JPS6214556A - ４相ｐｓｋ復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 通信および放送の分野において、マイクロ波周波数帯の
４相ＰＳＫ変調信号を復調する同期型復調装置に関する
。

〔従来の技術〕

衛星通信、衛星放送に代表されるマイクロ波周波数帯の
信号伝送系において高周波信号を時分割多重することに
よりデータおよび各種の信号を伝送するＲＦＴＤＭ　（
Ｒａｄｉｏ　　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　　ＴｉｍｅＤ　１
ｖｉｓｉｏｎ　　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式が近年用い
られるようになってきている。日本放送協会のＭＵＳＥ
（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ　　５ｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓｔ　　
Ｓａｍｐｌｉｎｇ　　Ｅｎ　−ｃｏｄｉｎｇ）方式高精
細度テレビジョン放送もその例である。高周波信号を変
調してデータを伝送するには占有帯域幅および伝送効率
の面ですぐれた４相ＰＳＫ変調方式が用いられている。

受信装置は上記のような高周波信号を受信し、４相ＰＳ
Ｋ変調信号を復調する場合、複数段の周波数変換回路を
設は特定の中間周波信号に変換し復調装置に入力する。

４相ＰＳＫ復調装置は、入力された４相ＰＳＫ変調信号
から搬送波信号を再生し、この再生搬送波信号を用い変
調されたデータを復調する同期型復調方式が主に用いら
れる。

高速搬送波信号再生方式としては、逆変調方式または４
逓倍方式が一般的であるが、入力搬送波信号の周波数が
高い場合は逆変調方式が有利である。逆変調方式を使用
した搬送波再生・復調回路の例を第２図に示す。この回
路は直交位相復調回路４０１と再変調回路４０２および
狭帯域通過フィルタ回路４０３で構成され搬送波信号再
生ループを形成する。入力された４相ＰＳＫ変調信号ａ
は基準信号となる再生搬送波信号ｆ、ｇを用いて直交位
相復調回路４０１により復調される。乗算器３０２，３
０３により復調信号以外にも多くの不要成分が生ずるが
、これを除くために低域通過フィルタ３０５，３０６に
通し、さらにリミッタ回路３０７，３０８に入力された
後再変調回路４０２に復調信号り、ｉが供給される。

再変調回路４０２において、前記復調信号り。

ｉと入力信号ｍ、ｌとを乗算器３０９．３１０で乗算後
、加算器３１２により加算すると変調成分の無い搬送波
信号ｎが得られる。搬送波信号ｎはＣ／Ｎ比の向上のた
め狭帯域通過フィルタ３１３に通し、さらに信号の振幅
変動分を除去するためリミッタ回路３１４に供給され、
可変移相器３１５を介して直交位相復調回路４０１に用
いる基準信号ｇ、ｆとして送出される。なお３０４．３
１１は信号位相をπ／２遅らせる移相器である。

以下、第２図の回路の各部の信号を数式的に示し、搬送
波信号の再生動作の説明を行なう。入力端子３０１から
入力する４相ＰＳＫ変調信号ａをａ　　＝　　Ｉ　ｃｏ
ｓ　　ｗｔ＋　Ｑｓｉｎ　　ｗｔ（ここでＩ、　Ｑは正
負の値をもつ定数、ＩＨ１＝）Ｑｌ） とし、直交位相復調回路４０１の基準信号ｆ、　　ｇは
位相誤差φ、をもっものとして ｆ　＝−に、　ｃｏｓ　（ｗｔ−φＩ）ｇ　＝　Ｋ、　
ｓｉｎ　（ｗｔ−φＩ）とする。乗算器３０２．３０３
の出力信号す、　　ｃは、乗算器の利得をに２とすると ｂ＝　（Ｉｃｏｓ　ｗｔ＋Ｑｓｉｎ　ｗｔ）　　°（−
ＫＩｃｏｓ（ｗｔ−φ１））・Ｋ２ −　（−（Ｋ、　Ｑ／２）　ｓｉｎ　２ｗｔ−ｃｏｓ　
φ、−（ＫＩ　　Ｉ／２）ｓｉｎ　２ｗ１ｓｉｎ　φ＋
　　　（Ｋ　＋Ｑ／２）ｓｉｎ　φ＋　　＋（ＫＩ　Ｑ
／　２）　Ｃｏ！＋２　ｗｔ−ｓｉｎ　φ＋　　　（Ｋ
Ｉ　　１／２ｃｏｓ　φ１−（Ｋ、　　Ｉ　／　２）　
ｃｏｓ　２ｗｔ−ｃｏｓ　φ＋　　　（Ｋ１１　／　２
　）　ｓｉｎ　２ｗｔ−５ｉｎ　φ＋）・Ｋｚｃ　＝　
（Ｉｃｏｓ　ｗｔ＋Ｑｓｉｎ　ｗｔ）　　・ＫＩ　ｓｉ
ｎ　（ｗｔ　−φ１） ”　（（Ｋ　ＩＱ／　２　）　ｃｏｓ　φ＋　　　（Ｋ
　ＩＱ／　２　）・ｃｏｓ　２　ｗｔ−ｃｏｓ　φ、　
−（Ｋ、　Ｑ／２）　５ｉｎ２　ｗｔ−ｓｉｎ　　φ＋
　　＋　　（ＫＩ　　Ｉ／　２）ｓｉｎ　　２ｗｔ’　
ｃｏｓ　　φ＋　　　　（ＫＩ　　Ｉ　／　２）ｓｉｎ
　　φ１−（ＫＩ　Ｉ／２）ｃｏｓ　　２ｗ１ｓｉｎ　
　φ＋）・Ｋｚとなる。

信号す、ｃを低域通過フィルタ３０５，３０６に供給す
るとその出力信号ｄ、ｅは前記フィルタの利得をに、と
して ｄ　＝−Ｋ　ａ　Ｑｓｉｎ　φＩ　−に４１ｃｏｓ　φ
１ｅ＝に４Ｑｃｏｓ　φ＋　　Ｋ４　　ｌ５ｉｎφ。

（ここでに＋　　Ｋｔ　Ｋ＊　／２＝に４）となる。信
号ｄ、ｅをリミッタ回路３０７，３０８に供給した場合
、φ１が小さい値であればリミッタ回路３０７．３０８
の出力信号り、ｉはｈ＝−ＫＳ　１ １雪ＫｓＱ （ここでに５はリミッタ回路の定数） となり、信号り、ｉはφ、が小さい場合には一定値にな
る。　次に信号り、　　ｉは再変調回路４０２に供給さ
れ信号１２．　ｍと乗算される。遅延回路３１６は、乗
算器３０２，３０３からそれぞれ乗算器３０９，３１０
に到る復調信号り、　　ｉの遅延量を補償するものであ
りその遅延量（位相変化分）をφ２とすると、信号１．
ｍは次のように表わすことができる。

１　＝　Ｉｃｏｓ　（ｗｔ−φｚ）　＋Ｑｓｉｎ　（ｗ
ｔ−φ２）ｍ　＝　−Ｑｃｏｓ　（ｗｔ−φり　＋　ｌ
５ｉｎ　（ｗｔ−φ２）（ここで遅延回路３１６および
移相器３１１の利得は簡単のため１とする。） したがって乗算器３０９，３１０の出力信号ｊ。

ｋは乗算器の利得をに６とすると ｊ　−Ｉ　ＱＫ？　ｃｏｓ　（ｗｔ−φｚ）　−Ｉ”　
ＫＶ　ｓｉｎ（ｗｔ−φｔ） ｋ　＝　Ｉ　ＱＫ、　ｃｏｓ　（ｗｔ−φｔ＞　＋Ｑ”
　ＫＶ　５ｉｎ（賀ｔ−φｔ） （ここでに？　＝に５　　・Ｋ６） 加算器３１２の出力信号ｎは加算器の利得を１として ｎ＝　（Ｉ”　＋Ｑ”　）　　・Ｋ７ｓｉｎ　（ｗｔ−
φ２）＝Ｋａ　ｓｉｎ　（ｗｔ−φ２） （ここでＫｎ　＝　（Ｉ２＋Ｑ”　）　　・ＫＶ　＝定
数）と表わすことができ狭帯域通過フィルタ３１３゜リ
ミッタ回路３１４．可変移相器３１５により処理され直
交位相復調回路４０１の基準信号ｒ、　　ｇとなる。可
変移相器３１５はその出力信号ｇがＫＩｓｉｎ　ｗｔと
なるように位相およびゲインを調整する回路である。以
上説明した動作により搬送波信号の再生が行なわれる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記構成による復調装置に入力される４相ＰＳＫ変調信
号（以下では、受信信号という）は前述のようにマイク
ロ波周波数帯から複数段の周波数変換回路により周波数
変換された中間周波数信号でありその周波数安定度は周
波数変換回路の局部発振周波数の安定度に依存する。

ところで、４相ＰＳＫ復調装置において受信信号の周波
数が変動した場合、前記狭帯域通過フィルタ３１３を通
過する再生搬送波信号ｎの周波数が変動す！、：ａ′″
■前記７″′タ３１３（７）入力　　　　　　１、信号
ｎと出力信号ｑとの位相の差が生じ、再生搬送波信号ｇ
の位相があいまいになってしまう。そのため前記複数段
の周波数変換回路において、その局部発振回路に水晶発
振回路を用いて中間周波信号の周波数を安定にする方法
も考えられるが、回路構成、コストの面で不利である。

また、４相ＰＳＫ変調信号において、データ伝送レート
が高い場合一般に復調装置の再生搬送波信号の周波数が
高くなり、前記狭帯域・通過フィルタ３１３．リミッタ
回路３１４等の設計および構成が困難になる欠点がある
。

本発明の目的は、受信した４相ＰＳＫ変調信号から搬送
波信号を再生し、この再生搬送波信号を用い復調する復
調装置において、再生搬送波信号を狭帯域通過フィルタ
をとおすために、周波数変動により位相変動が生ずるこ
とのないようにして、受信信号の周波数変動があっても
、正しく復調のできる復調装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

ＲＦＴＤＭ方式では、信号が時分割的にバースト状に送
られてくる。同期を確立するためにはある程度の時間的
余裕が必要であるので、バースト状信号の先頭に固定シ
ンボル、あるいは意味のない不要シンボルによる位相変
調信号を付加する。

本発明の対象とする４相ＰＳＫ変調信号は意味のない適
当数の不要シンボルからなる位相変調信号（クロックラ
イン信号）を付したものであって、その信号期間中に、
同期状態に入るようにする。

本発明の装置は、受信信号を入力し、基準再生搬送波信
号を用いて復調する直交位相復調部と。

該直交位相復調部の出力を入力し、受信信号との演算に
より搬送波信号を再生する再変調部と、再生搬送波信号
を入力し、前記直交位相復調部に基準再生搬送波信号を
供給するＡＦＣ部とで閉ループを形成して復調を行なう
。

前記ＡＦＣ部は、入力信号の周波数をダウンする周波数
変換回路、変換信号を通す狭帯域通過フィルタ、再び周
波数をアップして出力する周波数変換回路２両周波数変
換回路に共通に局発信号を供給する電圧制御発振器、前
記狭帯域通過フィルタの両端の位相差を検出する位相比
較回路とを有し、該位相比較回路の出力を低域通過フィ
ルタを介して前記電圧制御発振器に印加し、その周波数
を制御することにより、前記狭帯域通過フィルタをとお
る変換信号の周波数を一定とする。

初期の同期確立のためには、クロックライン信号期間中
に、電圧制御発振器に外部信号を印加し、周波数掃引を
行なわせて位相ロックを行なわせる。

〔作用〕

受信信号の周波数が変化して、そのためＡＦＣ部に入力
する再生搬送波信号の周波数が変動すると、ＡＦＣ部の
狭帯域通過フィルタをとおる信号の周波数が中心周波数
からずれる。したがってフィルタの入力信号・出力信号
間に位相差を生ずるが、本装置では上記位相差に応じて
電圧制御発振器の周波数が変化し、周波数変換回路の出
力信号すなわち狭帯域通過フィルタをとおる信号の周波
数は常にフィルタ中心に維持され位相差が生じない。な
おＡＦＣ部の出力信号はもとの入力信号の周波数に等し
い。このようにして、ＡＦＣ部をとおり直交位相復調部
に入力する基準再生搬送波信号は、この復調装置の受信
信号の周波数の変動があっても、受信信号と常に正しい
位相関係に保持される。

〔実施例〕

以下、第１図に基づいて、本発明の一実施例につき説明
する。本装置は、再変調部２０１．直交位相復調部２０
２．ＡＦＣ部２０３よりなっている。受信信号（４相Ｐ
ＳＫ変調信号）１は前置増幅器１０１を経て再変調部２
０１と直交位相復調部２０２に入力する。直交位相復調
部２０２で復調された復調信号１１．１２が再変調部２
０１に入力され、搬送波信号１８を再生する。この再生
搬送波信号１８はＡＦＣ部２０３を経て、直交位相復調
部２０２の基準再生搬送波信号６として入力することで
、ループが形成される。復調信号１１．１２は出力端子
３０１，３０２から出力される。

以下、各部の詳細につき説明する。直交位相復調部２０
２は、乗算器１０７，１０８．低域通過フィルタ１０９
，１１０．　　リミッタ回路１１１゜１１２より構成さ
れ、２分岐路になっている。入力信号２は基準再生搬送
波信号６と、−π／２移相器１１３で直交差位相にした
信号７との乗算によって直交位相復調され、各分岐路に
復調信号３゜８が得られる。復調信号３．８は乗算の結
果生じた不要成分を低域通過フィルタ１０９．１１０で
除去され、リミッタ回路１１１，１１２で振幅制限をう
けて復調信号１１．１２となる。

復調信号１１．１２は４相ＰＳＫｉ調信号として出力端
子３０１，３０２より出力されるとともに、再変調部２
０１に供給される。

再変調部２０１は、遅延回路１０２．−π／２移相器１
０５１乗算器１０３，１．０４．加算器１０６で構成さ
れる。前記復調信号１１．１２はそぞれ乗算器１０３．
１０４に供給され、遅延回路１０２を経た受信信号１４
と、さらに−π／２移相器１０５を経た受信信号１５と
それぞれ掛は合わされる。乗算器１０３．１０４の出力
信号１６゜１７は加算器１０６により加算され変調成分
の無い再生搬送波信号１８となり、次段のＡＦＣ部２０
３に供給される。

ＡＦＣ部２０３は乗算器１１５，１２３，１２０、帯域
通過フィルタ１１６，１２４．狭帯域通過フィルタ１１
７．リミッタ回路１１８．可変移相器１１９．１２５．
低域通過フィルタ１２１゜電圧制御発振器１２２より構
成され、一種のＰＬＬを形成している。前記再生搬送波
信号１８は乗算器１１５において電圧制御発振器１２２
から供給される信号との乗算により周波数変換が行なわ
れ、その時に生じた不要成分を除くため帯域通過フィル
タ１１６に通される。

上記のＰＬＬの位相をロックし、ＡＦＣループの同期を
クロックライン信号期間にとるため、その期間中に入力
端子３０３より電圧制御発振器１２２の掃引電圧を外部
より与えて周波数を掃引させ位相をロックさせる。

ＡＦＣループの周波数は低く設定され、狭帯域通過フィ
ルタ１１７．リミッタ回路１１８等の回路の実現は容易
である。再生搬送波信号１８の周波数をｆｌ、電圧制御
発振器１２２の発振周波数をｆ　Ｏ＋　Ａ　Ｆ　Ｃルー
プの周波数をｆｔとするとｆｔ　　＝ｆｒ　　　　ｆ。

の関係になるように設定している。乗算器１２３はＡＦ
Ｃループの信号と電圧制御発振器１２２の出力信号との
乗算を行ない周波数変換を行なうものであり帯域通過フ
ィルタ１２４の出力信号２８の周波数をｆ３とすると ｆ、＝ｆ２　＋ｆＯ となるように周波数変換を行なう。したがって、削代よ
りｆ３＝ｆ、となり再生搬送波信号１８および２８の周
波数は同一のものとなり、電圧制御発振器１２２の発振
周波数に依存しないことになる。

また帯域通過フィルタ１１６の出力信号２０は乗算器１
２０および狭帯域通過フィルタ１１７に供給され、狭帯
域通過フィルタ１１７の出力信号はリミッタ回路１１８
により振幅制限された後、可変移相器１１９および乗算
器１２３に供給される。乗算器１２０は前記信号２０お
よび可変移相器１１９の出力信号２３との位相比較を行
なうためのものでありその出力信号２４は、低域通過フ
ィルタ１２１を介して電圧制御発振器１２２に供給され
、発振周波数を制御する。可変移相器１１９は前記狭帯
域通過フィルタ１１７の中心周波数がＡＦＣループの周
波数となるように設定するためのものである。第３図に
Ｃ／Ｎ向上のために必要な特性を有する狭帯域通過フィ
ルタ１１７を通過する信号の周波数が、フィルタの中心
周波数からずれた場合の位相差発生の様子を簡単に示す
。

このようにして狭帯域通過フィルタ１１７を通過する信
号の周波数、すなわちＡＦＣループの周波数を一定に保
つことができるためＡＦＣループの位相変動を無くすこ
とができる。そして、帯域通過フィルタ１２４の出力信
号の位相を第２の可変移相器１２５を用いて直交位相復
調部２０２の基準信号となるよう位相調整を行ない基準
再生搬送波信号６として出力する。

〔発明の効果〕

以上、説明したように、本発明においては、逆　　　　
　）。

変換方式により再変調部から得られる再生搬送波信号を
位相ロックループを含むＡＦＣ部にて、周波数変換され
た信号が常に正しく狭帯域通過フィルタの中心周波数に
くるように、周波数変換器の局発信号を与える電圧制御
発振器の発振周波数を制御する。したがって狭帯域通過
フィルタによる位相差が生じないので、受信４相ＰＳＫ
変調信号に変動が生じても、直交位相復調部に正しい位
相関係の基準再生搬送波信号を与えることができる。

また、ＡＦＣ部は、周波数を低く変換するので、狭帯域
通過フィルタ、リミッタ回路の設計が容易になる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は従来
例の回路図、第３図は搬送波信号再生に必要な狭帯域通
過フィルタの特性を示す図である。 ２０１−　再変調部、　２０２・−直交位相復調部、２
０３−Ａ　Ｆ　Ｃ部、 １０２−遅延回路、 １０３．１０４，１０７，１０８，１１５゜１２０、　
１２３−乗算器、 １０６−・加算器、 １０９．１１０，１２１−低域通過フィルタ、１１６．
１２４・−・・帯域通過フィルタ、１１７−狭帯域通過
フィルタ、 １０５．１１３−・−π／２移相器、 １１９、　１２５−可変移相器、 １１１．１１２．ＩＩＬ−ｍ−・リミッタ回路、１２２
−・−電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３０１、　３０２−
（復調信号）出力端子、３０３・−（掃引電圧）入力端
子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 クロックライン信号をもつ４相ＰＳＫ変調信号を受信し
   、復調する装置において、 受信信号を入力し、基準再生搬送波信号を用いて復調す
   る直交位相復調部と、該直交位相復調部の出力を入力し
   、受信信号との演算により搬送波信号を再生する再変調
   部と、再生搬送波信号を入力し、前記直交位相復調部に
   基準再生搬送波信号を供給するＡＦＣ部とで閉ループを
   形成して復調を行ない、クロックライン信号期間中に同
   期を確立させる復調装置であって、 前記ＡＦＣ部は、入力信号の周波数をダウンする周波数
   変換回路、変換信号を通す狭帯域通過フィルタ、再び周
   波数をアップして出力する周波数変換回路、両周波数変
   換回路に共通に局発信号を供給し、クロックライン期間
   中に外部信号により位相ロックのための周波数掃引を行
   なう電圧制御発振器、前記狭帯域通過フィルタの両端の
   位相差を検出する位相比較回路とを有し、該位相比較回
   路の出力を低域通過フィルタを介して前記電圧制御発振
   器に印加し、その周波数を制御することにより、前記狭
   帯域通過フィルタをとおる変換信号の周波数を一定とす
   ることを特徴とする４相ＰＳＫ復調装置。