JPS6211347A - ４相ｐｓｋ復調装置 - Google Patents
４相ｐｓｋ復調装置Info
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- JPS6211347A JPS6211347A JP60149336A JP14933685A JPS6211347A JP S6211347 A JPS6211347 A JP S6211347A JP 60149336 A JP60149336 A JP 60149336A JP 14933685 A JP14933685 A JP 14933685A JP S6211347 A JPS6211347 A JP S6211347A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- phase
- pass filter
- circuit
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2277—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using remodulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
通信および放送の分野において、マイクロ波周波数帯の
４相ＰＳＫ変調信号を復調する同期型復調装置に関する
。
４相ＰＳＫ変調信号を復調する同期型復調装置に関する
。
衛星通信、衛星放送に代表されるマイクロ波周波数帯の
信号伝送系において高周波信号を時分割多重することに
よりデータおよび各種の信号を伝送するＲＦＴＤＭ （
Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＴｉｍｅＤｔｖ
ｔｓｔｏｎ Ｍｕｌｔｆｐｌｅｘ）方式が近年用いら
れるようになってきている。日本放送協会のＭＵＳＥ（
Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ５ｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｓ
ａｍｐｌｉｎｇ Ｅｎ −ｃｏｄｉｎｇ）方式高精細
度テレビジョン放送もその例である。高周波信号を変調
してデータを伝送するには占有帯域幅および伝送効率の
面ですぐれた４相ＰＳＫ変調方式が用いられている。受
信装置は上記のような高周波信号を受信し、４相ＰＳＫ
変調信号を復調する場合、複数段の周波数変換回路を設
は特定の中間周波信号に変換し復調装置に入力する。４
相ＰＳＫ復調装置は、入力された４相ＰＳＫ変調信号か
ら搬送波信号を再生し、この再生搬送波信号を用い変調
されたデータを復調する同期型復調方式が主に用いられ
るが、第２図に示すようなバースト状に送信されてくる
４相ＰＳＫ変調信号に対して高速に搬送波信号を再生し
、プリアンプル期間内に搬送波信号の位相同期を確立す
る必要がある。プリアンプル期間とは、データ信号の前
に固定シンボルによる位相変調信号が存在する期間であ
る０例えば（００）などのシンボルが、通常のシンボル
より長い期間送られてくる。
信号伝送系において高周波信号を時分割多重することに
よりデータおよび各種の信号を伝送するＲＦＴＤＭ （
Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＴｉｍｅＤｔｖ
ｔｓｔｏｎ Ｍｕｌｔｆｐｌｅｘ）方式が近年用いら
れるようになってきている。日本放送協会のＭＵＳＥ（
Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ５ｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｓ
ａｍｐｌｉｎｇ Ｅｎ −ｃｏｄｉｎｇ）方式高精細
度テレビジョン放送もその例である。高周波信号を変調
してデータを伝送するには占有帯域幅および伝送効率の
面ですぐれた４相ＰＳＫ変調方式が用いられている。受
信装置は上記のような高周波信号を受信し、４相ＰＳＫ
変調信号を復調する場合、複数段の周波数変換回路を設
は特定の中間周波信号に変換し復調装置に入力する。４
相ＰＳＫ復調装置は、入力された４相ＰＳＫ変調信号か
ら搬送波信号を再生し、この再生搬送波信号を用い変調
されたデータを復調する同期型復調方式が主に用いられ
るが、第２図に示すようなバースト状に送信されてくる
４相ＰＳＫ変調信号に対して高速に搬送波信号を再生し
、プリアンプル期間内に搬送波信号の位相同期を確立す
る必要がある。プリアンプル期間とは、データ信号の前
に固定シンボルによる位相変調信号が存在する期間であ
る０例えば（００）などのシンボルが、通常のシンボル
より長い期間送られてくる。
高速搬送波信号再生方式としては、逆変調方式または４
逓倍方式が一般的であるが、入力搬送波信号の周波数が
高い場合は逆変調方式が有利である。逆変調方式を使用
した搬送波再生・復調回路の例を第３図に示す。この回
路は直交位相復調回路４０１と再変調回路４０２および
狭帯域通過フィルタ回路４０３で構成され搬送波信号再
生ループを形成する。入力された４相ＰＳＫ変調信号ａ
は基準信号となる再生搬送波信号ｆ、 ｇを用いて直
交位相復調回路４０１により復調される。乗算器３０２
．３０３により復調信号以外にも多くの不要成分が生ず
るが、これを除くために低域通過フィルタ３０５，３０
６に通し、さらにリミッタ回！３０７．３０８に入力さ
れた後再変調回路４０２に復調信号り、ｉが供給される
。
逓倍方式が一般的であるが、入力搬送波信号の周波数が
高い場合は逆変調方式が有利である。逆変調方式を使用
した搬送波再生・復調回路の例を第３図に示す。この回
路は直交位相復調回路４０１と再変調回路４０２および
狭帯域通過フィルタ回路４０３で構成され搬送波信号再
生ループを形成する。入力された４相ＰＳＫ変調信号ａ
は基準信号となる再生搬送波信号ｆ、 ｇを用いて直
交位相復調回路４０１により復調される。乗算器３０２
．３０３により復調信号以外にも多くの不要成分が生ず
るが、これを除くために低域通過フィルタ３０５，３０
６に通し、さらにリミッタ回！３０７．３０８に入力さ
れた後再変調回路４０２に復調信号り、ｉが供給される
。
再変調回路４０２において、前記復調信号り。
ｉと入力信号ｍ、ｌとを乗算器３０９，３１０で乗算後
、加算器３１２により加算すると、変調成分の無い搬送
波信号ｎが得られる。搬送波信号ｎはＣ／Ｎ比の向上の
ため狭帯域通過フィルタ３１３に通し、さらに信号の振
幅変動分を除去するためリミッタ回路３１４に供給され
、可変移相器３１５を介して直交位相復調回路４０１に
用いる基準信号ｇ、ｆとして送出される。なお３０４，
３１１は信号位相をπ／２遅らせる移相器である。
、加算器３１２により加算すると、変調成分の無い搬送
波信号ｎが得られる。搬送波信号ｎはＣ／Ｎ比の向上の
ため狭帯域通過フィルタ３１３に通し、さらに信号の振
幅変動分を除去するためリミッタ回路３１４に供給され
、可変移相器３１５を介して直交位相復調回路４０１に
用いる基準信号ｇ、ｆとして送出される。なお３０４，
３１１は信号位相をπ／２遅らせる移相器である。
以下、第３図の回路の各部の信号を数式的に示し、搬送
波信号の再生動作の説明を行なう。入力端子３０１から
入力する４相ＰＳＫ変調信号ａをａ ＝ Ｉ ｃｏｓ
ｗｔ＋ Ｑｓｉｎ ｗｔ（ここでＩ、Ｑは正負の値
をもつ定数、ＩＨＩ−ＩＱｌ） とし、直交位相復調回路４０１の基準信号ｆ、 ｇは
位相誤差φ、をもつものとして ｆ ｍ−に、 ｃｏｓ （ｗｔ−φＩ）ｇ＝に、 ｓｉ
ｎ （ｗｔ−φＩ） とする。乗算器３０２，３０３の出力信号す、 ｃは
、乗算器の利得をに２とすると ｂ＝ （Ｉｃｏｓ ｗｔ＋Ｑｓｉｎ ｗｔ） ・（−
Ｋｓ ｃｏｓ（ｗｔ−φ１））・Ｋ２ ＝ （−（ＫＩ Ｑ／２） ｓｉｎ ２ｗｔ−ｃｏｓ
φ、＝（ＫＩ Ｉ／２） ｓｉｎ ２ｗｔ−５ｉｎ
φ＋−（Ｋ＋Ｑ／ ２ ） ｓｉｎ φ＋ ＋
（ＫＩ Ｑ／２） ｃｏｓ２ ｗｔ−ｓｉｎ φ＋
−（ＫＩ Ｉ／２ｃｏｓ φ！ −（Ｋ、
Ｉ ／２） ｃｏｓ ２ｗｔ−ｃｏｓ φ＋ −
（Ｋ。
波信号の再生動作の説明を行なう。入力端子３０１から
入力する４相ＰＳＫ変調信号ａをａ ＝ Ｉ ｃｏｓ
ｗｔ＋ Ｑｓｉｎ ｗｔ（ここでＩ、Ｑは正負の値
をもつ定数、ＩＨＩ−ＩＱｌ） とし、直交位相復調回路４０１の基準信号ｆ、 ｇは
位相誤差φ、をもつものとして ｆ ｍ−に、 ｃｏｓ （ｗｔ−φＩ）ｇ＝に、 ｓｉ
ｎ （ｗｔ−φＩ） とする。乗算器３０２，３０３の出力信号す、 ｃは
、乗算器の利得をに２とすると ｂ＝ （Ｉｃｏｓ ｗｔ＋Ｑｓｉｎ ｗｔ） ・（−
Ｋｓ ｃｏｓ（ｗｔ−φ１））・Ｋ２ ＝ （−（ＫＩ Ｑ／２） ｓｉｎ ２ｗｔ−ｃｏｓ
φ、＝（ＫＩ Ｉ／２） ｓｉｎ ２ｗｔ−５ｉｎ
φ＋−（Ｋ＋Ｑ／ ２ ） ｓｉｎ φ＋ ＋
（ＫＩ Ｑ／２） ｃｏｓ２ ｗｔ−ｓｉｎ φ＋
−（ＫＩ Ｉ／２ｃｏｓ φ！ −（Ｋ、
Ｉ ／２） ｃｏｓ ２ｗｔ−ｃｏｓ φ＋ −
（Ｋ。
Ｉ ／ ２） ｓｉｎ ２ｗｔ−５ｉｎ φＩ）−
に２ｃ ＝ （Ｉｃｏｓ ｗｔ＋Ｑｓｉｎ ｗｔ）
・Ｋ、 ｓｉｎ （ｗｔ −φ１ ） −（（Ｋ ＋ Ｑ／ ２ ） ｃｏｓ φ＋ −
（ＫＩ Ｑ／２）・ｃｏｓ ２ ｗｔ−ｃｏｓ
φｒ −（ＫＩ Ｑ／ ２） ５ｉｎ２１ｖｔ−ｓ
ｉｎ φｒ ＋ （Ｋｔ １／２） ｓｉｎ
２ｗｔ’ ｃｏｓ φｒ （Ｋｔ １／２）
ｓｉｎ φ、−（ＫＩ １／２） ｃｏｓ ２
ｗｔＨｓｉｎ φ、） 参Ｋ。
に２ｃ ＝ （Ｉｃｏｓ ｗｔ＋Ｑｓｉｎ ｗｔ）
・Ｋ、 ｓｉｎ （ｗｔ −φ１ ） −（（Ｋ ＋ Ｑ／ ２ ） ｃｏｓ φ＋ −
（ＫＩ Ｑ／２）・ｃｏｓ ２ ｗｔ−ｃｏｓ
φｒ −（ＫＩ Ｑ／ ２） ５ｉｎ２１ｖｔ−ｓ
ｉｎ φｒ ＋ （Ｋｔ １／２） ｓｉｎ
２ｗｔ’ ｃｏｓ φｒ （Ｋｔ １／２）
ｓｉｎ φ、−（ＫＩ １／２） ｃｏｓ ２
ｗｔＨｓｉｎ φ、） 参Ｋ。
となる。
信号す、ｃを低域通過フィルタ３０５．３０６に供給す
るとその出力信号ｄ、ｅは前記フィルタの利得をに、と
して ｄ” Ｋ４Ｑｓｉｎφｒ Ｋ４ Ｉｃｏｓφ冨６＝
に４Ｑ（ｏｓφ、−に、ｌ５ｉｎφ。
るとその出力信号ｄ、ｅは前記フィルタの利得をに、と
して ｄ” Ｋ４Ｑｓｉｎφｒ Ｋ４ Ｉｃｏｓφ冨６＝
に４Ｑ（ｏｓφ、−に、ｌ５ｉｎφ。
（ここでＫｒ Ｋｔ Ｋｓ ／２ ＝に４）となる。
信号ｄ、ｅをリミッタ回路３０７，３０８に供給した場
合、φ１が小さい値であればすミッタ回路３０７，３０
８の出力信号り、ｉはｈ＝−に、ｌ １＝ＫｓＱ （ここでに、はリミッタ回路の定数） となり、信号り、ｉはφ１が小さい場合には一定値にな
る。 次に信号り、 ｉは再変調回路４０２に供給さ
れ信号１２． ｍと乗算される。遅延回路３１６は、乗
算器３０２，３０３からそれぞれ乗算器３０９．３１０
に到る復調信号り、ｉの遅延量を補償するものでありそ
の遅延量（位相変化分）をφ２とすると、信号１．ｍは
次のように表わすことができる。
合、φ１が小さい値であればすミッタ回路３０７，３０
８の出力信号り、ｉはｈ＝−に、ｌ １＝ＫｓＱ （ここでに、はリミッタ回路の定数） となり、信号り、ｉはφ１が小さい場合には一定値にな
る。 次に信号り、 ｉは再変調回路４０２に供給さ
れ信号１２． ｍと乗算される。遅延回路３１６は、乗
算器３０２，３０３からそれぞれ乗算器３０９．３１０
に到る復調信号り、ｉの遅延量を補償するものでありそ
の遅延量（位相変化分）をφ２とすると、信号１．ｍは
次のように表わすことができる。
１ ＝ Ｉ ｃｏｓ （ｗｔ−φｔ） ＋Ｑｓｉｎ
（ｗｔ−φ２）ｍ ＝ −Ｑｃｏｓ （ｗｔ−φｚ）
＋ ｌ５ｉｎ （ｗｔ−φ２）（ここで遅延回路３１６
および移相器３１１の利得は簡単のため１とする。） したがって乗算器３０９．３１０の出力信号ｊ。
（ｗｔ−φ２）ｍ ＝ −Ｑｃｏｓ （ｗｔ−φｚ）
＋ ｌ５ｉｎ （ｗｔ−φ２）（ここで遅延回路３１６
および移相器３１１の利得は簡単のため１とする。） したがって乗算器３０９．３１０の出力信号ｊ。
ｋは乗算器の利得をに、とすると
ｊ ＝ Ｉ Ｑ Ｋ？ｃｏｓ （ｗｔ−φｚ） −１”
Ｋ？ｓｉｎ。
Ｋ？ｓｉｎ。
（ｗｔ−φ２）
ｋ ＝ Ｉ ＱＫ？ ｃｏｓ （ｗｔ−φｚ） ＋Ｑ
” Ｋ−ｒ ５ｉｎ（ｅｖｔ−φ２） （ここでに？ ＝Ｋｓ ・Ｋｂ） 加算器３１２の出力信号ｎは加算器の利得を１として ｎ＝ （Ｉ” ＋Ｑ” ） ・Ｋ？ ｓｉｎ （ｗｔ
−φｔ）＝に、 ｓｉｎ （ｗｔ−φ２） （ここでに、＝口ｔ ＋ＱＲ） ・Ｋ、＝定数）と表
わすことができ狭帯域通過フィルタ３１３゜リミッタ回
路３１４．可変移相器３１５により処理され直交位相復
調回路４０１の基準信号ｆ、 ｇとなる。可変移相器
３１５はその出力信号ｇがＫＨｓｉｎ ｗｔとなるよう
に位相およびゲインを調整する回路である。以上説明し
た動作により搬送波信号の再生が行なわれる。
” Ｋ−ｒ ５ｉｎ（ｅｖｔ−φ２） （ここでに？ ＝Ｋｓ ・Ｋｂ） 加算器３１２の出力信号ｎは加算器の利得を１として ｎ＝ （Ｉ” ＋Ｑ” ） ・Ｋ？ ｓｉｎ （ｗｔ
−φｔ）＝に、 ｓｉｎ （ｗｔ−φ２） （ここでに、＝口ｔ ＋ＱＲ） ・Ｋ、＝定数）と表
わすことができ狭帯域通過フィルタ３１３゜リミッタ回
路３１４．可変移相器３１５により処理され直交位相復
調回路４０１の基準信号ｆ、 ｇとなる。可変移相器
３１５はその出力信号ｇがＫＨｓｉｎ ｗｔとなるよう
に位相およびゲインを調整する回路である。以上説明し
た動作により搬送波信号の再生が行なわれる。
上記構成による復調装置に入力される４相ｐｓＫ変調信
号（以下受信信号という）は前述のようにマイクロ波周
波数帯から複数段の周波数変換回路により周波数変換さ
れた中間周波数信号でありその周波数安定度は周波数変
換回路の局部発振周波数の安定度に依存する。
号（以下受信信号という）は前述のようにマイクロ波周
波数帯から複数段の周波数変換回路により周波数変換さ
れた中間周波数信号でありその周波数安定度は周波数変
換回路の局部発振周波数の安定度に依存する。
ところで、４相ＰＳＫ復調装置において入力信号の周波
数が変動した場合、前記狭帯域通過フィルタ３１３を通
過する再生搬送波信号ｎの周波数が変動することになり
前記フィルタ３１３の入力信号ｎと出力信号ｑの位相の
差が生じ、再生搬送波信号ｇの位相があいまいになって
しまう。そのため前記複数段の周波数変換回路において
、その局部発振回路に水晶発振回路を用いて中間周波信
号の周波数を安定にする方法も考えられるが、回路構成
、コストの面で不利である。
数が変動した場合、前記狭帯域通過フィルタ３１３を通
過する再生搬送波信号ｎの周波数が変動することになり
前記フィルタ３１３の入力信号ｎと出力信号ｑの位相の
差が生じ、再生搬送波信号ｇの位相があいまいになって
しまう。そのため前記複数段の周波数変換回路において
、その局部発振回路に水晶発振回路を用いて中間周波信
号の周波数を安定にする方法も考えられるが、回路構成
、コストの面で不利である。
また、４相ＰＳＫ変調信号において、データ伝送レート
が高い場合一般に復調装置の再生搬送波信号の周波数が
高くなり、前記狭帯域通過フィルタ３１３．リミッタ回
路３１４等の設計および構成が困難になる欠点がある。
が高い場合一般に復調装置の再生搬送波信号の周波数が
高くなり、前記狭帯域通過フィルタ３１３．リミッタ回
路３１４等の設計および構成が困難になる欠点がある。
本発明の目的は、受信した４相ＰＳＫ変調信号から搬送
波信号を再生し、この再生搬送波信号を用い復調する復
調装置において、再生搬送波信号を狭帯域通過フィルタ
をとおすときの周波数変動により生ずる位相変動が生じ
ないようにして、受信信号の周波数変動があっても、正
しく復調のできる復調装置を提供することにある。
波信号を再生し、この再生搬送波信号を用い復調する復
調装置において、再生搬送波信号を狭帯域通過フィルタ
をとおすときの周波数変動により生ずる位相変動が生じ
ないようにして、受信信号の周波数変動があっても、正
しく復調のできる復調装置を提供することにある。
本発明の対象とする４相ＰＳＫ変調信号は固定シンボル
による位相変調信号（プルアンブル）をもち、再生信号
がプルアンブル期間中に、同期状態に入るようにする。
による位相変調信号（プルアンブル）をもち、再生信号
がプルアンブル期間中に、同期状態に入るようにする。
本発明の装置は、受信信号を入力し、基準再生搬送波信
号を用いて復調する直交位相復調部と。
号を用いて復調する直交位相復調部と。
該直交位相復調部の出力をゲート回路を介して入力し、
受信信号との演算により搬送波信号を再生する再変調部
と、再生搬送波信号を入力し、前記直交位相復調部に基
準再生搬送波信号を供給するＡＦＣ部とで閉ループを形
成して復調を行ない、プルアンブル期間中はゲート回路
によって、ループが開かれるとともに、固定シンボル信
号が前記再変調部に入力される。
受信信号との演算により搬送波信号を再生する再変調部
と、再生搬送波信号を入力し、前記直交位相復調部に基
準再生搬送波信号を供給するＡＦＣ部とで閉ループを形
成して復調を行ない、プルアンブル期間中はゲート回路
によって、ループが開かれるとともに、固定シンボル信
号が前記再変調部に入力される。
前記ＡＦＣ部は、入力信号の周波数をダウンする周波数
変換回路、変換信号を通す狭帯域通過フィルタ、再び周
波数をアップして出力する周波数変換回路１両周波数変
換回路に共通に局発信号を供給する電圧制御発振器、前
記狭帯域通過フィルタの両端の位相差を検出する位相比
較回路とを有し、該位相比較回路の出力を低域通過フィ
ルタを介して前記電圧制御発振器に印加し、その周波数
を制御することにより、前記狭帯域通過フィルタをとお
る変換信号の周波数を一定とする。
変換回路、変換信号を通す狭帯域通過フィルタ、再び周
波数をアップして出力する周波数変換回路１両周波数変
換回路に共通に局発信号を供給する電圧制御発振器、前
記狭帯域通過フィルタの両端の位相差を検出する位相比
較回路とを有し、該位相比較回路の出力を低域通過フィ
ルタを介して前記電圧制御発振器に印加し、その周波数
を制御することにより、前記狭帯域通過フィルタをとお
る変換信号の周波数を一定とする。
受信信号の周波数が変化して、そのためＡＦＣ部に入力
する再生搬送波信号の周波数が変動すると、ＡＦＣ部の
狭帯域通過フィルタをとおる信号の周波数が中心周波数
からずれる。したがってフィルタの入力信号・出力信号
間に位相差を生ずるが、本装置では上記位相差に応じて
電圧制御発振器の周波数が変化し、周波数変換回路の出
力信号すなわち狭帯域通過フィルタをとおる信号の周波
数は常にフィルタ中心に維持され位相差が生じない。な
おＡＦＣ部の出力信号はもとの入力信号の周波数に等し
い。このようにして、ＡＦＣ部をとおり直交位相復調部
に人力する基準再生搬送波信号は、この復調装置の受信
信号の周波数の変動があっても、受信信号と常に正しい
位相関係に保持される。
する再生搬送波信号の周波数が変動すると、ＡＦＣ部の
狭帯域通過フィルタをとおる信号の周波数が中心周波数
からずれる。したがってフィルタの入力信号・出力信号
間に位相差を生ずるが、本装置では上記位相差に応じて
電圧制御発振器の周波数が変化し、周波数変換回路の出
力信号すなわち狭帯域通過フィルタをとおる信号の周波
数は常にフィルタ中心に維持され位相差が生じない。な
おＡＦＣ部の出力信号はもとの入力信号の周波数に等し
い。このようにして、ＡＦＣ部をとおり直交位相復調部
に人力する基準再生搬送波信号は、この復調装置の受信
信号の周波数の変動があっても、受信信号と常に正しい
位相関係に保持される。
また、プルアンブル期間中は、ゲート回路から固定シン
ボル信号が再変調部に入力し、この期間内にＡＦＣ部が
安定に位相ロックされる。
ボル信号が再変調部に入力し、この期間内にＡＦＣ部が
安定に位相ロックされる。
以下、第１図に基づいて、本発明の一実施例につき説明
する。本装置は、再変調部２０１．直交位相復調部２０
２．ＡＦＣ部２０３よりなっている。受信信号（４相Ｐ
ＳＫ変調信号）１は前置増幅器１０１を経て再変調部２
０１と直交位相復調部２０２に入力する。直交位相復調
部２０２で復調された復調信号１１．１２が再変調部２
０１に入力され、搬送波信号１８を再生する。この再生
搬送波信号１８はＡＦＣ部２０３を経て、直交位相復調
部２０２の基準再生搬送波信号６として入力することで
、ループが形成される。復調信号１１．１２は出力端子
３０１，３０２から出力される。
する。本装置は、再変調部２０１．直交位相復調部２０
２．ＡＦＣ部２０３よりなっている。受信信号（４相Ｐ
ＳＫ変調信号）１は前置増幅器１０１を経て再変調部２
０１と直交位相復調部２０２に入力する。直交位相復調
部２０２で復調された復調信号１１．１２が再変調部２
０１に入力され、搬送波信号１８を再生する。この再生
搬送波信号１８はＡＦＣ部２０３を経て、直交位相復調
部２０２の基準再生搬送波信号６として入力することで
、ループが形成される。復調信号１１．１２は出力端子
３０１，３０２から出力される。
以下、各部の詳細につき説明する。直交位相復調部２０
２は、乗算器１０７，１０８．低域通過フィルタ１０９
，１１０． リミッタ回路１１１゜１１２、ゲート回
路１１４より構成され、２分岐路になっている。入力信
号２は基準再生搬送波信号６と、−π／２移相器１１３
で直交差位相にした信号７との乗算によって直交位相復
調され、各分岐路に復調信号３．８が得られる。復調信
号３゜８は乗算の結果生じた不要成分を低域通過フィル
タ１０９，１１０で除去され、リミッタ回路１１１．１
１２で振幅制限をうけてゲート回路１１４に供給される
。
２は、乗算器１０７，１０８．低域通過フィルタ１０９
，１１０． リミッタ回路１１１゜１１２、ゲート回
路１１４より構成され、２分岐路になっている。入力信
号２は基準再生搬送波信号６と、−π／２移相器１１３
で直交差位相にした信号７との乗算によって直交位相復
調され、各分岐路に復調信号３．８が得られる。復調信
号３゜８は乗算の結果生じた不要成分を低域通過フィル
タ１０９，１１０で除去され、リミッタ回路１１１．１
１２で振幅制限をうけてゲート回路１１４に供給される
。
ゲート回路１１４は４相ＰＳＫ変調信号の先頭に固定シ
ンボルによる変調信号（プリアンプル）が配置されてい
るためこの期間に相当する時間幅をもつゲートパルス信
号を入力端子３０３より入力し、この期間内に位相のあ
いまいさが無い再生搬送波信号を得るための回路である
。すなわち、この期間搬送波信号再生ループは一時的に
開ループとなり、ゲート回路１１４は固定シンボル相当
信号を出力するようにしである。そしてＡＦＣ部２０３
の位相ループはロックされ再生搬送波信号の位相を確立
できるようにする。ゲート回路１１４により制御された
復調信号１１．１２は４相ＰＳＫ復調信号として出力端
子３０１，３０２に出力されるとともに、再変調部２０
１に供給される。
ンボルによる変調信号（プリアンプル）が配置されてい
るためこの期間に相当する時間幅をもつゲートパルス信
号を入力端子３０３より入力し、この期間内に位相のあ
いまいさが無い再生搬送波信号を得るための回路である
。すなわち、この期間搬送波信号再生ループは一時的に
開ループとなり、ゲート回路１１４は固定シンボル相当
信号を出力するようにしである。そしてＡＦＣ部２０３
の位相ループはロックされ再生搬送波信号の位相を確立
できるようにする。ゲート回路１１４により制御された
復調信号１１．１２は４相ＰＳＫ復調信号として出力端
子３０１，３０２に出力されるとともに、再変調部２０
１に供給される。
再変調部２０１は、遅延回路１０２．−π／２移相器１
０５２乗算器１０３，１０４．加算器１０６で構成され
る。前記復調信号１１．１２はそぞれ乗算器１０３．１
０４に供給され、遅延回路１０２を経た受信信号１４と
、さらに−π／２移相器１０５を経た受信信号１５とそ
れぞれ掛は合わされる。乗算器１０３．１０４の出力信
号１６゜１７は加算器１０６により加算され変調成分の
無い再生搬送波信号１８となり、次段のＡＦＣ部２０３
に供給される。
０５２乗算器１０３，１０４．加算器１０６で構成され
る。前記復調信号１１．１２はそぞれ乗算器１０３．１
０４に供給され、遅延回路１０２を経た受信信号１４と
、さらに−π／２移相器１０５を経た受信信号１５とそ
れぞれ掛は合わされる。乗算器１０３．１０４の出力信
号１６゜１７は加算器１０６により加算され変調成分の
無い再生搬送波信号１８となり、次段のＡＦＣ部２０３
に供給される。
ＡＦＣ部２０３は乗算器１１５，１２３，１２０、帯域
通過フィルタ１１６，１２４．狭帯域通過フィルタ１１
７．リミッタ回路１１８．可変移相器１１９，１２５．
低域通過フィルタ１２１゜電圧制御発振器１２２より構
成され、一種のＰＬＬを形成している。前記再生搬送波
信号１８は乗算器１１５において電圧制御発振器１２２
から供給される信号との乗算により周波数変換が行なわ
れ、その時に生じた不要成分を除くため帯域通過フィル
タ１１６に通される。
通過フィルタ１１６，１２４．狭帯域通過フィルタ１１
７．リミッタ回路１１８．可変移相器１１９，１２５．
低域通過フィルタ１２１゜電圧制御発振器１２２より構
成され、一種のＰＬＬを形成している。前記再生搬送波
信号１８は乗算器１１５において電圧制御発振器１２２
から供給される信号との乗算により周波数変換が行なわ
れ、その時に生じた不要成分を除くため帯域通過フィル
タ１１６に通される。
ＡＦＣループの周波数は低く設定され、狭帯域通過フィ
ルタ１１７．リミッタ回路１１８等の回路の実現は容易
である。再生搬送波信号１８の周波数をｆｌ、電圧制御
発振器１２２の発振周波数をｆ Ｏ，Ａ Ｆ Ｃループ
の周波数をｆ２とするとｆ、＝ｆ、−ｆ０ の関係になるように設定している。乗算器１２３はＡＦ
Ｃループの信号と電圧制御発振器１２２の出力信号との
乗算を行ない周波数変換を行なうものであり帯域通過フ
ィルタ１２４の出力信号２８の周波数をｆ、とすると ｆ３＝ｆｔ＋ｆ０ となるように周波数変換を行なう。したがって、前弐よ
りｆ３＝ｆ、となり再生搬送波信号１８および２８の周
波数は同一のものとなり、電圧制御発振器１２２の発振
周波数に依存しないことになる。
ルタ１１７．リミッタ回路１１８等の回路の実現は容易
である。再生搬送波信号１８の周波数をｆｌ、電圧制御
発振器１２２の発振周波数をｆ Ｏ，Ａ Ｆ Ｃループ
の周波数をｆ２とするとｆ、＝ｆ、−ｆ０ の関係になるように設定している。乗算器１２３はＡＦ
Ｃループの信号と電圧制御発振器１２２の出力信号との
乗算を行ない周波数変換を行なうものであり帯域通過フ
ィルタ１２４の出力信号２８の周波数をｆ、とすると ｆ３＝ｆｔ＋ｆ０ となるように周波数変換を行なう。したがって、前弐よ
りｆ３＝ｆ、となり再生搬送波信号１８および２８の周
波数は同一のものとなり、電圧制御発振器１２２の発振
周波数に依存しないことになる。
また帯域通過フィルタ１１６の出力信号２０は乗算器１
２０および狭帯域通過フィルタ１１７に供給され、狭帯
域通過フィルタ１１７の出力信号はリミッタ回路１１８
により振幅制限された後、可変移相器１１９および乗算
器１２３に供給される。乗算器１２０は前記信号２０お
よび可変移相器１１９の出力信号２３との位相比較を行
なうためのものでありその出力信号２４は、低域通過フ
ィルタ１２１を介して電圧制御発振器１２２に供給され
、発振周波数を制御する。可変移相器１１９は前記狭帯
域通過フィルタ１１７の中心周波数がＡＦＣループの周
波数となるように設定するためのものである。第４図に
Ｃ／Ｎ向上のために必要な特性を有する狭帯域通過フィ
ルタ１１７を通過する信号の周波数が、フィルタの中心
周波数からずれた場合の位相差発生の様子を簡単に示す
。
２０および狭帯域通過フィルタ１１７に供給され、狭帯
域通過フィルタ１１７の出力信号はリミッタ回路１１８
により振幅制限された後、可変移相器１１９および乗算
器１２３に供給される。乗算器１２０は前記信号２０お
よび可変移相器１１９の出力信号２３との位相比較を行
なうためのものでありその出力信号２４は、低域通過フ
ィルタ１２１を介して電圧制御発振器１２２に供給され
、発振周波数を制御する。可変移相器１１９は前記狭帯
域通過フィルタ１１７の中心周波数がＡＦＣループの周
波数となるように設定するためのものである。第４図に
Ｃ／Ｎ向上のために必要な特性を有する狭帯域通過フィ
ルタ１１７を通過する信号の周波数が、フィルタの中心
周波数からずれた場合の位相差発生の様子を簡単に示す
。
このようにして狭帯域通過フィルタ１１７を通過する信
号の周波数、すなわちＡＦＣループの周波数を一定に保
つことができるためＡＦＣループの位相変動を無くすこ
とができる。そして、帯域通過フィルタ１２４の出力信
号の位相を第２の可変移相器１２５を用いて直交位相復
調部２０２の基準信号となるよう位相調整を行ない基準
再生搬送波信号６として出力する。
号の周波数、すなわちＡＦＣループの周波数を一定に保
つことができるためＡＦＣループの位相変動を無くすこ
とができる。そして、帯域通過フィルタ１２４の出力信
号の位相を第２の可変移相器１２５を用いて直交位相復
調部２０２の基準信号となるよう位相調整を行ない基準
再生搬送波信号６として出力する。
以上、説明したように、本発明においては、逆変換方式
により再変調部から得られる再生搬送波信号を位相ロッ
クループを含むＡＦＣ部にて、周波数変換された信号が
常に正しく狭帯域通過フィルタの中心周波数にくるよう
に、周波数変換器の局発信号を与える電圧制御発振器の
発振周波数を制御する。したがって狭帯域通過フィルタ
による位相差が生じないので、受信４相ＰＳＫ変調信号
に変動が生じても、直交位相復調部に正しい位相関係の
基準再生搬送波信号を与えることができる。
により再変調部から得られる再生搬送波信号を位相ロッ
クループを含むＡＦＣ部にて、周波数変換された信号が
常に正しく狭帯域通過フィルタの中心周波数にくるよう
に、周波数変換器の局発信号を与える電圧制御発振器の
発振周波数を制御する。したがって狭帯域通過フィルタ
による位相差が生じないので、受信４相ＰＳＫ変調信号
に変動が生じても、直交位相復調部に正しい位相関係の
基準再生搬送波信号を与えることができる。
また、ＡＦＣ部で、周波数を低く変換するので、狭帯域
通過フィルタ、リミッタ回路の設計が容易になる。
通過フィルタ、リミッタ回路の設計が容易になる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はＲＦ
ＴＤＭ方式による信号伝送系の一例を示す信号形式の略
図、第３図は従来例の回路図、第４図は搬送波信号再生
に必要な狭帯域通過フィルタの特性を示す図である。 ２０１−・再変調部、 ２０２−直交位相復調部、２０
３・−Ａ Ｆ Ｃ部、 １０２−・−遅延回路、 １１４−ゲート回路、１０
３．１０４，１０７，１０８，１１５゜１２０、 １２
３−乗算器、 １０６・−・加算器、 １０９．１１０，１２１−・−低域通過フィルタ、１１
６．１２４・−帯域通過フィルタ、１１７− 狭帯域
通過フィルタ、 １０５、 １１３−−−ｍ−π／２移相器、１１９．１
２５・−・可変移相器、 １１１．１１２．１１８・−リミッタ回路、１２２−電
圧制御発振器（ＶＣＯ）。
ＴＤＭ方式による信号伝送系の一例を示す信号形式の略
図、第３図は従来例の回路図、第４図は搬送波信号再生
に必要な狭帯域通過フィルタの特性を示す図である。 ２０１−・再変調部、 ２０２−直交位相復調部、２０
３・−Ａ Ｆ Ｃ部、 １０２−・−遅延回路、 １１４−ゲート回路、１０
３．１０４，１０７，１０８，１１５゜１２０、 １２
３−乗算器、 １０６・−・加算器、 １０９．１１０，１２１−・−低域通過フィルタ、１１
６．１２４・−帯域通過フィルタ、１１７− 狭帯域
通過フィルタ、 １０５、 １１３−−−ｍ−π／２移相器、１１９．１
２５・−・可変移相器、 １１１．１１２．１１８・−リミッタ回路、１２２−電
圧制御発振器（ＶＣＯ）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 固定シンボルによる位相変調信号（プルアンブル）をも
つ４相ＰＳＫ変調信号を受信し、復調する装置において
、 受信信号を入力し、基準再生搬送波信号を用いて復調す
る直交位相復調部と、該直交位相復調部の出力をゲート
回路を介して入力し、受信信号との演算により搬送波信
号を再生する再変調部と、再生搬送波信号を入力し、前
記直交位相復調部に基準再生搬送波信号を供給するＡＦ
Ｃ部とで閉ループを形成して復調を行ない、プルアンブ
ル期間中はゲート回路によって、ループが開かれるとと
もに、固定シンボル信号が前記再変調部に入力される復
調装置であって、 前記ＡＦＣ部は、入力信号の周波数をダウンする周波数
変換回路、変換信号を通す狭帯域通過フィルタ、再び周
波数をアップして出力する周波数変換回路、両周波数変
換回路に共通に局発信号を供給する電圧制御発振器、前
記狭帯域通過フィルタの両端の位相差を検出する位相比
較回路とを有し、該位相比較回路の出力を低域通過フィ
ルタを介して前記電圧制御発振器に印加し、その周波数
を制御することにより、前記狭帯域通過フィルタをとお
る変換信号の周波数を一定とすることを特徴とする４相
ＰＳＫ復調装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60149336A JPS6211347A (ja) | 1985-07-09 | 1985-07-09 | ４相ｐｓｋ復調装置 |
| CA000512825A CA1256171A (en) | 1985-07-09 | 1986-06-30 | Four phase psk demodulator |
| US06/880,836 US4757272A (en) | 1985-07-09 | 1986-07-01 | Four phase PSK demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60149336A JPS6211347A (ja) | 1985-07-09 | 1985-07-09 | ４相ｐｓｋ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6211347A true JPS6211347A (ja) | 1987-01-20 |
Family
ID=15472878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60149336A Pending JPS6211347A (ja) | 1985-07-09 | 1985-07-09 | ４相ｐｓｋ復調装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4757272A (ja) |
| JP (1) | JPS6211347A (ja) |
| CA (1) | CA1256171A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8701290A (nl) * | 1987-06-02 | 1989-01-02 | Philips Nv | Ontvanger voor een faseverschuivingsgemoduleerd draaggolfsignaal. |
| US4879728A (en) * | 1989-01-31 | 1989-11-07 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | DPSK carrier acquisition and tracking arrangement |
| US5042052A (en) * | 1990-02-16 | 1991-08-20 | Harris Corporation | Carrier acquisition scheme for QAM and QPSK data |
| JP3304683B2 (ja) * | 1995-05-02 | 2002-07-22 | 富士通株式会社 | 無線装置 |
| DE19732895C2 (de) * | 1997-07-30 | 1999-05-12 | Siemens Ag | Anordnung zur schnellen digitalen Erzeugung eines digitalen Signals mit vorgebbarer Phasenlage mit Hilfe eines Referenz-Trägersignals |
| DE19732894C2 (de) * | 1997-07-30 | 1999-11-11 | Siemens Ag | Verfahren und Anordnungen zum schnellen Synchronisieren zweier Trägersignale |
| BR9915829A (pt) * | 1998-11-02 | 2001-11-13 | Code 3 Inc | Luz de alerta para veìculo dotada de um elementodicróico |
| US6696900B2 (en) * | 2001-09-24 | 2004-02-24 | Finepoint Innovations, Inc. | Method for demodulating PSK modulated signals |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5024062A (ja) * | 1973-07-04 | 1975-03-14 | ||
| JPS5437454A (en) * | 1977-08-25 | 1979-03-19 | Mitsubishi Electric Corp | Reference carrier wave regenerating circuit |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54100639A (en) * | 1978-01-26 | 1979-08-08 | Fujitsu Ltd | Band-pass filter circuit |
| JPS5580950A (en) * | 1978-12-08 | 1980-06-18 | Fujitsu Ltd | Arrier wave regenerating circuit |
| US4525676A (en) * | 1981-02-24 | 1985-06-25 | Nippon Electric Co., Ltd. | PSK Demodulation system having carrier frequency variation compensation |
| FR2552282B1 (fr) * | 1983-09-21 | 1990-07-13 | Veillard Jacques | Procede et dispositif de demodulation coherente de porteuse a modulation numerique |
| JPS60203045A (ja) * | 1984-03-28 | 1985-10-14 | Nec Corp | 位相同期検波復調器 |
-
1985
- 1985-07-09 JP JP60149336A patent/JPS6211347A/ja active Pending
-
1986
- 1986-06-30 CA CA000512825A patent/CA1256171A/en not_active Expired
- 1986-07-01 US US06/880,836 patent/US4757272A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5024062A (ja) * | 1973-07-04 | 1975-03-14 | ||
| JPS5437454A (en) * | 1977-08-25 | 1979-03-19 | Mitsubishi Electric Corp | Reference carrier wave regenerating circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1256171A (en) | 1989-06-20 |
| US4757272A (en) | 1988-07-12 |
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