JP2659963B2 - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JP2659963B2 JP2659963B2 JP62213796A JP21379687A JP2659963B2 JP 2659963 B2 JP2659963 B2 JP 2659963B2 JP 62213796 A JP62213796 A JP 62213796A JP 21379687 A JP21379687 A JP 21379687A JP 2659963 B2 JP2659963 B2 JP 2659963B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、レーダ装置その他に用いられて、受信信
号のアナログ／ディジタル変換（A/D変換）信号を同相
成分／直交成分検波（I/Q検波）することにより同受信
信号の復調を実現する受信装置に関する。
号のアナログ／ディジタル変換（A/D変換）信号を同相
成分／直交成分検波（I/Q検波）することにより同受信
信号の復調を実現する受信装置に関する。
（従来の技術） 第３図に、I/Q検波機能を有する受信装置の一般的な
構成を示す。
構成を示す。
この受信装置によれば、中心周波数がf0であり、かつ
帯域幅Ｂのスペクトラムを有するとする受信信号（ここ
ではRF信号を想定）ｘ（ｔ）は、端子T1に入力されて略
２等分配された後、それぞれ混合器11および12に入力さ
れ、一方ではcos2πf0tといった信号によって検波され
てsi（ｔ）という信号として混合器11から出力され、他
方では、−sin2πf0tといった信号によって検波されてs
q（ｔ）という信号として混合器12から出力される。因
みに、これら信号si（ｔ）およびsq（ｔ）は互いに位相
が90［deg］ずれており、このうちの信号si（ｔ）は同
相成分、他方の信号sq（ｔ）は直交成分とそれぞれ称さ
れる。すなわちこれらは、 ｓ（ｔ）＝si（ｔ）＋jsq（ｔ） という複素信号を表すものである。
帯域幅Ｂのスペクトラムを有するとする受信信号（ここ
ではRF信号を想定）ｘ（ｔ）は、端子T1に入力されて略
２等分配された後、それぞれ混合器11および12に入力さ
れ、一方ではcos2πf0tといった信号によって検波され
てsi（ｔ）という信号として混合器11から出力され、他
方では、−sin2πf0tといった信号によって検波されてs
q（ｔ）という信号として混合器12から出力される。因
みに、これら信号si（ｔ）およびsq（ｔ）は互いに位相
が90［deg］ずれており、このうちの信号si（ｔ）は同
相成分、他方の信号sq（ｔ）は直交成分とそれぞれ称さ
れる。すなわちこれらは、 ｓ（ｔ）＝si（ｔ）＋jsq（ｔ） という複素信号を表すものである。
これら２つの成分si（ｔ）およびsq（ｔ）は、次に、
ローパスフィルタ（LPF）21および22をそれぞれ通過す
る。これにより、上記混合器11および12における検波の
際に発生したハーモニクスやスプリアス等の不要波は除
去されて、信号ｓ（ｔ）は −B/2＜ｆ＜B/2 の帯域のみを有することとなる。
ローパスフィルタ（LPF）21および22をそれぞれ通過す
る。これにより、上記混合器11および12における検波の
際に発生したハーモニクスやスプリアス等の不要波は除
去されて、信号ｓ（ｔ）は −B/2＜ｆ＜B/2 の帯域のみを有することとなる。
こうして不要波の除去された信号ｓ（ｔ）すなわち信
号si（ｔ）およびsq（ｔ）は、最後に、サンプリング回
路31およびA/D変換器41、あるいはサンプリング回路32
およびA/D変換器42を通じて、それぞれＢ（受信信号ｘ
（ｔ）の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D
変換される。これにより、同受信装置の端子T2からは同
相成分についての復調後のディジタル信号inが得られ、
他方の端子T3からは直交成分についての復調後のディジ
タル信号qnが得られることとなる。これらが Yn＝in＋jqn という複素信号を表すことは上述の通りである。
号si（ｔ）およびsq（ｔ）は、最後に、サンプリング回
路31およびA/D変換器41、あるいはサンプリング回路32
およびA/D変換器42を通じて、それぞれＢ（受信信号ｘ
（ｔ）の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D
変換される。これにより、同受信装置の端子T2からは同
相成分についての復調後のディジタル信号inが得られ、
他方の端子T3からは直交成分についての復調後のディジ
タル信号qnが得られることとなる。これらが Yn＝in＋jqn という複素信号を表すことは上述の通りである。
ところで、原理的には、この第３図に示した受信装置
によっても十分なI/Q検波は達成されるが、実際に同受
信装置によって高精度の復調信号を得るためには、混合
器11および12以降の２つの系のゲイン調整、並びに上記
cosやsinのローカル信号の位相調整等が必須となり、実
用性といった観点においては、この受信装置もなお問題
を残すものであった。
によっても十分なI/Q検波は達成されるが、実際に同受
信装置によって高精度の復調信号を得るためには、混合
器11および12以降の２つの系のゲイン調整、並びに上記
cosやsinのローカル信号の位相調整等が必須となり、実
用性といった観点においては、この受信装置もなお問題
を残すものであった。
そこで近年は、受信信号のA/D変換処理までを単一の
系にて行い、上述したI/Q検波についてはこれをディジ
タルフィルタを用いて実現するようにした受信装置が提
案されている。
系にて行い、上述したI/Q検波についてはこれをディジ
タルフィルタを用いて実現するようにした受信装置が提
案されている。
第４図にこうした受信装置の一例を示す。
この第４図に示す受信装置によれば、前記同様中心周
波数f0でり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラムを有するとす
る端子T1への入力受信信号ｘ（ｔ）は、混合器10におい
てcos2π（f0−Ｂ）ｔといった信号によって検波され、
ｘ（ｔ）という信号として該混合器10から出力された
後、ろ波帯域幅Ｂのバンドパスフィルタ（BPF）20を通
過してそのハーモニクスやスプリアス等の不要波が除去
され、 B/2＜ｆ＜3B/2 の帯域のみを有する信号として次段のサンプリング回路
30およびA/D変換器40に加えられる。
波数f0でり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラムを有するとす
る端子T1への入力受信信号ｘ（ｔ）は、混合器10におい
てcos2π（f0−Ｂ）ｔといった信号によって検波され、
ｘ（ｔ）という信号として該混合器10から出力された
後、ろ波帯域幅Ｂのバンドパスフィルタ（BPF）20を通
過してそのハーモニクスやスプリアス等の不要波が除去
され、 B/2＜ｆ＜3B/2 の帯域のみを有する信号として次段のサンプリング回路
30およびA/D変換器40に加えられる。
サンプリング回路30およびA/D変換器40では、こうし
て加えられた信号ｘ（ｔ）を4B（B:受信信号ｘ（ｔ）並
びにBPF20の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA
/D変換してディジタル信号ｎを得る。すなわち、入力
受信信号ｘ（ｔ）の周波数の倍の周波数でサンプリング
されたディジタル信号ｎが得られ、同相成分を得るた
めのディジタルデータと直交成分を得るためのディジタ
ルデータとが交互に出力されるディジタルデータ列とし
て出力される。こうして生成されたディジタル信号ｎ
がディジタルフィルタ50に入力される。
て加えられた信号ｘ（ｔ）を4B（B:受信信号ｘ（ｔ）並
びにBPF20の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA
/D変換してディジタル信号ｎを得る。すなわち、入力
受信信号ｘ（ｔ）の周波数の倍の周波数でサンプリング
されたディジタル信号ｎが得られ、同相成分を得るた
めのディジタルデータと直交成分を得るためのディジタ
ルデータとが交互に出力されるディジタルデータ列とし
て出力される。こうして生成されたディジタル信号ｎ
がディジタルフィルタ50に入力される。
ディジタルフィルタ50に入力されたディジタル信号
ｎは、ディジタルフィルタ50内で並列接続されたH
1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52にそれぞれ
入力され、H1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52
は、それぞれ同相成分及び直交成分のディジタルデータ
を算出する演算を行う。
ｎは、ディジタルフィルタ50内で並列接続されたH
1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52にそれぞれ
入力され、H1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52
は、それぞれ同相成分及び直交成分のディジタルデータ
を算出する演算を行う。
ここで、上記H1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィ
ルタ52は、それぞれ例えば楕円形のオールパスネットワ
ークを作って設計することができ、一例として次のよう
なもの知られている。
ルタ52は、それぞれ例えば楕円形のオールパスネットワ
ークを作って設計することができ、一例として次のよう
なもの知られている。
H1（ｚ）＝z-1（z-2−a2）／（１−a2z-2） H2（ｚ）＝−（z-2−b2）／（１−b2z-2） 因みにこれはｚ変換による表記であり、z-1は単位遅
延を示す、またa2およびb2はそれぞれ固定の係数であっ
て、例えば a2＝0.5846832 b2＝0.1380250 である。
延を示す、またa2およびb2はそれぞれ固定の係数であっ
て、例えば a2＝0.5846832 b2＝0.1380250 である。
このH1（ｚ）では、入力されたディジタルデータ列に
対して１サンプル分の単位遅延を行ったタイミングで、
２サンプル毎のディジタルデータから同相成分を算出す
る演算が行われ、H2（ｚ）では、入力されたディジタル
データ列に対して２サンプル毎のディジタルデータから
直交成分を算出する演算が行われる。
対して１サンプル分の単位遅延を行ったタイミングで、
２サンプル毎のディジタルデータから同相成分を算出す
る演算が行われ、H2（ｚ）では、入力されたディジタル
データ列に対して２サンプル毎のディジタルデータから
直交成分を算出する演算が行われる。
ここで、第６図を参照してディジタルフィルタ50及び
リサンプリング回路61,62の具体的なデータ処理につい
て詳述する。
リサンプリング回路61,62の具体的なデータ処理につい
て詳述する。
第６図において、まずA/D変換器40から、サンプリン
グ回路30によってサンプリングされたディジタルデータ
列ｎ、すなわちディジタルデータD0,D1,D2,D3,D4,D5,
D6,D7,…はH1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52
にそれぞれ入力される。ここで、ディジタルデータD0,D
2,D4,D6,…は同相成分を得るためのデータであり、ディ
ジタルデータD1,D3,D5,D7,…は直交成分を得るためのデ
ータである。H1（ｚ）フィルタ51は、上述したH1（ｚ）
の式をもとに、入力されたディジタルデータ列ｎを１
サンプル分遅延させた後、２サンプル毎に同相成分デー
タを算出し、算出された同相成分データD0′,D2′,4′,
D6′，…を含むディジタルデータD0′,D1′,D2′,D3′,
D4′,D5′,D6′,D7′，…であるディジタル信号ｎを
出力する。一方、H2（ｚ）フィルタ52は、上述したH
2（ｚ）の式をもとに、入力されたディジタルデータ列
ｎに対して２サンプル毎に直交成分データを算出し、
算出された直交成分データD1″,D3″,D5″,D7″，…を
含むディジタルデータD0″,D1″,D2″,D3″,D4″,D5″,
D6″,D7″，…であるディジタル信号ｎを出力する。
グ回路30によってサンプリングされたディジタルデータ
列ｎ、すなわちディジタルデータD0,D1,D2,D3,D4,D5,
D6,D7,…はH1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52
にそれぞれ入力される。ここで、ディジタルデータD0,D
2,D4,D6,…は同相成分を得るためのデータであり、ディ
ジタルデータD1,D3,D5,D7,…は直交成分を得るためのデ
ータである。H1（ｚ）フィルタ51は、上述したH1（ｚ）
の式をもとに、入力されたディジタルデータ列ｎを１
サンプル分遅延させた後、２サンプル毎に同相成分デー
タを算出し、算出された同相成分データD0′,D2′,4′,
D6′，…を含むディジタルデータD0′,D1′,D2′,D3′,
D4′,D5′,D6′,D7′，…であるディジタル信号ｎを
出力する。一方、H2（ｚ）フィルタ52は、上述したH
2（ｚ）の式をもとに、入力されたディジタルデータ列
ｎに対して２サンプル毎に直交成分データを算出し、
算出された直交成分データD1″,D3″,D5″,D7″，…を
含むディジタルデータD0″,D1″,D2″,D3″,D4″,D5″,
D6″,D7″，…であるディジタル信号ｎを出力する。
ディジタルフィルタ50を通じてこうして生成されたデ
ィジタル信号ｎおよびｎは、最後に、リサンプリン
グ回路61および62にそれぞれ加えられて、各ディジタル
信号ｎおよびｎが有する同相成分及び直交成分のデ
ィジタルデータの選択をすべく1/4にサンプル間引きさ
れる。すなわち、同相成分及び直交成分のディジタルデ
ータを含むディジタル信号ｎおよびｎは、上記サン
プリング回路30およびA/D変換器40により、4Bに相当す
るサンプリング周期をもってA/D変換されている信号で
あることから、リサンプリング回路61および62を通じて
これら信号ｎおよびｎを1/4にサンプル間引きする
ことで、端子T2からは所望とする同相成分のディジタル
データ列（D0′,D4′，…）である復調ディジタル信号i
mが、また端子T3からは所望とする直交成分のディジタ
ルデータ列（D1″,D5″，…）である復調ディジタル信
号qmが Ym＝in＋jqm といった複素信号として得られるようになる。この複素
信号Ymは、先の第３図に示した受信装置によって得られ
る複素信号Ynに一致し、同相成分及び直交成分のディジ
タルデータが示す位相は、互いに90［deg］ずれている
ことになる。
ィジタル信号ｎおよびｎは、最後に、リサンプリン
グ回路61および62にそれぞれ加えられて、各ディジタル
信号ｎおよびｎが有する同相成分及び直交成分のデ
ィジタルデータの選択をすべく1/4にサンプル間引きさ
れる。すなわち、同相成分及び直交成分のディジタルデ
ータを含むディジタル信号ｎおよびｎは、上記サン
プリング回路30およびA/D変換器40により、4Bに相当す
るサンプリング周期をもってA/D変換されている信号で
あることから、リサンプリング回路61および62を通じて
これら信号ｎおよびｎを1/4にサンプル間引きする
ことで、端子T2からは所望とする同相成分のディジタル
データ列（D0′,D4′，…）である復調ディジタル信号i
mが、また端子T3からは所望とする直交成分のディジタ
ルデータ列（D1″,D5″，…）である復調ディジタル信
号qmが Ym＝in＋jqm といった複素信号として得られるようになる。この複素
信号Ymは、先の第３図に示した受信装置によって得られ
る複素信号Ynに一致し、同相成分及び直交成分のディジ
タルデータが示す位相は、互いに90［deg］ずれている
ことになる。
このように、第４図に示した受信装置によっても、第
３図に示した受信装置と同様に所望のI/Q検波が達成さ
れる。しかもこの第４図に示した受信装置では、ディジ
タルフィルタを用いて直交成分分離を行うようにしてい
ることから、高精度での直交性が維持されるようにな
り、また更には、単一の系でA/D変換処理を行うように
していることから、ゲインや位相等についての調整が不
要となる利点もある。
３図に示した受信装置と同様に所望のI/Q検波が達成さ
れる。しかもこの第４図に示した受信装置では、ディジ
タルフィルタを用いて直交成分分離を行うようにしてい
ることから、高精度での直交性が維持されるようにな
り、また更には、単一の系でA/D変換処理を行うように
していることから、ゲインや位相等についての調整が不
要となる利点もある。
（発明が解決しようとする問題点） 第４図に示した受信装置のように、ディジタルフィル
タを用いてI/Q検波を行うようにすることで、上述した
意義有る効果を得ることができるようにはなるものの、
受信装置としてこうした構成を採用することは、自ずと
フィルタ前段のA/D変換器入力端におけるDCオフセット
の問題も併せ抱えることとなる。
タを用いてI/Q検波を行うようにすることで、上述した
意義有る効果を得ることができるようにはなるものの、
受信装置としてこうした構成を採用することは、自ずと
フィルタ前段のA/D変換器入力端におけるDCオフセット
の問題も併せ抱えることとなる。
第５図は、第４図に示した受信装置におけるディジタ
ルフィルタ50の周波数−ゲイン特性を示したものである
が、上述のようにA/D変換器40の入力端にDCオフセット
が生じることによって、この生じたDCオフセット分は、
該ディジタルフィルタ50においても、同第５図に円部Ｓ
にて示す如く０周波数成分として残存する。すなわち、
同受信装置の復調出力である上記信号imおよびqmにも、
残差としてこのDCオフセット分が残ってしまうこととな
る。勿論、こうしたかたちでその復調出力にDCオフセッ
ト分が残されることは、精度や信頼性を損なう要因とも
なり、好ましくない。
ルフィルタ50の周波数−ゲイン特性を示したものである
が、上述のようにA/D変換器40の入力端にDCオフセット
が生じることによって、この生じたDCオフセット分は、
該ディジタルフィルタ50においても、同第５図に円部Ｓ
にて示す如く０周波数成分として残存する。すなわち、
同受信装置の復調出力である上記信号imおよびqmにも、
残差としてこのDCオフセット分が残ってしまうこととな
る。勿論、こうしたかたちでその復調出力にDCオフセッ
ト分が残されることは、精度や信頼性を損なう要因とも
なり、好ましくない。
この発明は、こうしたA/D変換器の入力端に生じるCD
オフセットの影響を除去して、信頼性の高いI/Q検波を
実現する受信装置を提供することを目的とする。
オフセットの影響を除去して、信頼性の高いI/Q検波を
実現する受信装置を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） この発明では、前記の如く受信信号のA/D変換処理ま
でを単一の系にて行い、同相成分および直交成分をそれ
ぞれ演算するためのフィルタを有したディジタルフィル
タを用いてこのA/D変換信号のI/Q検波を行う受信装置を
対象として、上記ディジタルフィルタを構成するフィル
タに０周波数成分を除去するフィルタを持たせるように
する。
でを単一の系にて行い、同相成分および直交成分をそれ
ぞれ演算するためのフィルタを有したディジタルフィル
タを用いてこのA/D変換信号のI/Q検波を行う受信装置を
対象として、上記ディジタルフィルタを構成するフィル
タに０周波数成分を除去するフィルタを持たせるように
する。
（作用） A/D変換によって生じるDCオフセットは、こうしたデ
ィジタルフィルタの特性に基づき完全に除去される。ま
た、こうしたディジタルフィルタの作用は、温度等、環
境条件の変化によって生じるDCオフセットについても同
様に施される。すなわち、こうしたディジタルフィルタ
の採用により、ゲインや位相等についてはもとより、DC
オフセットに関してもメンテナンスフリーとなる。
ィジタルフィルタの特性に基づき完全に除去される。ま
た、こうしたディジタルフィルタの作用は、温度等、環
境条件の変化によって生じるDCオフセットについても同
様に施される。すなわち、こうしたディジタルフィルタ
の採用により、ゲインや位相等についてはもとより、DC
オフセットに関してもメンテナンスフリーとなる。
（実施例） 第１図に、この発明にかかる受信装置の一実施例を示
す。
す。
この実施例受信装置は、先の第４図に示した受信装置
を対象として、そのディジタルフィルタ部分に、I/Q検
波機能と０周波数成分除去機能とを併せ有したディジタ
ルフィルタ500を用いて構成したものである。
を対象として、そのディジタルフィルタ部分に、I/Q検
波機能と０周波数成分除去機能とを併せ有したディジタ
ルフィルタ500を用いて構成したものである。
また第１図において、先の第４図と同一の要素には、
全て同一の符号を付して示している。
全て同一の符号を付して示している。
すなわち、この第１図に示す実施例受信装置におい
て、中心周波数がf0であり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラ
ムを有するとする端子T1への入力受信信号ｘ（ｔ）が、
混合器10においてcos2π（f0−Ｂ）ｔといった信号によ
って検波され、（ｔ）という信号として該混合器10か
ら出力された後、ろ波帯域幅Ｂのバンドパスフィルタ
（BPF）20を通過してそのハーモニクスやスプリアス等
の不要波が除去され、 B/2＜ｆ＜3B/2 の帯域のみを有する信号としてサンプリング回路30およ
びA/D変換器40に加えられること、また更に、この信号
ｘ（ｔ）が、ここで4B（B:受信信号ｘ（ｔ）並びにBPF2
0の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D変換さ
れてディジタル信号ｎとなることは、前述した第４図
の受信装置の場合と同様である。
て、中心周波数がf0であり、かつ帯域幅Ｂのスペクトラ
ムを有するとする端子T1への入力受信信号ｘ（ｔ）が、
混合器10においてcos2π（f0−Ｂ）ｔといった信号によ
って検波され、（ｔ）という信号として該混合器10か
ら出力された後、ろ波帯域幅Ｂのバンドパスフィルタ
（BPF）20を通過してそのハーモニクスやスプリアス等
の不要波が除去され、 B/2＜ｆ＜3B/2 の帯域のみを有する信号としてサンプリング回路30およ
びA/D変換器40に加えられること、また更に、この信号
ｘ（ｔ）が、ここで4B（B:受信信号ｘ（ｔ）並びにBPF2
0の帯域幅）に相当するサンプリング周期にてA/D変換さ
れてディジタル信号ｎとなることは、前述した第４図
の受信装置の場合と同様である。
この実施例受信装置では、こうして4Bに相当するサン
プリング周期にてA/D変換された信号ｎすなわちディ
ジタルデータ列ｎが上述したディジタルフィルタ500
に加えられる。
プリング周期にてA/D変換された信号ｎすなわちディ
ジタルデータ列ｎが上述したディジタルフィルタ500
に加えられる。
ディジタルフィルタ500は、同第１図に示すように、
同相成分算出用のH1（ｚ）フィルタ51と、直交成分算出
用のH2（ｚ）フィルタ52と、これらH1（ｚ）フィルタ51
およびH2（ｚ）フィルタ52の前段に共通に接続されて当
該フィルタ500に入力されるディジタルデータ列ｎの
ある時点でのサンプリングに対応するデータとその２サ
ンプル前のサンプリングに対応するデータとの差をこれ
らH1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィルタ52に対し
て出力する（１−z-2）フィルタ53とを備えて構成され
ており、上記ディジタルデータ列ｎがこのディジタル
フィルタ500によるフィルタ処理を受けることにより、H
1（ｚ）フィルタ51からは０周波数成分が除去された同
相成分のディジタルデータを含むディジタル信号（デー
タ列）ｐが、またH2（ｚ）フィル52からは０周波数成
分が除去された直交成分のディジタルデータを含むディ
ジタル信号（データ列）ｐが出力される。
同相成分算出用のH1（ｚ）フィルタ51と、直交成分算出
用のH2（ｚ）フィルタ52と、これらH1（ｚ）フィルタ51
およびH2（ｚ）フィルタ52の前段に共通に接続されて当
該フィルタ500に入力されるディジタルデータ列ｎの
ある時点でのサンプリングに対応するデータとその２サ
ンプル前のサンプリングに対応するデータとの差をこれ
らH1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィルタ52に対し
て出力する（１−z-2）フィルタ53とを備えて構成され
ており、上記ディジタルデータ列ｎがこのディジタル
フィルタ500によるフィルタ処理を受けることにより、H
1（ｚ）フィルタ51からは０周波数成分が除去された同
相成分のディジタルデータを含むディジタル信号（デー
タ列）ｐが、またH2（ｚ）フィル52からは０周波数成
分が除去された直交成分のディジタルデータを含むディ
ジタル信号（データ列）ｐが出力される。
ここで、第７図を参照してディジタルフィルタ500及
びリサンプリング回路61,62の具体的なデータ処理につ
いて詳述する。
びリサンプリング回路61,62の具体的なデータ処理につ
いて詳述する。
第７図において、まずA/D変換器40から、サンプリン
グ回路30によってサンプリングされたディジタルデータ
列ｎ、すなわちディジタルデータD0,D1,D2,D3,D4,D5,
D6,D7…が（１−z-2）フィルタ53に入力される。ここ
で、ディジタルデータD0,D2,D4,D6は同相成分を得るた
めのデータであり、ディジタルデータD1,D3,D5,D7は直
交成分を得るためのデータである。（１−z-2）フィル
タ53では、入力されたディジタルデータ列ｎに対し、
現時点のディジタルデータと２サンプル前のディジタル
データとの差をとり、その差データＤをそのままH
1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52にそれぞれ
入力する。すなわち、ディジタルデータD2−D0,D3−D1,
D4−D2,D5−D3,D6−D4,D7−D5…がH1（ｚ）フィルタ51
及びH2（ｚ）フィルタ52に入力される。これにより、デ
ィジタルデータD0〜D7…のそれぞれが０周波数成分を有
していても、この０周波数成分は除去されることにな
る。この場合、ディジタルデータD2−D0,D4−D2,D6−D4
は同相成分を得るためのデータであり、ディジタルデー
タD3−D1,D5−D3,D7−D5は直交成分を得るためのデータ
であり、各同相成分及び直交成分を得るためのデータは
交互に出力される。
グ回路30によってサンプリングされたディジタルデータ
列ｎ、すなわちディジタルデータD0,D1,D2,D3,D4,D5,
D6,D7…が（１−z-2）フィルタ53に入力される。ここ
で、ディジタルデータD0,D2,D4,D6は同相成分を得るた
めのデータであり、ディジタルデータD1,D3,D5,D7は直
交成分を得るためのデータである。（１−z-2）フィル
タ53では、入力されたディジタルデータ列ｎに対し、
現時点のディジタルデータと２サンプル前のディジタル
データとの差をとり、その差データＤをそのままH
1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52にそれぞれ
入力する。すなわち、ディジタルデータD2−D0,D3−D1,
D4−D2,D5−D3,D6−D4,D7−D5…がH1（ｚ）フィルタ51
及びH2（ｚ）フィルタ52に入力される。これにより、デ
ィジタルデータD0〜D7…のそれぞれが０周波数成分を有
していても、この０周波数成分は除去されることにな
る。この場合、ディジタルデータD2−D0,D4−D2,D6−D4
は同相成分を得るためのデータであり、ディジタルデー
タD3−D1,D5−D3,D7−D5は直交成分を得るためのデータ
であり、各同相成分及び直交成分を得るためのデータは
交互に出力される。
その後、H1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52
のそれぞれは、入力された差データＤに対してH1（ｚ）
及びH2（ｚ）の演算処理をそれぞれ行い、同相成分のデ
ィジタルデータ（D2−D0）′，（D4−D2）′，（D6−
D4）′…を含むディジタル信号（ディジタルデータ列）
ｐ、及び直交成分のディジタルデータ（D3−D1）″，
（D5−D3）″，（D7−D5）″…を含むディジタル信号
（ディジタルデータ列）ｐを出力する。そして、リサ
ンプリング回路61,62による所定のタイミングで1/4に間
引きされ、ディジタル信号ｐから同相成分のディジタ
ルデータ（D2−D0）′，（D6−D4）′…が、ディジタル
信号ｐから直交成分のディジタルデータ（D3−
D1）″，（D7−D5）″…がそれぞれ選択出力される。こ
の場合、H1（ｚ）フィルタ51は１サンプル分遅延して処
理しているため、リサンプリング回路61,62のリサンプ
リングタイミングは同じになる。
のそれぞれは、入力された差データＤに対してH1（ｚ）
及びH2（ｚ）の演算処理をそれぞれ行い、同相成分のデ
ィジタルデータ（D2−D0）′，（D4−D2）′，（D6−
D4）′…を含むディジタル信号（ディジタルデータ列）
ｐ、及び直交成分のディジタルデータ（D3−D1）″，
（D5−D3）″，（D7−D5）″…を含むディジタル信号
（ディジタルデータ列）ｐを出力する。そして、リサ
ンプリング回路61,62による所定のタイミングで1/4に間
引きされ、ディジタル信号ｐから同相成分のディジタ
ルデータ（D2−D0）′，（D6−D4）′…が、ディジタル
信号ｐから直交成分のディジタルデータ（D3−
D1）″，（D7−D5）″…がそれぞれ選択出力される。こ
の場合、H1（ｚ）フィルタ51は１サンプル分遅延して処
理しているため、リサンプリング回路61,62のリサンプ
リングタイミングは同じになる。
これにより、端子T2からは所望とする同相成分のディ
ジタルデータ列である復調ディジタル信号ipが、また端
子T3からは所望とする直交成分のディジタルデータ列で
ある復調ディジタル信号qpが Yp＝ip＋jqp といった複素信号として得られるようになる。勿論この
複素信号Ypも、先の第３図に示した受信装置あるいは第
４図に示した受信装置によって得られる複素信号Ynある
いはYmに一致している。しかも、この実施例受信装置に
よって復調される複素信号Ypの場合、第３図に受信装置
によって復調される複素信号Ynに比して、より高精度で
直交性が維持されるようになることは勿論、第４図の受
信装置によって復調される複素信号Ymに比しても、その
０周波数成分は良好に除去されていることから、より信
頼性の高いものとなっている。
ジタルデータ列である復調ディジタル信号ipが、また端
子T3からは所望とする直交成分のディジタルデータ列で
ある復調ディジタル信号qpが Yp＝ip＋jqp といった複素信号として得られるようになる。勿論この
複素信号Ypも、先の第３図に示した受信装置あるいは第
４図に示した受信装置によって得られる複素信号Ynある
いはYmに一致している。しかも、この実施例受信装置に
よって復調される複素信号Ypの場合、第３図に受信装置
によって復調される複素信号Ynに比して、より高精度で
直交性が維持されるようになることは勿論、第４図の受
信装置によって復調される複素信号Ymに比しても、その
０周波数成分は良好に除去されていることから、より信
頼性の高いものとなっている。
ここで、第２図は、こうしたディジタルフィルタ500
の周波数−ゲイン特性を示したものであり、先の第５図
の特性に比して明らかなように、このフィルタ500によ
れば、入力ディジタルデータ列ｎの０周波数成分は除
去されて、その出力には何らのDCオフセットも残存しな
くなることがわかる。
の周波数−ゲイン特性を示したものであり、先の第５図
の特性に比して明らかなように、このフィルタ500によ
れば、入力ディジタルデータ列ｎの０周波数成分は除
去されて、その出力には何らのDCオフセットも残存しな
くなることがわかる。
このように、この実施例によれば、ディジタルフィル
タ500として、（１−z-2）フィルタ53といった簡単なフ
ィルタを前記のH1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィ
ルタ52に共通に接続するだけで、これに第２図に示した
ような良好な０周波数成分除去特性を持たせることがで
き、ひいてはその処理信号を非常に安定で信頼性の高い
ものとすることができる。
タ500として、（１−z-2）フィルタ53といった簡単なフ
ィルタを前記のH1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィ
ルタ52に共通に接続するだけで、これに第２図に示した
ような良好な０周波数成分除去特性を持たせることがで
き、ひいてはその処理信号を非常に安定で信頼性の高い
ものとすることができる。
なお、上記実施例においては、ディジタルフィルタ50
0の構成を第１図の如くの構成、すなわちA/D変換出力が
（１−z-2）フィルタ53に受入され、この（１−ｚ−
２）フィルタ53の出力がH1（ｚ）フィルタ51とH2（ｚ）
フィルタ52とに並列に加えられる構成としたが、上記
（１−z-2）フィルタ53の配置については任意であり、
他に例えば、この（１−z-2）フィルタ53を上記H
1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィルタ52に対して
それぞれその前段に各別に配設する構成、あるいは同
（１−z-2）フィルタ53をこれらH1（ｚ）フィルタ51お
よびH2（ｚ）フィルタ52の各後段に各別に配設する構成
なども採用可能である。
0の構成を第１図の如くの構成、すなわちA/D変換出力が
（１−z-2）フィルタ53に受入され、この（１−ｚ−
２）フィルタ53の出力がH1（ｚ）フィルタ51とH2（ｚ）
フィルタ52とに並列に加えられる構成としたが、上記
（１−z-2）フィルタ53の配置については任意であり、
他に例えば、この（１−z-2）フィルタ53を上記H
1（ｚ）フィルタ51およびH2（ｚ）フィルタ52に対して
それぞれその前段に各別に配設する構成、あるいは同
（１−z-2）フィルタ53をこれらH1（ｚ）フィルタ51お
よびH2（ｚ）フィルタ52の各後段に各別に配設する構成
なども採用可能である。
例えば、第８図は、H1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）
フィルタ52の各後段に（１−z-2）フィルタ53に相当す
る（１−z-2）フィルタ53a,53Bを配設した場合のディジ
タルフィルタ501の構成を示す図であり、同図を参照し
てディジタルフィルタ501の具体的なデータ処理につい
て詳述する。なお、この場合、ディジタルフィルタ501
は、第１図のディジタルフィルタ500に置換適用され、
その受信装置全体の他の構成は、第１図と同様である。
フィルタ52の各後段に（１−z-2）フィルタ53に相当す
る（１−z-2）フィルタ53a,53Bを配設した場合のディジ
タルフィルタ501の構成を示す図であり、同図を参照し
てディジタルフィルタ501の具体的なデータ処理につい
て詳述する。なお、この場合、ディジタルフィルタ501
は、第１図のディジタルフィルタ500に置換適用され、
その受信装置全体の他の構成は、第１図と同様である。
第８図において、まずA/D変換器40から入力されたデ
ィジタルデータ列ｎ、すなわちディジタルデータD0,D
1,D2,D3,D4,D5,D6,D7…はそれぞれH1（ｚ）フィルタ51
及びH2（ｚ）フィルタ52にそれぞれ入力される。H
1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52のそれぞれ
は、入力されたディジタルデータｎに対してH1（ｚ）
及びH2（ｚ）の演算処理をそれぞれ行う。その結果、H1
（ｚ）フィルタ51は、２サンプル毎に出力される同相成
分のディジタルデータD0′,D2′,4′,D6′，…を含むデ
ィジタルデータ列Ｄ′すなわちD0′,D1′,D2′,D3′,
D4′,D5′,D6′,D7′…を１サンプル分遅延して算出
し、（１−z-2）フィルタ53aに入力する。H2（ｚ）フィ
ルタ52は、２サンプル毎に出力される直交成分のディジ
タルデータD1″,D3″,D5″,D7″，…を含むディジタル
データ列Ｄ″すなわちD0″,D1″,D2″,D3″,D4″,D5″,
D6″,D7″，…を算出し、（１−z-2）フィルタ53bに入
力する。
ィジタルデータ列ｎ、すなわちディジタルデータD0,D
1,D2,D3,D4,D5,D6,D7…はそれぞれH1（ｚ）フィルタ51
及びH2（ｚ）フィルタ52にそれぞれ入力される。H
1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52のそれぞれ
は、入力されたディジタルデータｎに対してH1（ｚ）
及びH2（ｚ）の演算処理をそれぞれ行う。その結果、H1
（ｚ）フィルタ51は、２サンプル毎に出力される同相成
分のディジタルデータD0′,D2′,4′,D6′，…を含むデ
ィジタルデータ列Ｄ′すなわちD0′,D1′,D2′,D3′,
D4′,D5′,D6′,D7′…を１サンプル分遅延して算出
し、（１−z-2）フィルタ53aに入力する。H2（ｚ）フィ
ルタ52は、２サンプル毎に出力される直交成分のディジ
タルデータD1″,D3″,D5″,D7″，…を含むディジタル
データ列Ｄ″すなわちD0″,D1″,D2″,D3″,D4″,D5″,
D6″,D7″，…を算出し、（１−z-2）フィルタ53bに入
力する。
（１−Z-2）フィルタ53aは、ディジタルデータ列Ｄ′
に対し、現時点のディジタルデータと２サンプル前のデ
ィジタルデータとの差をとり、ディジタル信号ｐすな
わちディジタルデータD2′−D0′,D3′−D1′,D4′−
D2′,D5′−D3′,D6′−D4′,D7′−D5′…として出力
する。ここで、ディジタルデータD2′−D0′,D4′−
D2′,D6′−D4′，…は、０周波数成分が除去された同
相成分のディジタルデータである。一方、（１−z-2）
フィルタ53bは、ディジタルデータ列Ｄ″に対し、現時
点のディジタルデータと２サンプル前のディジタルデー
タとの差をとり、ディジタル信号ｐすなわちディジタ
ルデータD2″−D0″,D3″−D1″,D4″−D2″,D5″−
D3″,D6″−D4″,D7″−D5″…として出力する。ここ
で、ディジタルデータD3″−D1″,D5″−D3″,D7″−
D5″…は、０周波数成分が除去された直交成分のディジ
タルデータである。
に対し、現時点のディジタルデータと２サンプル前のデ
ィジタルデータとの差をとり、ディジタル信号ｐすな
わちディジタルデータD2′−D0′,D3′−D1′,D4′−
D2′,D5′−D3′,D6′−D4′,D7′−D5′…として出力
する。ここで、ディジタルデータD2′−D0′,D4′−
D2′,D6′−D4′，…は、０周波数成分が除去された同
相成分のディジタルデータである。一方、（１−z-2）
フィルタ53bは、ディジタルデータ列Ｄ″に対し、現時
点のディジタルデータと２サンプル前のディジタルデー
タとの差をとり、ディジタル信号ｐすなわちディジタ
ルデータD2″−D0″,D3″−D1″,D4″−D2″,D5″−
D3″,D6″−D4″,D7″−D5″…として出力する。ここ
で、ディジタルデータD3″−D1″,D5″−D3″,D7″−
D5″…は、０周波数成分が除去された直交成分のディジ
タルデータである。
その後、リサンプリング回路61,62による所定のタイ
ミングで1/4に間引きされ、ディジタル信号ｐから同
相成分のディジタルデータD2′−D0′,D6′−D4′…
が、ディジタル信号ｐから直交成分のディジタルデー
タD3″−D1″,D7″−D5″…がそれぞれ選択出力され
る。この場合、H1（ｚ）フィルタ51は１サンプル分遅延
して処理しているため、リサンプリング回路61,62のリ
サンプリングタイミングは同じになる。
ミングで1/4に間引きされ、ディジタル信号ｐから同
相成分のディジタルデータD2′−D0′,D6′−D4′…
が、ディジタル信号ｐから直交成分のディジタルデー
タD3″−D1″,D7″−D5″…がそれぞれ選択出力され
る。この場合、H1（ｚ）フィルタ51は１サンプル分遅延
して処理しているため、リサンプリング回路61,62のリ
サンプリングタイミングは同じになる。
これにより、端子T2からは所望とする同相成分のディ
ジタルデータ列である復調ディジタル信号ipが、また端
子T3からは所望とする直交成分のディジタルデータ列で
ある復調ディジタル信号qpが Yp＝ip＋jqp といった複素信号として得られ、この場合も第１図の受
信装置と同様に０周波数成分が除去された複素信号が得
られることになる。
ジタルデータ列である復調ディジタル信号ipが、また端
子T3からは所望とする直交成分のディジタルデータ列で
ある復調ディジタル信号qpが Yp＝ip＋jqp といった複素信号として得られ、この場合も第１図の受
信装置と同様に０周波数成分が除去された複素信号が得
られることになる。
なお、上述した実施例では、第４図に示した受信装置
と同様、信号帯域幅の４倍Ｎ周波数に相当するサンプリ
ング周期にてA/D変換を行うようにしているが、これ
は、受信信号の同相成分および直交成分算出用のフィル
タとして前述したようなH1（ｚ）フィルタ51およびH
2（ｚ）フィルタ52を想定していることに起因するもの
であって、これら同相成分および直交成分算出用の２種
のフィルタの構成如何によっては、こうしたA/D変換の
ためのサンプリング周期も変わり得る。
と同様、信号帯域幅の４倍Ｎ周波数に相当するサンプリ
ング周期にてA/D変換を行うようにしているが、これ
は、受信信号の同相成分および直交成分算出用のフィル
タとして前述したようなH1（ｚ）フィルタ51およびH
2（ｚ）フィルタ52を想定していることに起因するもの
であって、これら同相成分および直交成分算出用の２種
のフィルタの構成如何によっては、こうしたA/D変換の
ためのサンプリング周期も変わり得る。
また、０周波数成分除去用のフィルタ（実施例でいう
（１−z-2）フィルタ53）についても、これは基本的にD
C成分を除去し得る特性があればよいのであって、その
特性も、前述した（１−z-2）に限られるものではな
い。もっとも、上記のH1（ｚ）フィルタ51およびH
2（ｚ）フィルタ52を採用して、上述の如く信号帯域幅
の４倍の周波数に相当するサンプリング周期にてA/D変
換を行う場合には、 DC成分を除去する特性。
（１−z-2）フィルタ53）についても、これは基本的にD
C成分を除去し得る特性があればよいのであって、その
特性も、前述した（１−z-2）に限られるものではな
い。もっとも、上記のH1（ｚ）フィルタ51およびH
2（ｚ）フィルタ52を採用して、上述の如く信号帯域幅
の４倍の周波数に相当するサンプリング周期にてA/D変
換を行う場合には、 DC成分を除去する特性。
有効帯域である正規化周波数0.125〜0.375の範囲にお
いて中心周波数f0につき対称となるゲイン特性。
いて中心周波数f0につき対称となるゲイン特性。
同有効帯域に対してフラットなゲイン特性。
等々の所望される特性を簡易に得る上で、この（１−z
-2）といったフィルタ特性が特に有効である。
-2）といったフィルタ特性が特に有効である。
ところで、上記実施例においては、これに入力され復
調処理される受信信号ｘ（ｔ）として、第３図あるいは
第４図に示した受信装置と同様、RF信号を想定している
が、実用に際しては、混合器10の前段でこれがIF信号に
対して前述したA/D変換やI/Q検波が施される。
調処理される受信信号ｘ（ｔ）として、第３図あるいは
第４図に示した受信装置と同様、RF信号を想定している
が、実用に際しては、混合器10の前段でこれがIF信号に
対して前述したA/D変換やI/Q検波が施される。
また、こうした受信装置は、主にレーダ受信装置とし
て用いられるものであるが、この用途に関しては何ら限
定されるものではなく、I/Q検波が必要とされる受信装
置であれば、他のいかなる受信装置についても良好に適
用される。
て用いられるものであるが、この用途に関しては何ら限
定されるものではなく、I/Q検波が必要とされる受信装
置であれば、他のいかなる受信装置についても良好に適
用される。
［発明の効果］ 以上説明したように、この発明によれは、ゲインや位
相、DCオフセット等に関して何らの調整も要することな
く、高精度での直交性が維持され、かつ信頼性の高い復
調信号を得ることができる。
相、DCオフセット等に関して何らの調整も要することな
く、高精度での直交性が維持され、かつ信頼性の高い復
調信号を得ることができる。
第１図はこの発明にかかる受信装置の一実施例を示すブ
ロック図、第２図は第１図に示した実施例受信装置にお
けるディジタルフィルタのゲイン特性を示す線図、第３
図は従来の受信装置の一例を示すブロック図、第４図は
従来の受信装置の他の例を示すブロック図、第５図は第
４図に示した受信装置におけるディジタルフィルタのゲ
イン特性を示す線図である。第６図は、第４図における
ディジタルフィルタ50及びリサンプリング回路61,62の
具体的なデータ処理を示す図である。第７図は、第１図
におけるディジタルフィルタ500及びリサンプリング回
路61,62の具体的なデータ処理を示す図である。第８図
は、H1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52の各後
段に（１−z-2）フィルタ53に相当する（１−z-2）フィ
ルタ53a,53bを配設した場合のディジタルフィルタ501の
構成及びこのディジタルフィルタ501の具体的なデータ
処理を示す図である。 10,11,12……混合器、20……BPF、21,22……LPF、30,3
1,32,61,62……サンプリング回路、40,41,42……A/D変
換器、50,500,501……ディジタルフィルタ、51……H
1（ｚ）フィルタ、52……H2（ｚ）フィルタ、53,53a,53
b……（１−z-2）フィルタ。
ロック図、第２図は第１図に示した実施例受信装置にお
けるディジタルフィルタのゲイン特性を示す線図、第３
図は従来の受信装置の一例を示すブロック図、第４図は
従来の受信装置の他の例を示すブロック図、第５図は第
４図に示した受信装置におけるディジタルフィルタのゲ
イン特性を示す線図である。第６図は、第４図における
ディジタルフィルタ50及びリサンプリング回路61,62の
具体的なデータ処理を示す図である。第７図は、第１図
におけるディジタルフィルタ500及びリサンプリング回
路61,62の具体的なデータ処理を示す図である。第８図
は、H1（ｚ）フィルタ51及びH2（ｚ）フィルタ52の各後
段に（１−z-2）フィルタ53に相当する（１−z-2）フィ
ルタ53a,53bを配設した場合のディジタルフィルタ501の
構成及びこのディジタルフィルタ501の具体的なデータ
処理を示す図である。 10,11,12……混合器、20……BPF、21,22……LPF、30,3
1,32,61,62……サンプリング回路、40,41,42……A/D変
換器、50,500,501……ディジタルフィルタ、51……H
1（ｚ）フィルタ、52……H2（ｚ）フィルタ、53,53a,53
b……（１−z-2）フィルタ。
フロントページの続き (72)発明者 和田 卓也 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式 会社東芝小向工場内 (72)発明者 篠永 充良 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１ 株式 会社東芝小向工場内 (56)参考文献 特開 昭61−145906（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−109440（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−107523（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】中心周波数が０でないアナログ受信信号を
所定のサンプリング周期にてアナログ／ディジタル変換
し、これにより受信信号の同相成分を得るためのディジ
タルデータと直交成分を得るためのディジタルデータと
が交互に現れる一連のディジタルデータ列を出力すると
ともに、このアナログ／ディジタル変換によって得られ
た前記ディジタルデータ列に受信信号の同相成分および
直交成分を算出するためのフィルタを施し、リサンプリ
ング処理して得られた該同相成分及び該直交成分を用い
て前記アナログ受信信号を復調する受信装置において、 前記アナログ／ディジタル変換後から前記サンプリング
処理までの間に、前記同相成分を得るためのディジタル
データ列および前記直交成分を得るためのディジタルデ
ータ列毎に、前記サンプリングのある時点に対応するデ
ータと該サンプリングの２サンプリング前に対応するデ
ータとの差をとってそれぞれ０周波数成分を除去して出
力する０周波数成分除去フィルタを具備させたことを特
徴とする受信装置。 - 【請求項２】前記所定のサンプリング周期は、前記受信
信号の中心周波数の４倍に相当することを特徴とする特
許請求の範囲（１）記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62213796A JP2659963B2 (ja) | 1987-08-27 | 1987-08-27 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62213796A JP2659963B2 (ja) | 1987-08-27 | 1987-08-27 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6457185A JPS6457185A (en) | 1989-03-03 |
| JP2659963B2 true JP2659963B2 (ja) | 1997-09-30 |
Family
ID=16645192
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62213796A Expired - Lifetime JP2659963B2 (ja) | 1987-08-27 | 1987-08-27 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2659963B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0793551B2 (ja) * | 1988-05-27 | 1995-10-09 | 防衛庁技術研究本部長 | 受信装置 |
| JPH03146765A (ja) * | 1989-10-27 | 1991-06-21 | Yamato Sewing Mach Seizo Kk | 自動布裁断装置 |
| JP4655759B2 (ja) * | 2005-05-20 | 2011-03-23 | 日本電気株式会社 | パルス圧縮レーダ用データ再生装置、再生方法及びパルス圧縮レーダ装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4620160A (en) * | 1984-12-17 | 1986-10-28 | Fairchild Weston Systems, Inc. | Digital demodulator for continuously phase or frequency modulated signals |
| JPS62107523A (ja) * | 1985-11-05 | 1987-05-18 | Nec Corp | Ａｄ変換器 |
| JPS62109440A (ja) * | 1985-11-07 | 1987-05-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチプレツクス復調装置 |
-
1987
- 1987-08-27 JP JP62213796A patent/JP2659963B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6457185A (en) | 1989-03-03 |
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