JPS6347313B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6347313B2 JPS6347313B2 JP56212775A JP21277581A JPS6347313B2 JP S6347313 B2 JPS6347313 B2 JP S6347313B2 JP 56212775 A JP56212775 A JP 56212775A JP 21277581 A JP21277581 A JP 21277581A JP S6347313 B2 JPS6347313 B2 JP S6347313B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- circuit
- output
- phase detector
- cos
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 8
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 16
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 7
- 101150109831 SIN4 gene Proteins 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(1) 発明の技術分野
本発明は基準搬送波再生回路に関し、特に多相
PSK変調を使用した多重無線装置の復調部に用
いられるベースバンド帯での基準搬送波再生回路
に関する。
PSK変調を使用した多重無線装置の復調部に用
いられるベースバンド帯での基準搬送波再生回路
に関する。
(2) 技術の背景
多相PSK変調を利用した多重無線伝送方式は、
同じ帯域幅のとき振幅変調伝送方式や周波数変調
伝送方式より単位時間当りの情報量が大、すなわ
ち伝送速度が大きいという特徴があるため、一定
の帯域幅内で多くの情報を伝送するときに有利な
伝送方式として使用されている。
同じ帯域幅のとき振幅変調伝送方式や周波数変調
伝送方式より単位時間当りの情報量が大、すなわ
ち伝送速度が大きいという特徴があるため、一定
の帯域幅内で多くの情報を伝送するときに有利な
伝送方式として使用されている。
多相PSK（Phase Shift Keying）変調方式は、
第１図イおよびロに示すように、ｍビツトの情報
を搬送波のｎ相（ｎ＝2m）にデイジタル位相変調
する伝送方式である。第１図イに示すように、例
えば４相PSK変調では、２ビツト（ｍ＝２）の
情報のうち「00」は零位相、「01」はπ／２、
「11」はπ、「10」は3/2πの各位相に送信される
搬送波を変調する。
第１図イおよびロに示すように、ｍビツトの情報
を搬送波のｎ相（ｎ＝2m）にデイジタル位相変調
する伝送方式である。第１図イに示すように、例
えば４相PSK変調では、２ビツト（ｍ＝２）の
情報のうち「00」は零位相、「01」はπ／２、
「11」はπ、「10」は3/2πの各位相に送信される
搬送波を変調する。
受信されたPSK変調波を復調するときは、送
信搬送波と同じ位相をもつた基準搬送波の位相と
受信PSK変調波の位相を比較することにより、
各ビツト情報が復調される。
信搬送波と同じ位相をもつた基準搬送波の位相と
受信PSK変調波の位相を比較することにより、
各ビツト情報が復調される。
したがつて復調部には送信搬送波と同じ位相を
もつた基準搬送波が必要であるが、送信側では送
信効率を良くするために基準搬送波は伝送せず
PSK変調波だけを伝送する方式がとられている。
そこで受信側はその復調部において受信PSK変
調波から基準搬送波を再生することが必要とな
る。
もつた基準搬送波が必要であるが、送信側では送
信効率を良くするために基準搬送波は伝送せず
PSK変調波だけを伝送する方式がとられている。
そこで受信側はその復調部において受信PSK変
調波から基準搬送波を再生することが必要とな
る。
(3) 従来技術と問題点
この基準搬送波再生回路としては、搬送波周波
数帯での非線形操作を利用して行う方式と、ベー
スバンド帯域での非線形操作を利用して行う方式
が知られている。
数帯での非線形操作を利用して行う方式と、ベー
スバンド帯域での非線形操作を利用して行う方式
が知られている。
そして前者の方式としては逓倍方式、逆変調方
式、再変調方式などがある。これらの各方式は同
期引込範囲も広く高性能、高安定な基準搬送波を
得ることができるが、搬送波周波数帯であるため
周波数が高く、各種信号処理や調整が容易でな
く、また回路の構成や製作が複雑になる難点があ
つた。
式、再変調方式などがある。これらの各方式は同
期引込範囲も広く高性能、高安定な基準搬送波を
得ることができるが、搬送波周波数帯であるため
周波数が高く、各種信号処理や調整が容易でな
く、また回路の構成や製作が複雑になる難点があ
つた。
一方、後者のベースバンド帯域での非線形操作
を利用した基準搬送波再生方式は、コスタス
（COSTAS）ループといわれる位相同期ループを
含むために一般にコスタス方式といわれている。
この回路方式はベースバンド帯域で行うために周
波数が低く各種信号処理が容易になる。
を利用した基準搬送波再生方式は、コスタス
（COSTAS）ループといわれる位相同期ループを
含むために一般にコスタス方式といわれている。
この回路方式はベースバンド帯域で行うために周
波数が低く各種信号処理が容易になる。
第２図は従来のコスタス方式による受信４相
PSK変調波に対する基準搬送波再生回路を示し
たものである。入力端子１に入力された受信４相
PSK変調波は第１位相検波器２および第２位相
検波器３に伝達される。第１位相検波器２には基
準搬送波を発生する電圧制御発振器（VCO）４
の出力が90゜移相器５を介して印加され、第２位
相検波器３にはVCO４の出力がそのまま印加さ
れる。
PSK変調波に対する基準搬送波再生回路を示し
たものである。入力端子１に入力された受信４相
PSK変調波は第１位相検波器２および第２位相
検波器３に伝達される。第１位相検波器２には基
準搬送波を発生する電圧制御発振器（VCO）４
の出力が90゜移相器５を介して印加され、第２位
相検波器３にはVCO４の出力がそのまま印加さ
れる。
いま受信４相PSK変調波の搬送波とVCO４の
発生した基準搬送波の位相差をθとすると、第２
位相検波器３にはcos θに比例した出力が発生
し、第１位相検波器２にはsin θに比例した出力
が発生する。このように90゜移相器５、第１位相
検波器２および第２位相検波器３を使用してsin
θおよびcos θに比例した出力を発生する、いわ
ゆる直交検波方式を使用している。なお、この場
合説明を簡単にするため、sin θおよびcos θの
比例定数はいずれも１となるような回路構成であ
るものとする（以下同様とする）。
発生した基準搬送波の位相差をθとすると、第２
位相検波器３にはcos θに比例した出力が発生
し、第１位相検波器２にはsin θに比例した出力
が発生する。このように90゜移相器５、第１位相
検波器２および第２位相検波器３を使用してsin
θおよびcos θに比例した出力を発生する、いわ
ゆる直交検波方式を使用している。なお、この場
合説明を簡単にするため、sin θおよびcos θの
比例定数はいずれも１となるような回路構成であ
るものとする（以下同様とする）。
第１絶対値回路（第1ABS）６は第１位相検波
器２から出力されたsin θによりsin2θに比例し
た出力を発生し、第２絶対値回路（第2ABS）７
は第２位相検波器３から出力されたcos θにより
cos2θに比例した出力を発生する。
器２から出力されたsin θによりsin2θに比例し
た出力を発生し、第２絶対値回路（第2ABS）７
は第２位相検波器３から出力されたcos θにより
cos2θに比例した出力を発生する。
第１減算器８は第1ABS６の出力sin2θと第
2ABS７の出力cos2θの差信号cos2θ（cos2θ＝cos2θ
−sin2θ）に比例した出力を発生する。
2ABS７の出力cos2θの差信号cos2θ（cos2θ＝cos2θ
−sin2θ）に比例した出力を発生する。
また第１加算器９は第１位相検波器２の出力
sin θと第２位相検波器３の出力cos θにより
（θ＋π／４）の位相をもつ和信号｛sin θ＋cos θ ＝√２sin（θ＋π／４）｝を発生し、第２減算器１０ は各位相検波器２および３の出力により（θ−
π／４）の位相をもつ差信号｛sin θ−cos θ＝√ ２sin（θ−π／４）｝を発生する。
sin θと第２位相検波器３の出力cos θにより
（θ＋π／４）の位相をもつ和信号｛sin θ＋cos θ ＝√２sin（θ＋π／４）｝を発生し、第２減算器１０ は各位相検波器２および３の出力により（θ−
π／４）の位相をもつ差信号｛sin θ−cos θ＝√ ２sin（θ−π／４）｝を発生する。
第３絶対値回路（第3ABS）１１は第１加算器
９の和出力（sin θ＋cos θ）を受けて（sin θ
＋cos θ）2に比例した出力を発生し、第４絶対値
回路（第4ABS）１２は第２減算器１０の差出力
（sin θ−cos θ）を受けて（sin θ−cos θ）2
に比例した出力を発生する。
９の和出力（sin θ＋cos θ）を受けて（sin θ
＋cos θ）2に比例した出力を発生し、第４絶対値
回路（第4ABS）１２は第２減算器１０の差出力
（sin θ−cos θ）を受けて（sin θ−cos θ）2
に比例した出力を発生する。
第３減算器１３は第3ABS１１および第4ABS
１２の出力にもとづきこれらの差信号として
sin2θに比例した出力を発生する。すなわち（sin
θ＋cos θ）2−（sin θ＋cos θ）2＝4sin θ cos
θ＝2sin2θという演算が行われてsin2θに比例し
た出力が発生することになる。
１２の出力にもとづきこれらの差信号として
sin2θに比例した出力を発生する。すなわち（sin
θ＋cos θ）2−（sin θ＋cos θ）2＝4sin θ cos
θ＝2sin2θという演算が行われてsin2θに比例し
た出力が発生することになる。
同様にして第２加算器１４は（sin2θ＋cos2θ）
に比例した出力を発生し、これにより第５絶対値
回路（第5ABS）１５は（sin2θ＋cos2θ）2に比例
した出力を発生する。また第４減算器１６は
（sin2θ−cos2θ）に比例した出力を発生し、これ
により第６絶対値回路１７は（sin2θ−cos2θ）2に
比例した出力を発生する。かくして第５減算器１
８は第5ABS１５および第6ABS１７の出力にも
とづきsin4θに比例した出力を発生する。
に比例した出力を発生し、これにより第５絶対値
回路（第5ABS）１５は（sin2θ＋cos2θ）2に比例
した出力を発生する。また第４減算器１６は
（sin2θ−cos2θ）に比例した出力を発生し、これ
により第６絶対値回路１７は（sin2θ−cos2θ）2に
比例した出力を発生する。かくして第５減算器１
８は第5ABS１５および第6ABS１７の出力にも
とづきsin4θに比例した出力を発生する。
いま、第３図に示すように、VCO４の発生し
た基準搬送波SCが受信４相PSK変調波の搬送波
RC（「00」と同相）に対してθだけ遅れていると
する。このような場合には、第１位相検波器２お
よび第２位相検波器３から発生するsinおよびcos
の位相角は、受信４相PSK変調波が「00」のと
きは基準搬送波SCに対し（０＋θ）だけ進み、
「01」のときは（π／２＋θ）だけ進み、「11」のと きは（π＋θ）だけ進み、「10」のときは（３／２π ＋θ）だけ進むので、両位相検波器２および３の
発生する出力の位相角はPSK変調信号に応じて
変化することになる。
た基準搬送波SCが受信４相PSK変調波の搬送波
RC（「00」と同相）に対してθだけ遅れていると
する。このような場合には、第１位相検波器２お
よび第２位相検波器３から発生するsinおよびcos
の位相角は、受信４相PSK変調波が「00」のと
きは基準搬送波SCに対し（０＋θ）だけ進み、
「01」のときは（π／２＋θ）だけ進み、「11」のと きは（π＋θ）だけ進み、「10」のときは（３／２π ＋θ）だけ進むので、両位相検波器２および３の
発生する出力の位相角はPSK変調信号に応じて
変化することになる。
しかしながら第５減算器１８の出力すなわち
sin4θにおいては、いずれのPSK変調信号の場合
も基準信号RCに対して4θの進みになる。すなわ
ち「00」のときはsin4（０＋θ）＝sin4θになり、
「01」のときはsin4（π／２＋θ）＝sin（2π＋4θ）
＝ sin4θになり、「11」のときはsin4（π＋θ）＝sin
（4π＋4θ）＝sin4θになり、「10」のときはsin4（３
／２ π＋θ）＝sin（6π＋4θ）＝sin4θとなる。
sin4θにおいては、いずれのPSK変調信号の場合
も基準信号RCに対して4θの進みになる。すなわ
ち「00」のときはsin4（０＋θ）＝sin4θになり、
「01」のときはsin4（π／２＋θ）＝sin（2π＋4θ）
＝ sin4θになり、「11」のときはsin4（π＋θ）＝sin
（4π＋4θ）＝sin4θになり、「10」のときはsin4（３
／２ π＋θ）＝sin（6π＋4θ）＝sin4θとなる。
したがつてこの第５減算器１８の出力sin4θを
利用してループフイルタ１９を介してVCO４の
発振周波数すなわち位相を制御すれば位相角θが
零となるように位相同期制御が行なわれ、受信
PSK変調波の搬送波RCに同期した基準搬送波SC
を再生することができる。
利用してループフイルタ１９を介してVCO４の
発振周波数すなわち位相を制御すれば位相角θが
零となるように位相同期制御が行なわれ、受信
PSK変調波の搬送波RCに同期した基準搬送波SC
を再生することができる。
このように第２図に示す従来の基準搬送波再生
回路はベースバンド帯で十分高性能でかつ高安定
性を有するものであるが、多数の加算器、減算器
および絶対値回路を必要とするため、その構成が
複雑であるという問題があつた。
回路はベースバンド帯で十分高性能でかつ高安定
性を有するものであるが、多数の加算器、減算器
および絶対値回路を必要とするため、その構成が
複雑であるという問題があつた。
(4) 発明の目的
したがつて本発明の目的はこのような問題を解
決するために、簡単な回路構成により従来のもの
と同じく高性能、高安定性を有するベースバンド
帯での基準搬送波再生回路を提供することであ
る。
決するために、簡単な回路構成により従来のもの
と同じく高性能、高安定性を有するベースバンド
帯での基準搬送波再生回路を提供することであ
る。
(5) 発明の構成
そしてこのために本発明の基準搬送波再生回路
では、ｎ相PSK入力信号（ｎ＝2m、ｍ≧２の整
数）を直交検波するための第１の位相検波器およ
び第２の位相検波器と発振手段を有する基準搬送
波再生回路において、前記第１の位相検波器およ
び第２の位相検波器の各出力を入力とする第１の
排他的論理和回路と、前記第２の位相検波器の出
力を入力とする絶対値回路と、前記第１の排他的
論理和回路および絶対値回路の各出力を入力とす
る第２の排他的論理和回路を有することを特徴と
する。
では、ｎ相PSK入力信号（ｎ＝2m、ｍ≧２の整
数）を直交検波するための第１の位相検波器およ
び第２の位相検波器と発振手段を有する基準搬送
波再生回路において、前記第１の位相検波器およ
び第２の位相検波器の各出力を入力とする第１の
排他的論理和回路と、前記第２の位相検波器の出
力を入力とする絶対値回路と、前記第１の排他的
論理和回路および絶対値回路の各出力を入力とす
る第２の排他的論理和回路を有することを特徴と
する。
(6) 発明の実施例
本発明を第４図および第５図にもとづき詳述す
る。
る。
第４図は本発明の一実施例構成を示すものであ
つて、この例では受信４相PSK変調波に対する
搬送基準波再生回路を示し、第５図はその動作説
明図である。
つて、この例では受信４相PSK変調波に対する
搬送基準波再生回路を示し、第５図はその動作説
明図である。
図において、２０は受信４相PSK変調波の入
力端子、２１は第１位相検波器、２２は第２位相
検波器、23はVCO、２４は90゜移相器、２５は第
１排他的論理和回路（第1EX―OR）、２６は絶
対値回路（ABS回路）、２７は第２排他的論理和
回路（第2EX―OR）、２８はループフイルタ、
２９は低域フイルタ、３０は波形変換器である。
力端子、２１は第１位相検波器、２２は第２位相
検波器、23はVCO、２４は90゜移相器、２５は第
１排他的論理和回路（第1EX―OR）、２６は絶
対値回路（ABS回路）、２７は第２排他的論理和
回路（第2EX―OR）、２８はループフイルタ、
２９は低域フイルタ、３０は波形変換器である。
次に第４図の動作について第５図を参照しつつ
説明する。
説明する。
いま入力端子２０に入力される受信４相PSK
変調波の搬送波とVCO２３が発生する基準搬送
波との位相差をθとすると、第１位相検波器２
１、第２位相検波器２２および90゜移相器２４に
より直交検波が行なわれ、第１位相検波器２１か
らsin θに比例する出力が発生し、第２位相検波
器２２からcos θに比例する出力が発生する。こ
れは第２図の場合と同様である。
変調波の搬送波とVCO２３が発生する基準搬送
波との位相差をθとすると、第１位相検波器２
１、第２位相検波器２２および90゜移相器２４に
より直交検波が行なわれ、第１位相検波器２１か
らsin θに比例する出力が発生し、第２位相検波
器２２からcos θに比例する出力が発生する。こ
れは第２図の場合と同様である。
次に第1EX―OR２５の入力端子ａに第２位相
検波器２２から第５図イに示すcos θが印加さ
れ、入力端子ｂに第１位相検波器２１から第５図
ロに示すsin θが加えられると、第1EX―OR２
５は排他的論理演算により一方の入力が正で他方
の入力が零または負のときに出力を発生するか
ら、その出力波形は第５図ハのようになる。この
出力波形は基本波として第５図ニに示すように
（−sin2θ）を含んでいるので、例えば位相反転型
の低域フイルタを通過させることにより第５図ハ
の出力波形から第５図ホに示すようなsin2θを得
ることができる。したがつて第1EX―OR２５の
内部にこの低域フイルタ機能を同時に持たせるこ
とによりその出力端子ｅにsin2θを直ちに発生さ
せることができる。勿論、別個にsin2θだけを通
過させる低域フイルタ２９を設けてもよい。
検波器２２から第５図イに示すcos θが印加さ
れ、入力端子ｂに第１位相検波器２１から第５図
ロに示すsin θが加えられると、第1EX―OR２
５は排他的論理演算により一方の入力が正で他方
の入力が零または負のときに出力を発生するか
ら、その出力波形は第５図ハのようになる。この
出力波形は基本波として第５図ニに示すように
（−sin2θ）を含んでいるので、例えば位相反転型
の低域フイルタを通過させることにより第５図ハ
の出力波形から第５図ホに示すようなsin2θを得
ることができる。したがつて第1EX―OR２５の
内部にこの低域フイルタ機能を同時に持たせるこ
とによりその出力端子ｅにsin2θを直ちに発生さ
せることができる。勿論、別個にsin2θだけを通
過させる低域フイルタ２９を設けてもよい。
ABS２６は第２位相検波器２２から出力され
たcos θを受けてcos2θを出力するが、cos2θ−
2cos2θ−１という関係があるので、このcos2θを
２倍して１だけ負方向にレベルシフトするだけの
簡単な操作によりcos2θの出力からcos2θを得るこ
とができる。ABS２６の内部でこの変換操作を
同時に行うことにより、その出力端子にcos2θを
直ちに発生させることができる。勿論、別個に
cos2θからcos2θを発生する波形変換器３０を設け
てもよい。
たcos θを受けてcos2θを出力するが、cos2θ−
2cos2θ−１という関係があるので、このcos2θを
２倍して１だけ負方向にレベルシフトするだけの
簡単な操作によりcos2θの出力からcos2θを得るこ
とができる。ABS２６の内部でこの変換操作を
同時に行うことにより、その出力端子にcos2θを
直ちに発生させることができる。勿論、別個に
cos2θからcos2θを発生する波形変換器３０を設け
てもよい。
またABS２６としてcos2θからcos2θを発生す
る回路方式の他にcos θを全波整流してその中に
含まれる基本波成分であるcos2θを出力する回路
方式を使用してもよい。
る回路方式の他にcos θを全波整流してその中に
含まれる基本波成分であるcos2θを出力する回路
方式を使用してもよい。
このようにして得られたsin2θおよびcos2θを第
2EX―OR２７にそれぞれ印加してそれらの排他
的論理和を求めれば、前記第1EX―OR２５にお
けると同様な操作により、その出力端子にsin4θ
を出力することができる。このようにして得られ
たsin4θに比例した出力信号を使用して、ループ
フイルタ２８を経由してVCO２３を制御するこ
とにより、前記第２図と同様にして、受信４相
PSK変調波の搬送波と同期した基準搬送波を得
ることができる。
2EX―OR２７にそれぞれ印加してそれらの排他
的論理和を求めれば、前記第1EX―OR２５にお
けると同様な操作により、その出力端子にsin4θ
を出力することができる。このようにして得られ
たsin4θに比例した出力信号を使用して、ループ
フイルタ２８を経由してVCO２３を制御するこ
とにより、前記第２図と同様にして、受信４相
PSK変調波の搬送波と同期した基準搬送波を得
ることができる。
なお、EX―ORと絶対値回路による変換操作
を繰返すことにより、相数は４相に限定されず、
2m（ｍ≧２の整数）相のPSK変調波の基準搬送波
再生回路が得られることは明らかである。
を繰返すことにより、相数は４相に限定されず、
2m（ｍ≧２の整数）相のPSK変調波の基準搬送波
再生回路が得られることは明らかである。
(7) 発明の効果
以上説明の如く、本発明によれば絶対値回路の
出力にcos2θの成分が存在し、排他的論理和回路
の出力にsin2θの成分が存在することを巧みに応
用することにより、極めて簡単な回路構成によ
り、高性能でかつ高安定な特性をもつたベースバ
ンド帯での基準搬送波再生回路を得ることができ
る。したがつてこれによりこの基準搬送波再生回
路の低コスト化をはかりしかも回路調整を簡素化
することができる。
出力にcos2θの成分が存在し、排他的論理和回路
の出力にsin2θの成分が存在することを巧みに応
用することにより、極めて簡単な回路構成によ
り、高性能でかつ高安定な特性をもつたベースバ
ンド帯での基準搬送波再生回路を得ることができ
る。したがつてこれによりこの基準搬送波再生回
路の低コスト化をはかりしかも回路調整を簡素化
することができる。
第１図は多相PSK変調方式の説明図、第２図
は従来の４相PSK変調波復調用の基準搬送波発
生回路、第３図は第２図の動作説明図、第４図は
本発明の一実施例構成図、第５図は第４図の動作
説明図である。 図中、１は入力端子、２は第１位相検波器、３
は第２位相検波器、４は電圧制御発振器、５は
90゜移相器、６は第１絶対値回路、７は第２絶対
値回路、８は第１減算器、９は第１加算器、１０
は第２減算器、１１は第３絶対値回路、１２は第
４絶対値回路、１３は第３減算器、１４は第２加
算器、１５は第５絶対値回路、１６は第４減算
器、１７は第６絶対値回路、１８は第５減算器、
１９はループフイルタ、２０は入力端子、２１は
第１位相検波器、２２は第２位相検波器、２３は
VCO、２４は90゜移相器、２５は第１排他的論理
和回路、２６は絶対値回路、２７は第２排他的論
理和回路、２８はループフイルタ、２９は低域フ
イルタ、３０は波形変換器をそれぞれ示す。
は従来の４相PSK変調波復調用の基準搬送波発
生回路、第３図は第２図の動作説明図、第４図は
本発明の一実施例構成図、第５図は第４図の動作
説明図である。 図中、１は入力端子、２は第１位相検波器、３
は第２位相検波器、４は電圧制御発振器、５は
90゜移相器、６は第１絶対値回路、７は第２絶対
値回路、８は第１減算器、９は第１加算器、１０
は第２減算器、１１は第３絶対値回路、１２は第
４絶対値回路、１３は第３減算器、１４は第２加
算器、１５は第５絶対値回路、１６は第４減算
器、１７は第６絶対値回路、１８は第５減算器、
１９はループフイルタ、２０は入力端子、２１は
第１位相検波器、２２は第２位相検波器、２３は
VCO、２４は90゜移相器、２５は第１排他的論理
和回路、２６は絶対値回路、２７は第２排他的論
理和回路、２８はループフイルタ、２９は低域フ
イルタ、３０は波形変換器をそれぞれ示す。
Claims (1)
- １ ｎ相PSK入力信号（ｎ＝2m、ｍ≧２の整数）
を直交検波するための第１の位相検波器および第
２の位相検波器と発振手段を有する基準搬送波再
生回路において、前記第１の位相検波器および第
２の位相検波器の各出力を入力とする第１の排他
的論理和回路と、前記第２の位相検波器の出力を
入力とする絶対値回路と、前記第１の排他的論理
和回路および絶対値回路の各出力を入力とする第
２の排他的論理和回路を有することを特徴とする
基準搬送波再生回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56212775A JPS58114654A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 基準搬送波再生回路 |
| DE8282306960T DE3272641D1 (en) | 1981-12-28 | 1982-12-24 | Carrier recovery circuit |
| EP82306960A EP0083236B1 (en) | 1981-12-28 | 1982-12-24 | Carrier recovery circuit |
| US06/452,921 US4475218A (en) | 1981-12-28 | 1982-12-27 | Carrier-recovery circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56212775A JPS58114654A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 基準搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58114654A JPS58114654A (ja) | 1983-07-08 |
| JPS6347313B2 true JPS6347313B2 (ja) | 1988-09-21 |
Family
ID=16628182
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56212775A Granted JPS58114654A (ja) | 1981-12-28 | 1981-12-28 | 基準搬送波再生回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4475218A (ja) |
| EP (1) | EP0083236B1 (ja) |
| JP (1) | JPS58114654A (ja) |
| DE (1) | DE3272641D1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4675883A (en) * | 1984-10-04 | 1987-06-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Arrangement for Carrier Recovery from Two Received Phase Shift Keyed Signals |
| US4847869A (en) * | 1987-12-04 | 1989-07-11 | Motorla, Inc. | Rapid reference acquisition and phase error compensation for radio transmission of data |
| US4871974A (en) * | 1988-12-23 | 1989-10-03 | International Business Machines, Corp. | Coherent phase shift keyed demodulator |
| US5042052A (en) * | 1990-02-16 | 1991-08-20 | Harris Corporation | Carrier acquisition scheme for QAM and QPSK data |
| US5568521A (en) * | 1993-09-16 | 1996-10-22 | Unisys Corporation | Phase lock indicator circuit for a high frequency recovery loop |
| US5579345A (en) * | 1994-10-13 | 1996-11-26 | Westinghouse Electric Corporation | Carrier tracking loop for QPSK demodulator |
| DE19614979C2 (de) | 1995-04-20 | 2001-05-17 | Fujitsu Ltd | Hochfrequenz-Sende-Empfangs-Vorrichtung zur Datenkommunikation |
| JP2910695B2 (ja) * | 1996-08-30 | 1999-06-23 | 日本電気株式会社 | コスタスループ搬送波再生回路 |
| US6707863B1 (en) | 1999-05-04 | 2004-03-16 | Northrop Grumman Corporation | Baseband signal carrier recovery of a suppressed carrier modulation signal |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1950540C3 (de) * | 1968-10-07 | 1974-12-19 | Fujitsu Ltd., Kawasaki, Kanagawa (Japan) | Schaltungsanordnung zur Trägerrückgewinnung bei vierstufiger Phasenmodulation |
| US4109102A (en) * | 1975-12-02 | 1978-08-22 | Nippon Electric Company, Ltd. | Phase synchronizing circuit |
| JPS5914939B2 (ja) * | 1976-09-30 | 1984-04-06 | 日本電気株式会社 | 搬送波再生装置 |
| FR2368184A1 (fr) * | 1976-10-18 | 1978-05-12 | Ibm France | Systeme de synchronisation de porteuse pour demodulateur de phase coherent |
| JPS55132132A (en) * | 1979-03-30 | 1980-10-14 | Nec Corp | Phase synchronizing circuit |
| US4344178A (en) * | 1980-09-26 | 1982-08-10 | Harris Corporation | Costas loop QPSK demodulator |
-
1981
- 1981-12-28 JP JP56212775A patent/JPS58114654A/ja active Granted
-
1982
- 1982-12-24 EP EP82306960A patent/EP0083236B1/en not_active Expired
- 1982-12-24 DE DE8282306960T patent/DE3272641D1/de not_active Expired
- 1982-12-27 US US06/452,921 patent/US4475218A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3272641D1 (en) | 1986-09-18 |
| JPS58114654A (ja) | 1983-07-08 |
| US4475218A (en) | 1984-10-02 |
| EP0083236A1 (en) | 1983-07-06 |
| EP0083236B1 (en) | 1986-08-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2643792B2 (ja) | 復調装置 | |
| US4054838A (en) | QAM phase jitter and frequency offset correction system | |
| US4336500A (en) | MSK Demodulator frequency acquistion apparatus and method | |
| US4334312A (en) | Phase synchronizing circuit for use in multi-level, multi-phase, superposition-modulated signal transmission system | |
| JPS6347313B2 (ja) | ||
| US4042884A (en) | Phase demodulator with offset frequency reference oscillator | |
| EP0106163B1 (en) | 8-phase phase-shift keying demodulator | |
| US5170131A (en) | Demodulator for demodulating digital signal modulated by minimum shift keying and method therefor | |
| US4109102A (en) | Phase synchronizing circuit | |
| US4095187A (en) | Demodulation system for a multi-level multi-phase superposition-modulated carrier wave | |
| US5261120A (en) | Method and apparatus for transmitting a signal with an offset which follows a received signal | |
| JPH0420545B2 (ja) | ||
| JPS6211347A (ja) | ４相ｐｓｋ復調装置 | |
| US4099130A (en) | Phase synchronizing circuit | |
| JP2910695B2 (ja) | コスタスループ搬送波再生回路 | |
| JPS6362931B2 (ja) | ||
| JPH06237277A (ja) | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 | |
| JP3382892B2 (ja) | 階層化伝送における位相変調信号をデジタル復調してフレーム同期パターン検出を行う方法及びその装置 | |
| JPS6366108B2 (ja) | ||
| JPS6330049A (ja) | Ｍｓｋ復調回路 | |
| JP3404326B2 (ja) | 搬送波再生回路、搬送波再生方法及び直交検波回路、直交検波方法 | |
| JPS5870664A (ja) | Ｍｓｋ復調回路 | |
| JPS60189354A (ja) | 通信方式 | |
| JPH06132996A (ja) | π／４シフトＱＰＳＫ復調回路 | |
| JPS62118660A (ja) | 搬送波再生回路 |