JP2943803B1 - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JP2943803B1 JP2943803B1 JP10227115A JP22711598A JP2943803B1 JP 2943803 B1 JP2943803 B1 JP 2943803B1 JP 10227115 A JP10227115 A JP 10227115A JP 22711598 A JP22711598 A JP 22711598A JP 2943803 B1 JP2943803 B1 JP 2943803B1
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- time
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
- H04L25/03273—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with carrier recovery circuitry
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
【要約】
【課題】 大規模な付加回路を必要とせずに、Ｉｃｈと
Ｑｃｈとの位相誤差、振幅誤差及びＤＣオフセットを除
去し、高い等化能力を実現する。 【解決手段】 搬送波周波数に対して（２ｎ＋１／２）
ω0［ｎ：整数、ω0＝２π／Ｔ、Ｔ：ベースバンド信号
の伝送レート］だけ異なる周波数と受信信号とをミキサ
１０で掛け合わせ、フィルタ３０において中心周波数
（２ｎ＋１／２）ω 0のベースバンド信号を取り出すと
ともにＤＣ成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器４０にてＴ／２
周期でサンプリング及びＡ／Ｄ変換し、乗算器５０にお
いて極性信号と掛け合わせ、時刻ｎＴにおける受信信号
の同相成分ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける
受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）Ｔ］を得る。こ
れらとレプリカ信号ｐR（ｎＴ），ｑR［（ｎ＋１／２）
Ｔ］とによりブランチメトリックを算出し、最尤系列推
定を行うことにより信号系列を推定する。
Ｑｃｈとの位相誤差、振幅誤差及びＤＣオフセットを除
去し、高い等化能力を実現する。 【解決手段】 搬送波周波数に対して（２ｎ＋１／２）
ω0［ｎ：整数、ω0＝２π／Ｔ、Ｔ：ベースバンド信号
の伝送レート］だけ異なる周波数と受信信号とをミキサ
１０で掛け合わせ、フィルタ３０において中心周波数
（２ｎ＋１／２）ω 0のベースバンド信号を取り出すと
ともにＤＣ成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器４０にてＴ／２
周期でサンプリング及びＡ／Ｄ変換し、乗算器５０にお
いて極性信号と掛け合わせ、時刻ｎＴにおける受信信号
の同相成分ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける
受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）Ｔ］を得る。こ
れらとレプリカ信号ｐR（ｎＴ），ｑR［（ｎ＋１／２）
Ｔ］とによりブランチメトリックを算出し、最尤系列推
定を行うことにより信号系列を推定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル無線通信
システムにおける受信装置に関し、特に、直交検波によ
る復調機能と最尤系列推定による等化機能とを有する受
信装置に関する。
システムにおける受信装置に関し、特に、直交検波によ
る復調機能と最尤系列推定による等化機能とを有する受
信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２は、従来の受信装置の一構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【０００３】本従来例は図２に示すように、直交変調さ
れた信号が入力され、互いに直交する２つのベースバン
ド信号成分を生成し、出力する直交検波器１１０と、直
交検波器１１０から出力された２つのベースバンド信号
成分をそれぞれサンプリング周期毎にデジタル信号に変
換し、出力するＡ／Ｄ変換器１２０，１３０と、Ａ／Ｄ
変換器１２０，１３０から出力された信号に基づいて推
定信号を出力する最尤系列推定型等化器１５０と、直交
検波器１１０に入力される信号と掛け合わせるための信
号を発振し、出力する発振器１４０とから構成されてい
る。
れた信号が入力され、互いに直交する２つのベースバン
ド信号成分を生成し、出力する直交検波器１１０と、直
交検波器１１０から出力された２つのベースバンド信号
成分をそれぞれサンプリング周期毎にデジタル信号に変
換し、出力するＡ／Ｄ変換器１２０，１３０と、Ａ／Ｄ
変換器１２０，１３０から出力された信号に基づいて推
定信号を出力する最尤系列推定型等化器１５０と、直交
検波器１１０に入力される信号と掛け合わせるための信
号を発振し、出力する発振器１４０とから構成されてい
る。
【０００４】なお、直交検波器１１０は、直交変調され
た信号と発振器１４０から出力された信号とを掛け合わ
せるミキサ１１１と、発振器１４０から出力された信号
を位相をπ／２だけずらして出力するπ／２移相器１１
５と、直交変調された信号とπ／２移相器１１５から出
力された信号を掛け合わせるミキサ１１２と、ミキサ１
１１にて掛け合わされた信号の所定の周波数成分のみを
通過させることによりベースバンド信号の同相成分を出
力するフィルタ１１３と、ミキサ１１２にて掛け合わさ
れた信号の所定の周波数成分のみを通過させることによ
りベースバンド信号の直交成分を出力するフィルタ１１
４とから構成されている。
た信号と発振器１４０から出力された信号とを掛け合わ
せるミキサ１１１と、発振器１４０から出力された信号
を位相をπ／２だけずらして出力するπ／２移相器１１
５と、直交変調された信号とπ／２移相器１１５から出
力された信号を掛け合わせるミキサ１１２と、ミキサ１
１１にて掛け合わされた信号の所定の周波数成分のみを
通過させることによりベースバンド信号の同相成分を出
力するフィルタ１１３と、ミキサ１１２にて掛け合わさ
れた信号の所定の周波数成分のみを通過させることによ
りベースバンド信号の直交成分を出力するフィルタ１１
４とから構成されている。
【０００５】また、最尤系列推定型等化器１５０は、フ
ィルタ１１３から出力され、Ａ／Ｄ変換器１２０にてデ
ジタル信号に変換された信号に基づいて、伝送路のイン
パルスレスポンスの同相成分を算出するとともに、フィ
ルタ１１４から出力され、Ａ／Ｄ変換器１３０にてデジ
タル信号に変換された信号に基づいて、伝送路のインパ
ルスレスポンスの直交成分を算出する伝送路推定部１５
１と、伝送路推定部１５１にて算出された伝送路のイン
パルスレスポンスの同相成分及び直交成分に基づいてレ
プリカを算出するレプリカ発生部１５２と、フィルタ１
１３から出力され、Ａ／Ｄ変換器１２０にてデジタル信
号に変換された信号とフィルタ１１４から出力され、Ａ
／Ｄ変換器１３０にてデジタル信号に変換された信号と
レプリカ発生部１５２にて算出されたレプリカとに基づ
いてブランチメトリックを算出するブランチメトリック
演算部１５３と、ブランチメトリック演算部１５３にて
算出されたブランチメトリックに基づいて、送信された
信号系列を推定する信号系列推定部１５４とから構成さ
れている。ここで、レプリカは、候補信号系列と伝送路
インパルスレスポンスとを畳み込んだものであり、候補
信号が送信された場合の受信信号の推定値を示す。
ィルタ１１３から出力され、Ａ／Ｄ変換器１２０にてデ
ジタル信号に変換された信号に基づいて、伝送路のイン
パルスレスポンスの同相成分を算出するとともに、フィ
ルタ１１４から出力され、Ａ／Ｄ変換器１３０にてデジ
タル信号に変換された信号に基づいて、伝送路のインパ
ルスレスポンスの直交成分を算出する伝送路推定部１５
１と、伝送路推定部１５１にて算出された伝送路のイン
パルスレスポンスの同相成分及び直交成分に基づいてレ
プリカを算出するレプリカ発生部１５２と、フィルタ１
１３から出力され、Ａ／Ｄ変換器１２０にてデジタル信
号に変換された信号とフィルタ１１４から出力され、Ａ
／Ｄ変換器１３０にてデジタル信号に変換された信号と
レプリカ発生部１５２にて算出されたレプリカとに基づ
いてブランチメトリックを算出するブランチメトリック
演算部１５３と、ブランチメトリック演算部１５３にて
算出されたブランチメトリックに基づいて、送信された
信号系列を推定する信号系列推定部１５４とから構成さ
れている。ここで、レプリカは、候補信号系列と伝送路
インパルスレスポンスとを畳み込んだものであり、候補
信号が送信された場合の受信信号の推定値を示す。
【０００６】以下に、上記のように構成された受信装置
の動作について説明する。
の動作について説明する。
【０００７】直交変調された信号ｘ（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃ
ｏｓωCｔ−ｑ（ｔ）ｓｉｎωCｔ［ωC：搬送波の角周
波数］が直交検波器１１０に入力されると、ミキサ１１
１において、入力された信号ｘ（ｔ）と発振器１４０か
ら出力された信号ｃｏｓωCｔとが掛け合わされ、さら
に、フィルタ１１３を通ることによりベースバンド信号
の同相成分ｐ（ｔ）が得られる。
ｏｓωCｔ−ｑ（ｔ）ｓｉｎωCｔ［ωC：搬送波の角周
波数］が直交検波器１１０に入力されると、ミキサ１１
１において、入力された信号ｘ（ｔ）と発振器１４０か
ら出力された信号ｃｏｓωCｔとが掛け合わされ、さら
に、フィルタ１１３を通ることによりベースバンド信号
の同相成分ｐ（ｔ）が得られる。
【０００８】また、π／２移相器１１５においては、発
振器１４０から出力された信号ｃｏｓωCｔの位相がπ
／２だけずらされて信号−ｓｉｎωCｔが出力されてお
り、ミキサ１１２において、入力された信号ｘ（ｔ）と
π／２移相器１１５から出力された信号−ｓｉｎωCｔ
とが掛け合わされ、さらに、フィルタ１１４を通ること
によりベースバンド信号の直交成分ｑ（ｔ）が得られ
る。
振器１４０から出力された信号ｃｏｓωCｔの位相がπ
／２だけずらされて信号−ｓｉｎωCｔが出力されてお
り、ミキサ１１２において、入力された信号ｘ（ｔ）と
π／２移相器１１５から出力された信号−ｓｉｎωCｔ
とが掛け合わされ、さらに、フィルタ１１４を通ること
によりベースバンド信号の直交成分ｑ（ｔ）が得られ
る。
【０００９】直交検波器１１０から出力されたベースバ
ンド信号の同相成分ｐ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換器１２０に
おいて、サンプリング周期Ｔ［Ｔ：ベースバンド信号の
伝送レート］毎にデジタル信号に変換され、デジタル受
信信号ｐ（ｎＴ）［ｎ：整数］が出力される。
ンド信号の同相成分ｐ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換器１２０に
おいて、サンプリング周期Ｔ［Ｔ：ベースバンド信号の
伝送レート］毎にデジタル信号に変換され、デジタル受
信信号ｐ（ｎＴ）［ｎ：整数］が出力される。
【００１０】また、直交検波器１１０から出力されたベ
ースバンド信号の同相成分ｑ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換器１
３０において、サンプリング周期Ｔ毎にデジタル信号に
変換され、デジタル受信信号ｑ（ｎＴ）［ｎ：整数］が
出力される。
ースバンド信号の同相成分ｑ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換器１
３０において、サンプリング周期Ｔ毎にデジタル信号に
変換され、デジタル受信信号ｑ（ｎＴ）［ｎ：整数］が
出力される。
【００１１】Ａ／Ｄ変換器１２０，１３０から出力され
た受信信号ｐ（ｎＴ），ｑ（ｎＴ）は最尤系列推定型等
化器１５０に入力され、最尤系列推定型等化器１５０内
の伝送路推定部１５１において、入力された受信信号ｐ
（ｎＴ）に基づいて伝送路のインパルスレスポンスの同
相成分ｇ（ｎＴ）が、また、入力された受信信号ｑ（ｎ
Ｔ）に基づいて伝送路のインパルスレスポンスの直交成
分ｈ（ｎＴ）がそれぞれ算出される。
た受信信号ｐ（ｎＴ），ｑ（ｎＴ）は最尤系列推定型等
化器１５０に入力され、最尤系列推定型等化器１５０内
の伝送路推定部１５１において、入力された受信信号ｐ
（ｎＴ）に基づいて伝送路のインパルスレスポンスの同
相成分ｇ（ｎＴ）が、また、入力された受信信号ｑ（ｎ
Ｔ）に基づいて伝送路のインパルスレスポンスの直交成
分ｈ（ｎＴ）がそれぞれ算出される。
【００１２】次に、レプリカ発生部１５２において、伝
送路推定部１５１にて算出された伝送路のインパルスレ
スポンスの同相成分ｇ（ｎＴ）に基づいてレプリカｐR
（ｎＴ）が、また、伝送路推定部１５１にて算出された
伝送路のインパルスレスポンスの直交成分ｈ（ｎＴ）に
基づいてレプリカｑR（ｎＴ）がそれぞれ算出される。
送路推定部１５１にて算出された伝送路のインパルスレ
スポンスの同相成分ｇ（ｎＴ）に基づいてレプリカｐR
（ｎＴ）が、また、伝送路推定部１５１にて算出された
伝送路のインパルスレスポンスの直交成分ｈ（ｎＴ）に
基づいてレプリカｑR（ｎＴ）がそれぞれ算出される。
【００１３】次に、ブランチメトリック演算部１５３に
おいて、Ａ／Ｄ変換器１２０から出力された受信信号ｐ
（ｎＴ）とレプリカ発生部１５２にて算出されたレプリ
カｐ R（ｎＴ）との差の２乗と、Ａ／Ｄ変換器１３０か
ら出力された受信信号ｑ（ｎＴ）とレプリカ発生部１５
２にて算出されたレプリカｑR（ｎＴ）との差の２乗と
の和で表わされるブランチメトリックが算出される。
おいて、Ａ／Ｄ変換器１２０から出力された受信信号ｐ
（ｎＴ）とレプリカ発生部１５２にて算出されたレプリ
カｐ R（ｎＴ）との差の２乗と、Ａ／Ｄ変換器１３０か
ら出力された受信信号ｑ（ｎＴ）とレプリカ発生部１５
２にて算出されたレプリカｑR（ｎＴ）との差の２乗と
の和で表わされるブランチメトリックが算出される。
【００１４】その後、信号系列推定部１５４において、
ブランチメトリック演算部１５３にて算出されたブラン
チメトリックに基づいて、一般にヴィタビアルゴリズム
［参考文献 堀越著「ディジタル移動通信のための波形
等化技術」ｐ．８５〜８９トリケップス刊］として知ら
れている方法を用いて、送信された信号系列が推定され
る。
ブランチメトリック演算部１５３にて算出されたブラン
チメトリックに基づいて、一般にヴィタビアルゴリズム
［参考文献 堀越著「ディジタル移動通信のための波形
等化技術」ｐ．８５〜８９トリケップス刊］として知ら
れている方法を用いて、送信された信号系列が推定され
る。
【００１５】しかしながら、上記のような受信装置にお
いては、直交検波器１１０の同相成分（以下、Ｉｃｈと
称する）と直交成分（以下、Ｑｃｈと称する）との位相
誤差や、直交検波器１１０、フィルタ１１３，１１４及
びＡ／Ｄ変換器１２０，１３０がＩｃｈとＱｃｈとの２
系統設けられていることによる振幅誤差や、ＤＣオフセ
ット等は、等化器での信号系列推定における推定誤差の
要因となり、その結果、伝送特性が著しく劣化してしま
う。そのため、本従来例の受信装置で良好な伝送特性を
得るためには高精度の位相調整及びゲイン調整等が必要
であった。
いては、直交検波器１１０の同相成分（以下、Ｉｃｈと
称する）と直交成分（以下、Ｑｃｈと称する）との位相
誤差や、直交検波器１１０、フィルタ１１３，１１４及
びＡ／Ｄ変換器１２０，１３０がＩｃｈとＱｃｈとの２
系統設けられていることによる振幅誤差や、ＤＣオフセ
ット等は、等化器での信号系列推定における推定誤差の
要因となり、その結果、伝送特性が著しく劣化してしま
う。そのため、本従来例の受信装置で良好な伝送特性を
得るためには高精度の位相調整及びゲイン調整等が必要
であった。
【００１６】図３は、特開平１−３００６１１号公報に
開示された受信装置の構成を示す図である。なお、本従
来例は、図２に示した受信装置におけるＩｃｈとＱｃｈ
との位相誤差や振幅誤差、ＤＣオフセット除去のための
調整を不要とすることを目的として考案されたものであ
る。
開示された受信装置の構成を示す図である。なお、本従
来例は、図２に示した受信装置におけるＩｃｈとＱｃｈ
との位相誤差や振幅誤差、ＤＣオフセット除去のための
調整を不要とすることを目的として考案されたものであ
る。
【００１７】本従来例は図３に示すように、信号ｃｏｓ
２π（ｆ0−Ｂ）ｔを生成し、出力する発振器２２０
と、中心周波数ｆ0、帯域幅Ｂを有する受信入力信号ｘ
（ｔ）と発振器２２０から出力された信号ｃｏｓ２π
（ｆ0−Ｂ）ｔとを掛け合わせるミキサ２１０と、バン
ドパスフィルタ２３０と、ミキサ２１０から出力され、
バンドパスフィルタ２３０を通過した帯域Ｂ／２＜ｆ＜
３Ｂ／２の信号をデジタル信号ｘnに変換するサンプリ
ング回路２４０及びＡ／Ｄ変換器２５０と、デジタルフ
ィルタ２６０と、サンプリング回路２４０及びＡ／Ｄ変
換器２５０にてデジタル信号に変換され、デジタルフィ
ルタ２６０を通過した信号をサンプル間引きすることで
Ｉｃｈに相当する信号ｉPを出力するサンプリング回路
２７０と、サンプリング回路２４０及びＡ／Ｄ変換器２
５０にてデジタル信号に変換され、デジタルフィルタ２
６０を通過した信号をサンプル間引きすることでＱｃｈ
に相当する信号ｑPを出力するサンプリング回路２８０
とから構成されている。
２π（ｆ0−Ｂ）ｔを生成し、出力する発振器２２０
と、中心周波数ｆ0、帯域幅Ｂを有する受信入力信号ｘ
（ｔ）と発振器２２０から出力された信号ｃｏｓ２π
（ｆ0−Ｂ）ｔとを掛け合わせるミキサ２１０と、バン
ドパスフィルタ２３０と、ミキサ２１０から出力され、
バンドパスフィルタ２３０を通過した帯域Ｂ／２＜ｆ＜
３Ｂ／２の信号をデジタル信号ｘnに変換するサンプリ
ング回路２４０及びＡ／Ｄ変換器２５０と、デジタルフ
ィルタ２６０と、サンプリング回路２４０及びＡ／Ｄ変
換器２５０にてデジタル信号に変換され、デジタルフィ
ルタ２６０を通過した信号をサンプル間引きすることで
Ｉｃｈに相当する信号ｉPを出力するサンプリング回路
２７０と、サンプリング回路２４０及びＡ／Ｄ変換器２
５０にてデジタル信号に変換され、デジタルフィルタ２
６０を通過した信号をサンプル間引きすることでＱｃｈ
に相当する信号ｑPを出力するサンプリング回路２８０
とから構成されている。
【００１８】上記のように構成された受信装置において
は、従来、Ｉｃｈ用とＱｃｈ用の２組あったミキサ、フ
ィルタ及びＡ／Ｄ変換器が１組だけで構成されているた
め、ＩｃｈとＱｃｈとの位相誤差及び振幅誤差がなくな
り、デジタルフィルタ２６０がＤＣ成分を除去する特性
を有している。
は、従来、Ｉｃｈ用とＱｃｈ用の２組あったミキサ、フ
ィルタ及びＡ／Ｄ変換器が１組だけで構成されているた
め、ＩｃｈとＱｃｈとの位相誤差及び振幅誤差がなくな
り、デジタルフィルタ２６０がＤＣ成分を除去する特性
を有している。
【００１９】また、デジタルフィルタ２６０は、（１−
Ｚ-2）フィルタ２６１，２６２、Ｈ 1フィルタ２６３及
びＨ2フィルタ２６４から構成され、ベースバンド信号
の同相成分と直交成分との時間的ずれを補正する機能を
有しており、それにより、ｉP及びｑPにおいては時間的
ずれが補正されている。
Ｚ-2）フィルタ２６１，２６２、Ｈ 1フィルタ２６３及
びＨ2フィルタ２６４から構成され、ベースバンド信号
の同相成分と直交成分との時間的ずれを補正する機能を
有しており、それにより、ｉP及びｑPにおいては時間的
ずれが補正されている。
【００２０】すなわち、図３に示した受信装置の出力ｉ
P及びｑPは，図２に示したｐ（ｔ）及びｑ（ｔ）にそれ
ぞれ相当し、図３に示した受信装置と図２に示した最尤
系列型等化器１５０とを組み合わせることにより、図２
に示した受信装置相当の直交検波機能と等化機能とを有
し、位相誤差、振幅誤差及びＤＣオフセット除去のため
の調整を不要とする受信装置を実現することができる。
P及びｑPは，図２に示したｐ（ｔ）及びｑ（ｔ）にそれ
ぞれ相当し、図３に示した受信装置と図２に示した最尤
系列型等化器１５０とを組み合わせることにより、図２
に示した受信装置相当の直交検波機能と等化機能とを有
し、位相誤差、振幅誤差及びＤＣオフセット除去のため
の調整を不要とする受信装置を実現することができる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】図３に示した受信装置
においては、装置の無調整化及び高性能化を図ることが
できるという効果に加え、従来必要であったミキサ、フ
ィルタ及びＡ／Ｄ変換器といったアナログ回路が１組で
構成されているため、装置の小型化及び高集積化を図る
ことができるという効果もある。
においては、装置の無調整化及び高性能化を図ることが
できるという効果に加え、従来必要であったミキサ、フ
ィルタ及びＡ／Ｄ変換器といったアナログ回路が１組で
構成されているため、装置の小型化及び高集積化を図る
ことができるという効果もある。
【００２２】しかしながら、ベースバンド信号の同相成
分と直交成分との時間的ずれを補正するためにデジタル
フィルタという付加回路を新たに設けなければならない
ため、さらなる小型化及び高集積化を図ることが困難で
あるという問題点がある。
分と直交成分との時間的ずれを補正するためにデジタル
フィルタという付加回路を新たに設けなければならない
ため、さらなる小型化及び高集積化を図ることが困難で
あるという問題点がある。
【００２３】本発明は、上述したような従来の技術が有
する問題点に鑑みてなされたものであって、大規模な付
加回路を必要とせずに、伝送特性劣化の要因となるＩｃ
ｈとＱｃｈとの位相誤差、振幅誤差及びＤＣオフセット
を除去し、高い等化能力を有する受信装置を提供するこ
とを目的とする。
する問題点に鑑みてなされたものであって、大規模な付
加回路を必要とせずに、伝送特性劣化の要因となるＩｃ
ｈとＱｃｈとの位相誤差、振幅誤差及びＤＣオフセット
を除去し、高い等化能力を有する受信装置を提供するこ
とを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、搬送波周波数に対して（２ｎ＋１／２）ω
0［ただし、ｎ：整数、ω0＝２π／Ｔ、Ｔ：ベースバン
ド信号の伝送レート］だけ異なる周波数を発生させる発
振器と、受信信号と前記発振器にて発生した周波数を有
する信号を合成するミキサと、前記ミキサにて合成され
た信号を濾波するフィルタと、前記フィルタを通過した
信号をＴ／２毎にサンプリングするとともにデジタル信
号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器と、サンプル毎に極
性が反転する極性信号を生成する極性信号発生器と、前
記Ａ／Ｄ変換器から出力された信号と前記極性信号発生
器にて生成された極性信号とを掛け合わせ、出力する乗
算器と、前記乗算器から出力された信号を時刻ｎＴにお
ける信号と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける信号に分離し
て出力するセレクタと、前記セレクタから出力された信
号に基づいて最尤系列推定を用いて送信信号系列を推定
する最尤系列推定型等化器とを有し、該最尤系列推定型
等化器は、前記セレクタから出力された信号に基づいて
伝送路のインパルスレスポンスを算出する伝送路推定部
と、該伝送路推定部にて算出された伝送路のインパルス
レスポンスに基づいてレプリカを算出するレプリカ発生
部と、前記セレクタから出力された信号と前記レプリカ
発生部にて算出されたレプリカとの誤差を表すブランチ
メトリックを算出するブランチメトリック演算部と、前
記ブランチメトリック演算部にて算出されたブランチメ
トリックに基づいて最尤系列推定を用いて送信信号系列
を推定する信号系列推定部とを有することを特徴とす
る。
に本発明は、搬送波周波数に対して（２ｎ＋１／２）ω
0［ただし、ｎ：整数、ω0＝２π／Ｔ、Ｔ：ベースバン
ド信号の伝送レート］だけ異なる周波数を発生させる発
振器と、受信信号と前記発振器にて発生した周波数を有
する信号を合成するミキサと、前記ミキサにて合成され
た信号を濾波するフィルタと、前記フィルタを通過した
信号をＴ／２毎にサンプリングするとともにデジタル信
号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器と、サンプル毎に極
性が反転する極性信号を生成する極性信号発生器と、前
記Ａ／Ｄ変換器から出力された信号と前記極性信号発生
器にて生成された極性信号とを掛け合わせ、出力する乗
算器と、前記乗算器から出力された信号を時刻ｎＴにお
ける信号と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける信号に分離し
て出力するセレクタと、前記セレクタから出力された信
号に基づいて最尤系列推定を用いて送信信号系列を推定
する最尤系列推定型等化器とを有し、該最尤系列推定型
等化器は、前記セレクタから出力された信号に基づいて
伝送路のインパルスレスポンスを算出する伝送路推定部
と、該伝送路推定部にて算出された伝送路のインパルス
レスポンスに基づいてレプリカを算出するレプリカ発生
部と、前記セレクタから出力された信号と前記レプリカ
発生部にて算出されたレプリカとの誤差を表すブランチ
メトリックを算出するブランチメトリック演算部と、前
記ブランチメトリック演算部にて算出されたブランチメ
トリックに基づいて最尤系列推定を用いて送信信号系列
を推定する信号系列推定部とを有することを特徴とす
る。
【００２５】また、前記フィルタは、前記ミキサにて合
成された信号のうち中心周波数（２ｎ＋１／２）ω0の
信号成分を通過させ、かつＤＣ成分を除去する特性を有
することを特徴とする。
成された信号のうち中心周波数（２ｎ＋１／２）ω0の
信号成分を通過させ、かつＤＣ成分を除去する特性を有
することを特徴とする。
【００２６】また、前記最尤推定型等化器は、時刻ｎＴ
における入力信号と時刻ｎＴにおけるレプリカとの差の
２乗と、時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける入力信号と時刻
（ｎ＋１／２）Ｔにおけるレプリカとの差の２乗との和
をブランチメトリックとして最尤系列推定を行うことを
特徴とする。
における入力信号と時刻ｎＴにおけるレプリカとの差の
２乗と、時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける入力信号と時刻
（ｎ＋１／２）Ｔにおけるレプリカとの差の２乗との和
をブランチメトリックとして最尤系列推定を行うことを
特徴とする。
【００２７】（作用）上記のように構成された本発明に
おいては、受信信号が周波数変換された後、フィルタに
おいて受信信号のＤＣ成分が除去され、また、乗算器、
極性信号発生器及びセレクタといった簡単なロジック回
路が付加され、さらに、等化器において処理タイミング
が変更されるので、ベースバンド信号の同相成分と直交
成分との時間的ずれを補正する必要がなくなり、従来の
ようなデジタルフィルタが不要となる。
おいては、受信信号が周波数変換された後、フィルタに
おいて受信信号のＤＣ成分が除去され、また、乗算器、
極性信号発生器及びセレクタといった簡単なロジック回
路が付加され、さらに、等化器において処理タイミング
が変更されるので、ベースバンド信号の同相成分と直交
成分との時間的ずれを補正する必要がなくなり、従来の
ようなデジタルフィルタが不要となる。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。
いて図面を参照して説明する。
【００２９】図１は、本発明の受信装置の実施の一形態
を示す図である。
を示す図である。
【００３０】本形態は図１に示すように、信号ｃｏｓ
｛ωC＋（２ｎ＋１／２）ω0｝ｔ［ω C：搬送波の角周
波数、ω0：２π／Ｔ、Ｔ：ベースバンド信号の伝送レ
ート、ｎ：整数］を生成し、出力する発振器２０と、受
信信号ｘ（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓωCｔ−ｑ（ｔ）ｓｉ
ｎωCｔと発振器２０から出力された信号ｃｏｓ｛ωC＋
（２ｎ＋１／２）ω0｝ｔとを掛け合わせることにより
受信信号を周波数変換して出力するミキサ１０と、ミキ
サ１０から出力された信号のうち低周波分（中心周波数
（２ｎ＋１／２）ω0の信号成分）を通過させ、信号ｙ
（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓ（２ｎ＋１／２）ω0ｔ＋ｑ
（ｔ）ｓｉｎ（２ｎ＋１／２）ω0ｔとして出力するバ
ンドパスフィルタ３０と、バンドパスフィルタ３０から
出力された信号ｙ（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓ（２ｎ＋１／
２）ω0ｔ＋ｑ（ｔ）ｓｉｎ（２ｎ＋１／２）ω0ｔをＴ
／２の周期でサンプリングし、デジタル信号に変換して
ＹNとして出力するＡ／Ｄ変換器４０と、２サンプル毎
に極性が判定する極性信号を生成し、出力する極性信号
発生器６０と、Ａ／Ｄ変換器４０から出力された信号Ｙ
Nと極性信号発生器６０から出力された極性信号とを乗
算する乗算器５０と、乗算器５０にて乗算された信号を
Ｔ／２毎に振り分け、時刻ｎＴにおける受信信号の同相
成分ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける受信信
号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）Ｔ］とを出力するセレ
クタ７０と、セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにお
ける受信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／
２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）
Ｔ］とに基づいて推定信号を出力する最尤系列推定型等
化器８０とから構成されており、最尤系列推定型等化器
８０は、セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにおける
受信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）に基づいて、伝送路のイ
ンパルスレスポンスの同相成分ｇ（ｎＴ）を算出すると
ともに、セレクタ７０から出力された時刻（ｎ＋１／
２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）
Ｔ］に基づいて、伝送路のインパルスレスポンスの直交
成分ｈ［（ｎ＋１／２）Ｔ］を算出する伝送路推定部８
１と、伝送路推定部８１にて算出された伝送路のインパ
ルスレスポンスの同相成分ｇ（ｎＴ）に基づいてレプリ
カ信号の同相成分ｐR（ｎＴ）を算出するとともに、伝
送路推定部８１にて算出された伝送路のインパルスレス
ポンスの直交成分ｈ［（ｎ＋１／２）Ｔ］に基づいてレ
プリカ信号の直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］を算出
するレプリカ発生部８２と、セレクタ７０から出力され
た時刻ｎＴにおける受信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）とレ
プリカ発生部８２にて算出されたレプリカ信号の同相成
分ｐ R（ｎＴ）とセレクタ７０から出力された時刻（ｎ
＋１／２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１
／２）Ｔ］とレプリカ発生部８２にて算出されたレプリ
カ信号の直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］とに基づい
て、セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにおける受信
信号の同相成分ｐ（ｎＴ）及び時刻（ｎ＋１／２）Ｔに
おける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）Ｔ］とレ
プリカ発生部８２にて算出されたレプリカ信号の同相成
分ｐR（ｎＴ）及び直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］と
の誤差を表すブランチメトリックを算出するブランチメ
トリック演算部８３と、ブランチメトリック演算部８３
にて算出されたブランチメトリックに基づいて、送信さ
れた信号系列を推定する信号系列推定部８４とから構成
されている。
｛ωC＋（２ｎ＋１／２）ω0｝ｔ［ω C：搬送波の角周
波数、ω0：２π／Ｔ、Ｔ：ベースバンド信号の伝送レ
ート、ｎ：整数］を生成し、出力する発振器２０と、受
信信号ｘ（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓωCｔ−ｑ（ｔ）ｓｉ
ｎωCｔと発振器２０から出力された信号ｃｏｓ｛ωC＋
（２ｎ＋１／２）ω0｝ｔとを掛け合わせることにより
受信信号を周波数変換して出力するミキサ１０と、ミキ
サ１０から出力された信号のうち低周波分（中心周波数
（２ｎ＋１／２）ω0の信号成分）を通過させ、信号ｙ
（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓ（２ｎ＋１／２）ω0ｔ＋ｑ
（ｔ）ｓｉｎ（２ｎ＋１／２）ω0ｔとして出力するバ
ンドパスフィルタ３０と、バンドパスフィルタ３０から
出力された信号ｙ（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓ（２ｎ＋１／
２）ω0ｔ＋ｑ（ｔ）ｓｉｎ（２ｎ＋１／２）ω0ｔをＴ
／２の周期でサンプリングし、デジタル信号に変換して
ＹNとして出力するＡ／Ｄ変換器４０と、２サンプル毎
に極性が判定する極性信号を生成し、出力する極性信号
発生器６０と、Ａ／Ｄ変換器４０から出力された信号Ｙ
Nと極性信号発生器６０から出力された極性信号とを乗
算する乗算器５０と、乗算器５０にて乗算された信号を
Ｔ／２毎に振り分け、時刻ｎＴにおける受信信号の同相
成分ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける受信信
号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）Ｔ］とを出力するセレ
クタ７０と、セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにお
ける受信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／
２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）
Ｔ］とに基づいて推定信号を出力する最尤系列推定型等
化器８０とから構成されており、最尤系列推定型等化器
８０は、セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにおける
受信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）に基づいて、伝送路のイ
ンパルスレスポンスの同相成分ｇ（ｎＴ）を算出すると
ともに、セレクタ７０から出力された時刻（ｎ＋１／
２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）
Ｔ］に基づいて、伝送路のインパルスレスポンスの直交
成分ｈ［（ｎ＋１／２）Ｔ］を算出する伝送路推定部８
１と、伝送路推定部８１にて算出された伝送路のインパ
ルスレスポンスの同相成分ｇ（ｎＴ）に基づいてレプリ
カ信号の同相成分ｐR（ｎＴ）を算出するとともに、伝
送路推定部８１にて算出された伝送路のインパルスレス
ポンスの直交成分ｈ［（ｎ＋１／２）Ｔ］に基づいてレ
プリカ信号の直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］を算出
するレプリカ発生部８２と、セレクタ７０から出力され
た時刻ｎＴにおける受信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）とレ
プリカ発生部８２にて算出されたレプリカ信号の同相成
分ｐ R（ｎＴ）とセレクタ７０から出力された時刻（ｎ
＋１／２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１
／２）Ｔ］とレプリカ発生部８２にて算出されたレプリ
カ信号の直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］とに基づい
て、セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにおける受信
信号の同相成分ｐ（ｎＴ）及び時刻（ｎ＋１／２）Ｔに
おける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）Ｔ］とレ
プリカ発生部８２にて算出されたレプリカ信号の同相成
分ｐR（ｎＴ）及び直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］と
の誤差を表すブランチメトリックを算出するブランチメ
トリック演算部８３と、ブランチメトリック演算部８３
にて算出されたブランチメトリックに基づいて、送信さ
れた信号系列を推定する信号系列推定部８４とから構成
されている。
【００３１】ここで、バンドパスフィルタ３０において
は、ｎを大きくするほど通過信号帯域がＤＣ成分から離
れるため、ＤＣオフセットを除去する機能を兼ねること
になる。
は、ｎを大きくするほど通過信号帯域がＤＣ成分から離
れるため、ＤＣオフセットを除去する機能を兼ねること
になる。
【００３２】以下に、上記のように構成された受信装置
の動作について説明する。
の動作について説明する。
【００３３】受信信号ｘ（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓωCｔ
−ｑ（ｔ）ｓｉｎωCｔが入力されると、ミキサ１０に
おいて、受信信号ｘ（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓωCｔ−ｑ
（ｔ）ｓｉｎωCｔと発振器２０から出力された信号ｃ
ｏｓ｛ωC＋（２ｎ＋１／２）ω 0｝ｔとが掛け合わされ
ることにより受信信号が周波数変換され、さらに、バン
ドパスフィルタ３０において、ミキサ１０にて掛け合わ
された信号のうち低周波分（中心周波数（２ｎ＋１／
２）ω0の信号成分）が通過することにより、信号ｙ
（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓ（２ｎ＋１／２）ω0ｔ＋ｑ
（ｔ）ｓｉｎ（２ｎ＋１／２）ω0ｔが得られる。
−ｑ（ｔ）ｓｉｎωCｔが入力されると、ミキサ１０に
おいて、受信信号ｘ（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓωCｔ−ｑ
（ｔ）ｓｉｎωCｔと発振器２０から出力された信号ｃ
ｏｓ｛ωC＋（２ｎ＋１／２）ω 0｝ｔとが掛け合わされ
ることにより受信信号が周波数変換され、さらに、バン
ドパスフィルタ３０において、ミキサ１０にて掛け合わ
された信号のうち低周波分（中心周波数（２ｎ＋１／
２）ω0の信号成分）が通過することにより、信号ｙ
（ｔ）＝ｐ（ｔ）ｃｏｓ（２ｎ＋１／２）ω0ｔ＋ｑ
（ｔ）ｓｉｎ（２ｎ＋１／２）ω0ｔが得られる。
【００３４】次に、Ａ／Ｄ変換器４０において、バンド
パスフィルタ３０から出力された信号ｙ（ｔ）＝ｐ
（ｔ）ｃｏｓ（２ｎ＋１／２）ω0ｔ＋ｑ（ｔ）ｓｉｎ
（２ｎ＋１／２）ω0ｔがＴ／２の周期でサンプリング
され、デジタル信号に変換されてＹNとして出力され
る。
パスフィルタ３０から出力された信号ｙ（ｔ）＝ｐ
（ｔ）ｃｏｓ（２ｎ＋１／２）ω0ｔ＋ｑ（ｔ）ｓｉｎ
（２ｎ＋１／２）ω0ｔがＴ／２の周期でサンプリング
され、デジタル信号に変換されてＹNとして出力され
る。
【００３５】ここで、Ａ／Ｄ変換器４０におけるサンプ
リング時刻をｔ＝（２ｋ＋ｍ／２）Ｔ［ｋ：整数、ｍ＝
０，１，２，３］とするとｙ（ｔ）は、 ｙ［（２ｋ＋ｍ／２）Ｔ］＝ｐ［（２ｋ＋ｍ／２）Ｔ］
ｃｏｓ（ｍπ／２）＋ｑ［（２ｋ＋ｍ／２）Ｔ］ｓｉｎ
（ｍπ／２） ｍ＝０のとき、ｙ［２ｋＴ］＝ｐ［２ｋＴ］ ｍ＝１のとき、ｙ［（２ｋ＋１／２）Ｔ］＝ｑ［（２ｋ
＋１／２）Ｔ］ ｍ＝２のとき、ｙ［（２ｋ＋１）Ｔ］＝−ｐ［（２ｋ＋
１）Ｔ］ ｍ＝３のとき、ｙ［（２ｋ＋３／２）Ｔ］＝−ｑ［（２
ｋ＋３／２）Ｔ］ となる。
リング時刻をｔ＝（２ｋ＋ｍ／２）Ｔ［ｋ：整数、ｍ＝
０，１，２，３］とするとｙ（ｔ）は、 ｙ［（２ｋ＋ｍ／２）Ｔ］＝ｐ［（２ｋ＋ｍ／２）Ｔ］
ｃｏｓ（ｍπ／２）＋ｑ［（２ｋ＋ｍ／２）Ｔ］ｓｉｎ
（ｍπ／２） ｍ＝０のとき、ｙ［２ｋＴ］＝ｐ［２ｋＴ］ ｍ＝１のとき、ｙ［（２ｋ＋１／２）Ｔ］＝ｑ［（２ｋ
＋１／２）Ｔ］ ｍ＝２のとき、ｙ［（２ｋ＋１）Ｔ］＝−ｐ［（２ｋ＋
１）Ｔ］ ｍ＝３のとき、ｙ［（２ｋ＋３／２）Ｔ］＝−ｑ［（２
ｋ＋３／２）Ｔ］ となる。
【００３６】すなわち、ＹN＝・・・・・、ｐ（２ｋ
Ｔ）、ｑ［（２ｋ＋１／２）Ｔ］、−ｐ［（２ｋ＋１）
Ｔ］、−ｑ［（２ｋ＋３／２）Ｔ］、・・・となる。
Ｔ）、ｑ［（２ｋ＋１／２）Ｔ］、−ｐ［（２ｋ＋１）
Ｔ］、−ｑ［（２ｋ＋３／２）Ｔ］、・・・となる。
【００３７】次に、乗算器５０において、Ａ／Ｄ変換器
４０から出力された信号ＹNと極性信号発生器６０から
出力された極性信号とが乗算されるが、極性信号発生器
６０からは、＋１，＋１，−１，−１というように２サ
ンプル毎に極性が判定する極性信号が出力されているた
め、乗算器５０からは、Ｙ'N＝・・・、ｐ（ｎＴ）、ｑ
［（ｎ＋１／２）Ｔ］、・・・という信号が出力され
る。
４０から出力された信号ＹNと極性信号発生器６０から
出力された極性信号とが乗算されるが、極性信号発生器
６０からは、＋１，＋１，−１，−１というように２サ
ンプル毎に極性が判定する極性信号が出力されているた
め、乗算器５０からは、Ｙ'N＝・・・、ｐ（ｎＴ）、ｑ
［（ｎ＋１／２）Ｔ］、・・・という信号が出力され
る。
【００３８】次に、セレクタ７０において、乗算器５０
から出力された信号にて乗算された信号Ｙ'NがＴ／２毎
に振り分けられ、時刻ｎＴにおける受信信号の同相成分
ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける受信信号の
直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）Ｔ］とが出力される。
から出力された信号にて乗算された信号Ｙ'NがＴ／２毎
に振り分けられ、時刻ｎＴにおける受信信号の同相成分
ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける受信信号の
直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）Ｔ］とが出力される。
【００３９】セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにお
ける受信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／
２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）
Ｔ］とは最尤系列推定型等化器８０に入力され、最尤系
列推定型等化器８０内の伝送路推定部８１において、入
力された時刻ｎＴにおける受信信号の同相成分ｐ（ｎ
Ｔ）に基づいて、伝送路のインパルスレスポンスの同相
成分ｇ（ｎＴ）が算出されるとともに、入力された時刻
（ｎ＋１／２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ
＋１／２）Ｔ］に基づいて、伝送路のインパルスレスポ
ンスの直交成分ｈ［（ｎ＋１／２）Ｔ］が算出される。
ける受信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）と時刻（ｎ＋１／
２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）
Ｔ］とは最尤系列推定型等化器８０に入力され、最尤系
列推定型等化器８０内の伝送路推定部８１において、入
力された時刻ｎＴにおける受信信号の同相成分ｐ（ｎ
Ｔ）に基づいて、伝送路のインパルスレスポンスの同相
成分ｇ（ｎＴ）が算出されるとともに、入力された時刻
（ｎ＋１／２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ
＋１／２）Ｔ］に基づいて、伝送路のインパルスレスポ
ンスの直交成分ｈ［（ｎ＋１／２）Ｔ］が算出される。
【００４０】次に、レプリカ発生部８２において、伝送
路推定部８１にて算出された伝送路のインパルスレスポ
ンスの同相成分ｇ（ｎＴ）に基づいてレプリカ信号の同
相成分ｐR（ｎＴ）が算出されるとともに、伝送路推定
部８１にて算出された伝送路のインパルスレスポンスの
直交成分ｈ［（ｎ＋１／２）Ｔ］に基づいてレプリカ信
号の直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］が算出される。
路推定部８１にて算出された伝送路のインパルスレスポ
ンスの同相成分ｇ（ｎＴ）に基づいてレプリカ信号の同
相成分ｐR（ｎＴ）が算出されるとともに、伝送路推定
部８１にて算出された伝送路のインパルスレスポンスの
直交成分ｈ［（ｎ＋１／２）Ｔ］に基づいてレプリカ信
号の直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］が算出される。
【００４１】次に、ブランチメトリック演算部８３にお
いて、セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにおける受
信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）とレプリカ発生部８２にて
算出されたレプリカ信号の同相成分ｐR（ｎＴ）との差
の２乗と、セレクタ７０から出力された時刻（ｎ＋１／
２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）
Ｔ］とレプリカ発生部８２にて算出されたレプリカ信号
の直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］との差の２乗との
和ｒ2＝｜ｐ（ｎＴ）−ｐR（ｎＴ）｜2＋｜ｑ［（ｎ＋
１／２）Ｔ］−ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］｜2が算出され
る。
いて、セレクタ７０から出力された時刻ｎＴにおける受
信信号の同相成分ｐ（ｎＴ）とレプリカ発生部８２にて
算出されたレプリカ信号の同相成分ｐR（ｎＴ）との差
の２乗と、セレクタ７０から出力された時刻（ｎ＋１／
２）Ｔにおける受信信号の直交成分ｑ［（ｎ＋１／２）
Ｔ］とレプリカ発生部８２にて算出されたレプリカ信号
の直交成分ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］との差の２乗との
和ｒ2＝｜ｐ（ｎＴ）−ｐR（ｎＴ）｜2＋｜ｑ［（ｎ＋
１／２）Ｔ］−ｑR［（ｎ＋１／２）Ｔ］｜2が算出され
る。
【００４２】その後、ブランチメトリック演算部８３に
おいて算出されたｒ2がブランチメトリックとして信号
系列推定部８４に入力され、従来と同様に最尤系列推定
により送信信号系列が推定される。
おいて算出されたｒ2がブランチメトリックとして信号
系列推定部８４に入力され、従来と同様に最尤系列推定
により送信信号系列が推定される。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように本発明においては、
ミキサ、フィルタ及びＡ／Ｄ変換器が１組だけで構成さ
れているため、伝送特性劣化の要因となるＩｃｈとＱｃ
ｈとの位相誤差及び振幅誤差が発生せず、また、大規模
なデジタルフィルタを用いずにＩｃｈとＱｃｈとの時間
的ずれの補正やＤＣオフセットを除去することができ、
高い等化能力を実現することができる。
ミキサ、フィルタ及びＡ／Ｄ変換器が１組だけで構成さ
れているため、伝送特性劣化の要因となるＩｃｈとＱｃ
ｈとの位相誤差及び振幅誤差が発生せず、また、大規模
なデジタルフィルタを用いずにＩｃｈとＱｃｈとの時間
的ずれの補正やＤＣオフセットを除去することができ、
高い等化能力を実現することができる。
【００４４】それにより、装置の高性能化及び小型化を
図ることができる。
図ることができる。
【図１】本発明の受信装置の実施の一形態を示す図であ
る。
る。
【図２】従来の受信装置の一構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】特開平１−３００６１１号公報に開示された受
信装置の構成を示す図である。
信装置の構成を示す図である。
１０ ミキサ ２０ 発振器 ３０ フィルタ ４０ Ａ／Ｄ変換器 ５０ 乗算器 ６０ 極性信号発生器 ７０ セレクタ ８０ 最尤系列推定型等化器 ８１ 伝送路推定部 ８２ レプリカ発生部 ８３ ブランチメトリック演算部 ８４ 信号系列推定部
Claims (3)
- 【請求項１】 搬送波周波数に対して（２ｎ＋１／２）
ω0［ただし、ｎ：整数、ω0＝２π／Ｔ、Ｔ：ベースバ
ンド信号の伝送レート］だけ異なる周波数を発生させる
発振器と、 受信信号と前記発振器にて発生した周波数を有する信号
を合成するミキサと、 前記ミキサにて合成された信号を濾波するフィルタと、 前記フィルタを通過した信号をＴ／２毎にサンプリング
するとともにデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変
換器と、 サンプル毎に極性が反転する極性信号を生成する極性信
号発生器と、 前記Ａ／Ｄ変換器から出力された信号と前記極性信号発
生器にて生成された極性信号とを掛け合わせ、出力する
乗算器と、 前記乗算器から出力された信号を時刻ｎＴにおける信号
と時刻（ｎ＋１／２）Ｔにおける信号に分離して出力す
るセレクタと、 前記セレクタから出力された信号に基づいて最尤系列推
定を用いて送信信号系列を推定する最尤系列推定型等化
器とを有し、 該最尤系列推定型等化器は、 前記セレクタから出力された信号に基づいて伝送路のイ
ンパルスレスポンスを算出する伝送路推定部と、 該伝送路推定部にて算出された伝送路のインパルスレス
ポンスに基づいてレプリカを算出するレプリカ発生部
と、 前記セレクタから出力された信号と前記レプリカ発生部
にて算出されたレプリカとの誤差を表すブランチメトリ
ックを算出するブランチメトリック演算部と、 前記ブランチメトリック演算部にて算出されたブランチ
メトリックに基づいて最尤系列推定を用いて送信信号系
列を推定する信号系列推定部とを有することを特徴とす
る受信装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の受信装置において、 前記フィルタは、前記ミキサにて合成された信号のうち
中心周波数（２ｎ＋１／２）ω0の信号成分を通過さ
せ、かつＤＣ成分を除去する特性を有することを特徴と
する受信装置。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の受信装
置において、 前記最尤推定型等化器は、時刻ｎＴにおける入力信号と
時刻ｎＴにおけるレプリカとの差の２乗と、時刻（ｎ＋
１／２）Ｔにおける入力信号と時刻（ｎ＋１／２）Ｔに
おけるレプリカとの差の２乗との和をブランチメトリッ
クとして最尤系列推定を行うことを特徴とする受信装
置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10227115A JP2943803B1 (ja) | 1998-08-11 | 1998-08-11 | 受信装置 |
| SE9902810A SE520163C2 (sv) | 1998-08-11 | 1999-07-29 | Mottagningsanordning med demoduleringsfunktion baserad på ortogonal detektering och utjämningsfunktion baserad på uppskattning av maximal sannolikhetssekvens |
| US09/371,723 US6570939B1 (en) | 1998-08-11 | 1999-08-10 | Receiving device with demodulating function based on orthogonal detection and equalizing function based on maximum likelihood sequence estimation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10227115A JP2943803B1 (ja) | 1998-08-11 | 1998-08-11 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2943803B1 true JP2943803B1 (ja) | 1999-08-30 |
| JP2000059272A JP2000059272A (ja) | 2000-02-25 |
Family
ID=16855722
Family Applications (1)
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