JPH08186447A - レーダ受信機用位相検波回路 - Google Patents
レーダ受信機用位相検波回路Info
- Publication number
- JPH08186447A JPH08186447A JP6327121A JP32712194A JPH08186447A JP H08186447 A JPH08186447 A JP H08186447A JP 6327121 A JP6327121 A JP 6327121A JP 32712194 A JP32712194 A JP 32712194A JP H08186447 A JPH08186447 A JP H08186447A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】簡単な構成で、互いに直交するバランスの良い
デジタル信号のビデオＩ信号とビデオＱ信号が得られる
レーダ受信機用位相検波回路を提供する。 【構成】中間周波数に変換された受信信号ＩＦを帯域通
過フィルタ２１により周波数帯域ｆIF±（ｆS ／８）に
制限する。次いで、Ａ／Ｄ変換器２２によりデジタル受
信信号ＤＩＦに変換し、ヒルベルト変換器２５により９
０°位相を回転させたデジタル受信信号９０°ＤＩＦを
作成するとともに、遅延回路２４によりヒルベルト変換
器２５の出力とタイミングを合わせたデジタル受信信号
０°ＤＩＦを作成する。デシメータ２６、２７により互
いに直交する信号であるビデオＩ信号とビデオＱ信号と
を作成する。従来のようにＩ、Ｑ両チャンネルにＡ／Ｄ
変換器を使用する必要がなくなり、調整回路の不要な簡
単な構成で、バランスの良いデジタル信号であるビデオ
Ｉ信号とビデオＱ信号とを得ることができる。
デジタル信号のビデオＩ信号とビデオＱ信号が得られる
レーダ受信機用位相検波回路を提供する。 【構成】中間周波数に変換された受信信号ＩＦを帯域通
過フィルタ２１により周波数帯域ｆIF±（ｆS ／８）に
制限する。次いで、Ａ／Ｄ変換器２２によりデジタル受
信信号ＤＩＦに変換し、ヒルベルト変換器２５により９
０°位相を回転させたデジタル受信信号９０°ＤＩＦを
作成するとともに、遅延回路２４によりヒルベルト変換
器２５の出力とタイミングを合わせたデジタル受信信号
０°ＤＩＦを作成する。デシメータ２６、２７により互
いに直交する信号であるビデオＩ信号とビデオＱ信号と
を作成する。従来のようにＩ、Ｑ両チャンネルにＡ／Ｄ
変換器を使用する必要がなくなり、調整回路の不要な簡
単な構成で、バランスの良いデジタル信号であるビデオ
Ｉ信号とビデオＱ信号とを得ることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、レーダ受信機におい
て、ＲＦ信号が中間周波数信号に変換された受信信号か
ら、互いに直交する関係を有するベースバンド信号であ
るビデオＩ信号とビデオＱ信号とを位相検波するレーダ
受信機用位相検波回路に関する。
て、ＲＦ信号が中間周波数信号に変換された受信信号か
ら、互いに直交する関係を有するベースバンド信号であ
るビデオＩ信号とビデオＱ信号とを位相検波するレーダ
受信機用位相検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の技術によるレーダ受信機
用位相検波回路の構成を示している。
用位相検波回路の構成を示している。
【０００３】図３において、信号入力端子１から供給さ
れる中間周波数ｆIFに変換された受信信号（中間周波数
信号ともいう。）ＩＦがミキサ２、３のそれぞれ一方の
入力端子に供給される。
れる中間周波数ｆIFに変換された受信信号（中間周波数
信号ともいう。）ＩＦがミキサ２、３のそれぞれ一方の
入力端子に供給される。
【０００４】基準信号発振器４から供給される中間周波
数ｆIFと等しい発振周波数を有する基準発振信号ＲＥＦ
が９０°ハイブリッド回路５を通じて、互いに直交する
０°基準信号０°ＲＥＦと９０°基準信号９０°ＲＥＦ
に変換されてミキサ２、３のそれぞれ他方の入力端子に
供給される。
数ｆIFと等しい発振周波数を有する基準発振信号ＲＥＦ
が９０°ハイブリッド回路５を通じて、互いに直交する
０°基準信号０°ＲＥＦと９０°基準信号９０°ＲＥＦ
に変換されてミキサ２、３のそれぞれ他方の入力端子に
供給される。
【０００５】ミキサ２、３によって乗算された信号のう
ち、低域成分のみを低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６、７
で取り出すことにより直交関係にあるアナログ信号であ
るビデオＩ信号とビデオＱ信号とが得られる。
ち、低域成分のみを低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６、７
で取り出すことにより直交関係にあるアナログ信号であ
るビデオＩ信号とビデオＱ信号とが得られる。
【０００６】アナログ信号であるビデオＩ信号とビデオ
Ｑ信号とは、Ａ／Ｄ変換器８、９の信号入力端子に供給
され、端子１０、１１から供給されるサンプリングクロ
ックＣＬＫ1 、ＣＬＫ2 （サンプリング周波数ｆS1、ｆ
S2は、それぞれ、受信信号ＩＦの帯域の２倍の周波数に
選択されている。）に基づいて互いに直交するデジタル
信号のビデオＩ信号とビデオＱ信号に変換され、それら
が出力端子１２、１３に現れる。
Ｑ信号とは、Ａ／Ｄ変換器８、９の信号入力端子に供給
され、端子１０、１１から供給されるサンプリングクロ
ックＣＬＫ1 、ＣＬＫ2 （サンプリング周波数ｆS1、ｆ
S2は、それぞれ、受信信号ＩＦの帯域の２倍の周波数に
選択されている。）に基づいて互いに直交するデジタル
信号のビデオＩ信号とビデオＱ信号に変換され、それら
が出力端子１２、１３に現れる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来のレーダ受信機用位相検波回路では、９０°ハイ
ブリッド回路５が有する直交誤差の影響や、ミキサ２、
３とＬＰＦ６、７を２チャンネル分使用することによる
デバイスの性能のばらつきを原因とするチャンネル間の
振幅誤差、直交誤差が発生し、バランスの良い検波信号
であって、互いに直交するアナログ信号のビデオＩ信号
とビデオＱ信号を得ることが困難であるという問題があ
った。
た従来のレーダ受信機用位相検波回路では、９０°ハイ
ブリッド回路５が有する直交誤差の影響や、ミキサ２、
３とＬＰＦ６、７を２チャンネル分使用することによる
デバイスの性能のばらつきを原因とするチャンネル間の
振幅誤差、直交誤差が発生し、バランスの良い検波信号
であって、互いに直交するアナログ信号のビデオＩ信号
とビデオＱ信号を得ることが困難であるという問題があ
った。
【０００８】また、その後の信号処理の都合上、両チャ
ンネルにＡ／Ｄ変換器８、９を用いてアナログ信号をデ
ジタル信号に変換しているが、Ａ／Ｄ変換器８、９の性
能のばらつきを原因として、出力信号であるビデオＩ信
号とビデオＱ信号にもばらつきが発生する。このため、
実際上、調整回路が必要であり、全体として回路構成が
複雑になるという欠点もあった。
ンネルにＡ／Ｄ変換器８、９を用いてアナログ信号をデ
ジタル信号に変換しているが、Ａ／Ｄ変換器８、９の性
能のばらつきを原因として、出力信号であるビデオＩ信
号とビデオＱ信号にもばらつきが発生する。このため、
実際上、調整回路が必要であり、全体として回路構成が
複雑になるという欠点もあった。
【０００９】この発明はこのような課題を考慮してなさ
れたものであり、簡単な構成で、互いに直交するバラン
スの良いデジタル信号の得られるレーダ受信機用位相検
波回路を提供することを目的とする。
れたものであり、簡単な構成で、互いに直交するバラン
スの良いデジタル信号の得られるレーダ受信機用位相検
波回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明は、例えば、図
１に示すように、レーダアンテナから発射された電波信
号に対する目標からの反射信号がＲＦ信号として受信さ
れ、このＲＦ信号がチューナにより中間周波数に変換さ
れた受信信号ＩＦを得、この受信信号ＩＦから検波出力
である互いに直交する信号を作成するレーダ受信機用位
相検波回路において、受信信号ＩＦを帯域制限する帯域
通過フィルタ２１と、中間周波数の４倍のサンプリング
周波数で受信信号ＩＦをデジタル受信信号ＤＩＦに変換
するＡ／Ｄ変換器２２と、デジタル受信信号ＤＩＦから
９０°位相の回転したデジタル９０°位相回転受信信号
９０°ＤＩＦを得るヒルベルト変換器２５と、デジタル
受信信号ＤＩＦにヒルベルト変換器２５による処理時間
に等しい遅延時間を与えてデジタル遅延受信信号０°Ｄ
ＩＦを得る遅延回路２４と、デジタル遅延受信信号０°
ＤＩＦとデジタル９０°位相回転受信信号９０°ＤＩＦ
とをサンプリング周波数の１／４の比でそれぞれデシメ
ーションして、互いに直交するデジタル信号Ｉ、Ｑを作
成するデシメータ２６、２７と、を備えることを特徴と
する。
１に示すように、レーダアンテナから発射された電波信
号に対する目標からの反射信号がＲＦ信号として受信さ
れ、このＲＦ信号がチューナにより中間周波数に変換さ
れた受信信号ＩＦを得、この受信信号ＩＦから検波出力
である互いに直交する信号を作成するレーダ受信機用位
相検波回路において、受信信号ＩＦを帯域制限する帯域
通過フィルタ２１と、中間周波数の４倍のサンプリング
周波数で受信信号ＩＦをデジタル受信信号ＤＩＦに変換
するＡ／Ｄ変換器２２と、デジタル受信信号ＤＩＦから
９０°位相の回転したデジタル９０°位相回転受信信号
９０°ＤＩＦを得るヒルベルト変換器２５と、デジタル
受信信号ＤＩＦにヒルベルト変換器２５による処理時間
に等しい遅延時間を与えてデジタル遅延受信信号０°Ｄ
ＩＦを得る遅延回路２４と、デジタル遅延受信信号０°
ＤＩＦとデジタル９０°位相回転受信信号９０°ＤＩＦ
とをサンプリング周波数の１／４の比でそれぞれデシメ
ーションして、互いに直交するデジタル信号Ｉ、Ｑを作
成するデシメータ２６、２７と、を備えることを特徴と
する。
【００１１】
【作用】この発明によれば、中間周波数ｆIFに変換され
た受信信号ＩＦを直接的にＡ／Ｄ変換器２２によりデジ
タル受信信号ＤＩＦに変換した後、Ａ／Ｄ変換出力を２
つに分配し、一方をヒルベルト変換器２５により９０°
位相を回転させ、他方を遅延回路２４により遅延させヒ
ルベルト変換器２５の出力とタイミングを合わせて互い
に直交するデジタル受信信号０°ＤＩＦ、９０°ＤＩＦ
を作成する。その後、デシメータ２６、２７によりデシ
メーションを行うことにより位相検波出力であって、ベ
ースバンド信号である互いに直交するデジタル信号Ｉ、
Ｑを作成する。
た受信信号ＩＦを直接的にＡ／Ｄ変換器２２によりデジ
タル受信信号ＤＩＦに変換した後、Ａ／Ｄ変換出力を２
つに分配し、一方をヒルベルト変換器２５により９０°
位相を回転させ、他方を遅延回路２４により遅延させヒ
ルベルト変換器２５の出力とタイミングを合わせて互い
に直交するデジタル受信信号０°ＤＩＦ、９０°ＤＩＦ
を作成する。その後、デシメータ２６、２７によりデシ
メーションを行うことにより位相検波出力であって、ベ
ースバンド信号である互いに直交するデジタル信号Ｉ、
Ｑを作成する。
【００１２】
【実施例】以下、この発明の一実施例について図面を参
照して説明する。なお、以下に参照する図面において、
上記図３に示したものと対応するものには同一の符号を
付けている。
照して説明する。なお、以下に参照する図面において、
上記図３に示したものと対応するものには同一の符号を
付けている。
【００１３】図１において、信号入力端子１が帯域通過
フィルタ２１の入力端子に接続され、帯域通過フィルタ
２１の出力端子がＡ／Ｄ変換器２２の信号入力端子に接
続される。
フィルタ２１の入力端子に接続され、帯域通過フィルタ
２１の出力端子がＡ／Ｄ変換器２２の信号入力端子に接
続される。
【００１４】Ａ／Ｄ変換器２２のタイミング信号入力端
子には、図示しないタイミング信号発生回路から端子２
３を通じてサンプリング周波数ｆS のサンプリングクロ
ックＣＬＫが供給される。
子には、図示しないタイミング信号発生回路から端子２
３を通じてサンプリング周波数ｆS のサンプリングクロ
ックＣＬＫが供給される。
【００１５】Ａ／Ｄ変換器２２の出力側は２分配されて
遅延回路２４とヒルベルト変換器２５の入力端子に接続
される。
遅延回路２４とヒルベルト変換器２５の入力端子に接続
される。
【００１６】遅延回路２４の出力端子が一方のデシメー
タ２６の入力端子に接続され、ヒルベルト変換器２５の
出力端子が他方のデシメータ２７の入力端子に接続され
る。
タ２６の入力端子に接続され、ヒルベルト変換器２５の
出力端子が他方のデシメータ２７の入力端子に接続され
る。
【００１７】デシメータ２６の出力が出力端子２８に現
れ、デシメータ２７の出力が出力端子２９に現れる。
れ、デシメータ２７の出力が出力端子２９に現れる。
【００１８】次に、上記実施例の動作を説明する。
【００１９】図示しないレーダアンテナから発射された
電波信号に対する目標からの反射信号がＲＦ信号として
受信され、このＲＦ信号が図示しないチューナにより中
間周波数ｆIFに変換された受信信号（中間周波数信号ま
たはＩＦ信号ともいう。）ＩＦが入力端子１を通じて帯
域通過フィルタ２１に供給される。
電波信号に対する目標からの反射信号がＲＦ信号として
受信され、このＲＦ信号が図示しないチューナにより中
間周波数ｆIFに変換された受信信号（中間周波数信号ま
たはＩＦ信号ともいう。）ＩＦが入力端子１を通じて帯
域通過フィルタ２１に供給される。
【００２０】この実施例において、帯域通過フィルタ２
１の信号通過帯域幅ＢＷIFは、図２に示すように設計さ
れている。すなわち、中間周波数をｆIF、サンプリング
周波数をｆS とするとき、信号通過帯域幅ＢＷIFは、Ｂ
ＷIF＝ｆIF±（ｆS ／８）に設計されている。信号通過
帯域幅ＢＷIFをこの範囲に制限しなければならない理由
は、位相検波回路の出力信号は、サンプリングレートを
ｆS ／４に変換したものとなるため、ｆS ／８より広い
帯域になると折返し誤差が生じるからである。
１の信号通過帯域幅ＢＷIFは、図２に示すように設計さ
れている。すなわち、中間周波数をｆIF、サンプリング
周波数をｆS とするとき、信号通過帯域幅ＢＷIFは、Ｂ
ＷIF＝ｆIF±（ｆS ／８）に設計されている。信号通過
帯域幅ＢＷIFをこの範囲に制限しなければならない理由
は、位相検波回路の出力信号は、サンプリングレートを
ｆS ／４に変換したものとなるため、ｆS ／８より広い
帯域になると折返し誤差が生じるからである。
【００２１】受信信号ＩＦは、帯域通過フィルタ２１に
よりＢＷIF＝ｆIF±（ｆS ／８）に帯域制限されて、Ａ
／Ｄ変換器２２に供給される。
よりＢＷIF＝ｆIF±（ｆS ／８）に帯域制限されて、Ａ
／Ｄ変換器２２に供給される。
【００２２】Ａ／Ｄ変換器２２では、中間周波数ｆIFの
４倍のサンプリング周波数ｆS （ｆ S ＝４×ｆIF）でＡ
／Ｄ変換処理を行い、デジタル受信信号ＤＩＦを作成す
る。なお、Ａ／Ｄ変換器２２で、中間周波数ｆIFの４倍
のサンプリング周波数ｆS でＡ／Ｄ変換する理由は、ヒ
ルベルト変換器２５の帯域がサンプリング周波数ｆSに
対し、（ｆS ／４）±（ｆS ／４）となるため、中間周
波数ｆIFをｆS ／４と等しくすることで帯域を有効に利
用できるからである。
４倍のサンプリング周波数ｆS （ｆ S ＝４×ｆIF）でＡ
／Ｄ変換処理を行い、デジタル受信信号ＤＩＦを作成す
る。なお、Ａ／Ｄ変換器２２で、中間周波数ｆIFの４倍
のサンプリング周波数ｆS でＡ／Ｄ変換する理由は、ヒ
ルベルト変換器２５の帯域がサンプリング周波数ｆSに
対し、（ｆS ／４）±（ｆS ／４）となるため、中間周
波数ｆIFをｆS ／４と等しくすることで帯域を有効に利
用できるからである。
【００２３】デジタル受信信号ＤＩＦは２分配され、一
方は、ヒルベルト変換器２５に入力されて、９０°位相
の回転したデジタル受信信号９０°ＤＩＦにされて出力
される。他方は、遅延回路２４に入力され、ヒルベルト
変換器２５による処理時間に等しい遅延時間が与えられ
て位相回転のないデジタル受信信号０°ＤＩＦとして出
力される。
方は、ヒルベルト変換器２５に入力されて、９０°位相
の回転したデジタル受信信号９０°ＤＩＦにされて出力
される。他方は、遅延回路２４に入力され、ヒルベルト
変換器２５による処理時間に等しい遅延時間が与えられ
て位相回転のないデジタル受信信号０°ＤＩＦとして出
力される。
【００２４】デジタル受信信号０°ＤＩＦとデジタル受
信信号９０°ＤＩＦは、それぞれ、デシメータ２６とデ
シメータ２７により、サンプリング周波数ｆS に対し、
１／４比でデシメーションされることによって、中間周
波数ｆIFのデジタル受信信号０°ＤＩＦとデジタル受信
信号９０°ＤＩＦがベースバンド信号に周波数変換さ
れ、それぞれ、受信信号ＩＦと同位相のビデオＩ信号と
９０°位相の回転したビデオＱ信号が出力端子２８、２
９に現れる。ここで、１／４比でデシメーションすると
は、サンプリング周波数ｆS を１／４に低減するために
４個に１個の割合で入力信号を間引くことを意味してい
る。
信信号９０°ＤＩＦは、それぞれ、デシメータ２６とデ
シメータ２７により、サンプリング周波数ｆS に対し、
１／４比でデシメーションされることによって、中間周
波数ｆIFのデジタル受信信号０°ＤＩＦとデジタル受信
信号９０°ＤＩＦがベースバンド信号に周波数変換さ
れ、それぞれ、受信信号ＩＦと同位相のビデオＩ信号と
９０°位相の回転したビデオＱ信号が出力端子２８、２
９に現れる。ここで、１／４比でデシメーションすると
は、サンプリング周波数ｆS を１／４に低減するために
４個に１個の割合で入力信号を間引くことを意味してい
る。
【００２５】このように、上述の実施例によれば、中間
周波数ｆIFに変換された受信信号ＩＦを帯域通過フィル
タ２１により周波数帯域ＢＷIF＝ｆIF±（ｆS ／８）に
制限する。その後、直接Ａ／Ｄ変換器２２によりデジタ
ル受信信号ＤＩＦに変換した後、これを２つに分配し、
一方をヒルベルト変換器２５により９０°位相を回転さ
せたデジタル受信信号９０°ＤＩＦとし、他方を遅延回
路２４により遅延させヒルベルト変換器２５の出力とタ
イミングを合わせて互いに直交するデジタル受信信号０
°ＤＩＦを作成する。その後、デシメータ２６、２７に
よりデシメーションを行ってベースバンド信号であって
互いに直交する信号であるビデオＩ信号とビデオＱ信号
とを作成している。
周波数ｆIFに変換された受信信号ＩＦを帯域通過フィル
タ２１により周波数帯域ＢＷIF＝ｆIF±（ｆS ／８）に
制限する。その後、直接Ａ／Ｄ変換器２２によりデジタ
ル受信信号ＤＩＦに変換した後、これを２つに分配し、
一方をヒルベルト変換器２５により９０°位相を回転さ
せたデジタル受信信号９０°ＤＩＦとし、他方を遅延回
路２４により遅延させヒルベルト変換器２５の出力とタ
イミングを合わせて互いに直交するデジタル受信信号０
°ＤＩＦを作成する。その後、デシメータ２６、２７に
よりデシメーションを行ってベースバンド信号であって
互いに直交する信号であるビデオＩ信号とビデオＱ信号
とを作成している。
【００２６】このため、図３例で示したような、２つの
Ａ／Ｄ変換器８、９をビデオＩ信号とビデオＱ信号の両
チャンネルに使用する必要がなくなり、調整回路の不要
な簡単な構成で、バランスの良い位相検波出力であるデ
ジタル信号であるビデオＩ信号とビデオＱ信号とを得る
ことができる。
Ａ／Ｄ変換器８、９をビデオＩ信号とビデオＱ信号の両
チャンネルに使用する必要がなくなり、調整回路の不要
な簡単な構成で、バランスの良い位相検波出力であるデ
ジタル信号であるビデオＩ信号とビデオＱ信号とを得る
ことができる。
【００２７】なお、この発明は上述の実施例に限らず、
この発明の要旨を逸脱することなく種々の構成を採り得
ることはもちろんである。
この発明の要旨を逸脱することなく種々の構成を採り得
ることはもちろんである。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、受信信号をＡ／Ｄ変換した後の１つのデジタル信号
に基づいて位相検波を行うようにしているため、簡単な
構成で、互いに直交するバランスの良いデジタル信号を
得ることができるという効果が達成される。
ば、受信信号をＡ／Ｄ変換した後の１つのデジタル信号
に基づいて位相検波を行うようにしているため、簡単な
構成で、互いに直交するバランスの良いデジタル信号を
得ることができるという効果が達成される。
【００２９】なお、互いに直交するバランスの良いデジ
タル信号は、直接、ＭＴＩ（ｍｏｖｉｎｇ ｔａｒｇｅ
ｔ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ：移動目標表示）等の信号処
理回路に供給できるという派生的な効果も得られる。
タル信号は、直接、ＭＴＩ（ｍｏｖｉｎｇ ｔａｒｇｅ
ｔ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ：移動目標表示）等の信号処
理回路に供給できるという派生的な効果も得られる。
【００３０】また、位相検波処理の大部分をデジタル回
路により行っているので、アナログ回路で行う従来の技
術に比較して調整回路が大幅に低減できるという効果も
得られる。
路により行っているので、アナログ回路で行う従来の技
術に比較して調整回路が大幅に低減できるという効果も
得られる。
【図１】この発明の一実施例の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】図１例の動作説明に供される線図である。
【図３】従来の技術の構成を示すブロック図である。
２１…帯域通過フィルタ ２２…Ａ／Ｄ変換器 ２４…遅延回路 ２５…ヒルベルト変
換器 ２６、２７…デシメータ ＩＦ…受信信号（中
間周波数信号） Ｉ…ビデオＩ信号 Ｑ…ビデオＱ信号
換器 ２６、２７…デシメータ ＩＦ…受信信号（中
間周波数信号） Ｉ…ビデオＩ信号 Ｑ…ビデオＱ信号
Claims (1)
- 【請求項１】レーダアンテナから発射された電波信号に
対する目標からの反射信号がＲＦ信号として受信され、
このＲＦ信号がチューナにより中間周波数に変換された
受信信号を得、この受信信号から検波出力である互いに
直交する信号を作成するレーダ受信機用位相検波回路に
おいて、 前記受信信号を帯域制限する帯域通過フィルタと、 前記中間周波数の４倍のサンプリング周波数で前記受信
信号をデジタル受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル受信信号から９０°位相の回転したデジタ
ル９０°位相回転受信信号を得るヒルベルト変換器と、 前記デジタル受信信号に前記ヒルベルト変換器による処
理時間に等しい遅延時間を与えてデジタル遅延受信信号
を得る遅延回路と、 前記デジタル遅延受信信号と前記デジタル９０°位相回
転受信信号とを前記サンプリング周波数の１／４の比で
それぞれデシメーションして、互いに直交するデジタル
信号を作成するデシメータと、 を備えることを特徴とするレーダ受信機用位相検波回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6327121A JPH08186447A (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | レーダ受信機用位相検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6327121A JPH08186447A (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | レーダ受信機用位相検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08186447A true JPH08186447A (ja) | 1996-07-16 |
Family
ID=18195546
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6327121A Pending JPH08186447A (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | レーダ受信機用位相検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08186447A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001099914A (ja) * | 1999-07-28 | 2001-04-13 | Furuno Electric Co Ltd | 信号処理方法、信号処理装置およびソナー装置 |
| JP2006322861A (ja) * | 2005-05-20 | 2006-11-30 | Nec Corp | パルス圧縮レーダ用データ再生装置、再生方法及びパルス圧縮レーダ装置 |
| EP2031416A1 (de) | 2007-08-30 | 2009-03-04 | Balluff GmbH | Mikrowellen-Näherungssensor und Verfahren zur Ermittlung des Abstands zwischen einem Messkopf und einem Zielobjekt |
| JP2013192048A (ja) * | 2012-03-14 | 2013-09-26 | Oki Electric Ind Co Ltd | 振幅補正装置、無線通信装置および振幅補正方法 |
| WO2018109871A1 (ja) * | 2016-12-14 | 2018-06-21 | 三菱電機株式会社 | 位相振幅検波回路、送信モジュール、および、アレーアンテナ |
-
1994
- 1994-12-28 JP JP6327121A patent/JPH08186447A/ja active Pending
Cited By (6)
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