JPH0793551B2 - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH0793551B2 JPH0793551B2 JP63130005A JP13000588A JPH0793551B2 JP H0793551 B2 JPH0793551 B2 JP H0793551B2 JP 63130005 A JP63130005 A JP 63130005A JP 13000588 A JP13000588 A JP 13000588A JP H0793551 B2 JPH0793551 B2 JP H0793551B2
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- digital
- component
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） この発明は、レーダ装置その他に用いられて、受信信号
のアナログ／ディジタル変換（A/D変換）信号を同相成
分／直交成分検波（I/Q検波）することにより同受信信
号の復調を実現する受信装置に関する。
のアナログ／ディジタル変換（A/D変換）信号を同相成
分／直交成分検波（I/Q検波）することにより同受信信
号の復調を実現する受信装置に関する。
（従来の技術） 第３図に、I/Q検波機能を有する受信装置の一般的な構
成を示す。
成を示す。
この受信装置によれば、中心周波数がf0であり、かつ帯
域幅Ｂのスペクトラムを有するとする受信信号（ここで
はRF信号を想定）×（ｔ）は、端子T1に入力されて略２
等分配された後、それぞれ混合器11および12に入力さ
れ、一方ではcos2πf0tといった信号によって検波され
てsi（ｔ）という信号として混合器11から出力され、他
方では−sin2πf0tといった信号によって検波されてsq
（ｔ）という信号として混合器12から出力される。因み
に、これら信号si（ｔ）およびsq（ｔ）は互いに位相が
90〔deg〕ずれており、このうちの信号si（ｔ）は同相
成分、他方の信号sq（ｔ）は直交成分とそれぞれ称され
る。すなわちこれらは、 ｓ（ｔ）＝si（ｔ）＋jsq（ｔ） という複素信号を表わすものである。
域幅Ｂのスペクトラムを有するとする受信信号（ここで
はRF信号を想定）×（ｔ）は、端子T1に入力されて略２
等分配された後、それぞれ混合器11および12に入力さ
れ、一方ではcos2πf0tといった信号によって検波され
てsi（ｔ）という信号として混合器11から出力され、他
方では−sin2πf0tといった信号によって検波されてsq
（ｔ）という信号として混合器12から出力される。因み
に、これら信号si（ｔ）およびsq（ｔ）は互いに位相が
90〔deg〕ずれており、このうちの信号si（ｔ）は同相
成分、他方の信号sq（ｔ）は直交成分とそれぞれ称され
る。すなわちこれらは、 ｓ（ｔ）＝si（ｔ）＋jsq（ｔ） という複素信号を表わすものである。
これら２つの成分si（ｔ）およびsq（ｔ）は、次に、ロ
ーパスフィルタ（LPF）21および22をそれぞれ通過す
る。これにより、上記混合器11および12における検波の
際に発生したハーモニクスやスプリアス等の不要波は除
去されて、信号ｓ（ｔ）は −B/2＜ｆ＜B/2 の帯域のみを有することとなる。
ーパスフィルタ（LPF）21および22をそれぞれ通過す
る。これにより、上記混合器11および12における検波の
際に発生したハーモニクスやスプリアス等の不要波は除
去されて、信号ｓ（ｔ）は −B/2＜ｆ＜B/2 の帯域のみを有することとなる。
こうして不要波の除去された信号ｓ（ｔ）すなわち信号
si（ｔ）およびsq（ｔ）は、最後に、サンプリング回路
31およびA/D変換器41、あるいはサンプリング回路32お
よびA/D変換器42を通じて、それぞれＢ（受信信号ｘ
（ｔ）の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D
変換される。これにより、同受信装置の端子T2からは同
相成分についての復調後のディジタル信号inが得られ、
他方の端子T3からは直交成分についての復調後のディジ
タル信号qnが得られることとなる。これらが Yn＝in＋jqn という複素信号を表わすことは上述の通りである。
si（ｔ）およびsq（ｔ）は、最後に、サンプリング回路
31およびA/D変換器41、あるいはサンプリング回路32お
よびA/D変換器42を通じて、それぞれＢ（受信信号ｘ
（ｔ）の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D
変換される。これにより、同受信装置の端子T2からは同
相成分についての復調後のディジタル信号inが得られ、
他方の端子T3からは直交成分についての復調後のディジ
タル信号qnが得られることとなる。これらが Yn＝in＋jqn という複素信号を表わすことは上述の通りである。
ところで、原理的には、この第３図に示した受信装置に
よっても十分なI/Q検波は達成されるが、実際に同受信
装置によって高精度の復調信号を得るためには、混合器
11および12以降の２つの系のゲイン調整、並びに上記co
sやsinのローカル信号の位相調整等が必須となり、実用
性といった観点においては、この受信装置もなお問題を
残すものであった。
よっても十分なI/Q検波は達成されるが、実際に同受信
装置によって高精度の復調信号を得るためには、混合器
11および12以降の２つの系のゲイン調整、並びに上記co
sやsinのローカル信号の位相調整等が必須となり、実用
性といった観点においては、この受信装置もなお問題を
残すものであった。
そこで近年は、受信信号のA/D変換処理までを単一の系
にて行い、上述したI/Q検波についてはこれをディジタ
ルフィルタを用いて実現するようにした受信装置が提案
されている。
にて行い、上述したI/Q検波についてはこれをディジタ
ルフィルタを用いて実現するようにした受信装置が提案
されている。
第４図にこうした受信装置の一例を示す。
この第４図に示す受信装置によれば、前記同様中心周波
数f0であり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラムを有するとす
る端子T1への入力受信信号ｘ（ｔ）は、混合器10におい
てcos2π（f0−Ｂ）ｔといった信号によって検波され、
（ｔ）という信号として該混合器10から出力された
後、ろ波帯域幅Ｂのバンドパスフィルタ（BPF）20を通
過してそのハーモニクスやスプリアス等の不要波が除去
され、 B/2＜ｆ＜3B/2 の帯域のみを有する信号として次段のサンプリング回路
30およびA/D変換器406に加えられる。
数f0であり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラムを有するとす
る端子T1への入力受信信号ｘ（ｔ）は、混合器10におい
てcos2π（f0−Ｂ）ｔといった信号によって検波され、
（ｔ）という信号として該混合器10から出力された
後、ろ波帯域幅Ｂのバンドパスフィルタ（BPF）20を通
過してそのハーモニクスやスプリアス等の不要波が除去
され、 B/2＜ｆ＜3B/2 の帯域のみを有する信号として次段のサンプリング回路
30およびA/D変換器406に加えられる。
サンプリング回路30およびA/D変換器40では、こうして
加えられた信号（ｔ）を4B（B:受信信号ｘ（ｔ）並び
にBPF20の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D
変換してディジタル信号ｎを得る。こうして生成され
たディジタル信号ｎがディジタルシフィルタ50に入力
される。
加えられた信号（ｔ）を4B（B:受信信号ｘ（ｔ）並び
にBPF20の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D
変換してディジタル信号ｎを得る。こうして生成され
たディジタル信号ｎがディジタルシフィルタ50に入力
される。
さて、このディジタルフィルタ50は、同第４図に示すH1
（ｚ）フィルタ51とH2（ｚ）フィルタ52との２種のフィ
ルタによって Ｈ（ｚ）＝H1（ｚ）＋jH2（ｚ） といった複素関係を満足する構成となっており、これに
より該フィルタ50に入力されたディジタル信号ｎは、
その負の周波数成分が除去され、正の周波数成分のみが
出力されることとなる。すなわち、H1（ｚ）フィルタ51
からはその同相成分に対応するディジタル信号ｎが、
またH2（ｚ）フィルタ52からはその直交成分に対応する
ディジタル信号ｎが ｎ＝n,jｎ といった複素信号として出力されることとなる。
（ｚ）フィルタ51とH2（ｚ）フィルタ52との２種のフィ
ルタによって Ｈ（ｚ）＝H1（ｚ）＋jH2（ｚ） といった複素関係を満足する構成となっており、これに
より該フィルタ50に入力されたディジタル信号ｎは、
その負の周波数成分が除去され、正の周波数成分のみが
出力されることとなる。すなわち、H1（ｚ）フィルタ51
からはその同相成分に対応するディジタル信号ｎが、
またH2（ｚ）フィルタ52からはその直交成分に対応する
ディジタル信号ｎが ｎ＝n,jｎ といった複素信号として出力されることとなる。
なおここで、上記H1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フ
ィルタ52は、それぞれ例えば楕円形のオールパスネット
ワークを作って設計することができ、一例として次のよ
うなものが知られている。
ィルタ52は、それぞれ例えば楕円形のオールパスネット
ワークを作って設計することができ、一例として次のよ
うなものが知られている。
H1（ｚ）＝z-1（z-2−a2） /（１−a2z-2） H2（ｚ）＝ｚ−（z-2−b2） /（１−b2z-2） 因みにこれはｚ変換による表記であり、z-1は単位遅延
を表す。またa2およびb2はそれぞれ固定の係数であっ
て、例えば a2＝0.5846832 b2＝0.1380250 である。この式を用いて計算すると、上記各出力ディジ
タル信号ｎおよびｎの位相は互いに90〔deg〕ずれ
ていることがわかる。
を表す。またa2およびb2はそれぞれ固定の係数であっ
て、例えば a2＝0.5846832 b2＝0.1380250 である。この式を用いて計算すると、上記各出力ディジ
タル信号ｎおよびｎの位相は互いに90〔deg〕ずれ
ていることがわかる。
ディジタルフィルタ50を通じてこうして生成されたディ
ジタル信号ｎおよびｎは、最後に、リサンプリング
回路61および62にそれぞれ加えられて、1/4にサンプル
間引きされる。すなわち、これら信号ｎおよびｎ
は、上記サンプリング回路30およびA/D変換器40によ
り、4Bに相当するサンプリング周期をもってA/D変換さ
れている信号であることから、リサンプリング回路61お
よび62を通じてこれら信号ｎおよびｎを1/4にサン
プル間引きすることで、端子T2からは同相成分について
の所望とする復調用ディジタル信号imが、また端子T3か
らは直交成分についての所望とする復調ディジタル信号
qmが Ym＝im＋jqm といった複素信号として得られるようになる。この複素
信号Ymは、先の第３図に示した受信装置によって得られ
る複素信号Ynに一致する。
ジタル信号ｎおよびｎは、最後に、リサンプリング
回路61および62にそれぞれ加えられて、1/4にサンプル
間引きされる。すなわち、これら信号ｎおよびｎ
は、上記サンプリング回路30およびA/D変換器40によ
り、4Bに相当するサンプリング周期をもってA/D変換さ
れている信号であることから、リサンプリング回路61お
よび62を通じてこれら信号ｎおよびｎを1/4にサン
プル間引きすることで、端子T2からは同相成分について
の所望とする復調用ディジタル信号imが、また端子T3か
らは直交成分についての所望とする復調ディジタル信号
qmが Ym＝im＋jqm といった複素信号として得られるようになる。この複素
信号Ymは、先の第３図に示した受信装置によって得られ
る複素信号Ynに一致する。
このように、第４図に示した受信装置によっても、第３
図に示した受信装置と同様に所望のI/Q検波が達成され
る。しかもこの第４図に示した受信装置では、ディジタ
ルフィルタを用いて直交成分分離を行うようにしている
ことから、高精度での直交性が維持されるようになり、
また更には、単一の系でA/D変換処理を行うようにして
いることから、ゲインや位相等についての調整が不要と
なる利点もある。
図に示した受信装置と同様に所望のI/Q検波が達成され
る。しかもこの第４図に示した受信装置では、ディジタ
ルフィルタを用いて直交成分分離を行うようにしている
ことから、高精度での直交性が維持されるようになり、
また更には、単一の系でA/D変換処理を行うようにして
いることから、ゲインや位相等についての調整が不要と
なる利点もある。
（発明が解決しようとする課題） 第４図に示した受信装置のように、ディジタルフィルタ
を用いてI/Q検波を行うようにすることで、上述した意
義有る効果を得ることができるようになるものの、受信
装置としてこうした構成を採用することは、自ずとフィ
ルタ前段のA/D変換器入力端におけるDCオフセットの問
題も併せ抱えることとなる。
を用いてI/Q検波を行うようにすることで、上述した意
義有る効果を得ることができるようになるものの、受信
装置としてこうした構成を採用することは、自ずとフィ
ルタ前段のA/D変換器入力端におけるDCオフセットの問
題も併せ抱えることとなる。
第５図は、第４図に示した受信装置におけるディジタル
フィルタ50の周波数−ゲイン特性を示したものである
が、上述のようにA/D変換器40の入力端にDCオフセット
が生じることによって、この生じたDCオフセット分は、
該ディジタルフィルタ50においても、同第５図に円部Ｓ
にて示す如く０周波数成分として残存する。すなわち、
同受信装置の復調出力である上記信号imおよびqmにも、
残差としてこのDCオフセット分が残ってしまうこととな
る。勿論、こうしたかたちでその復調出力にDCオフセッ
ト分が残されることは、精度や信頼性を損なう要因とも
なり、好ましくない。
フィルタ50の周波数−ゲイン特性を示したものである
が、上述のようにA/D変換器40の入力端にDCオフセット
が生じることによって、この生じたDCオフセット分は、
該ディジタルフィルタ50においても、同第５図に円部Ｓ
にて示す如く０周波数成分として残存する。すなわち、
同受信装置の復調出力である上記信号imおよびqmにも、
残差としてこのDCオフセット分が残ってしまうこととな
る。勿論、こうしたかたちでその復調出力にDCオフセッ
ト分が残されることは、精度や信頼性を損なう要因とも
なり、好ましくない。
この発明は、こうしたA/D変換器の入力端に生じるDCオ
フセットの影響を除去しえ、信頼性が高く実用性にも優
れたI/Q検波を実現する受信装置を提供すること目的と
する。
フセットの影響を除去しえ、信頼性が高く実用性にも優
れたI/Q検波を実現する受信装置を提供すること目的と
する。
（課題を解決するための手段） この発明では、前記の如く受信信号のA/D変換処理まで
を単一の系にて行い、同相成分および直流成分をそれぞ
れ演算するためのフィルタを有したディジタルフィルタ
を用いてこのA/D変換信号のI/Q検波を行う受信装置を対
象として、上記ディジタルフィルタを構成するフィルタ
に０周波数成分を除去する特性と同フィルタの帯域幅を
前記サンプリング周期の逆数の1/4で与えられる帯域よ
りも狭帯域とする特性とを併せ持たせるようにする。
を単一の系にて行い、同相成分および直流成分をそれぞ
れ演算するためのフィルタを有したディジタルフィルタ
を用いてこのA/D変換信号のI/Q検波を行う受信装置を対
象として、上記ディジタルフィルタを構成するフィルタ
に０周波数成分を除去する特性と同フィルタの帯域幅を
前記サンプリング周期の逆数の1/4で与えられる帯域よ
りも狭帯域とする特性とを併せ持たせるようにする。
（作用） A/D変換によって生じるDCオフセットは、こうしたディ
ジタルフィルタの特性に基づき完全に除去される。ま
た、上記フィルタに０周波数成分除去特性を持たせるだ
けでは、該ディジタルフィルタの3dB帯域幅は信号帯域
と同一になってしまい、受信装置などの設計において設
計マージンを確保することが難しくなるが（こうした場
合一般に、信号帯域から要求されるナイキストサンプル
レートでサンプルすることは希であり、サンプルレート
の点での設計マージンが必要とされる）、上記のように
フィルタ帯域幅を狭帯域化すれば、より高いサンプリン
グ周波数でA/D変換することと等価な意味を持たせるこ
とができ、上記の設計マージンも良好に確保されること
となる。すなわち、A/D変換器等の誤差を見込んでも、
確実かつ高精度に動作するフィルタを設計することが可
能になる。なお、上述したディジタルフィルタのDCオフ
セット除去作用は、温度等、環境条件の変化によって生
じるDCオフセットについても同様に施されるものであ
り、こうしたディジタルフィルタの採用により、ゲイン
や位相等についてはもとより、DCオフセットに関しても
メンテナンスフリーとなる。
ジタルフィルタの特性に基づき完全に除去される。ま
た、上記フィルタに０周波数成分除去特性を持たせるだ
けでは、該ディジタルフィルタの3dB帯域幅は信号帯域
と同一になってしまい、受信装置などの設計において設
計マージンを確保することが難しくなるが（こうした場
合一般に、信号帯域から要求されるナイキストサンプル
レートでサンプルすることは希であり、サンプルレート
の点での設計マージンが必要とされる）、上記のように
フィルタ帯域幅を狭帯域化すれば、より高いサンプリン
グ周波数でA/D変換することと等価な意味を持たせるこ
とができ、上記の設計マージンも良好に確保されること
となる。すなわち、A/D変換器等の誤差を見込んでも、
確実かつ高精度に動作するフィルタを設計することが可
能になる。なお、上述したディジタルフィルタのDCオフ
セット除去作用は、温度等、環境条件の変化によって生
じるDCオフセットについても同様に施されるものであ
り、こうしたディジタルフィルタの採用により、ゲイン
や位相等についてはもとより、DCオフセットに関しても
メンテナンスフリーとなる。
（実施例） 第１図に、この発明にかかる受信装置の一実施例を示
す。
す。
この実施例受信装置は、先の第４図に示した受信装置を
対象として、そのディジタルフィルタ部分に、I/Q検波
機能と０周波数成分除去機能とを併わせ有したディジタ
ルフィルタ500を用いて構成したものである。
対象として、そのディジタルフィルタ部分に、I/Q検波
機能と０周波数成分除去機能とを併わせ有したディジタ
ルフィルタ500を用いて構成したものである。
また第１図において、先の第４図と同一の要素には、全
て同一の符号を付して示している。
て同一の符号を付して示している。
すなわち、この第１図に示す実施例受信装置において、
中心周波数f0であり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラムを有
するとする端子T1への入力受信信号ｘ（ｔ）が、混合器
10においてcos2π（f0−Ｂ）ｔといった信号によって検
波され、（ｔ）という信号として該混合器10から出力
された後、ろ波帯域幅Ｂのバンドパスフィルタ（BPF）2
0を通過してそのハーモニクスやスプリアス等の不要波
が除去され、 B/2＜ｆ＜3B/2 の帯域のみを有する信号としてサンプリング回路30およ
びA/D変換器40に加えらること、また更に、この信号
（ｔ）が、ここで4B（B:受信信号ｘ（ｔ）並びにBPF20
の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D変換さ
れてディジタル信号ｎとなることは、前述した第４図
の受信装置の場合と同様である。
中心周波数f0であり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラムを有
するとする端子T1への入力受信信号ｘ（ｔ）が、混合器
10においてcos2π（f0−Ｂ）ｔといった信号によって検
波され、（ｔ）という信号として該混合器10から出力
された後、ろ波帯域幅Ｂのバンドパスフィルタ（BPF）2
0を通過してそのハーモニクスやスプリアス等の不要波
が除去され、 B/2＜ｆ＜3B/2 の帯域のみを有する信号としてサンプリング回路30およ
びA/D変換器40に加えらること、また更に、この信号
（ｔ）が、ここで4B（B:受信信号ｘ（ｔ）並びにBPF20
の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D変換さ
れてディジタル信号ｎとなることは、前述した第４図
の受信装置の場合と同様である。
この実施例受信装置では、こうして4Bに相当するサンプ
リング周期にてA/D変換された信号ｎすなわちディジ
タルデータ列ｎが上述したディジタルフィルタ500に
加えられる。
リング周期にてA/D変換された信号ｎすなわちディジ
タルデータ列ｎが上述したディジタルフィルタ500に
加えられる。
ディジタルフィルタ500は、同第１図に示すように、同
相成分算出用のH1（ｚ）フィルタ51と、直交成分算出用
のH2（ｚ）フィルタ52と、これらH1（ｚ）フィルタ51お
よびH2（ｚ）フィルタ52の前段に共通に、かつ２段従属
した関係で接続されるフィルタ53およびフィルタ54によ
り構成される。このフィルタ53およびフィルタ54は同一
構成であり、入力されるディジタルデータ列のある時点
でのサンプリングに対応するデータとその２サンプル前
のサンプリングに対応するデータとの差を出力するもの
である。そして、フィルタ53はH1（ｚ）フィルタ51およ
びH2（ｚ）フィルタ52に対してそれぞれ上述したデータ
を出力し、フィルタ54はフィルタ53に対して上述したデ
ータを出力する。上記ディジタルデータ列ｎがこのデ
ィジタルフィルタ500によるフィルタ処理を受けること
により、H1（ｚ）フィルタ51からは、同相成分に対応し
てその０周波数成分が除去されかつ所定に狭帯域化され
たディジタル信号（データ列）ｐが、またH2（ｚ）フ
ィルタ52からは、直交成分に対応してその０周波数成分
が除去されかつ所定に狭帯域化されたディジタル信号
（データ列）ｐが ｐ＝ｐ＋ｊｐ といった複素信号として出力されることとなる。
相成分算出用のH1（ｚ）フィルタ51と、直交成分算出用
のH2（ｚ）フィルタ52と、これらH1（ｚ）フィルタ51お
よびH2（ｚ）フィルタ52の前段に共通に、かつ２段従属
した関係で接続されるフィルタ53およびフィルタ54によ
り構成される。このフィルタ53およびフィルタ54は同一
構成であり、入力されるディジタルデータ列のある時点
でのサンプリングに対応するデータとその２サンプル前
のサンプリングに対応するデータとの差を出力するもの
である。そして、フィルタ53はH1（ｚ）フィルタ51およ
びH2（ｚ）フィルタ52に対してそれぞれ上述したデータ
を出力し、フィルタ54はフィルタ53に対して上述したデ
ータを出力する。上記ディジタルデータ列ｎがこのデ
ィジタルフィルタ500によるフィルタ処理を受けること
により、H1（ｚ）フィルタ51からは、同相成分に対応し
てその０周波数成分が除去されかつ所定に狭帯域化され
たディジタル信号（データ列）ｐが、またH2（ｚ）フ
ィルタ52からは、直交成分に対応してその０周波数成分
が除去されかつ所定に狭帯域化されたディジタル信号
（データ列）ｐが ｐ＝ｐ＋ｊｐ といった複素信号として出力されることとなる。
第２図は、こうしたディジタルフィルタ500の周波数−
ゲイン特性を示したものであり、先の第５図の特性に比
して明らかなように、このフィルタ500によれば、入力
ディジタルデータ列ｎの０周波数成分は良好に除去さ
れるとともに、その帯域幅も狭帯域化（サンプリング周
期の逆数の1/4で与えられる帯域よりも）されて、その
出力には何らのDCオフセットも残存しなくなるばかり
か、狭く平坦な3dB帯域特性が現われるようになること
がわかる。
ゲイン特性を示したものであり、先の第５図の特性に比
して明らかなように、このフィルタ500によれば、入力
ディジタルデータ列ｎの０周波数成分は良好に除去さ
れるとともに、その帯域幅も狭帯域化（サンプリング周
期の逆数の1/4で与えられる帯域よりも）されて、その
出力には何らのDCオフセットも残存しなくなるばかり
か、狭く平坦な3dB帯域特性が現われるようになること
がわかる。
リサンプリング回路61および62は、ディジタルフィルタ
500を通じてこうして生成されたディジタル信号ｐお
よびｐを、前述同様1/4にサンプル間引きする回路で
あり、これにより、端子T2からは同相成分についての所
望する復調ディジタル信号ipが、また端子T3からは直交
成分についての所望する復調ディジタル信号qpが Yp＝ip＋jqp といった複素信号として得られるようになる。勿論この
複素信号Ypも、先の第３図に示した受信装置あるいは第
４図に示した受信装置によって得られる複素信号Ynある
いはYmに一致している。しかも、この実施例受信装置に
よって復調される複素信号Ypの場合、第３図の受信装置
によって復調される複素信号Ynに比して、より高精度で
の直交性が維持されるようになることは勿論、第４図の
受信装置によって復調される複素信号Ymに比しても、そ
の０周波数成分は良好に除去されかつ狭帯域な特性とな
っていることから、より信頼性の高いものとなってい
る。
500を通じてこうして生成されたディジタル信号ｐお
よびｐを、前述同様1/4にサンプル間引きする回路で
あり、これにより、端子T2からは同相成分についての所
望する復調ディジタル信号ipが、また端子T3からは直交
成分についての所望する復調ディジタル信号qpが Yp＝ip＋jqp といった複素信号として得られるようになる。勿論この
複素信号Ypも、先の第３図に示した受信装置あるいは第
４図に示した受信装置によって得られる複素信号Ynある
いはYmに一致している。しかも、この実施例受信装置に
よって復調される複素信号Ypの場合、第３図の受信装置
によって復調される複素信号Ynに比して、より高精度で
の直交性が維持されるようになることは勿論、第４図の
受信装置によって復調される複素信号Ymに比しても、そ
の０周波数成分は良好に除去されかつ狭帯域な特性とな
っていることから、より信頼性の高いものとなってい
る。
このように、この実施例によれば、ディジタルフィルタ
500として、（１−z-2）フィルタ53および54といった簡
単なフィルタを前記のH1（ｚ）フィルタ51およびH
2（ｚ）フィルタ52に共通に接続するだけで、これに第
２図に示したような良好な０周波数成分除去特性と狭帯
域化特性とを併せ持たせることができる。したがって、
その処理信号（フィルタ処理信号ｐおよびｐ）を非
常に安定で信頼性の高いものとすることができるととも
に、受信装置設計の際の設計マージンも容易に確保する
ことができるようになる。
500として、（１−z-2）フィルタ53および54といった簡
単なフィルタを前記のH1（ｚ）フィルタ51およびH
2（ｚ）フィルタ52に共通に接続するだけで、これに第
２図に示したような良好な０周波数成分除去特性と狭帯
域化特性とを併せ持たせることができる。したがって、
その処理信号（フィルタ処理信号ｐおよびｐ）を非
常に安定で信頼性の高いものとすることができるととも
に、受信装置設計の際の設計マージンも容易に確保する
ことができるようになる。
なお、上記実施例においては、ディジタルフィルタ500
の構成を第１図の如くの構成、すなわちA/D変換出力が
（１−z-2）フィルタ54に受入され、この（１−z-2）フ
ィルタ54の出力が同一構成の（１−z-2）フィルタ53に
入力され、更にこの（１−z-2）フィルタ53の出力がH1
（ｚ）フィルタ51とH2（ｚ）フィルタ52とに並列に加え
られる構成としたが、上記（１−z-2）フィルタ53およ
び54の配置については任意であり、他に例えば、これら
（１−z-2）フィルタ53および54を上記H1（ｚ）フィル
タ51およびH2（ｚ）フィルタ52に対してそれぞれの前段
に各別に配設する構成、あるいは同（１−z-2）フィル
タ53および54をこれらH1（ｚ）フィルタ51およびH
2（ｚ）フィルタ52の各後段に各別に配設する構成、ま
た更には、（１−z-2）フィルタ53（または54）につい
てはこれを第１図に示した如くH1（ｚ）フィルタ51およ
びH2（ｚ）フィルタ52の前段に配し、（１−z-2）フィ
ルタ54（または53）のみをこれらH1（ｚ）フィルタ51お
よびH2（ｚ）フィルタ52の各後段に各別に配設する構成
なども採用可能である。要は、これら（１−z-2）フィ
ルタ53および54の２段のフィルタが従属する関係でI/Q
検波用のフィルタに接続される構成さえ満足されればよ
い。
の構成を第１図の如くの構成、すなわちA/D変換出力が
（１−z-2）フィルタ54に受入され、この（１−z-2）フ
ィルタ54の出力が同一構成の（１−z-2）フィルタ53に
入力され、更にこの（１−z-2）フィルタ53の出力がH1
（ｚ）フィルタ51とH2（ｚ）フィルタ52とに並列に加え
られる構成としたが、上記（１−z-2）フィルタ53およ
び54の配置については任意であり、他に例えば、これら
（１−z-2）フィルタ53および54を上記H1（ｚ）フィル
タ51およびH2（ｚ）フィルタ52に対してそれぞれの前段
に各別に配設する構成、あるいは同（１−z-2）フィル
タ53および54をこれらH1（ｚ）フィルタ51およびH
2（ｚ）フィルタ52の各後段に各別に配設する構成、ま
た更には、（１−z-2）フィルタ53（または54）につい
てはこれを第１図に示した如くH1（ｚ）フィルタ51およ
びH2（ｚ）フィルタ52の前段に配し、（１−z-2）フィ
ルタ54（または53）のみをこれらH1（ｚ）フィルタ51お
よびH2（ｚ）フィルタ52の各後段に各別に配設する構成
なども採用可能である。要は、これら（１−z-2）フィ
ルタ53および54の２段のフィルタが従属する関係でI/Q
検波用のフィルタに接続される構成さえ満足されればよ
い。
また、同実施例では、第４図に示した受信装置と同様、
信号帯域幅４倍の周波数に相当するサンプリング周期に
てA/D変換を行うようにしているが、これは、受信信号
の同相成分および直交成分算出用のフィルタとして前述
したようなH1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィルタ
52を想定していることに起因するものであって、これら
同相成分および直交成分算出用の２種フィルタの構成如
何によっては、こうしたA/D変換のためのサンプリング
周期も変わり得る。
信号帯域幅４倍の周波数に相当するサンプリング周期に
てA/D変換を行うようにしているが、これは、受信信号
の同相成分および直交成分算出用のフィルタとして前述
したようなH1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィルタ
52を想定していることに起因するものであって、これら
同相成分および直交成分算出用の２種フィルタの構成如
何によっては、こうしたA/D変換のためのサンプリング
周期も変わり得る。
また、上記の０周波数成分除去や狭帯域化を実現するた
めのフィルタ（実施例でいう１−z-2）フィルタ53ある
いは54）についても、これは基本的にDC成分を除去し得
たり、フィルタとしての3dB帯域幅を狭くし得る特性が
あればよいのであって、その特性も、前述した（１−z
-2）に限られるものではない。もっとも、上記のH
1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィルタ52を採用し
て、上述の如く信号帯域幅の４倍の周波数に相当するサ
ンプリング周期にてA/D変換を行う場合には、 DC成分を除去する特性。
めのフィルタ（実施例でいう１−z-2）フィルタ53ある
いは54）についても、これは基本的にDC成分を除去し得
たり、フィルタとしての3dB帯域幅を狭くし得る特性が
あればよいのであって、その特性も、前述した（１−z
-2）に限られるものではない。もっとも、上記のH
1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィルタ52を採用し
て、上述の如く信号帯域幅の４倍の周波数に相当するサ
ンプリング周期にてA/D変換を行う場合には、 DC成分を除去する特性。
有効帯域である正規化周波数0.125〜0.375の範囲にお
いて中心周波数f0につき対称となるゲイン特性。
いて中心周波数f0につき対称となるゲイン特性。
同有効帯域に対してフラットなゲイン特性。
3dB帯域幅を狭帯域とするフィルタ特性。
等々の所望される特性を簡易に得る上で、この（１−z
-2）といったフィルタ特性が特に有効である。
-2）といったフィルタ特性が特に有効である。
ところで、上記実施例においては、これに入力され復調
処理される受信信号ｘ（ｔ）として、第３図あるいは第
４図に示した受信装置と同様、RF信号を想定している
が、実用に際しては、混合器10の前段でこれがIF信号に
変換され、この変換されたIF信号に対して前述したA/D
変換やI/Q検波が施される。
処理される受信信号ｘ（ｔ）として、第３図あるいは第
４図に示した受信装置と同様、RF信号を想定している
が、実用に際しては、混合器10の前段でこれがIF信号に
変換され、この変換されたIF信号に対して前述したA/D
変換やI/Q検波が施される。
また、こうした受信装置は、主にレーダ受信装置として
用いられるものであるが、この用途に関しては何ら限定
されるものではなく、I/Q検波が必要とされる受信装置
であれば、他のいかなる受信装置についても良好に適用
される。
用いられるものであるが、この用途に関しては何ら限定
されるものではなく、I/Q検波が必要とされる受信装置
であれば、他のいかなる受信装置についても良好に適用
される。
以上説明したように、この発明によれば、ゲインや位
相、DCオフセット等に関して何らの調整も要することな
く、高精度での直交性が維持されてかつ信頼性の高い復
調信号を得ることができる。また、狭帯域となって設計
マージンも良好に確保されることから、当該受信装置の
設計も容易となる。
相、DCオフセット等に関して何らの調整も要することな
く、高精度での直交性が維持されてかつ信頼性の高い復
調信号を得ることができる。また、狭帯域となって設計
マージンも良好に確保されることから、当該受信装置の
設計も容易となる。
第１図はこの発明にかかる受信装置の一実施例を示すブ
ロック図、第２図は第１図に示した実施例受信装置にお
けるディジタルフィルタのゲイン特性を示す線図、第３
図は従来の受信装置の一例を示すブロック図、第４図は
従来の受信装置の他の例を示すブロック図、第５図は第
４図に示した受信装置におけるディジタルフィルタのゲ
イン特性を示す線図である。 10,11,12……混合器、20……BPF、21,22……LPF、30,3
1,32,61,62……サンプリング回路、 40,41,42……A/D変換器、 50,500……ディジタルフィルタ、 51……H1（ｚ）フィルタ、 52……H2（ｚ）フィルタ、 53,54……（１−z-2）フィルタ。
ロック図、第２図は第１図に示した実施例受信装置にお
けるディジタルフィルタのゲイン特性を示す線図、第３
図は従来の受信装置の一例を示すブロック図、第４図は
従来の受信装置の他の例を示すブロック図、第５図は第
４図に示した受信装置におけるディジタルフィルタのゲ
イン特性を示す線図である。 10,11,12……混合器、20……BPF、21,22……LPF、30,3
1,32,61,62……サンプリング回路、 40,41,42……A/D変換器、 50,500……ディジタルフィルタ、 51……H1（ｚ）フィルタ、 52……H2（ｚ）フィルタ、 53,54……（１−z-2）フィルタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−57185（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−128609（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−142411（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−122518（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−145906（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−109440（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−107523（ＪＰ，Ａ) 特公 平４−56495（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (3)
- 【請求項１】中心周波数が０でないアナログ受信信号を
所定のサンプリング周期にてアナログ／ディジタル変換
し、これにより受信信号の同相成分を得るためのディジ
タルデータと直交成分を得るためのディジタルデータと
が交互に現れる一連のディジタルデータ列を出力すると
ともに、このアナログ／ディジタル変換によって得られ
た同相成分を得るためのディジタルデータ列及び直交成
分を得るためのディジタルデータ列毎の０周波数成分を
除去する第１のフィルタと該同相成分及び直交成分を算
出する第２のフィルタとを施して前記アナログ受信信号
を復調する受信装置において、 前記第１のフィルタに、該第１のフィルタの帯域幅を前
記サンプリング周期の逆数の1/4で与えられる帯域より
も狭帯域とする特性を具備させたことを特徴とする受信
装置。 - 【請求項２】前記所定のサンプリング周期は、前記受信
信号の中心周波数の４倍に相当することを特徴とする請
求項（１）記載の受信装置。 - 【請求項３】前記第１のフィルタは、前記アナログ／デ
ィジタル変換して得られたディジタルデータ列のある時
点でのサンプリングに対応するデータとその２サンプル
前のサンプリングに対応するデータとの差を出力するフ
ィルタを２段縦続する関係で接続したことを特徴とする
請求項（２）記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63130005A JPH0793551B2 (ja) | 1988-05-27 | 1988-05-27 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63130005A JPH0793551B2 (ja) | 1988-05-27 | 1988-05-27 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01300611A JPH01300611A (ja) | 1989-12-05 |
| JPH0793551B2 true JPH0793551B2 (ja) | 1995-10-09 |
Family
ID=15023795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63130005A Expired - Lifetime JPH0793551B2 (ja) | 1988-05-27 | 1988-05-27 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0793551B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2943803B1 (ja) | 1998-08-11 | 1999-08-30 | 日本電気株式会社 | 受信装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56122518A (en) * | 1980-03-03 | 1981-09-26 | Fujitsu Ltd | Digital differential filter |
| US4620160A (en) * | 1984-12-17 | 1986-10-28 | Fairchild Weston Systems, Inc. | Digital demodulator for continuously phase or frequency modulated signals |
| JPS62107523A (ja) * | 1985-11-05 | 1987-05-18 | Nec Corp | Ａｄ変換器 |
| JPS62109440A (ja) * | 1985-11-07 | 1987-05-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチプレツクス復調装置 |
| JPH0732346B2 (ja) * | 1985-12-17 | 1995-04-10 | 日本電気株式会社 | デイジタルフイルタ |
| JPS63238723A (ja) * | 1987-03-26 | 1988-10-04 | Yamaha Corp | デイジタル信号処理回路 |
| JP2659963B2 (ja) * | 1987-08-27 | 1997-09-30 | 防衛庁技術研究本部長 | 受信装置 |
| JP2565933B2 (ja) * | 1987-11-13 | 1996-12-18 | 株式会社東芝 | ディジタルフィルタ |
-
1988
- 1988-05-27 JP JP63130005A patent/JPH0793551B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01300611A (ja) | 1989-12-05 |
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