JPH0479499B2 - - Google Patents
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- JPH0479499B2 JPH0479499B2 JP62251089A JP25108987A JPH0479499B2 JP H0479499 B2 JPH0479499 B2 JP H0479499B2 JP 62251089 A JP62251089 A JP 62251089A JP 25108987 A JP25108987 A JP 25108987A JP H0479499 B2 JPH0479499 B2 JP H0479499B2
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 2
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、PSK（位相シフトキーイング）等の
デイジタル変調処理に基づくデイジタル変調信号
の復調回路に関する。
デイジタル変調処理に基づくデイジタル変調信号
の復調回路に関する。
（従来の技術）
周知のように、デイジタル変復調技術は、地上
系、衛星系を問わずあらゆるデイジタル通信網に
おいて広汎に用いられてきており、また将来は全
通信網のデイジタル化が企図されているところか
ら、復調回路の小型化がひとつの開発課題となつ
ている。
系、衛星系を問わずあらゆるデイジタル通信網に
おいて広汎に用いられてきており、また将来は全
通信網のデイジタル化が企図されているところか
ら、復調回路の小型化がひとつの開発課題となつ
ている。
これは復調動作をベースバンド帯で行えば、回
路要素のLSI化によつて復調回路の大幅な小型化
が可能である。この種のデイジタル変調信号復調
回路としては、従来、例えば第３図に示すものが
知られている。第３図において、１はローカル発
振器、２は移相器、３ａ，３ｂはミキサ、４ａ，
４ｂはＡ／Ｄ変換器、５ａ，５ｂはローパスフイ
ルタ、３１はROM、３２は加算器、３３は位相
誤差検出器、３４はローパスフイルタ、３５はデ
イジタルVCO（電圧制御発振器）である。
路要素のLSI化によつて復調回路の大幅な小型化
が可能である。この種のデイジタル変調信号復調
回路としては、従来、例えば第３図に示すものが
知られている。第３図において、１はローカル発
振器、２は移相器、３ａ，３ｂはミキサ、４ａ，
４ｂはＡ／Ｄ変換器、５ａ，５ｂはローパスフイ
ルタ、３１はROM、３２は加算器、３３は位相
誤差検出器、３４はローパスフイルタ、３５はデ
イジタルVCO（電圧制御発振器）である。
ローカル発振器１は、ミキサ３ａ、同３ｂの一
方の入力に印加される中間周波（IF）帯の入力
デイジタル変調信号の搬送波と周波数が略等しい
ローカル信号を発生し、それをミキサ３ａの他方
の入力と移相器２とへ送出する。移相器２は入力
されたローカル信号の位相をπ／２宛移相しそれ
をミキサ３ｂの他方の入力へ送出する。
方の入力に印加される中間周波（IF）帯の入力
デイジタル変調信号の搬送波と周波数が略等しい
ローカル信号を発生し、それをミキサ３ａの他方
の入力と移相器２とへ送出する。移相器２は入力
されたローカル信号の位相をπ／２宛移相しそれ
をミキサ３ｂの他方の入力へ送出する。
ミキサ３ａは入力デイジタル変調信号とローカ
ル信号を乗算処理をし、ミキサ３ｂを入力デイジ
タル変調信号とπ／２移相されたローカル信号を
乗算処理をし、それぞれベースバンド帯のデイジ
タル変調信号へ周波数変換する。つまり、ミキサ
３ａ、同３ｂの出力は互いにπ／２位相が異なる
信号となるのであつて、一方の実部信号、他方を
虚部信号とするベースバンド帯の複素変調信号を
形成するのである。
ル信号を乗算処理をし、ミキサ３ｂを入力デイジ
タル変調信号とπ／２移相されたローカル信号を
乗算処理をし、それぞれベースバンド帯のデイジ
タル変調信号へ周波数変換する。つまり、ミキサ
３ａ、同３ｂの出力は互いにπ／２位相が異なる
信号となるのであつて、一方の実部信号、他方を
虚部信号とするベースバンド帯の複素変調信号を
形成するのである。
このベースバンド帯の複素変調信号の実部信号
および虚部信号はそれぞれアナログ・デイジタル
変換処理（Ａ／Ｄ変換器４ａ、同４ｂ）と波形整
形処理（ローパスフイルタ５ａ、同５ｂ）を受け
てROM３１へ与えられる。ROM３１には入力
直交信号を位相信号へ変換する変換テーブルが設
定してあり、ベースバンド帯の複素変調信号はこ
のROM３１において位相信号へ変換され加算器
３２の一方の入力へ与えられる。
および虚部信号はそれぞれアナログ・デイジタル
変換処理（Ａ／Ｄ変換器４ａ、同４ｂ）と波形整
形処理（ローパスフイルタ５ａ、同５ｂ）を受け
てROM３１へ与えられる。ROM３１には入力
直交信号を位相信号へ変換する変換テーブルが設
定してあり、ベースバンド帯の複素変調信号はこ
のROM３１において位相信号へ変換され加算器
３２の一方の入力へ与えられる。
加算器３２は、この位相信号と他方の入力にデ
イジタルVCO３５から供給される再生搬送波の
位相信号との差がとられ、ここで初めて同期検波
が行われる。例えば入力デイジタル変調信号が
QPSK（４相位相シフトキーイング）変調に係る
ものである場合、加算器３２の出力（同期検波出
力）は適正なタイミングで観測すれば（2l＋１）
π／２（ｌ＝０、１、２、３）の４点の何れかを
とる。
イジタルVCO３５から供給される再生搬送波の
位相信号との差がとられ、ここで初めて同期検波
が行われる。例えば入力デイジタル変調信号が
QPSK（４相位相シフトキーイング）変調に係る
ものである場合、加算器３２の出力（同期検波出
力）は適正なタイミングで観測すれば（2l＋１）
π／２（ｌ＝０、１、２、３）の４点の何れかを
とる。
この４点からのずれは再生搬送波の位相誤差で
あつて、この位相誤差は位相誤差検出器３３で検
出され、ローパスフイルタ３４を介してデイジタ
ルVCO３５へ帰還され、再生搬送波の位相同期
制御が行われる。つまり、加算器３２、位相誤差
検出器３３、ローパスフイルタ３４およびデイジ
タルVCO３５は全体として位相ロツクループ
（PLL）を形成し、IF帯のデイジタル変調信号の
搬送波周波数とローカル信号の周波数が非同期で
あつてもこのPLLによつて位相同期を図り、以
て同期検波を可能としているのである。
あつて、この位相誤差は位相誤差検出器３３で検
出され、ローパスフイルタ３４を介してデイジタ
ルVCO３５へ帰還され、再生搬送波の位相同期
制御が行われる。つまり、加算器３２、位相誤差
検出器３３、ローパスフイルタ３４およびデイジ
タルVCO３５は全体として位相ロツクループ
（PLL）を形成し、IF帯のデイジタル変調信号の
搬送波周波数とローカル信号の周波数が非同期で
あつてもこのPLLによつて位相同期を図り、以
て同期検波を可能としているのである。
ここに、Ａ／Ｄ変換器４ａ、同４ｂ以降の各要
素はデイジタル化が可能であり、LSI化による大
幅な小型化が可能なのである。
素はデイジタル化が可能であり、LSI化による大
幅な小型化が可能なのである。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、第３図に示した従来例回路にあ
つては、IF帯のデイジタル変調信号の搬送波周
波数とローカル信号の周波数との誤差が小さい場
合には極めて位相誤差の小さい再生搬送波を得る
ことができるが、PLLは初期周波数誤差が大き
い場合には同期引き込みに長大な時間を要し、そ
の初期周波数誤差が周波数同期範囲（プルインレ
ンジ）外にある場合にはいつまでも待つても同期
引き込みは起らないことになる。また、逆に初期
周波数誤差が小さい場合でも、初期位相の状態に
よつては同様に同期引き込みに大きな時間を要す
るいわゆるハングアツプ（hung−up）現象が存
在する。
つては、IF帯のデイジタル変調信号の搬送波周
波数とローカル信号の周波数との誤差が小さい場
合には極めて位相誤差の小さい再生搬送波を得る
ことができるが、PLLは初期周波数誤差が大き
い場合には同期引き込みに長大な時間を要し、そ
の初期周波数誤差が周波数同期範囲（プルインレ
ンジ）外にある場合にはいつまでも待つても同期
引き込みは起らないことになる。また、逆に初期
周波数誤差が小さい場合でも、初期位相の状態に
よつては同様に同期引き込みに大きな時間を要す
るいわゆるハングアツプ（hung−up）現象が存
在する。
つまり、第３図に示した従来例回路はPLLを
用いる方式であるので、高速引き込み動作が要求
されるバースト状の音声通信やパケツト通信等へ
の適用が極めて困難であるという問題点がある。
用いる方式であるので、高速引き込み動作が要求
されるバースト状の音声通信やパケツト通信等へ
の適用が極めて困難であるという問題点がある。
ところで、高速引き込み動作をなし得る同期復
調法として代表的なものに逆変調タンクリミツタ
法と呼ばれるものが知られている。この方式に基
づくデイジタル変調信号復調回路は、IF帯で復
調動作を行うものであつて、例えば第４図に示す
如く構成される。第４図において、４１ａ，４１
ｂはミキサ、４２は移相器、４３ａ，４３ｂはロ
ーパスフイルタ、４４ａ，４４ｂは識別器、４５
ａ，４５ｂはミキサ、４６は移相器、４７は遅延
回路、４８は合成器、４９はタンク回路、５０は
リミツタ回路である。
調法として代表的なものに逆変調タンクリミツタ
法と呼ばれるものが知られている。この方式に基
づくデイジタル変調信号復調回路は、IF帯で復
調動作を行うものであつて、例えば第４図に示す
如く構成される。第４図において、４１ａ，４１
ｂはミキサ、４２は移相器、４３ａ，４３ｂはロ
ーパスフイルタ、４４ａ，４４ｂは識別器、４５
ａ，４５ｂはミキサ、４６は移相器、４７は遅延
回路、４８は合成器、４９はタンク回路、５０は
リミツタ回路である。
識別器４４ａ、同４４ｂはローパスフイルタ４
３ａ、同４３ｂの出力を受けてその極性判別を行
い復調信号を形成するが、その出力はミキサ４５
ａ、同４５ｂの一方の入力へも供給される。
３ａ、同４３ｂの出力を受けてその極性判別を行
い復調信号を形成するが、その出力はミキサ４５
ａ、同４５ｂの一方の入力へも供給される。
遅延回路４７はローパスフイルタ４３ａ、同４
３ｂにおける遅延を補正するもので、その出力は
ミキサ４５ａの他方の入力へ、また移相器４６で
π／２移相されてミキサ４５ｂの他方の入力へそ
れぞれ供給される。ミキサ４５ａ、同４５ｂの出
力は合成器４８へ出力される。ミキサ４５ａ、同
４５ｂ、移相器４６および合成器４８は逆変調回
路を構成し、合成器４８はIF帯の再生搬送波を
タンク回路４９へ出力する。タンク回路４９で
Ｓ／Ｎ改善処理を受けた再生搬送波はリミツタ回
路５０で振幅一定になされ、ローカル信号として
ミキサ４１ａへ、移相器４２でπ／２移相されて
ミキサ４１ｂへそれぞれ供給される。
３ｂにおける遅延を補正するもので、その出力は
ミキサ４５ａの他方の入力へ、また移相器４６で
π／２移相されてミキサ４５ｂの他方の入力へそ
れぞれ供給される。ミキサ４５ａ、同４５ｂの出
力は合成器４８へ出力される。ミキサ４５ａ、同
４５ｂ、移相器４６および合成器４８は逆変調回
路を構成し、合成器４８はIF帯の再生搬送波を
タンク回路４９へ出力する。タンク回路４９で
Ｓ／Ｎ改善処理を受けた再生搬送波はリミツタ回
路５０で振幅一定になされ、ローカル信号として
ミキサ４１ａへ、移相器４２でπ／２移相されて
ミキサ４１ｂへそれぞれ供給される。
この逆変調タンクリミツタ法に基づく回路で
は、各回路要素がIF帯の素子であつてLSI化が不
可能で、回路規模の小型化が困難であること、タ
ンク回路４９はIF帯の単同調フイルタを用いる
ので、狭帯域化が困難で、低速通信には不向きで
あること、遅延回路４７における遅延量の僅かな
変動も大きな位相誤差の要因となり、温度変化や
経時変動等によつて特性劣化が生じ易く、確実性
に欠けること等の難点があるが、高速引き込み動
作が行える点本発明に重要な示唆を与えていると
いうことができる。
は、各回路要素がIF帯の素子であつてLSI化が不
可能で、回路規模の小型化が困難であること、タ
ンク回路４９はIF帯の単同調フイルタを用いる
ので、狭帯域化が困難で、低速通信には不向きで
あること、遅延回路４７における遅延量の僅かな
変動も大きな位相誤差の要因となり、温度変化や
経時変動等によつて特性劣化が生じ易く、確実性
に欠けること等の難点があるが、高速引き込み動
作が行える点本発明に重要な示唆を与えていると
いうことができる。
本発明は、このような問題点に鑑みなされたも
ので、その目的は、ベースバンド帯で復調動作が
行えるだけでなく、高速かつ確実な同期引き込み
動作を可能にするデイジタル変調信号復調回路を
提供することを目的とする。
ので、その目的は、ベースバンド帯で復調動作が
行えるだけでなく、高速かつ確実な同期引き込み
動作を可能にするデイジタル変調信号復調回路を
提供することを目的とする。
（問題点を解決するための手段）
前記目的を達成するために、本発明のデイジタ
ル変調信号復調回路は次の如き構成を有する。
ル変調信号復調回路は次の如き構成を有する。
即ち、本発明のデイジタル変調信号復調回路
は、中間周波帯の入力デイジタル変調信号の搬送
波と周波数が略等しいローカル信号を発生するロ
ーカル発振器と；ローカル信号の位相をπ／２宛
移相する移相器と；前記入力デイジタル変調信号
をベースバンド帯の複素変調信号へ周波数変換す
るものであつて前記ローカル発振器の出力を他方
の入力とする第１のミキサおよび前記移相器の出
力を他方の入力とする第２のミキサと；前記複素
変調信号の実部信号および虚部信号のそれぞれに
ついてアナログ・デイジタル変換処理および波形
整形処理を行う信号処理回路と；前記信号処理回
路の出力を受けてその実部信号および虚部信号の
それぞれについて再生搬送波に基づき同期検波を
行う第１の複素乗算器と；前記第１の複素乗算器
の出力を受けてその実部信号および虚部信号のそ
れぞれについて極性判定をし復調信号を出力する
２個の識別器と；前記２個の識別器の出力を複素
信号入力としてその虚部信号の極性の反転した複
素共役信号でもつて前記信号処理回路の出力につ
いて逆変調処理を行いベースバンド帯の搬送波再
生を行う第２の複素乗算器と；前記第２の複素乗
算器の出力を受けてその実部信号および虚部信号
のそれぞれについてろ波処理を行う２個のローパ
スフイルタからなるベースバンドタンク回路と；
前記ベースバンドタンク回路の出力を受けてその
絶対値操作を行う絶対値回路およびこの絶対値回
路の出力と前記ベースバンドタンク回路の出力間
で割算操作をしその結果信号を前記再生搬送波と
して前記第１の複素乗算器へ送出する割算器から
なるベースバンドリミツタ回路と；前記ベースバ
ンドタンク回路の入出力信号について複素乗算を
し前記ローカル発振器の周波数制御信号となる虚
部信号を形成する第３の複素乗算器と；を備えた
ことを特徴とするものである。
は、中間周波帯の入力デイジタル変調信号の搬送
波と周波数が略等しいローカル信号を発生するロ
ーカル発振器と；ローカル信号の位相をπ／２宛
移相する移相器と；前記入力デイジタル変調信号
をベースバンド帯の複素変調信号へ周波数変換す
るものであつて前記ローカル発振器の出力を他方
の入力とする第１のミキサおよび前記移相器の出
力を他方の入力とする第２のミキサと；前記複素
変調信号の実部信号および虚部信号のそれぞれに
ついてアナログ・デイジタル変換処理および波形
整形処理を行う信号処理回路と；前記信号処理回
路の出力を受けてその実部信号および虚部信号の
それぞれについて再生搬送波に基づき同期検波を
行う第１の複素乗算器と；前記第１の複素乗算器
の出力を受けてその実部信号および虚部信号のそ
れぞれについて極性判定をし復調信号を出力する
２個の識別器と；前記２個の識別器の出力を複素
信号入力としてその虚部信号の極性の反転した複
素共役信号でもつて前記信号処理回路の出力につ
いて逆変調処理を行いベースバンド帯の搬送波再
生を行う第２の複素乗算器と；前記第２の複素乗
算器の出力を受けてその実部信号および虚部信号
のそれぞれについてろ波処理を行う２個のローパ
スフイルタからなるベースバンドタンク回路と；
前記ベースバンドタンク回路の出力を受けてその
絶対値操作を行う絶対値回路およびこの絶対値回
路の出力と前記ベースバンドタンク回路の出力間
で割算操作をしその結果信号を前記再生搬送波と
して前記第１の複素乗算器へ送出する割算器から
なるベースバンドリミツタ回路と；前記ベースバ
ンドタンク回路の入出力信号について複素乗算を
し前記ローカル発振器の周波数制御信号となる虚
部信号を形成する第３の複素乗算器と；を備えた
ことを特徴とするものである。
（作用）
次に、本発明のデイジタル変調信号復調回路の
作用を説明する。
作用を説明する。
第１および第２のミキサの一方の入力へ共通に
与えられる中間周波帯の入力デイジタル変調信号
を Vi（ｔ）＝cos｛ωiｔ＋θi＋Ｄ（ｔ）｝ ……(1) とする。なお、Ｄ（ｔ）は任意の変調データであ
る。また、ローカル発振器が発生するローカル信
号を VL（ｔ）＝cos（ωLｔ＋θL） ……(2) とすると、第１および第２のミキサの出力に得ら
れるベースバンド帯の複素変調信号は、 Ｒ（ｔ）＝cos｛ωeｔ＋θe＋Ｄ（ｔ）｝ ……(3) Ｉ（ｔ）＝sin｛ωeｔ＋θe＋Ｄ（ｔ）｝ ……(4) となる。但し、 ωe＝ωi−ωL、θe＝θi−θL ……(5) である。前記式(3)と同(4)はひとつの式にまとめる
ことができ、次の式(6)となる。
与えられる中間周波帯の入力デイジタル変調信号
を Vi（ｔ）＝cos｛ωiｔ＋θi＋Ｄ（ｔ）｝ ……(1) とする。なお、Ｄ（ｔ）は任意の変調データであ
る。また、ローカル発振器が発生するローカル信
号を VL（ｔ）＝cos（ωLｔ＋θL） ……(2) とすると、第１および第２のミキサの出力に得ら
れるベースバンド帯の複素変調信号は、 Ｒ（ｔ）＝cos｛ωeｔ＋θe＋Ｄ（ｔ）｝ ……(3) Ｉ（ｔ）＝sin｛ωeｔ＋θe＋Ｄ（ｔ）｝ ……(4) となる。但し、 ωe＝ωi−ωL、θe＝θi−θL ……(5) である。前記式(3)と同(4)はひとつの式にまとめる
ことができ、次の式(6)となる。
Wi（ｔ）＝Ｒ＋jI
＝exp｛ｊ（ωeｔ＋θe＋Ｄ（ｔ）｝ ……(6)
今、ベースバンドリミツタ回路の出力に得られ
る振幅一定化された再生搬送波を WL（ｔ）＝exp｛ｊ（ωeLｔ＋θeL） ……(7) とすると、第１の複素乗算器の出力には ｄ（ｔ）＝Wi（ｔ）・L（） ＝exp｛ｊ（ωeeｔ＋θee＋Ｄ（ｔ）｝……(8) が得られる。但し、L（）は複素共役である。
る振幅一定化された再生搬送波を WL（ｔ）＝exp｛ｊ（ωeLｔ＋θeL） ……(7) とすると、第１の複素乗算器の出力には ｄ（ｔ）＝Wi（ｔ）・L（） ＝exp｛ｊ（ωeeｔ＋θee＋Ｄ（ｔ）｝……(8) が得られる。但し、L（）は複素共役である。
また、
ωee＝ωe−ωeL、θee＝θe−θeL ……(9)
である。その結果、２個の識別器が出力する復調
信号ｄ（ｔ）は、初期位相θeeによつて定まるが、
基本的には ｄ（ｔ）＝exp｛jD（ｔ）｝ ……(10) となる。
信号ｄ（ｔ）は、初期位相θeeによつて定まるが、
基本的には ｄ（ｔ）＝exp｛jD（ｔ）｝ ……(10) となる。
一方、第２の複素乗算器で行われる逆変調動作
は、復調信号ｄ（ｔ）の複素共役ｄ（ｔ）を用いて Wi（ｔ）・ｄ（ｔ）＝exp｛ｊ（ωeｔ＋θe）｝
……（11） となり、変調信号（Ｄ（ｔ））の除かれたベースバ
ンド帯の搬送波が得られる。この搬送波はベース
バンドタンク回路でＳ／Ｎ改善処理がなされ、次
の式（12）で示される。
は、復調信号ｄ（ｔ）の複素共役ｄ（ｔ）を用いて Wi（ｔ）・ｄ（ｔ）＝exp｛ｊ（ωeｔ＋θe）｝
……（11） となり、変調信号（Ｄ（ｔ））の除かれたベースバ
ンド帯の搬送波が得られる。この搬送波はベース
バンドタンク回路でＳ／Ｎ改善処理がなされ、次
の式（12）で示される。
Ｃ（ｔ）＝exp｛ｊ（ωeｔ＋θe−τ（ωe）｝……（12
） ここで、τ（ωeさはベースバンドタンク回路に
おける群遅延によつて生ずる位相誤差であり、群
遅延をτ0（秒）とすると、 τ＝τ0・ωe ……（13） となる。
） ここで、τ（ωeさはベースバンドタンク回路に
おける群遅延によつて生ずる位相誤差であり、群
遅延をτ0（秒）とすると、 τ＝τ0・ωe ……（13） となる。
式（12）で示される信号がベースバンドリミツ
タ回路で振幅一定化処理を受け式(7)で示される再
生搬送波となるのであるから、定常状態において
は式（12）と式(7)は等しい。故に、式(9)から ωee＝０ ……（14） となる。即ち、常に同期が達成されるのであつ
て、高速引き込み動作が行われるのである。
タ回路で振幅一定化処理を受け式(7)で示される再
生搬送波となるのであるから、定常状態において
は式（12）と式(7)は等しい。故に、式(9)から ωee＝０ ……（14） となる。即ち、常に同期が達成されるのであつ
て、高速引き込み動作が行われるのである。
但し、位相誤差については、式(9)から
θee＝θe−θeL＝τ0・ωe ……（15）
となる。この式（15）は誤り率特性の劣化要因と
なるのは、ローカル信号の周波数（ωL）と入力
デイジタル変調信号の搬送波周波数（ωi）の誤差
（ωe）であることを示している。
なるのは、ローカル信号の周波数（ωL）と入力
デイジタル変調信号の搬送波周波数（ωi）の誤差
（ωe）であることを示している。
そこで、第３の複素乗算器において、ベースバ
ンドタンク回路の入力出力信号について ｛Wi（ｔ）・ｄ（ｔ）｝・Ｃ（ｔ） ＝exp｛jτ（ωe）｝ ＝exp（jτ0ωe） ……（16） なる複素乗算を行い、その虚部信号を Vf＝sin（τ0ωe）≒τ0ωe ……（17） として求め、これをローカル発振器の周波数制御
信号とするのである。その結果、ローカル信号の
周波数誤差が自動的に補正され、誤り率特性に劣
化を生ずることなく確実な復調動作を安定的にな
し得ることになる。
ンドタンク回路の入力出力信号について ｛Wi（ｔ）・ｄ（ｔ）｝・Ｃ（ｔ） ＝exp｛jτ（ωe）｝ ＝exp（jτ0ωe） ……（16） なる複素乗算を行い、その虚部信号を Vf＝sin（τ0ωe）≒τ0ωe ……（17） として求め、これをローカル発振器の周波数制御
信号とするのである。その結果、ローカル信号の
周波数誤差が自動的に補正され、誤り率特性に劣
化を生ずることなく確実な復調動作を安定的にな
し得ることになる。
なお、信号処理回路以降の各要素はデイジタル
回路で構成できるから、LSI化が容易であり、回
路規模の大幅な低減が図れる。
回路で構成できるから、LSI化が容易であり、回
路規模の大幅な低減が図れる。
このように、本発明のデイジタル変調信号復調
回路によれば、逆変調タンクリミツタ法に基づく
復調回路をベースバンド帯において実現できたの
で、逆変調タンクリミツタ法の特長によつて高速
かつ確実な同期引き込み動作が可能となり、パケ
ツト通信やバースト状の音声通信等、広汎な通信
形態に対応できる。また、復調動作はベースバン
ド帯のデイジタル信号処理によつてなされるか
ら、LSI化が可能で回路規模を大幅に低減でき、
またデイジタル信号処理の特長から種々のデータ
速度に対して簡単に対応できる等、種々の効果が
ある。
回路によれば、逆変調タンクリミツタ法に基づく
復調回路をベースバンド帯において実現できたの
で、逆変調タンクリミツタ法の特長によつて高速
かつ確実な同期引き込み動作が可能となり、パケ
ツト通信やバースト状の音声通信等、広汎な通信
形態に対応できる。また、復調動作はベースバン
ド帯のデイジタル信号処理によつてなされるか
ら、LSI化が可能で回路規模を大幅に低減でき、
またデイジタル信号処理の特長から種々のデータ
速度に対して簡単に対応できる等、種々の効果が
ある。
（実施例）
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例に係るデイジタル変
調信号復調回路を示す。なお、第３図と同一構成
部分には同一名称符号を付してある。
調信号復調回路を示す。なお、第３図と同一構成
部分には同一名称符号を付してある。
第１図において、６は複素乗算器、７ａ，７ｂ
は識別器、８は複素乗算器、９ａ，９ｂはベース
バンドタンク回路を構成する同一特性のローパス
フイルタである。また、１０は絶対値回路、１１
ａ，１１ｂは割算器であつて、これらはベースバ
ンドリミツタ回路を構成する。そして、１２は複
素乗算器、１３はローパスフイルタである。
は識別器、８は複素乗算器、９ａ，９ｂはベース
バンドタンク回路を構成する同一特性のローパス
フイルタである。また、１０は絶対値回路、１１
ａ，１１ｂは割算器であつて、これらはベースバ
ンドリミツタ回路を構成する。そして、１２は複
素乗算器、１３はローパスフイルタである。
以上の構成において、前記式(1)で示される中間
周波帯の入力デイジタル変調信号Vi（ｔ）はミキ
サ３ａ、同３ｂの一方の入力へ共通に与えられ
る。また、ローカル発振器１は入力デイジタル変
調信号Vi（ｔ）の搬送波と周波数が略等しいロー
カル信号VL（ｔ）を発生し、それをミキサ３ａの
他方の入力と移相器２へ与える。移相器２はロー
カル信号VL（ｔ）の位相をπ／２宛移相し、それ
をミキサ３ｂの他方の入力へ与える。今、ローカ
ル信号VL（ｔ）は前記式(2)で示されるとすれば、
ミキサ３ａと同３ｂでは入力デイジタル変調信号
Vi（ｔ）が前記式(6)で示されるベースバンド帯の
複素変調信号Wi（ｔ）へ周波数変換される。ここ
で、第１図に示す如く、ミキサ３ａは実部信号
（前記式(3)）、ミキサ３ｂは虚部信号（前記式(4)）
を形成するとする。
周波帯の入力デイジタル変調信号Vi（ｔ）はミキ
サ３ａ、同３ｂの一方の入力へ共通に与えられ
る。また、ローカル発振器１は入力デイジタル変
調信号Vi（ｔ）の搬送波と周波数が略等しいロー
カル信号VL（ｔ）を発生し、それをミキサ３ａの
他方の入力と移相器２へ与える。移相器２はロー
カル信号VL（ｔ）の位相をπ／２宛移相し、それ
をミキサ３ｂの他方の入力へ与える。今、ローカ
ル信号VL（ｔ）は前記式(2)で示されるとすれば、
ミキサ３ａと同３ｂでは入力デイジタル変調信号
Vi（ｔ）が前記式(6)で示されるベースバンド帯の
複素変調信号Wi（ｔ）へ周波数変換される。ここ
で、第１図に示す如く、ミキサ３ａは実部信号
（前記式(3)）、ミキサ３ｂは虚部信号（前記式(4)）
を形成するとする。
Ａ／Ｄ変換器４ａ、同４ｂおよびローパスフイ
ルタ５ａ、同５ｂは信号変換回路を構成し、前記
複素変調信号Wi（ｔ）の実部信号および虚部信号
のそれぞれについてアナログ・デイジタル変換処
理および波形整形処理をし、その処理をした複素
変調信号Wi（ｔ）を複素乗算器６と同８の一方の
入力へそれぞれ送出する。
ルタ５ａ、同５ｂは信号変換回路を構成し、前記
複素変調信号Wi（ｔ）の実部信号および虚部信号
のそれぞれについてアナログ・デイジタル変換処
理および波形整形処理をし、その処理をした複素
変調信号Wi（ｔ）を複素乗算器６と同８の一方の
入力へそれぞれ送出する。
複素乗算器６は、その他方の入力に割算器１１
ａ、同１１ｂから再生搬送波WL（ｔ）が与えられ
るので、前記信号処理回路の出力を受けてその実
部信号および虚部信号のそれぞれについて再生搬
送波に基づき同期検波を行い、その同期検波信号
ｄ（ｔ）を識別器７ａ、同７ｂへ与える。
ａ、同１１ｂから再生搬送波WL（ｔ）が与えられ
るので、前記信号処理回路の出力を受けてその実
部信号および虚部信号のそれぞれについて再生搬
送波に基づき同期検波を行い、その同期検波信号
ｄ（ｔ）を識別器７ａ、同７ｂへ与える。
再生搬送波WL（ｔ）は前記式(7)で示され、また
同期検波信号ｄ（ｔ）は前記式(8)で示される。
同期検波信号ｄ（ｔ）は前記式(8)で示される。
識別器７ａ、同７ｂは同期検波信号ｄ（ｔ）の
実部信号および虚部信号の対応するものについて
その極性判定を行い前記式(10)で示される復調信号
ｄ（ｔ）を形成する。この復調信号ｄ（ｔ）は複素
乗算器８の他方の入力へも与えられる。
実部信号および虚部信号の対応するものについて
その極性判定を行い前記式(10)で示される復調信号
ｄ（ｔ）を形成する。この復調信号ｄ（ｔ）は複素
乗算器８の他方の入力へも与えられる。
複素乗算器８は、前記２個の識別器７ａ，７ｂ
の出力ｄ（ｔ）を複素信号入力としてその虚部信
号の極性の反転した複素共役信号でもつて前記信
号処理回路の出力（即ち、複素変調信号Wi（ｔ））
について逆変調処理を行いベースバンド帯の搬送
波再生を行う。この動作は前記式（11）で示され
る。この搬送波はベースバンドタンク回路（ロー
パスフイルタ９ａ、同９ｂ）でＳ／Ｎ改善処理を
受け、前記式（12）で示される信号Ｃ（ｔ）とな
り、ベースバンドリミツタ回路（絶対値回路１０
および割算器１１ａ、同１１ｂ）と複素乗算器１
２の一方の入力とへ与えられる。
の出力ｄ（ｔ）を複素信号入力としてその虚部信
号の極性の反転した複素共役信号でもつて前記信
号処理回路の出力（即ち、複素変調信号Wi（ｔ））
について逆変調処理を行いベースバンド帯の搬送
波再生を行う。この動作は前記式（11）で示され
る。この搬送波はベースバンドタンク回路（ロー
パスフイルタ９ａ、同９ｂ）でＳ／Ｎ改善処理を
受け、前記式（12）で示される信号Ｃ（ｔ）とな
り、ベースバンドリミツタ回路（絶対値回路１０
および割算器１１ａ、同１１ｂ）と複素乗算器１
２の一方の入力とへ与えられる。
なお、複素乗算器１２の他方の入力にはベース
バンドタンク回路の入力信号、即ち複素乗算器８
の出力信号が与えられる。
バンドタンク回路の入力信号、即ち複素乗算器８
の出力信号が与えられる。
ベースバンドリミツタ回路では、絶対値回路１
０において信号Ｃ（ｔ）の絶対値を求めるととも
に、割算器１１ａ、同１１ｂにおいてその絶対値
で信号Ｃ（ｔ）を割算することを行う。即ち、信
号Ｃ（ｔ）について振幅一定化処理を行い、それ
を再生搬送波WL（ｔ）として複素乗算器６へ与え
るのである。前記した如く、定常状態においては
式（12）と同(7)は等しいので、常に同期が達成さ
れ高速引き込み動作が行われる。
０において信号Ｃ（ｔ）の絶対値を求めるととも
に、割算器１１ａ、同１１ｂにおいてその絶対値
で信号Ｃ（ｔ）を割算することを行う。即ち、信
号Ｃ（ｔ）について振幅一定化処理を行い、それ
を再生搬送波WL（ｔ）として複素乗算器６へ与え
るのである。前記した如く、定常状態においては
式（12）と同(7)は等しいので、常に同期が達成さ
れ高速引き込み動作が行われる。
但し、誤り率特性の劣化要因となる位相誤差が
存在する。これは複素乗算器１２において前記式
（16）で示されるベースバンドタンク回路の入力
信号についての複素乗算処理によつて検出され、
式（17）で示される虚部信号Vfが形成される。
この虚部信号Vfはローパスフイルタ１３でＳ／
Ｎ改善処理を受けてローカル発振器１へ周波数制
御信号として与えられる。その結果、ローカル信
号の周波数誤差が自動的に補正され、誤り率特性
に劣化を生ずることなく確実な復調動作を安定的
になし得ることになる。
存在する。これは複素乗算器１２において前記式
（16）で示されるベースバンドタンク回路の入力
信号についての複素乗算処理によつて検出され、
式（17）で示される虚部信号Vfが形成される。
この虚部信号Vfはローパスフイルタ１３でＳ／
Ｎ改善処理を受けてローカル発振器１へ周波数制
御信号として与えられる。その結果、ローカル信
号の周波数誤差が自動的に補正され、誤り率特性
に劣化を生ずることなく確実な復調動作を安定的
になし得ることになる。
なお、複素乗算器６、同８および同１２は、具
体的に例えば第２図に示す如く、４個の乗算器１
４と２個の加算器１５とで構成される。
体的に例えば第２図に示す如く、４個の乗算器１
４と２個の加算器１５とで構成される。
以上の説明から明らかな如く、Ａ／Ｄ変換器４
ａ、同４ｂ以降の各要素はデイジタル回路で構成
できるから、LSI化が容易であり、回路規模の大
幅な低減が可能である。
ａ、同４ｂ以降の各要素はデイジタル回路で構成
できるから、LSI化が容易であり、回路規模の大
幅な低減が可能である。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明のデイジタル変調
信号復調回路によれば、逆変調タンクリミツタ法
に基づく復調回路をベースバンド帯において実現
できたので、逆変調タンクリミツタ法の特長によ
つて高速かつ確実な同期引き込み動作が可能とな
り、パケツト通信やバースト状の音声通信等、広
汎な通信形態に対応できる。また、復調動作はベ
ースバンド帯のデイジタル信号処理によつてなさ
れるから、LSI化が可能で回路規模を大幅に低減
でき、またデイジタル信号処理の特長から種々の
データ速度に対して簡単に対応できる等、種々の
効果がある。
信号復調回路によれば、逆変調タンクリミツタ法
に基づく復調回路をベースバンド帯において実現
できたので、逆変調タンクリミツタ法の特長によ
つて高速かつ確実な同期引き込み動作が可能とな
り、パケツト通信やバースト状の音声通信等、広
汎な通信形態に対応できる。また、復調動作はベ
ースバンド帯のデイジタル信号処理によつてなさ
れるから、LSI化が可能で回路規模を大幅に低減
でき、またデイジタル信号処理の特長から種々の
データ速度に対して簡単に対応できる等、種々の
効果がある。
第１図は本発明の一実施例に係るデイジタル変
調信号復調回路の構成ブロツク図、第２図は複素
乗算器の構成ブロツク図、第３図および第４図は
従来例回路の構成ブロツク図である。 １……ローカル発振器、２……移相器、３ａ，
３ｂ……ミキサ、４ａ，４ｂ……Ａ／Ｄ変換器、
５ａ，５ｂ……ローパスフイルタ、６，８，１２
……複素乗算器、９ａ，９ｂ……ローパスフイル
タ、１０……絶対値回路、１１ａ，１１ｂ……割
算器、１３……ローパスフイルタ、１４……乗算
器、１５……加算器。
調信号復調回路の構成ブロツク図、第２図は複素
乗算器の構成ブロツク図、第３図および第４図は
従来例回路の構成ブロツク図である。 １……ローカル発振器、２……移相器、３ａ，
３ｂ……ミキサ、４ａ，４ｂ……Ａ／Ｄ変換器、
５ａ，５ｂ……ローパスフイルタ、６，８，１２
……複素乗算器、９ａ，９ｂ……ローパスフイル
タ、１０……絶対値回路、１１ａ，１１ｂ……割
算器、１３……ローパスフイルタ、１４……乗算
器、１５……加算器。
Claims (1)
- １ 中間周波帯の入力デイジタル変調信号の搬送
波と周波数が略等しいローカル信号を発生するロ
ーカル発振器と；ローカル信号の位相をπ／２宛
移相する移相器と；前記入力デイジタル変調信号
をベースバンド帯の複素変調信号へ周波数変換す
るものであつて前記ローカル発振器の出力を他方
の入力とする第１のミキサおよび前記移相器の出
力を他方の入力とする第２のミキサと；前記複素
変調信号の実部信号および虚部信号のそれぞれに
ついてアナログ・デイジタル変換処理および波形
整形処理を行う信号処理回路と；前記信号処理回
路の出力を受けてその実部信号および虚部信号の
それぞれについて再生搬送波に基づき同期検波を
行う第１の複素乗算器と；前記第１の複素乗算器
の出力を受けてその実部信号および虚部信号のそ
れぞれについて極性判定をし復調信号を出力する
２個の識別器と；前記２個の識別器の出力を複素
信号入力としてその虚部信号の極性の反転した複
素共役信号でもつて前記信号処理回路の出力につ
いて逆変調処理を行いベースバンド帯の搬送波再
生を行う第２の複素乗算器と；前記第２の複素乗
算器の出力を受けてその実部信号および虚部信号
のそれぞれについてろ波処理を行う２個のローパ
スフイルタからなるベースバンドタンク回路と；
前記ベースバンドタンク回路の出力を受けてその
絶対値操作を行う絶対値回路およびこの絶対値回
路の出力と前記ベースバンドタンク回路の出力間
で割算操作をしその結果信号を前記再生搬送波と
して前記第１の複素乗算器へ送出する割算器から
なるベースバンドリミツタ回路と；前記ベースバ
ンドタンク回路の入出力信号について複素乗算を
し前記ローカル発振器の周波数制御信号となる虚
部信号を形成する第３の複素乗算器と；を備えた
ことを特徴とするデイジタル変調信号復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62251089A JPH0193241A (ja) | 1987-10-05 | 1987-10-05 | ディジタル変調信号復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62251089A JPH0193241A (ja) | 1987-10-05 | 1987-10-05 | ディジタル変調信号復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0193241A JPH0193241A (ja) | 1989-04-12 |
| JPH0479499B2 true JPH0479499B2 (ja) | 1992-12-16 |
Family
ID=17217475
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62251089A Granted JPH0193241A (ja) | 1987-10-05 | 1987-10-05 | ディジタル変調信号復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0193241A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0820173A3 (en) * | 1996-07-16 | 2001-01-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | QAM receiver with baseband compensation for phase and frequency errors |
| EP1484881A4 (en) | 2002-03-11 | 2011-01-12 | Panasonic Corp | APPARATUS FOR REPRODUCING A RADIO CARRIER |
-
1987
- 1987-10-05 JP JP62251089A patent/JPH0193241A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0193241A (ja) | 1989-04-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |