＸＯ９の出力信号の位相を一定に保つための回路であ
る。
スループ搬送波再生回路で、入力搬送波の４位相変調波
が、どの位相状態（０、π／２、π、３π／２）でもＶ
ＣＸＯ９の出力信号の位相を一定に保つための回路であ
る。
【００２１】復調された式（４）の信号をＰ、式（５）
の信号をＱとおくと、加算回路１５の出力Ｅ点は、Ｐ＋
Ｑ、減算回路１６の出力Ｆ点は、Ｐ−Ｑ、乗算回路１７
の出力Ｇは、Ｐ×Ｑ×（Ｐ＋Ｑ）×（Ｐ−Ｑ）が出力さ
れる。また、Ｅ点では次式（８）、（９）となる。
の信号をＱとおくと、加算回路１５の出力Ｅ点は、Ｐ＋
Ｑ、減算回路１６の出力Ｆ点は、Ｐ−Ｑ、乗算回路１７
の出力Ｇは、Ｐ×Ｑ×（Ｐ＋Ｑ）×（Ｐ−Ｑ）が出力さ
れる。また、Ｅ点では次式（８）、（９）となる。
【００２２】
【数５】
【００２３】したがって、４レベル乗算器出力Ｇ点で
は、式（８）×式（９）から、次式（１０）が得られ
る。
は、式（８）×式（９）から、次式（１０）が得られ
る。
【００２４】
【数６】
【００２５】これは、４相位相変調波と、ＶＣＸＯ９の
出力信号の位相誤差（θ−θ1）がｎπ／４（ｎは整
数）で、出力電圧は相対的に零となり、この状態でＰＬ
Ｌがロックしていることになる。
出力信号の位相誤差（θ−θ1）がｎπ／４（ｎは整
数）で、出力電圧は相対的に零となり、この状態でＰＬ
Ｌがロックしていることになる。
【００２６】したがって、この出力ＧをＬＰＦ８を介し
てＶＣＸＯ９に帰還させれば、Ｐ、Ｑのデータが復調さ
れることになる。
てＶＣＸＯ９に帰還させれば、Ｐ、Ｑのデータが復調さ
れることになる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２に
示した従来の４相位相復調回路の構成では、４つの信号
を乗算する４レベル乗算器は乗算器７として示される
が、実現回路としては、例えば特開平４−７９７４６号
公報に示されるように、その回路規模が大きくならざる
を得ない。
示した従来の４相位相復調回路の構成では、４つの信号
を乗算する４レベル乗算器は乗算器７として示される
が、実現回路としては、例えば特開平４−７９７４６号
公報に示されるように、その回路規模が大きくならざる
を得ない。
【００２８】すなわち、上記した従来のコスタスループ
搬送波再生回路においては、乗算回路を多用しているた
めに回路規模が大きくなる、という問題点を有してい
る。
搬送波再生回路においては、乗算回路を多用しているた
めに回路規模が大きくなる、という問題点を有してい
る。
【００２９】したがって、本発明は、上記事情に鑑みて
なされたものであって、その目的は、上記従来技術の問
題点を解消し、ＬＳＩ化に好適なコスタスループ搬送波
再生回路を実現する回路方式を提供することにある。
なされたものであって、その目的は、上記従来技術の問
題点を解消し、ＬＳＩ化に好適なコスタスループ搬送波
再生回路を実現する回路方式を提供することにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明のコスタスループ搬送波再生回路は、４相位
相変調波の同相および直交の各成分を基準搬送波で同期
検波して２つの同相および直交の復調信号を出力する同
期検波手段と、前記同相および直交の復調信号をそれぞ
れ入力してそれぞれの二乗出力を得る第１、第２の二乗
回路と、これら第１、第２の二乗回路の出力を入力して
乗算を行う乗算回路と、この乗算回路の出力の高域成分
を除去するローパスフィルタと、このローパスフィルタ
の出力電圧により出力周波数が制御され、前記同期検波
回路手段に同相および直交の各基準搬送波を帰還させる
電圧制御発振器と、を備えていることを特徴とする。
め、本発明のコスタスループ搬送波再生回路は、４相位
相変調波の同相および直交の各成分を基準搬送波で同期
検波して２つの同相および直交の復調信号を出力する同
期検波手段と、前記同相および直交の復調信号をそれぞ
れ入力してそれぞれの二乗出力を得る第１、第２の二乗
回路と、これら第１、第２の二乗回路の出力を入力して
乗算を行う乗算回路と、この乗算回路の出力の高域成分
を除去するローパスフィルタと、このローパスフィルタ
の出力電圧により出力周波数が制御され、前記同期検波
回路手段に同相および直交の各基準搬送波を帰還させる
電圧制御発振器と、を備えていることを特徴とする。
【００３１】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について以下
に説明する。本発明は、その好ましい実施の形態におい
て、４相位相変調波の同相および直交の各成分を基準搬
送波で同期検波して２つの同相および直交の復調信号を
出力する同期検波手段と、この同相および直交の復調信
号（図１のＰ、Ｑ）をそれぞれ入力し、それぞれの二乗
出力を得る第１、第２の二乗回路（図１の５、６）と、
これら第１、第２の二乗回路の出力を入力して乗算を行
う乗算回路（図１の７）と、この乗算回路の出力の高域
成分を除去するローパスフィルタ（図１の８）と、この
ローパスフィルタの出力電圧により出力周波数が制御さ
れ、同期検波回路手段に同相および直交の各基準搬送波
を帰還させる電圧制御発振器（図１の９）と、を備えて
構成される。
に説明する。本発明は、その好ましい実施の形態におい
て、４相位相変調波の同相および直交の各成分を基準搬
送波で同期検波して２つの同相および直交の復調信号を
出力する同期検波手段と、この同相および直交の復調信
号（図１のＰ、Ｑ）をそれぞれ入力し、それぞれの二乗
出力を得る第１、第２の二乗回路（図１の５、６）と、
これら第１、第２の二乗回路の出力を入力して乗算を行
う乗算回路（図１の７）と、この乗算回路の出力の高域
成分を除去するローパスフィルタ（図１の８）と、この
ローパスフィルタの出力電圧により出力周波数が制御さ
れ、同期検波回路手段に同相および直交の各基準搬送波
を帰還させる電圧制御発振器（図１の９）と、を備えて
構成される。
【００３２】本発明の実施の形態に係るコスタスループ
搬送波再生回路において、搬送波の同相および直交成分
を二乗する２つの二乗回路と、さらにこれらの二乗信号
を乗算する乗算回路を用いたことにより、コスタスルー
プ搬送波再生回路を簡略化でき、大幅に回路を削減で
き、ＬＳＩ化を容易としている。
搬送波再生回路において、搬送波の同相および直交成分
を二乗する２つの二乗回路と、さらにこれらの二乗信号
を乗算する乗算回路を用いたことにより、コスタスルー
プ搬送波再生回路を簡略化でき、大幅に回路を削減で
き、ＬＳＩ化を容易としている。
【００３３】
【実施例】上記した本発明の実施の形態について更に詳
細に説明すべく、本発明の一実施例について以下に説明
する。図１は、本発明の一実施例に係るコスタスループ
搬送波再生回路をブロック図にて示したものである。
細に説明すべく、本発明の一実施例について以下に説明
する。図１は、本発明の一実施例に係るコスタスループ
搬送波再生回路をブロック図にて示したものである。
【００３４】図１を参照して、本実施例に係る搬送波再
生回路も、図２に示した従来技術と同様に、入力搬送波
から符号成分を除去した信号で、位相同期回路をＰＬＬ
ループを構成して制御するように構成されている。
生回路も、図２に示した従来技術と同様に、入力搬送波
から符号成分を除去した信号で、位相同期回路をＰＬＬ
ループを構成して制御するように構成されている。
【００３５】図１において、１、２、７は乗算器、３、
４、８はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、５、６は二乗回
路、９はＶＣＸＯ（電圧制御型水晶発振器）、１０は移
相器をそれぞれ示している。
４、８はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、５、６は二乗回
路、９はＶＣＸＯ（電圧制御型水晶発振器）、１０は移
相器をそれぞれ示している。
【００３６】４相位相変調波の信号は、ωtを搬送波の
周波数、θを０、π／２、π、および３π／２の位相変
化とした時に、次式（１１）で表される。
周波数、θを０、π／２、π、および３π／２の位相変
化とした時に、次式（１１）で表される。
【００３７】Ｓ＝Ｅｃｏｓ（ωt＋θ） …(11)
【００３８】また、ＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）９
からの２つの出力（一方は、π／２位相がシフトした出
力）を、Ａ、Ｂとおくと、次式（１２）、（１３）のよ
うになる。
からの２つの出力（一方は、π／２位相がシフトした出
力）を、Ａ、Ｂとおくと、次式（１２）、（１３）のよ
うになる。
【００３９】Ａ＝Ｅ1ｓｉｎ（ωt＋θ1） …(12) Ｂ＝Ｅ1ｃｏｓ（ωt＋θ1） …(13)
【００４０】４相位相変調波Ｓと発振器出力Ａ、Ｂとを
乗算回路１、２により復調し、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）３、４を通すと、まず乗算回路１の出力は、式（１
１）×式（１２）から、次式（１４）のようになる。
乗算回路１、２により復調し、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）３、４を通すと、まず乗算回路１の出力は、式（１
１）×式（１２）から、次式（１４）のようになる。
【００４１】
【数７】
【００４２】この乗算回路３の出力をＬＰＦ３を通すと
交流成分が除かれ、次式（１５）が得られる。
交流成分が除かれ、次式（１５）が得られる。
【００４３】
【数８】
【００４４】同様に、乗算回路２の出力は、式（１１）
×式（１３）から、次式（１６）のようになる。
×式（１３）から、次式（１６）のようになる。
【００４５】
【数９】
【００４６】この乗算回路２の出力にＬＰＦ４を通すと
交流成分が除かれ、次式（１７）が得られる。
交流成分が除かれ、次式（１７）が得られる。
【００４７】
【数１０】
【００４８】ＬＰＦ３、４出力後の演算回路が、コスタ
スループ搬送波再生回路で、入力搬送波の４位相変調波
がどの位相状態（０、π／２、π、３π／２）でもＶＣ
ＸＯ９の出力信号の位相を一定に保つための回路であ
る。
スループ搬送波再生回路で、入力搬送波の４位相変調波
がどの位相状態（０、π／２、π、３π／２）でもＶＣ
ＸＯ９の出力信号の位相を一定に保つための回路であ
る。
【００４９】復調された式（１４）の信号をＰ、式（１
５）の信号をＱとおくと、二乗回路５の出力Ｅ点にはＰ
2、二乗回路６の出力Ｆ点はＱ2、乗算回路７の出力Ｇに
はＰ2×Ｑ2が出力される。また、Ｅ点での出力信号は、
次式（１８）となる。
５）の信号をＱとおくと、二乗回路５の出力Ｅ点にはＰ
2、二乗回路６の出力Ｆ点はＱ2、乗算回路７の出力Ｇに
はＰ2×Ｑ2が出力される。また、Ｅ点での出力信号は、
次式（１８）となる。
【００５０】
【数１１】
【００５１】Ｆ点での出力信号は、次式（１９）とな
る。
る。
【００５２】
【数１２】
【００５３】したがって、Ｇ点では、式（１８）×式
（１９）から、次式（２０）が得られる。
（１９）から、次式（２０）が得られる。
【００５４】
【数１３】
【００５５】これは、４相位相変調波と、ＶＣＸＯ９の
出力信号の位相誤差（θ−θ1）がｎπ／２（ｎは整
数）で、４（θ−θ1）＝２ｎπであるため、ｃｏｓ４
（θ−θ1）＝１となり、出力電圧は相対的に零とな
る。すなわち、この状態でＰＬＬがロックしていること
になる。
出力信号の位相誤差（θ−θ1）がｎπ／２（ｎは整
数）で、４（θ−θ1）＝２ｎπであるため、ｃｏｓ４
（θ−θ1）＝１となり、出力電圧は相対的に零とな
る。すなわち、この状態でＰＬＬがロックしていること
になる。
【００５６】したがって、この出力をＬＰＦ８を介して
ＶＣＸＯ９に帰還させれば、Ｐ、Ｑのデータが復調され
ることになる。
ＶＣＸＯ９に帰還させれば、Ｐ、Ｑのデータが復調され
ることになる。
【００５７】また、回路的には、乗算回路に比べて、二
乗回路の方が回路は簡単であり、バイポーラプロセスに
おいては比較的広い入力範囲においてほぼ理想的な二乗
特性が得られ、あるいは、ＣＭＯＳプロセスにおいては
広い入力範囲において理想に近い二乗特性が得られる。
乗回路の方が回路は簡単であり、バイポーラプロセスに
おいては比較的広い入力範囲においてほぼ理想的な二乗
特性が得られ、あるいは、ＣＭＯＳプロセスにおいては
広い入力範囲において理想に近い二乗特性が得られる。
【００５８】例えば、２つの二乗回路の出力を交叉接続
して得られるクォータスクウェア乗算器であれば、回路
規模は半分か、入力回路を含めれば半分以下になる。な
お、参考として、図３（ａ）に、クォータスクウェア
（Quarter Square）乗算器の基本構成を、図３（ｂ）
に、２つの交差接続されたスクウェア回路からなる乗算
器の構成を、それぞれブロック図にて示す。
して得られるクォータスクウェア乗算器であれば、回路
規模は半分か、入力回路を含めれば半分以下になる。な
お、参考として、図３（ａ）に、クォータスクウェア
（Quarter Square）乗算器の基本構成を、図３（ｂ）
に、２つの交差接続されたスクウェア回路からなる乗算
器の構成を、それぞれブロック図にて示す。
【００５９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
コスタスループ搬送波再生回路の回路構成を簡易なもの
とし、これによりＬＳＩ化を容易にするという効果を奏
する。
コスタスループ搬送波再生回路の回路構成を簡易なもの
とし、これによりＬＳＩ化を容易にするという効果を奏
する。
【００６０】その理由は、本発明においては、回路規模
を小さくでき、特性的に優れた二乗回路を用いて実現で
き、ＬＳＩ化に適するからである。
を小さくでき、特性的に優れた二乗回路を用いて実現で
き、ＬＳＩ化に適するからである。
【図１】本発明のコスタスループ搬送波再生回路の一実
施例の構成を示すブロック図である。
施例の構成を示すブロック図である。
【図２】従来のコスタスループ搬送波再生回路の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】クォータスクウェア乗算器の回路の構成を示す
ブロック図であり、（ａ）は、クォータスクウェア乗算
器の基本構成を、（ｂ）は、２つの交差接続されたスク
ウェア回路からなる乗算器の構成を、それぞれ示す図で
ある。
ブロック図であり、（ａ）は、クォータスクウェア乗算
器の基本構成を、（ｂ）は、２つの交差接続されたスク
ウェア回路からなる乗算器の構成を、それぞれ示す図で
ある。
１、２ 乗算回路 ３、４ ＬＰＦ ５、６ 二乗回路 ７ 乗算器 ８ ＬＰＦ ９ ＶＣＸＯ １０ 移相器 １５ 加算回路 １６ 減算回路 １７ 乗算回路
Claims (2)
- 【請求項１】４相位相変調波の同相および直交の各成分
を基準搬送波で同期検波して２つの同相および直交の復
調信号を出力する同期検波手段と、 前記同相および直交の復調信号をそれぞれ入力してそれ
ぞれの二乗出力を得る第１、第２の二乗回路と、 前記第１、第２の二乗回路の出力を入力して乗算を行う
乗算回路と、 前記乗算回路の出力の高域成分を除去するローパスフィ
ルタと、 前記ローパスフィルタの出力電圧により出力周波数が制
御され、前記同期検波回路手段に同相および直交の各基
準搬送波を帰還させる電圧制御発振器と、 を含むことを特徴とするコスタスループ搬送波再生回
路。 - 【請求項２】前記同期検波手段が、前記４相位相変調波
の同相および直交の各成分を基準搬送波で同期検波して
２つの同相および直交の復調信号をそれぞれ出力する乗
算器と、前記第１、第２の乗算器の出力をそれぞれ濾波
するローパスフィルタを備えたことを特徴とする請求項
１記載のコスタスループ搬送波再生回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8248917A JP2910695B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | コスタスループ搬送波再生回路 |
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| GB9718461A GB2318229B (en) | 1996-08-30 | 1997-08-29 | Costas loop carier recovery circuit |
| AU36103/97A AU3610397A (en) | 1996-08-30 | 1997-08-29 | Costas loop carrier recovery circuit using square-law circuits |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8248917A JP2910695B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | コスタスループ搬送波再生回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075275A true JPH1075275A (ja) | 1998-03-17 |
| JP2910695B2 JP2910695B2 (ja) | 1999-06-23 |
Family
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP8248917A Expired - Lifetime JP2910695B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | コスタスループ搬送波再生回路 |
Country Status (4)
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| JP (1) | JP2910695B2 (ja) |
| AU (1) | AU3610397A (ja) |
| GB (1) | GB2318229B (ja) |
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1996
- 1996-08-30 JP JP8248917A patent/JP2910695B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-08-19 US US08/914,159 patent/US5982200A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-08-29 AU AU36103/97A patent/AU3610397A/en not_active Abandoned
- 1997-08-29 GB GB9718461A patent/GB2318229B/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2910695B2 (ja) | 1999-06-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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